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Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
Zeitschrit fir Hochirequenztechnik
NINA
Gegründet 1907
Unter Mitarbeit
von
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
(Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
(München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
herausgegeben von |
Professor Dr. Dr. ing. E. h. J Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz |
73
Dreiunddreißigster Band
mit 452 Bildern im Text.
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MHKRAYN
BERUN- W
T!E NEW YORK
PUBLIC LIBRARY
48377794A
ASTOR, LENOX AND
TILLEN FOUNDATIONS
R 1930 L
A
Inhaltsverzeichnis.
A. Originalarbeiten.
Seite
Aigner, Franz, Das Problem der ökonomischten Viel-
fachtransponierung (Mit 2 Bildern im Text) 9 u. 47
Ardenne, Manired von, Die aperiodische Verstärkung
von Rundfunkwellen (Mit 15 Bildern im Text) 166
Burstyn, W.. Die unmittelbare Messung von Entier-
nungen durch elektrische Wellen (Mit 2 Bildern
im Text) i 181
Dieckmann, Max, Beitrag zur Beschreibung des Inter-
ferenzgebietes in der Nähe von Empfangsantennen
(Mit 10 Bildern im Text) 161
Fassbender, H., und Kurlbaum, G., Abhängigkeit. der
Reichweite sehr kurzer Wellen von der Höhe des
Senders über der Erde (Mit 7 Bildern im Text) . 52
Freese, H., Beseitigung der Nebenfrequenzen beim sta-
tischen Frequenzwandler (Mit 33 Bildern im Text) 1 u 41
Freese, H., Erwiderung auf die Bemerkungen von
E. Kramar und F. Gutzmann
Gerth, F., und Scheppmann, W., Untersuchungen über
die Ausbreitungsvorgänge ultrakurzer Wellen (Mit
6 Bildern im Text) . . 2 2 202. s
Giebe, E.. und Scheibe, A., Internationale Vergleichun-
gen von Frequenznormalen für elektrische
Schwingungen (Mit 1 Bild im Text) .
Gloeckner, M. H., Der Bordpeilempfänger im Flugzeug
(Mit 26 Bildern im Text) . . 92u.
Gutzmann, F., Bemerkung zu der Arbeit von
H. Freese: „Beseitigung der Nebenfrequenzen
an statischen Frequenzwandler‘“ (Mit 1 Bild im
TERN te a ea An en An ee an Sa
Hell, Rudolf, Direktzeigendes funkentelegraphisches
Peilverfahren (Mit 12 Bildern im Text)
Hermanspann, P., Untersuchungen an Drosseln mit ge-
e DER Kern u 10 Bildern im
Text . ‚ . à
225
23
176
81
Hermanspann, P., Hochfrequenz-Gleichrichter-Anlage
mit automatischer Konstanthaltung der Gleich-
spannung (Mit 24 Bildern im Text)
Hollmann, H. E., Zum Problem der Erzeugung kurzer
elektrischer Wellen durch Bremsfelder (Mit 6 Bil-
dern im Text)
Kallmann, Heinz E., Rechteckige Verformung von Re-
sonanzkurven nach einem neuen Prinzip und ihre
Anwendung beim Empfang sehr kurzer Wellen
(Mit 20 Bildern im Text) .
Kirschstein, F., Zur Theorie des rückgekoppelten
Röhrensenders. ber ein anschauliches Verfahren
zur Behandlung des Amplitudenproblems (Mit
14 Bildern im Text) REES BR SEE
Kramar, E.. Bemerkung zu der Arbeit von
H. Freese: Beseitigung der Nebenfrequenzen
beim statischen Frequenzwandler .
Krüger, K., und Plendi, H., Über die Ausbreitung der
kurzen Wellen bei kleiner Leistung im 1000 Kilo-
meter-Bereich (Mit 8 Bildern im Text) .
Kurlbaum, G., s. Fassbender.
Lazareff W., Über die Unstabilität der Frequenz der
Röhrengeneratoren und deren Stabilisation (Mit 22
Bildern im Text) .
Pedersen, P. O., Bemerkung zu der Arbeit von J.
Fuchs: Das Verhalten kurzer Wellen in un-
mittelbarer Nähe des ee o Ztschr. 32, S.
170. 1928) . . : Rue:
Plendl, H., s Krüger, K.
Scheibe, À., S. Giebe. E:
Scheppmann, W., s. Gerth, F.
Schlesinger, Kurt, Neutralisation des
stärkers (Mit 5 Bildern im Text) .
Uller, Karl, Wellen-Induktion in der drahtlosen Tele-
graphie ß
Resonanzver-
B. Zusammenfassender Bericht.
Hollmann, H. E., Die Erzeugung kürzester elektrischer
Wellen mit Elektronenröhren en 31 Bildern im
Text). . E A
66 u.
Seite
101 |
C, Mitteilungen
Eichhorn. Gustav, Das Radiophon (Mit 4 Bildern im
Text)
Reichspostzentralamt, Neue “Hilfsmittel für akustische
Messungen .
Teiefunken, Kraft-Verstärkerröhre RE 604 (Mit 1 Bild
im Text)
Telefunken, Zwischenstecker für "indirekt beheizte
Wechselstromröhren (Mit 5 Bildern im Text)
Seite
30
184
15
15
Druckfehler-Berichtigung zum Zusammenfassenden
Bericht von H. E. Hollmann d aa
aus der Praxis.
Telefunken, Eine neue Lautsprecherröhre (Mit 1 Bild
im Text)
Telefunken, Ein neuer ArMATI a 1 Biid
im Text) i i
Teucke, Karl, Neue Glinmlichtgleichrichter (Mit
7 Bildern im Text) .
D. Patentschau.
Lübben, Carl, Patentschau (Mit 93 Bildern im Text) .
212
201
223
85
55
66
63
Seite
183
183
145
33, 108, 148, 184 u. 225
E. Bücher.
Eingegangene Bücher »
Bücherbesprechungen:
Eichenwaid, Prof. Dr. A. ne, Vorlesungen
über Elektrizität >
Hund, Dr.-Ing, Aug. (Zennec k).
meßtechnik, ihre wissenschaftlichen
tischen Grundlagen . Fr
er
und prak-
Seite
158
160
40
Kappelmayer, O. (Lübcke), Funkmusik und Schall-
plattenmusik. 30. Band der „Bibliothek des Radio-
Amateurs“
Keen, R. (Zenn eck), Wireless Direction Finding and
Directional Reception . i
Keinath, Dr.-Ing., Georg (Mau 2), Die Technik elek-
trischer Meßgeräte. I. Band RR und Zu-
behör, II, Band Meßverfahren . $
Seite
Kretzschmar, F. E. (v. Auwers), Die Krankheiten
des Bleiakkumulators, ihre Entstehung, Beseiti-
gung, Verhütung
Lang, Albert (Pauli), Französischer Sprachführer
für den Fernsprechweitverkehr. Ill. Band der
„Einzeldarstellungen aus der elektrischen Nach-
richtentechnik“ m ee a a a au ar
Seite
120
160
Maier, Gustav (Winter-Günther),
der Elektrotechnik
Palmer, L. S. (Zenneck), Wireless Prineiples and
Practice .
Strecker, Karl (Wi T Gü eh: e P Jahebuch: der
Elektrotechnik Sa
Grundzüge
F. Referate.
Aiken, C. B. (Zenneck), Eine Präzisionsmethode
zur Messung hoher Frequenz (Mit 1 Bild im Text)
Anderson, C. N. (Zenneck), Die Beziehung zwischen
der transatlantischen drahtlosen Telegraphie mit
langen Wellen und anderen Erscheinungen, die
durch die Sonnentätigkeit beeinflußt werden .
Armstrong, E. H. (Zenneck), Mittel gegen die Wir-
a arm ospiarisolier Störungen (Mit 4 Bildern im
ext) = A a re ee a ae a
Ballantine, St. (Hermanspann), Detektorwirkung
durch Gitter-Gleichrichtung in einer Hochvakuum-
Röhre (Mit 2 Bildern im Text) . f .
Barelss, M., s. Simon, H.
Beatty, R. T. (Lübcke), Die Stabilität eines Röhren-
verstärkers mit abgestimmten Kreisen und Rück-
kopplung
Belt, T. A. E., und Hoard, `N. (Lübcke), Synchro-
nisieren von Hochspannungsnetzen mit Vakuum-
röhren (Mit 2 Bildern im Text) es
Bowdich, F. T, s Wright, C. A.
Bramley, Arthur (Lübcke). Der Kerr-Effekt in
Wasser bei Hochfrequenz (Mit 2 Bildern im Text)
Cady, W. G. (Zenneck), Piezo-Elektrizität. .
Cohen, B. S, (L üb cke), Normalgeräte für Telephonie
und die Prüftechnik von Mikrophonen und Tele-
phonen (Mit 10 Bildern ni I a:
Dahl, O.. und Gebhardt, (Zenneck). Mes-
sungen der effektiven a der leitenden Atmo-
sphärenschicht und die Störung am 19. August 1927
(Mit 1 Bild im Text)
David, Pierre (Busse). Über Superregeneration (Mit
1 Bild im Text).
Dreher, C. (Zennechk), Kontroll- Vorrichtungen beim
Rundfunkbetrieb (Mit 1 Bild im Text) .
Dye. D. W. (Lübcke). Messungen des effektiven
Widerstandes von Kondensatoren bei Hochfre-
quenz (Mit 1 Bild im Text)
Eccles, W. H.. und Leyshon, W. A. (Lü bck e), Einige
neue Methoden der Verbindung mechanischer und
elektrischer SEE (Mit 4 Bildern im Text)
Gebhardt. L. A. s. Dahl, O.
Hanna, C. R., Sutherlin. L. u. Upp, C. B. (Zenneck),
Eine neue Endröhre .
Hartree, D. R. (Plen d!1), Die Ausbreitung von elektro-
magnetischen Wellen in einem inhomogenen Me-
dium vom Charakter der Heavisideschicht (Mit 2
Bildern im Text) . ee
Hoard, N., s. Belt, A. E.
Hoch. E. T (Zenneck), Eine Brückenmethode zur
Messung der Impedenzen zwischen den Elektroden
einer P (Mit 1 Bild im Text). .
Hollingworth, (Zenneck). Die Polarisation der
Wellen in ie drahtlosen Telegraphie (Mit 3 Bil-
dern im Text)
Horton, J. W., und Marrison, W. A. (Z enne ck). Prä-
sel der Frequenz (Mit 4 Bildern im
ext.. a sa ae e e a a d
M E. O, (Zenneck)., Der Ursprung des Nord-
ichte
Hulburt, È. O. (Zenneck). Ionisation in der oberen
sn (Mit 1 Bild im Text) .
Hulburt, E. O. (Zenn Bes: Signale um die Erde her-
um (Mit 3 Bildern im Text) .
Hull, Albert W. (Lübcke), Gasgefüllte Glühkathoden-
röhren (Mit 4 Bildern im Text)
Mc Ilvain, K., und Thompson, W. S. (Zi ennec k), "Die
Messung der Feldstärke des Rundfunksenders in
Philadelphia . ee a a ee
Seite
119
234
#9
Jolliffe, C. B., und Zandonini, E. M. (Zenneck),
Literatur über drahtlose Telegraphie im Luftfahrt-
wesen
Judson, E. B. (Z e n n e ck). Ein “Apparat zur automati-
schen Aufnahme der Zeichenintensität von draht-
losen Stationen und von atmosphärischen Störun-
gen (Mit 1 Bild im Text) .
Klotz, E. (Klotz). Über die Messung der Gitter-
Anoden-Kapazität von Schirmgitterröhren (Mit 1
Bild im Text) . eur
Leyshon, A. W., s. Eccles, W. H.
Loebe, W. W., und Samson, C. (E sp e). Beobachtung
und Registrierung von Dickenänderungen dünner
Drähte (Mit 3 Bildern im Text) .
Loitin, E. H., und White, S. Y. (Zenneck), Direkt ge-
koppelter Detektor und Verstärker mit automati-
scher Gittervorspannung (Mit 2 Bildern im Text)
Marconi, G. (Zenneck), Drahtlose Teleraphie Mi
2 Bildern im Text). .
Marrison, W. A. s. Horton, W. A.
Nelson, J. R. (Zenneck). Detektorwirkung der
Doppelegitterröhre
Ogawa, W. (Espe), Das "analoge Verhalten eines
Kristalldetektors und einer Vakuumröhre . . .
Piitzer, W. (Pfitzer), Die Selbsterregungsbedingun-
gen bei Rückkoppelungsröhrensendern (Mit
5 Bildern im Text) .
Pickard, G. W. (Zenneck). Über die Bezichungen
der Empfangsintensität zu Lufttemperatur und
Luftdruck ;
Pierce, G. W. (Scheibe), "Magnetomechanische Os-
zillatoren. Eine Anwendung der Magnetostriktion
zur Erzeugung nieder- und hochfrequenter elektri-
scher Schwingungen. von Schallwellen und zur
Messung der elastischen Konstanten von Metallen
Pohlhausen, K. (E spe). Die Feldkräfte auf die Glüh-
drähte von Elektronenröhren
Pol, Batlh. van der (Mauz). Kurzwellen-Echos am
Nordlicht (Mit 1 Bild im Text) E ng
Samson, C., s. Loebe. W. W.
Satyendranath. Ray (Lübcke). Ein cinfaches Gold-
blatt-Elektrometer für Hochfrequenzmessungen
(Mit 3 Bildern im Text)
Schneider, W. A. (Zenneck), 'Oszillographische Auf-
nahmen von Röhrencharakteristiken .
Simon, H., und Bareis, M. (Espe), Die deutsche
Raython-Röhre (Mit 3 Bildern im Text) . 2
Sutherlin, L.. s Hanna, C. R.
Terman, F. E. (Zenneck), Umgekehrte Elektronen-
röhre als Leistungsverstärker mit Spannungs-
reduktion (Mit 4 Bildern im Text) u
Thompson, W. S. s. Mc Ilvain, K.
Turner, H. M. (Z e n nec k), Ein kompensiertes Rohen
voltmeter (Mit 2 Bildern im Text) . j
Underdown, A. E.. s Cobbold, G. W.N.
Upp, C. B.. s. Hanna. C. R.
Vreeland, F, K. (Zenneck). Über den verzerrungs-
freien Empfang einer modulierten Welle und seine
Beziehungen zur Selektivität des Empfängers (Mit
3 Bildern im Text) .
Waldorf, S. K. (Lübcke). Ein Verstärker für Os-
zillographen .
Walsh, L. (Zen neck), Fine Brücke zur Messung der
dikten Röhrenkapazitäten (Mit 1 Bild im Text) .
Wamsley, T. (Zenneck), Zur Konstruktion von Iso-
latoren für drahtlose Telegraphie
Wheeler, H. A. (Zenneck). Automatische Regelung
der Empfangsintensität (Mit 3 Bildern im Text) .
Seite
120
40
119
Seite
119
236
233
197
235
76
200
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156
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80
189
229
158
196
196
200
194
228
198
119
39
Seite
Wheeler, H. A. (Zenneck), Die Messung von Röhren- Wright, C. A. und Bowdich, F. T. (Zenneck), Die
en en ue b Messung der Induktivität von Drosselspulen (Mit
White, S. J. = on E. T Baier y i 1 Bild im Text) X
Williams, N. Zennec ie Schutzgitterröhre . : l
Wilmotte, R. M. (Lübcke). Die Stromverteilung an Zandonini, E, M., s. Jolliffe, C. B.
einer Sendeantenne . 229 | Literaturübersicht (Z e n neck)
Sachregister.
Seit
Akustik: Magnetomechanische Oszillatoren. Eine An- Elektronen-Röhre: Zwischenstecker für indirekt be-
wendung der Magnetostriktion zur Erzeugung heizte Wechselstromröhren
nieder- und hochfrequenter elektrischer Schwin- Elektronen-Röhre: Kraft-Verstärkerröhre RE 604
gungen, von Schallwellen und zur Messung der Elektronen-Röhre: Das analoge Verhalten eines
elastischen S a e A Kristalldetektors und einer Vakuum-Röhre .
akustische Messungen. Neue Hilfsmittel für — — . Elektronen-Röhre: Oszillographische Aufnahmen von
Antenne. Die Stromverteilung auf einer Sende- — . 229 Röhrencharakteristiken ESS
Antennen. Beitrag zur Beschreibung des Interferenz- Elektronen-Röhre: Eine Brücke Jit "Messung der
gebietes in der Nähe von Empfanes- —. . . 16! direkten Röhrenkapazitäten :
Atmosphäre. lonisation in der oberen Erd- — 78 | Eliektronen-Röhre: Die Messung von Röhrenkapazitäten
Atmosphäre: Der Ursprung des Nordlichtes 78 durch eine Transformatorenschaltung .
Atmosphärenschicht Messungen der effektiven Höhe Elektronen-Röhre: Die Schutzgitter-Röhre .
der leitenden — und die Störunz am 19. Aue. 1927 192 | Fiektronen-Röhre: Eine neue Lautsprecherröhre
en Ara un a a au a Elektronen-Röhre: Eine neue Endröhre . ;
schen Aufnahme der Zwischenintensität von draht-
Josen. Stationen und von — — 2 | Elektronem-Röhre:, Syuchronisierune von Hochspan
atmosphärischer Störungen, Mittel gegen die Wirkung 190 Flekt & Röhre: De durch: Gitter-
Atmosphärische Störungen s. auch Ausbreitung 2 ee ne BR Hoch k ah
Ausbretungsvorgänse Untersuchungen über die — | manema, Eine Brückenmeihnde Sur Messung
ultrakurzer ellen . Pu Tee y = 3 A ]
Ausbreitung der kurzen Wellen ‚Über die. ER N ee zwischen den Elektroden einer
bei kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich . 85 s E Te O E T
Ausbreitung Die — von elektromagnetischen Wellen Elektronen-Röhre: Gasgefüllte Glühkathodenröhren
in einem inhomogenen Medium vom Charakter der Elektronen-Röhre: Über die Messung der Citter-Ano-
Heavisideschicht . . 234 den-Kapazität von Schirmgitterröhren .
Ausbreitung: Wellen-Induktion in der drahtlosen Tele- Elektronen-Röhre: Ein kompensiertes Röhrenvoltmeter
graphie . . 15 | Elektronen-Röhre: Detektorwirkung der Doppelgitter-
Ausbreitung: Die Beziehung” zwischen der transatlan- röhre DR e eg
tischen drahtlosen Telegraphie mit langen Wellen Elektronen-Röhre: Direkt gekoppelter Detektor und
und anderen Erscheinungen, die durch die Ionen- Verstärker mit automatischer Gittervorspannung
tätigkeit beeinflußt werden. . 38 | Empfang Über den verzerrungsfreien — einer modt-
Ausbreitung: Abhängirkeit der Reichweite sehr kur- lierten Welle und seine Beziehung zur Selek-
zer Wellen von der Höhe des Senders über der tivität des Empfängers .
Erde. 3 52 | Empfane sehr kurzer Wellen. Rechteckige Wedo
Ausbreitung: Bemerkung zu der Arbeit von 1. Fuchs: mung von Resonanzkurven nach einem neuen
Das Verhalten kurzer Wellen in unmittelbarer Nähe Prinzip und ihre Anwendung beim — — -- —
des Senders . 66 | Empfang: Ein Apparat zur automatischen Aufnahme
Ausbreitung: Die Polarisation der Wellen in der draht- der Zeichenintensität von drahtlosen Stationen und
losen Telegraphie 79 von atmosphärischen Störungen ee.
Ausbreitung: Beitrag zur Beschreibunr des Interferenz- Empfanesintensität. Automatische Regelung der —
gebietes in der Nähe von Fmpfangs-Antennen 161 | Empfanesintensität Über die Beziehungen der — zu
Ausbreitung: Die unmittelbare Messung von Entfer- Lufttemperatur und Luftdruck . . ,
nungen durch elektrische Wellen . 181 | Empfänger: Das Problem der ökonomischten Viel-
Ausbreitung: Signale um die Erde herum. . 100 fachtransponierung . a Q u.
Ausbreitung: Kurzwellen-Echos am Nordlicht . 189 Empfänger: Über Superregeneration
Ausbreltimg: Über die Beziehungen der Empfangs- Endröhre. Eine neue — re
intensität zu Lufttemperatur und Luftdruck 157 | Erzeugung kürzester elektrischer Wellen Die ee E
Bordpeilempfänger Der — im Flugzeug . . 92 u. 132 mit Elektronenröhren . . 27, 66 u.
Dickenänderunzen Beobachtung und Registrierung Erzeugung kurzer elektrischer Wellen Zum Problem
von — dünner Drähte . ee ee nr 17 der — — — — durch Bremsfelder . .
Drosseln Untersuchung an — mit geschlossenem Erzeugung nieder- und hochirequenter elektrischer
Hypernik-Kern . f sl Schwingungen Magnetomechanische Oszillatoren .
Detektors Das analoge. Verhalten eines Kristall- — Frequenz Über die Unstabilität der — der Röhren-
und einer Vakuumröhre . . .. JJ9 generatoren und deren Stabilisation ee
Detektorwirkung — der Doppelgitterröhre . . 200 | Frequenz. Fine Präzisionsmethode zur Messung
Detektorwirkung — durch Gitter-Gleichrichtung in hoher — Ve a a
einer Hochvakuum-Röhre : 235 | Frequenz. Präzisionsmessung der —
Detektor Direkt gekoppelter — und Verstärker mit Frequenznormalen Internationale Vergleichungen "von
automatischer Gittervorspannung . 235 — für elektrische Schwingungen .
Elektrometer Ein einfaches Goldblatt- — für Hoch- Frequenzwandler. Beseitigung der Nebenfrequenzen
frequenzmessungen . 229 beim statischen — . ; l u.
Elektronenröhren. Die Feldkräfte auf die "Glühdrähte Flugzeug. Der Bordpeilempfänger. im. — u,
von — 3 80 | Flugzeug: Direktzeigendes funkentelegraphisches Peil-
Elektronenröhre "Umgekehrte — mit Spannungs- verfahren es A :
reduktion j 196 | Gasgefüllte Glühkathodenröhren . NR
Elektronen-Röhren. Die Erzeugung. kürzester elektri- Gitter-Gleichrichtung Detektorwirkung durch — in
scher Wellen mit — A i . 27, 66 u. 101 einer Hochvakuum-Röhre ;
Seite
199
119
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41
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138
232
235
Gleichrichter: Die deutsche Raython-Röhre :
‘ Gleichrichter-Anlage Hochfrequenz- — mit automa-
tischer Konstanthaltung der Gleichspannung
Glimmlichtgleichrichter. Neue — . Tu
Heaviside-Schicht s. Ausbreitung.
Hochirequenz-Gleichrichter-Anlage mit 'automatischer
Konstanthaltung der Gleichspannung í
Hypernik-Kern, Untersuchungen an Drosseln mit ge-
schlossenem — . 2 ß
Induktivität Die Messung der — von Drosselspulen
Interterenzgebietes Beitrag zur Beschreibung des —
in der Nähe von Empfangs-Antennen .
Isolatoren Zur Konstruktion von — für drahtlose
Telegraphie
Kapazitäten. Eine Brücke zur Messung der „direkten
Röhren“- — .
Kapazitäten Die Messung von Röhren- m. “durch eine
Transformatorenschaltung .
Kapazität Über die Messung der "Gitter-Anoden- —
von Schirmgitterröhren ß io oy
Kerr-Effekt Der — in Wasser bei Hochfreauenz .
Kondensatoren Messungen des effektiven Widerstan-
des von — bei Hochfreauenz . . Dr
Kontroll-Vorrichtungen beim Rundfunk- Betrieb.
kurzer Wellen. Untersuchungen über die Ausbrei-
tungsvorgänge ultra- — —
kurzer Wellen Abhängigkeit der. Reichweite sehr
— — von der Höhe des Senders über der Erde .
kurzer Wellen Bemerkung zu der Arbeit von J.
Fuchs: Das Verhalten — — in unmittelbarer
Nähe des Senders. . i
kurzen Wellen Über die Ausbreitung der — — bei
kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich
kurze Wellen. Die Selbsterregungsbedingungen
Rückkopplungsröhrensendern für sehr — —
kurzer Wellen. Rechteckige Verformung von Reso-
nanzkurven nach einem neuen Prinzip und ihre
Anwendung beim Empfang sehr — — . . .
Kurzwellen-Echos am Nordlicht . .
kurzer elektrischer Wellen Zum Probelm der Er-
zeugung — — — durch Premsfelder . in y
kürzester elektrischer Wellen Die Erzeugung — — —
mit Elektronenröhren 2 Ser
bei
Lautsprecherröhre. Eine neue — u
Literatur über drahtlose Telegraphie im Luftfahrt-
wesen A a e Gg ;
Literaturübersicht
Luftfahrtwesen. Literatur über drahtlose Telerraphie
im — PER .
Magnetostriktion Magnetomechanische Oszillatoren.
Fine Anwendung der — zur Erzeugung nieder- und
hochfreauenter elektrischer Schwingungen. von
Schallwellen vnd zur Messung der elastischen Kon-
stanten von Metallen ie I A
Messune der Feldstärke Die — — — des Rundfunk-
senders in Philadelphia -
Messung hoher Frequenz.
A ee FBF Far
Messung von Entfernunsen Die "unmittelbare — — —
durch elektrische Wellen .
Messung Eine Brücke zur — der
kapazitäten“
Messung Die — von Röhrenkapazitäten “durch eine
Transformatorenschaltnng
Messung Die — der Indıktivität von Drosselspilen
Messungen des effektiven Widerstandes von Konden-
satoren bei Hochfrequenz
Messung Eine Brückenmethode zur — “der Impeden-
zen zwischen den Elektroden einer Röhre .
Messung Präzisions- — der Frequenz .
Messung Über die — der Gitter- Anoden- Kapazität
von Schirmgitterröhren . .
Messung: Normalreräte für Telephonie und die Prüf-
technik von Mikrophonen und Telephonen .
Messung: Beobachtung und Registrierung von Dik-
kenänderungen dünner Drähte. . Pe er
Messung: Ein kompensiertes Röhrenvoltmeter .
Eine Präzisionsmethode
„direkten Röhren-
Großdruckerei Paul Dünnhaupt.
27, 66 u.
Seite
196
121
145
121
8l
199
161
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198
198
233
220
229
ud
Messungen. Ein einfaches Goldblatt-Elektrometer für
Hochfrequenz- —
Mikrophonen Normalgeräte für Telephonie und. die
Prüftechnik von — und Telephonen
modulierten Welie Über den verzerrungsfreien.
Empfang einer — —
Selektivität des Empfängers
Nordlichtes. Der Ursprung des —
Nordiicht. Kurzwellen-Echos am — .
Peilung: Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
wesen en Direkt zeigendes funkentelegraphi-
sches — . : E" Be E
Piezo-Flektrizität
Polarisation der Wellen
losen Telegraphie
Radiophon. Das — T
Raython-Röhre. Die deutsche un a
Reichweite Abhängigkeit der — sehr kurzer: Wellen
von der Höhe des Senders über der Erde .
Resonanzkurven Reckteckige Verformung von —
nach einem neuen Prinzip und ihre Anwendung
beim Empfang sehr kurzer Wellen . FOR
Resonanzverstärkers. Neutralisation des —
Röhren s. Elektronenröhren.
Die DPS in der draht-
Röhrencharakteristiken. Oszillographische Aufnah-
men von — NES
Röhrengeneratoren Über die Unstabilität der Fre-
quenz der — und deren Stabilisation .
Röhrensenders. Zur Theorie des rückgekoppelten —
Rökrenverstärkers
Die Stabilität eines — mit ab-
gestimmten Kreisen und Rückkopplung . f
Röhrenvoltmeter. Ein kompensiertes — .
Rückkopplung s. Elektronen-Röhre.
Rundfunk-Betrieb. Kontroll-Vorrichtungen beim — .
Rundfunksenders. Die Messung der Feldstärke des — .
Rundfiunkwelen. Die aneriodische Verstärkung von —
Schirmgitterröhren. Über die Messink der Gitter-
Anoden-Kapazität von — . : A
Schutzgitterröhre. Die —
Schwingungen. Einige neue Methoden der Verbindung
mechanischer und elektrischer — .
Selektivität des Empfängers. Über den Verzerrungs-
freien Empfang einer modulierten Welle und seine
Beziehung zur — — —. aoa 2 2 2000.
Sender s. auch Rundfunk.
Signale — um die Erde herum. .
Sonnentätigkeit Die Beziehunr zwischen. der trans-
atlantischen drahtlosen Telegraphie mit langen
Wellen und anderen Erscheinungen, die durch die
— beeinflußt werden ;
Stromverteilune Die — auf einer "Sendeantenne- ;
Superregeneration, Über —
Synchronisieren — von Hochspannungsnetzen
Vakuumröhren De ia i
Telegraphie. Drahtlose — .
Teiephonen. Normalgeräte für Telephonie und "die
Prüftechnik von Mikrophonen und —
Theorie Zur — des rückgekopnelten Röhrensenders
Verstärkers. Neutralisation des Resonanz- —
Verstärkers Die Stabilität eines Röhren- — mit ab-
gestimmten Kreisen und Rückkopplung j
“mit
Verstärker. Ein neuer Kraft- — .
Verstärker Ein — für Oszillographen . .
Verstärker. Direkt gekoppelter — mit automatischer
Gittervorspannung . A g
Verstärker. Die umgekehrte Rlektronenröhre als
Leistungs- — mit Spannungsreduktion .
Verstärkerröhre Kraft- — RE 604. .
Verstärkung Die aperiodische — von Rundfunkwellen
Vielfachtransponierung. Das Problem der ökono-
mischten — . Pe g 3
Wellenausbreitung s. "Ausbreitung.
Wellen-Induktion — in der drahtlosen Telegraphie
Widerstandes Messungen des effektiven — von Kon-
densatoren bei Hochfreauenz .
Zwischenstecker — für indirekt beheizte Wechsel?
stromröhren . ao ag Oo O R g
Köthen i. Anh.
und seine Beziehung zur
: 92 i
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| u " Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
Gegründet 1907
F s T a E nr
boars EÈ Banda f
- Unter Mitarbeit
von
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-Yoik), Prof. Dr. F. Kiebitz
(Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Pamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V. Poulsen
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
(München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr.H. Wigge. (Köthen-Anh.),
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
M:KRAYN
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3 01 S u ee ~ Januar 1929
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|Zeisehei ür HOCHITGAUENZIEGHNIK
HUN
H 29
AA s. 1-40
E - Hett.,
Monallich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (l/, Jahr) RM. 20.—, Freis des
einzelnen Hefles RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
Bei Wiederhol E
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E- T ENIE TT ETEA. KOA
m
L un
Telefunken
Gesellschaft für drahtlose Telegraphie m. b. H.
Berlin, Hallesches Ufer 12
liefert |
' Alle für drahtlose Telegraphie und Telephonie erfcrderlichen
Geräte entsprechend dem neuesten Stand der Technik Bl:
Vollständige Sende=- und Empfangsanlagen D
jeder Reichweite für den Nachrichten- und Sicherungsdienst
im Land=-, See» und Luftverkehr
' Funkpeilanlagen und Navigationssender
u e
Einrichtungen für Einfach- u. für Mehrfachtelephonie längs Hoch=
{
, er
spannungs=- u. Niederspannungsleitungen mittels Hochfrequenz
Sende-, Verstärker- und Gleichrichter-Röhren
14 Unabhängig von Temperatur-
Schwankungenistdie Anzeige,
die Zeiger-Einstellung rasch
und gut gedämpft. Sicheres
Abiesen,we:lFadenzeiger und
Spiegelbogen das Auge nicht
ermüden.
5 Spannungs- und 6 Strom-
Mebkbereiche vereint dieses
leichte handliche Gerät. Ein
einziger Stöpsel genügt zur
Umschaltung.
Kleinste Mehbereiche:
30 mA, 150 mV
Größte Meßfbereiche:
30 A, 300 V
DREHSPUL-
MESSGERATE
-FRANKFURTmaın
Band 33
Januar 1929
Heft i
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
‚ Zeitschrii für Nochireguenziechnik
Seite Seite
H. Freese: Beseitigung, der Nebenfrequenzen beim statischen © Carl Lübben: Patentschau. (Mit 18 Bildern im ext) ; . 33
Frequenzwandler. (Mit 16 Bildern im Text) ;
F. Aigner: Das Problem der ökonomischten Vielfachtran«- ‚ Referate
ponierung . ; . 9
Karl Uller: Welleninduktion in der drahtlosen Telegunphie . 15
F. Gerth und W. Scheppmann: Untersuchungen über die
INESNDERADES ultrakurzer Welien. Mit 6 Bildern
im Text) .
H. E. Hollmann: Züsammenlassondër Bericht. Die Ereicing
kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren. it
7 Bildern im Text) . ; ; 27
G. Eichhorn: Mitteilungen aus der Praxis, Das „Radiophon“.
(Mit, 4 Bildern im Text) ; j
C. N. Anderson (J. Zenneck): Die Beziehung zwischen der
transatlantischen drahtlosen Telegraphie mit langen Wellen
und anderen S A, die durch mg SONTE TEMESI
heeinflußl werden . : ; . 38
H. A. Wheeler (J. Jeun ck): kurmati Regelung der
Empf.ngsintensität. (Mit 3 Bildern im Text) . 39
K.McIlvain und W.S. Thompson (J. Zenneck): Die Messung
der Feldstärke des Rundfunksenders in Philadelphia . 39
Bücherbesprechungen . f TE ; ; ; : : . 40
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit kiischierfăhigen Figuren versehen, sind an die Schriftleitung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassnng des wesentlichen Inhalts ihrer Arbelt jedem Manuskript beizufügen.
Abonnements und Inserate sind zn richten an M. Krayn, Verlagsbuchbandiung Berlin W 10, Geuthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
Beseitigung der Nebenfreauenzen
beim statischen Frequenzwandler.
Von H. Freese’).
Inhaltsübersicht.
Einleitung.
I. Ermittelung der Nebenfrequenzen.
A) Rechnerischer Weg.
a) Sekundärkreis.
b) Tertiärkreis.
B) Experimenteller Weg.
1. Meßverfahren.
a) Apparatur zurFrequenzvervielfachung.
b) Entdämpfter Wellenmesser.
c) Braunsche Röhre.
2. Meßergebnisse.
a) Sekundärkreis.
b) Tertiärkreis.
H. Beseitigung der Nebenirequenzen.
A) Zusammensetzung von Absorp-
tionskreisen.
a) Parallel geschaltete Absorptionskreise.
b) Gekoppelte Absorptionskreise.
c) Kontrolle der richtigen Einstellung.
B) Einfügung der Absorptions-
kreisein die Schaltung.
a) Die verschiedenen Anordnungen.
b) Sekundärkreis.
c) Tertiärkreis.
“Zusammenfassung.
Einleitung.
Um ohne Benutzung rotierender Maschinen eine
gegebene Frequenz zu vervielfachen, macht man be-
kanntlich?) beim statischen Frequenzwandler von dem
nicht linearen Verlauf der Ferromagnetisierungskurve
Anwendung. Die scharfe Krümmung dieser Kurve
hat zur Folge, daß einem sinusförmigen Stromverlauf
nur ein von der Sinusfiorm stark abweichender
Spannungsverlauf — bzw. auch umgekehrt — ent-
sprechen kann. So läßt sich im Frequenztrans-
formator eine stoßförmige Sekundärspannung her-
stellen, und an diese legt man einen Schwingungs-
kreis, der auf ein Vielfaches der Stoßfrequenz ab-
gestimmt ist.
Es ist nun klar, daß die vervielfachte Frequenz
ihrerseits nicht rein sinusförmig sein kann, auch dann
nicht, wenn die Kreise so abgestimmt sind, daß der
Stoß selbst keine Komplikationen verursacht (vgl.
Plendl, Sammer, Zenneck, 1. c.), weil ein
neuer Anstoß vom Primärkreis her immer erst nach
einigen Schwingungen erfolgt, in der Zwischenzeit
jedoch die Amplituden der Sekundärschwingung nach
Maßgabe der Dämpfung mehr oder weniger absinken.
Es besteht also eine Amplitudenschwankung, die wie
jede periodische „Modulation“ auch durch die Exi-
stenz von Nebenwellen beschrieben werden kann.
Im folgenden soll nun, sowohl durch Rechnung wie
durch Versuche gezeigt werden, um welche Fre-
1) Gekürzte Dissertation der Techn. Hochschule München.
2) Schmidt, E. T. Z. 4. S. 910. 1923. — Plendl,
Sammer, Zenneck, Jahrb. f. drahtl. Tel. 27. S.101. 1926.
— Guillemin, Arch. f. Elekırotechn. 17. S. 17. 1926. —
Hilpert und Seydel, E. T. Z. 47. S. 433, 472, 1014. 1926.
48. S. 492. 1927. — Kramar, Jahrb. f, draht. Tel. 32.
S. 10, 46. 1928.
2 . NH. Freese:
quenzen und Intensitäten es sich bei diesen Neben-
wellen handelt (I) und wie sie eventuell beseitigt
werden können (II).
L. Ermittelung der Nebenirequenzen.
: A. Rechnericher Weg. |
a) Sekundärkreis.
Es liege die Schaltung von Bild 1 mit folgenden
Voraussetzungen vor:
I I
Bild 1.
Schema der Frequenztransformatlon.
Der Strom iu in Kreis I sei rein sinusförmig:
in = Jı - sin zt.
Der Kreis II sei auf ein ungerades Vielfaches der
Primärfrequenz abgestimmt:
or =m: wr; Tı=m- Tır; m = ganz, ungerad.
Die Spannung an der Sekundärseite des Frequenz-
wandlers sei stoßförmig und die Stoßbreite sei ein
Optimum, nämlich gleich 1, Tz).
Die Rückwirkung! sei so gering, daß vw, sich
während der Stoßhalbperiode nicht ändert?).
Diese Annahmen ergeben einen Sekundärstrom
von der Form des Bildes 2. Der analytische Ausdruck
ld 2.
Idealisierte Kurvenform des Sekundärstromes.
dieser Form ist nicht einheitlich für den ganzen Ver-
lauf, sondern zerfällt in die Teile:
irr = Ja: e7 * - sin wırt zwischen 0 und !/> 7";
. e’ T], . e-% - sin ot » 1/3 T, n
Diese Funktion werde nach Fourier in die Har-
monischen der Primärfrequenz zerlegt.
irre = È an cos nort + ÈX bn -sin nort (F ao +)
Wenn zur Abkürzung gesetzt wird
or +n or = (m-n) or = o+;
orz; — n or = (m — n) v = O=,
so ergibt sich nach einigen Zwischenrechnungen:
im === Jo
A 2Jo
n = T; xX
eTl ®t t- | —\
+01? | Ho oaea Pr
anie Ber
bn = =
gt Ir 2°:
eITı, ee a — e of_— è =o
òH? 34+0_ Fo? ho
3) Guillemin 1. c, Kramar 1. c.
Tr.
m a nn o
a e —————-[
Wird jetzt adh an Stelle von å das logarithmische
Dekrement d eingeführt, so ist mit
|
b=d/Tir=md/Tr: 0m o— mn “
|
Ti
(1) „tea, ( ze)
2z(mtn) 2r(m—n)
mF itm tn? T mi Ferm |
(2) bes, 1X
m 3 | m-d
Fran (mn? (md)? +-4r? mn)
Die resultierende Schwingung der n. Harmonischen ist
int = An COS n w7 t + bn sin nog t = Jn sin (n o7 t + on)
wobei J, = V a? Æ brè; tg Qn = n: bn.
01357971 "n SPN
Bild 3.
Berechnetes Intensitätsspektrum für Verdreifachung.
Hier interessiert nur die Amplitude Jn der resul-
tierenden n. Harmonischen. Sie folgt also aus (1) und
(2) durch Quadrieren und Addieren zu ``
mòd
Bamfe 2—I)-J
Viim- 2472 n? (m + n)?]- [(m d}? (md)? + 47? (m (m—n)? |
Da weder bei der zahlenmäßigen Auswertung noch
bei der experimentellen Messung dieser Absolut-
wert betrachtet werden soll, so sei als Endformel die [
relative Stärke der n. Harmonischen auf die der 3}
m. Harmonischen, also die Nebenfrequenz . auf =
Nutzfrequenz an 9
Jn — in
N ee im
Ya n Fion m] CH
[n F 4am FT: (0n D) F ia (mn)
Diese Größe ist für eine Reihe. von Werten a
m und d berechnet und prozentual in Bild 3—5 =
Funktion von = aufgetragen. Bild 3 gilt für
Verdreifachung der Frequenz (m =3); Bild 4 gilt für
Verneunfachung (m = 9); Bild 5 gilt für Verfünfzehn- >
fachung (m = 15).
mit in/in bezeichnet und damit das Verhältnis der Effektiv-
*) In den graphischen Darstellungen ist stets die Ordinate [
werte gemeint, welche ja im experimentellen Teil gemessen werden,
`
Ku R.
Beseltigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler. 3
Nur die ungradzahlig vielfachen Frequenzen von
wg haben endliche Intensitäten. Dazwischen würde
eine diese Maxima verbindende Resonanzkurve —
von unendlicher Schärfe — dauernd den Wert 0
haben. Darum sind auch nur die endlichen Maximal-
werte ohne verbindende Kurve in den Bildern zu
POR
l
100
e
EVER
re yo,
Bild 4.
Berechnetes Intensitätsspektrum für Verneunfachung.
sehen Sie liegen um so höher, je stärker die Dämp-
fung und je höher die Vervielfachung.
Für d$=0 ist, wie (3) zeigt
infim = 0 für alle n + m
==] für alle a = m.
Bei völlig ungedämpftem Sekundärkreis würden also
gar keine Nebenfrequenzen, sondern nur die Nutz-
frequenz auftreten, vorausgesetzt immer, daß die Ab-
stimmung des Kreises so gewählt ist, daß beim Stoß
keine Störungen auftreten.
e
orne Di
Bild 5.
Berechnetes Intensitätsspektrum für Verfünfzehnfachung.
~ b) Tertiärkreis.
Alles bisher Gerechnete bezieht sich auf den Strom
¿yy des Sekundärkreises in Bild 1.
Wird nun an diesem Strom abermals ein auf das
m-fache der Primärfrequenz abgestimmter Kreis Ill
angekoppelt, so entsteht die Schaltung von Bild 6,
die der praktischen Anwendung entspricht (II = Ar-
. beitskreis, III =: Antennenkreis). Jetzt erhebt sich die
Frage nach Frequenz und Intensität der Nebenwellen
‚im Tertiärkreis.
Von vornherein ist Aehnlichkeit mit dem erzwin-
genden Strom ¿zzu vermuten. Im Intensitätsspektrum
werden auch hier wie dort nur die ungraden Viel-
fachen der Grundfrequenz auftreten. Die Größe des
Stromes ĉn» einer bestimmten n. Harmonischen folgt
einfach aus der entsprechenden EMK eœn dividiert
durch die Impedanz Zn, welche der auf die m. Har-
monische eingestellte Tertiärkreis für die n. Harmo-
nische hat. Voraussetzung dabei ist, daß die Kopp-
lung zwischen Sekundär- und Tertiärkreis lose genug
ist, um eine Rückwirkung des Tertiärkreises auf den
sekundären unmerklich zu machen.
ad
hr M HI
Bild 6.
Schema der einstufigen Frequenztransformation mit getrennten
Arbeits- (II) und Antennenkreis (III).
Wie beim Sekundärstrom interessiert auch hier
das Verhältnis in/im, das Verhältnis der Neben-
frequenz zur Nutzfrequenz.
Die bisher nicht mit Index versehenen Größen
injim und d erhalten jetzt den Index II und zum
Unterschied dagegen die neu zu betrachtenden des
Tertiärkreises den Index III.
Das gesuchte Verhältnis ist:
(4) | (inlim) 111 — (en/em) zur (Zn/&n)ııı
Darin ist:
(5) (en! em) IL =
(in/im)rı-n/m bei induktiver Kopplung von II auf II,
(infim)sr-1 bei ohmscher Kopplung von II auf Ill,
(inlin)ım m/n bei kapaziter Kopplung von II auf II.
Nur der Fall rein ohmscher Kopplung werde verfolgt.
Das Endergebnis ist dann nach Multiplikation bzw.
Division mit dem Frequenzverhältnis auch für induk-
tive und kapazitive Kopplung gültig.
Um den zweiten Faktor in (4) auf bequeme Form
zu bringen, werde allgemein die Impedanz durch De-
krement und Verstimmung ausgedrückt.
Eu ee
Der Kreis III mit dem auf die m. Harmonische ab-
gestimmten L und C bietet also
der n. Harmonischen einen Widerstand
w Wmi?
1 n 22)
a=} +H) (= On
der m. Harmonischen einen Widerstand
Zm =T
Damit wird:
Aus (4) bis (6) folgt
(7) (infim) rrr = (infim) Ir r
i +) F =]
worin für (ir/im)rı der Wert aus Gleichung (3) ein-
zusetzen ist.
4 H. Freese;
nn
Gleichung (7) zeigt:
Nur für n=m oder auch für dr = œ wird
(infim) = (infim) ir
sonst ist immer
(inlim)rıı < (in im)
d. h. alle Nebenwellen sind im Tertiärkreis relativ
zur Hauptwelle schwächer als im Sekundärkreis, und
zwar bei demselben drsr um so schwächer, je weiter
sie von der Nutzwelle abliegen. Ist drrr=0, so
kommen im Tertiärkreis überhaupt keine Nebenwellen
zur Ausbildung. |
B. Experimenteller Weg.
Wie die Rechnung zeigte, steigt die Stärke der
Nebenwellen mit zunehmender Dämpfung. Beide
Größen lassen sich durch Versuche bestimmen,
erstere durch Aussonderung mit Hilfe eines sehr
selektiven Wellenmessers, letztere durch Aufnahme
von Oszillogrammen mit der Braunschen Röhre.
Durch Vergleich der so erhaltenen Spektren und
Oszillogramme kann man dann prüfen, wie weit die
Voraussetzungen zutreffen, die den Rechnungen des
vorigen Abschnitts zugrunde liegen.
1.Meßverfahren.
a) Apparatur zur Frequenzvervielfachung.
Die Bestandteile der Vervielfachungsapparatur
waren im wesentlichen dieselben, wie sie schon in
der Arbeit von Plendl, Sammer, Zennek
(l. c.) beschrieben sind:
Die Stromquelle ein 5 kVA-Generator der
AEG, Periodenzahl 500 pro Sekunde.
Die Induktivitäten große Luftspulen von je
0,02 oder 0,036 H oder Spulen mit offenem Eisenkern*).
Die Kapazitäten Papierkondensatoren von
Siemens & Halske im Primärkreis, Luft, Glas-
platten- und Glimmerkondensatoren im Sekundär-
und Tertiärkreis.
Der Frequenztransformator aus Hoch-
frequenzblechen von Telefunken ein Ring von 60 mm
Innen-, 90 mm Außendurchmesser und 50 mm Höhe
mit 54 Primär-, 53, 26 oder 8 Sekundärwindungen.
Die Instrumente wie in Abschnitt b) näher
ausgeführt: Hitzdrahtzeiger von Hartmann &
Braun, Vakuumthermoelement von Siemens &
Halske, Drehspul-Galvanometer von Edel-
mann, im Primärkreis auch ein technisches Dreh-
eiseninstrument und zur Frequenzkontrolle ein
Zungenfrequenz-Messer von Hartmann & Braun.
b) Entdämpfter Wellenmesser.
Bei der Zusammenstellung des Wellenmesser-
kreises war in erster Linie folgendes zu beachten. Als
Grundfrequenz standen 500 Per./Sek. zur Verfügung.
Die dadurch bedingten großen Induktivitäten bringen
große Verluste, d. h. starke Dämpfung in den Wellen-
messerkreis. Andererseits mußten unmittelbar neben
der Hauptwelle sehr schwache Nebenwellen zu
messen sein. Bei Vorversuchen zeigt es sich, daß ein
Wellenmesser mit Luftspulen von 0,04—0,06 H und mit
Luft- und Glasplatten-Kondensatoren allenfalls noch
zur Analyse des stark gedämpften Sekundärstromes,
4) Winter-Günther undZenneck, Phys. Ztschr. 25,
S, 210, 1924, `..
aber nicht mehr zu der des Tertiärstromes ausreichte.
Es blieb schließlich nichts anderes übrig, als eine
Entdämpfung durch schwach rückgekoppelten Röhren-
generator zu versuchen, welche auch mit einem RS 5-
Rohr von Telefunken bei 2,2 Amp. Heizstrom und
200 V Anodenspannung gelang.
Mit der Erreichung hoher Selektivität war gleich-
zeitig die Empfindlichkeit des Wellenmessers ge-
steigert, so daß ich hoffte, als Indikator ein Vakuum-
thermoelement verwenden zu können, um mit einer
einmaligen Eichung des ganzen Wellenmessers auszu-
kommen. Die Analyse von Strömen im Tertiärkreis
verlangte jedoch in den meisten Fällen (besonders des !
Abschnitts 11) eine viel höhere Empfindlichkeit, so daß |
erst die Anwendung eines Detektors (Karborund) |
Masıch.
500-
m -a Te
Wellenmesser
Bild 7.
Wellenmeß- und Eichanordnung.
diesen Anforderungen genügte. Damit fiel aber auch
die Möglichkeit einer einmaligen Eichung, weil die
Konstanz des‘ Detektors nicht für längere Zeiten ge- ,
sichert war. Zudem machte die starke Verschieden- |
heit der Ordinaten eines Spektrums besonders
schwach gedämpfter Ströme einen mehrmaligen |
Wechsel der Empfindlichkeit innerhalb
einer Meßreihe notwendig und so empfahl sich schon
aus diesem Grunde die Wiederholung der Eichung
bei jedem Wechsel der Empfindlichkeit. Als Eich- ;
kreis diente ein zweiter Röhrengenerator oder für Í
stärkere Ströme eine 8000 - Perioden - Maschine |
(Lorenz).
Die gesamte Wellenmeß- und Eichanordnung zeigt
Bild 7. Um das Schema möglichst übersichtlich zu
lassen, sind die Instrumente für © und a direkt in die
Strombahn hineingezeichnet, deren Strom sie messen. ;
obwohl das nicht den tatsächlichen Verhältnissen ent- /
spricht. Sie wurden darum gestrichelt. In Wirklich-
keit war das Instrument für è je nach Größe dieses
Stromes durch Präzisionshitzdrahtzeiger von Hart-
mann & Braun (Meßbereiche bis 0,04; 0,5; 1 und
6 A) oder durch ein Vakuumthermoelement von
Siemens & Halske in Verbindung mit einem |
Edelmann-Galvanometer dargestellt. Das Meß- >
gerät für a bestand, wie schon erwähnt, aus einem |
Karborunddetektor, der mit aperiodischem Kreis an ;
die Induktivität des Wellenmesserkreises angekoppelt
war. Am Blockkondensator des aperiodischen Kreises
m mo ee - a l nn o M
ae eei i a aee ar TI
z = = SPEER
lag ein Edelmann- Galvanometer, dessen objektiv
abgelesener Lichtzeigerausschlag mit a bezeichnet
werden soll. Durch Umschalter konnte die Koppel-
spule a mit dem Instrument nacheinander in den zu
messenden Strom oder in einen der Eichstromkreise
gelegt werden. Die Kopplung von a auf b ist in
weiten Grenzen variabel.
Konstante Betriebsverhältnisse der entdämpfenden
Röhre vorausgesetzt, hat die Eichung folgende Ab-
hängigkeiten zu berücksichtigen.
1. Zusammenhang des Galvanometerausschlags a
mit dem Strom im Wellenmesserkreis.
z. Zusammenhang des Stromes im Wellenmesser-
kreis (Spule 5) mit dem Strom im zu unter-
suchenden Kreis (Spule a).
Zu 1. soll den tatsächlichen Verhältnissen ent-
sprechend angenommen werden, daß bei etwaiger
Aenderung der Detektor-Empfindlichkeit sich nicht die
Form dieser Kurve ändert, sondern nur der Maß-
stab der Stromachse, d. h. eine einmal aufgenom-
mene Eichkurve hat immer Geltung, wenn man den
Maßstab der Stromachse mit einem Eichpunkt fest-
stellt. Das ergibt eine Schar von Eichkurven mit der
Frequenz als Parameter. Die Lage der einzelnen
Kurven zu einander ist von der Detektorempfindlich-
keit unabhängig’).
Den Zusammenhang 2. bestimmt außer der Fre-
quenz allein die Kopplung ab. Er ist stets linear, so
daß also auch mit einem Eichpunkt bei beliebiger
Frequenz der Maßstab für die ganze Geradenschar
ermittelt werden kann.
Aus 1. und 2. folgt, daß der Zusammenhang, auf
den es schließlich ankommt, nämlich zwischen Aus-
schlag « und dem Strom i im zu untersuchenden
Kreis, durch eine Kurvenschar mit der Frequenz als
Parameter gegeben ist, deren Strommaßstab nur von
der Detektorempfindlichkeit und der Kopplung ad ab-
hängt und bei allen — ungewollten oder gewollten —
Aenderungen dieser beiden Größen mit einem
einzigen Eichpunkt bei beliebiger Frequenz festzu-
legen ist. f
Jetzt bleibt nur noch die Frage, wie die vorher
geforderte Voraussetzung reproduzierbarer Betriebs-
verhältnisse der Röhre zu erfüllen ist. Heizstrom und
Anodenspannung machen keine Schwierigkeiten.
Anders die Rückkopplung. Sie war induktiv, dem-
nach frequenzabhängig und sollte für jede Wellen-
messereinstellung gerade bis knapp an die Selbst-
erregung herangehen. Als bequemste Lösung zeigte
sich die Verwendung von Spulen mit offenem Eisen-
kern). Hier war die Einstellung der Rückkoppelspule
gut reproduzierbar und konnte auf dem Eisenkern
markiert werden.
Schließlich sei noch bemerkt, daß bei der end-
gültigen Auswertung dieser Messungen in einfacher
Weise eine kleine Korrektur ermittelt und angebracht
wurde, welche den ungewollten Einfluß berücksichtigt,
den eine sehr intensive Harmonische (z. B. die Haupt-
frequenz) auf die Messung einer bedeutend schwäche-
ren Nebenwelle um so mehr ausübt, je weniger
frequenzverschieden beide sind.
5) Die Kopplung des aperiodischen Kreises an den Wellen-
ımesserkreis soll immer unverändert bleiben,
6) Winter-Günther und Zenneck, lc.
Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler. 5
nn dd nn ŘŘŘŮ
a re a un Im
ce) Braun sche Röhre.
Die Oszillographie mit der Braunschen Röhre
erfolgte in der bekannten’) Weise durch Herstellung
stehender Lissaious-Figuren derart, daß die
horizontale Ablenkung durch einen Strom der Grund- _
frequenz (wz), die vertikale durch einen solchen
der vervielfachten Frequenz (m-wj) bewerkstelligt
wurde. Man kann daraus ohne weiteres den zeit-
lichen Verlauf des Stromes von der vervielfachten
Kreisfrequenz m- wsdurch Umzeichnen konstruieren’),
(wie z. B. im Bild 9 a und 8 geschehen ist), wenn der
Strom von der Grundfrequenz sinusförmig ist. Um
ihn rein sinusförmig zu bekommen, wurde nicht, wie
oft üblich, einfach der Primärstrom des Frequenz-
transformators durch Ablenkungsspulen geschickt,
denn die ursprüngliche Sinusform dieses Stromes hat,
wie in früheren experimentellen Arbeiten?) gezeigt
Bild 8.
Ablenkungskreis an der Braunschen Röhre.
wurde, eine deutliche Einbuchtung während der
sekundären Stöße. Ich legte darum einen besonderen
Kondensatorkreis für sich an die Maschine, der außer
C noch einen Ohmschen Spannungsteiler enthielt.
Die variable Spannung des letzteren und die gesamte
Kondensatorspannung wurde in hochohmige Ablen-
Kungsspulen mit 2X 2200 Windungen geschickt, wie
es in Bild 8 zu sehen ist. Durch beliebige Mischung
von Ohmscher und kapazitiver Spannung hat man
es so in der Hand, die Phase der Grundschwingung
gegen die der Oberschwingung zu verschieben und
damit der Lissajous-Figur die für die Aufnahme
günstigste Gestalt zu geben. Die Ordinatenablenkung
durch die zu untersuchende vervielfachte Frequenz
war ebenfalls magnetisch, weil die vorhandene Röhre
keine Kondensatorplatten besaß. Die Ablenkungs-
spulen waren aus dickem Draht und hatten 2X 90,
2 X 120 oder 2X 180 Windungen. Sie dienten gleich-
zeitig zur indirekten, induktiven Kopplung an den
Wellenmesser, sind also identisch mit Spule a im
Bild 7.
Für das Vakuum sorgte die Vakuumanlage des
Institutes mit Vorpumpe von Siemens-Schuk-
kert und eine Quecksilberdiffusionspumpe von
Hanff & Buest.
Der Elektronenstrahl wurde von einer zwei-
plattigen Wim shurst- Maschine (40 cm Platten-
durchmesser) geliefert, durch eine Spule zwischen
Kathode und Blende gerichtet und durch eine zweite,
1) Plendl,Sammer,Zenneck, l.c. Hilpert und
Seydel, 1i. c. Kramar l. c,
8) Nötig ist es durchaus nicht — jedenfalls nicht für den
vorliegenden Zweck — ; man sieht an den unmittelbaren Auf-
nahmen ebensoviel wie an den entzerrten.
9) Plendl, Sammer, Zenneckl,c.,
6 | H. Freese:
sehr flache Spule unmittelbar nach Verlassen der
Blende konzentriert. Durch diese Maßnahme und die
besondere Form der Kathode ist erreicht worden, daß
der Fleck auf dem Zinksulfidschirm außerordentlich
fein wurde, wie es die folgenden Aufnahmen erkennen
O 1 3 57 9 41151719212325 Oms,
Bild 9.
Sekundärkreis schwach gedèm pft, auf Maximalausschlag
abgestimmt,
“Bild 9. - Bild 9b.
Bild 9a
Bild 9%.
lassen. Anfängliche Bedenken, den Zinksulfidschirm
wegen seiner geringen Durchlässigkeit?) (die Auf-
nahmen mit durchfallendem Licht waren bequemer
auszuwerten) gegen einen Kalziumwolframatschirm
zu tauschen, wurden schließlich zugunsten des
ersteren aufgegeben, als sich herausstellte, daß dieser
.nur sein geeignetes Plattenmaterial benötigte!®). Die
hochempfindlichen Hauff-Ultra und Herzog-
Ortho-Isodux mit 21°- und 23°-Scheiner versagten
gegenüber der grünen Lumineszenz des Zinksulfids,
wogegen die mit nur 16 bis 17°-Scheiner angegebene
Perutz:- Perorto-Grünsiegelplatte gerade in diesem
Farbgebiet ausgezeichnet arbeitete und im normalen
10) Vgl. Zenneck. Phys. Ztschr. 10, S. 377, 1909.
käuflichen Zustand ohne weitere Sensibilisierung denn |
auch ausschließlich verwendet wurde. Der Aufnahme- ‘ï
apparat hatte ein Busch objektiv .mit dem Oefi-
nungsverhältnis 1:2. Die Belichtungszeiten für die
gezeigten Oszillogramme betrugen normalerweise 2
bis 3 Sekunden.
2.MeßBergebnisse.
a) Sekundärkreis.
Wie bei der Durchrechnung soll zunächst der
Sekundärkreis in der einfachen Schaltung von Bild 1
untersucht werden. Man denke sich also die Spule a
in Bild 7 und 8 als einen Teil der sekundären Induk-
tivität, wie es die zu jedem Spektrum gezeichneten
Schaltschemen ia auch zeigen, in denen übrigens der
Primärkreis grundsätzlich weggelassen wurde.
In den Spektren sind immer nur die Spitzenpunkte
der einzelnen Resonanzmaxima eingezeichnet, weil
Bild 10b.
Bild 10a.
nur diese gemessen wurden. Zwischen ihnen muß
man sich die Täler jedesmal bis zur Abszissenachse
heruntergehend vorstellen, wie es der in Abschnitt B
1b erwähnten Korrektur entspricht. Die Punkte mit
leerem Kreis O stellen dann den Strom des Oszillo-
gramms a dar, welcher bei dem jeweils eingezeich-
neten Schaltschema ohne weitere Zusätze zustande
kam. Die Punkte mit vollem Kreis © bedeuten die
Analyse des Oszillogramms b, welches entsteht, wenn
an den Punkten p des Schaltschemas Absorptions-
kreise liegen, worüber im Abschnitt II zu reden sein
wird. Hier im Abschnitt I sind also nur die Punkte O
und die Öszillogramme a zu betrachten.
Bild 9 gibt die Ergebnisse bei möglichst schwacher,
Bild 10 die bei absichtlich verstärkter Dämpfung des .
Sekundärkreises; mit Bild 5 haben Bild 9 und 10 die |
Erscheinung gemeinsam, daß tatsächlich
1. alle Nebenfrequenzen mit zunehmender Dämp-
fung an Intensität zunehmen,
Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler. 7
—
O 1 3 57 9 18151719212325 wm,
Bild 11.
Sekundärkreis schwach gedämpft, auf kleinere Frequenz:
abgestimmt.
Bild 1la. Bild 11b.
O 1 3 5 7 9 1113151719212325 Om
Bild 12.
Sekundärkreis schwach gedämpft, auf größere Frequenz
abgestimmt.
Bild 12a.
2. die tieferen Nebenfrequenzen bei allen Dämp-
fungen stärker sind als die höheren.
Wie schon experimentell!) und rechnerisch?)
länger bekannt ist, beeinflußt die Abstimmung des
sekundären Kreises stark die Kurvenform, z. B. bei
Verdreifachung und Verfünffachung wurde gezeigt,
Bild 12b.
1) Plendi, Sammer, Zenneck,l.c.
12) Guillemin, l. c.
daß der Sekundärkreis zweckmäßig auf eine etwas
kleinere Frequenz als die des maximalen Ausschlags
abgestimmt wird, wogegen gerade für Verfünfzehn-
fachung festgestellt wurde, daß die Stoßbreite mit der
halben Periode der Oberschwingung gut zusammen-
paßt und daß der reinste Kurvenverlauf bei Abstim-
mung auf Maximalausschlag zu erreichen ist. Meine
Aufnahmen von der Verfünfzehnfachung zeigen, daß
letzteres auch für meine Anordnung zutrifft: Während
bei Bild 9 und 10 der Sekundärkreis auf Maximal-
ausschlag eingestellt war, zeigt Bild 11 die Abstim-
mung auf kleinere Frequenz, Bild 12 die Abstimmung
auf größere Frequenz. wə soll die Einstellung für
-
7
o
wd
G9
(n
N
©
S
a
a
w I
B
N
x
Tertiärkreis schwach gedämpft, auf Maximalausschlag abgestimmt,
fest an II gekoppelt. | |
Bild 13a. Bild 13b.
maximalen Ausschlag bedeuten. Der Schwerpunkt
des Intensitätsspektrums verschiebt sich etwas im
Sinne der Abstimmung. Sonst treten selbst bei dem
ziemlich scharfen Knick in Oszillogramm 12a weiter
keine Besonderheiten auf.
b) Tertiärkreis.
‚Geht man von Schaltbild 1 auf 6 über und unter-
sucht nun: den Tertiärstrom ebenso wie ĉžzz in Bild 9,
so erhält man Bild 13 für schwache und Bild 14 für
starke Dämpfung des Tertiärkreises. Wie bisher sind
wieder nur die Punkte O und die Oszillogramme «a
zu betrachten, ebenso in den für diesen Abschnitt
noch folgenden Bildern. Zunächst fällt in Bild 13 und
14 die Umkehrung des Intensitätsverhältnisses von
13. und 17. Harmonischer auf. Das kommt daher, daß
Il induktiv an II gekoppelt war (siehe Abschnitt
Ab). Bei Berücksic':tigung dieses Sachverhalts wird
dann die Rechnung dahin bestätigt, daß die Stärke der
13. und 17. Nebenwelle etwa auf das òzzzfache sinken.
Aus den Schaltskizzen zu Bild 13 und 14 ist zu
ersehen, daß hier III direkt an II gekoppelt war, und
"8 H. Freese: Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler.
0O 1 3 57 91113151719 212325 Ms,
Bild 14.
Tertiärkreis stark gedämpft, auf Maximalausschlag abgestimmt,
fest an II gekoppelt.
- Bild 14a. Bild 14b.
EERE EE TEETE- Oto,
Bild 15.
Tertiärkreis stark gedämpft, auf Maximalausschlag geimi
lose an II gekoppelt.
Bild 15a. Bild 15b.
zwar war die Kopplung so fest, daß das Verhältnis
0 =
für 14 0
2
310’ betrug. Wird die Kopp-
irfirırfür 13 =
- bei denen irrfirm =
lung loser gemacht, so entstehen die Bilder 15 und 16,
400
bezw. — u war. Zwecks leich-
0
40 38
terer Variation war die Koppelung hier außerdem
indirekt gewählt. |
Bild 16 ist nun aber nicht, das muß besonders
betont werden, aus 15 wie 14 aus 13 durch Vergrößern
der Dämpfung hervorgegangen. Vielmehr ist sowohl
15 wie 16 mit demselbendrrzaufgenommen worden-wie
14, nämlich mit etwa 130 Q rein Ohmschen Zusatz-
widerstand, bestehend aus dem NHitzdrahtstrom-
zeiger für 0-40 mA. Der Unterschied liegt in der
ing
en r 0 EEE — o nn EEE, „EEE, ee AA meee a — pp a yp a, , Á —
O 1 3 57 9 1 B151719212325 m,
Bild 16.
Tertiärkreis stark gedämpft, auf kleinere Frequenz abgestimmt,
lose an II gekoppelt.
Bıld 16a. Bild 16b.
Abstimmung. In Bild 15 sieht man, obwohl die Abstim-
mung wie in Bild 14 in II und III auf Maximalaus-
schlag eingestellt wurde, daß die 17. Harmonische
über dreimal größer ist als die 13. Um wieder ein
ähnliches Verhältnis wie in Bild 14 zu erhalten, muß
man III auf kleinere Frequenz einstellen, und das ist
in Bild 16 geschehen, und zwar um soviel, daß bei
konstantem Sekundärstrom und konstanter Koppelung
zwischen II und III der Tertiärstrom durch die Ver-
stimmung von 40 auf 35 mA sank. Diese veränderte
Abstimmung des Tertiärkreises hat ihre Bedeutung
vor allem für die Wirkung der Absorptionskreise, und
darum soll erst am Schluß des Abschnittes II noch
einmal darauf eingegangen werden.
(Eingegangen am 13. August 1928.)
(Schluß folgt.)
|. m m nn
—— u ii. ” ac Dar = ei Rocca
F. Aigner: Das Problem der ökonomischten Vielfachtransponierung. 9
Das Problem |
der ökonomischten Vielfachtransponierung.
Von F. Aigner, Wien.
Uebersicht.
Ein Selektionsvergleich zwischen Neutrodyn- und
Transponierungsgerät sichert aus Gründen prak-
tischer Natur letzterem den Vorzug. Es wird daher
nach Methoden gesucht, die es gestatten, durch mög-
lichst ökonomisch durchgeführten vielfachen Wellen-
wechsel die Stufenzahl auch von Großempfängern für
jede feste Welle leicht innerhalb der praktischen
Stabilisierungsgrenze halten zu können. Endlich wird
noch ein Wellenwechselverfahren behandelt,
Radioempfänger von bisher nicht erreichbarer Trenn-
schärfe liefert, ohne daß hierdurch einerseits das für
eine vorgegebene Telegraphiergeschwindigkeit er-
forderliche Dekrement, noch auch andererseits das
für Rundfunkzwecke notwendige akustische Dekre-
ment unterschritten wird.
Inhaltsangabe:
A) Einleitung.
13) Apparate mit normaler Selektion.
a) Problemlösung für modulierte Wellen mit Hilfe
zweier fest schwingender Lokalfrequenzen.
b) Problemlösung für modulierte Wellen mit Hilfe
eines fest schwingenden Oberwellengenerators.
C) Apparate mit erhöhter Trennschärfe.
. a) Problemlösung für unmodulierte Wellen mit
Hilfe einer fest schwingenden Lokalfrequenz
unter Zuhilfenahme der Frequenzverviel-
fachung.
I) Problemlösung für modulierte Wellen mit Hilfe
einer fest schwingenden Lokalfrequenz unter
Zuhilfenahme spezieller Helmholtz scher
Kombinationsschwingungen.
A. Einleitung.
Bevor das Thema einer Vielfachtransponierung
eine in praktischer Hinsicht zu rechtfertigende Unter-
suchungswürdigkeit gewinnt, muß vorerst festgestellt
werden, ob und in welchen Belangen der gegen-
wärtige Einfachtransponierungsempfänger andere
Apparatenkonstruktionen übertrifft. Hier kommt offen-
bar lediglich ein Vergleich mit dem sogenannten
Neutrodyn - Apparat in Frage, der die ankommenden
Wellen in stabilisierten Hochfrequenzverstärkern in
mehreren Stufen auf die erforderlichen Amplituden
bringt.
Selektionsvergleich zwischen
Neutrodyn- und Transponierungs-
Apparat.
Bezüglich der Selektionseigenschaften dieser
beiden Apparatetypen ist die irrige Meinung, daß ein
Super aus rein theoretischen Gründen selektiver sein
müsse als ein Neutrodyngerät gleicher Kreisanzahl,
viel verbreitet.
Daß dies nicht der Fall ist, sondern bei richtig ge-
bauten Apparaten die theoretische Selektion in beiden
Fällen genau gleich groß ist, zeigen folgende Ueber-
legungen:
das.
Es sei ng die variable Frequenz des Lokalgenera-
tors im Transponierungseingang, nf die Frequenz der
Fernwelle; dann stellt
Nnf—hyg = ha (1)
die Differenzfrequenz als Helmholtz sche Kombi-
nationsschwingung dar, wobei im Sinne des Super-
prinzipes in Gleichung (1) na die kleinste Frequenz
ist. Bedeutet,x eine positive Zahl größer als Null,
so gilt infolge der-bei der Transponierung erfolgten
Wellenstreckung ganz allgemein. daß
nf = £a. (2)
Die Trägerfrequenzen der rechts und links »#f un-
mittelbar benachbarten Telephoniestationen lauten
12. (3)
wenn 2 A = 10.000 Hertz gesetzt wird, da nach inter-
nationalen Vereinbarungen die Telephoniestationen
Trägerfrequenzen besitzen, die gegenwärtig ein ganz-
zahliges Vielfaches von 2A sind. Berechnet man be-
züglich dieser Nachbarsender die prozentuale Ver-
stimmung vor und nach der Transponierung, so ist
leicht er sichtlich, daß diese Verstimmung für na «-mal
größer ist als für xs. Denn es gilt:
4 =2A)— 200 d
(nf > nf _ 200 or, (4)
hoo.
np
und
100. C 2D — na
nad 4
200 '
=. 20: (5)
‚0 j
Wa hf
Die hier errechnete x-fache Selektion des Supers ist
jedoch bloß eine scheinbare. Denn für Telephonie-
Empfänger gibt es hinsichtlich der akustisch zulässigen
Kreisdämpfung den physiologischen Dämpfungs-
faktor ô!)
ò =n- Ò, (6)
wobei » die Trägerfrequenz und ð das log. Dekre-
ment des Abstimmkreises darstellt, das nicht unter-
schritten werden darf, da sonst die hohen Modu-
lationsfrequenzen gegenüber den tiefen bereits be-
nachteiligt werden. Diese physiologische Konstante
ô ergibt sich nach bisherigen rohen Feststellungen?)
zu ungefähr
(6a)
Berechnet man nach Gleichung (6a) das zu einem Neu-
trodyn-Apparat gehörige log. Dekrement əş und eben-
so das zu einem Super gehörige Va, so ergibt sich:
= n. 108 sec,
— const = nf: Of = na da (7)
oder
Ua Ra
Na u Pe R (8)
1) F. Aigner, „Ist nach dem gegenwärtigen Stand von Wissen-
schaft und Technik die Konstruktion eines elektrischen Fernsehers
durchführbar?“ Ztschr. für Hochfrequenztechnik, 25, S. 57, 1925,
2) Hier fehlen bisher leider exakte Messungen.
10
un nn a nn I NE I nn
und demnach
FA = X. Ü pe (8a)
Das heißt aber, der Zwischenfrequenzkreis hat eine
x-mal größere Dämpfung zu bekommen als der Fern-
wellenkreis, was d.n früher errechneten Selektions-
gewinn des Supers gerade kompensiert.
Noch übersichtlicher wird die Störung von Nach-
barstationen in einem Kreis bestimmter Dämpfung
durch die Einführung der Resonanzschärfe R
JU M IT
was unter sinngemäßer Anwendung der bisher ge-
wählten Indizes liefert:
R; =z- Ra. (10)
Die Gleichungen (£a) und (10) besagen. daß der Fern-
wellenkreis eine x-mal größere Resonanzschärfe er-
halten kann als der x-mal längere Zwischenfrequenz-
kreis, ohne daß sich in der akustischen Uebertragungs-
güte etwas öndert. Daher liefert ein Störer mit
x-facher Verstimmung für den Zwischenfrequsnzkreis
genau die gleichen Verhältnisse wie für einen x-mal
schärferen Fernwel'enkreis für eine blcß 1/æ ver-
stimmte Störung. Es ist demnach bei gleicher Kreis-
anzahl die Selektion von Neutrodyn und Suner, falls
beide unter Beachtung der akustischen Forderungen
gebaut sind, genau gleich groß.
Allerdings ist dieses theoretische Resultat in der
Praxis für ein Neutrodyngerät nicht ohne weiteres
zutreffend. Denn hier handelt es sich im wesent-
lichen darum. ob bei vorgegebener Selektion und da-
mit theoretisch vorgegebener Kreisanzahl sich die er-
rechnete mittlere Kreisdämpfung auch praktisch er-
reichen läßt. Dies ist nun im mittleren Rundfunk-
gebiet zwischen 200 bis 600 Meter für einen einzelnen
Kreis durchaus nicht der Fall. Denn berechnet man
ganz roh unter Berücksichtigung von (6a) für eine
300-m-Welle das geforderte log. Dekrement 9... eines
solchen Kreises, so ergibt sich:
st:10?
Fon = 706 08° = 7:10. (1 1)
Für den zulässigen Verlustwiderstand W gilt:
, W
Pao m, SE —=n.10"°. (12)
Der Selbstinduktionskoeffizient L der Abstimmspule
ist bei einem Drehkondensator von maximal 500 cm
Kapazität für den Rundfunkbereich zwischen 200 bis
600 m
L = 2: 10? Henry. (13)
Aus (12) folgt demnach
W—=2an L-10-3 = 1,3 Ohm. (14)
Soll demnach ein einzelner Kreis die kleinste akustisch
zulässige Dämpfung erhalten, so darf sein gesamter
Verlustwiderstand bei 300 m Welle nicht mehr als
1,3 Ohm betragen. Nun ist aber der Verlustwider-
stand der besten heute im Handel befindlichen Dreh-
kondensatoren rund Y» Ohm, während der Verlust-
widerstand sorgfältig hergestellter Spulen normaler
Abmessungen von 2,10-* Henry bei 300 m Wellen-
länge rund 8 Ohm ausmacht. Es ist somit ersichtlich.
F. Aigner:
daß der geforderte Minimalwiderstand weit über-
schritten wird. Noch wesentlich ungünstiger liegen
die Verhältnisse für das Kurzwellengebiet infolge der
daselbst dominierenden Stromverdrängung. Man muß
daher beim Entwurf eines Neutrodyngerätes mit dem
praktisch erzielbaren Minimalverlust eines Einzel-
kreises als dem Primären rechnen, um für eine vor-
geschriebene Selektion daraus die erforderliche An-
zahl von Kreisen zu ermitteln. Legt man etwa eine
Selektion zugrunde, die sich ergibt, wenn bei 8000
Hertz Verstimmung die Amplitude auf 1% ihres Reso
nanzwertes abfallen soll, was noch eine brauchbarc
Musikwiedergabe liefert, so erfordert dies bereits
einen dreikreisigen Neutrodynempfänger?). Würde
man hingegen im Interesse einer besseren Musik-
wiedergabe für die genannte Verstimmung bloß eine
1
Amplitudenschwächung von V? zulassen und dabei
die frühere Selektion verlangen, so müßte bereits die
Zahl der Kreise drei übersteigen. Das heißt mit
anderen Worten, es ist die theoretisch mögliche mini-
male Kreisanzahl praktisch nicht zu erzielen. Dies
ist erst für Wellen von etwa 1,5 km aufwärts mög-
lich, also erst fir Wellenlängen, mit denen ein Trans-
ponierungsgerät arbeitet. Hierin liegt eine prinzi-
pielle Ueberlegenheit des Ueberlagerungsempfängers
ganz abgesehen vom Vorteil seiner fest abgestimmten
Kreise und der mit beiden Momenten zusammen-
hängenden wirksameren Verstärkung pro Stufe.
Als Nachteil wird dem Super häufig eine geringe
Antennenselektivität vorgeworfen. sowie der Um-
stand als äußerst lästig hervorgehoben, daß infolge
der Beziehung
ng -— N, = a (15)
hf, —- ng = ha
zwei Stationen „7, und nf, nicht zu trennen sind.
Beides läßt sich jedoch durch geschickte Wahl der
Zwischenfrequenz vermeiden.
Die Gleichungen (15) liefern durch Addition
N—n = 2 na. (15a)
Um demnach eine gute Antennenselektion zu er-
halten, ist lediglich erforderlich, die Differenz
möglichst groß zu machen.
hat daher mit einer möglichst kurzen Zwischen-
frequenzwelle Aa zu arbeiten, wobei aber nach
früheren Bemerkungen
ìa > 1,5 km (15b)
sein soll. Wählt man etwada =2.5 km, womit man
den ganzen zukünftigen Rundfunkbereich beherrscht.
so entspricht dies einem na = 12 kHz. Dies liefert
unter Berücksichtigung von (15a) für n, den Wert
N, = Nf + 24.24.
d. h. erst der 24. Nachbarsender des jeweils ein-
gestellten Senders ns, liefert die gleiche Zwischen-
frequenz. Daß es dabei zu keinem Empfang des
soweit abliegenden Störers kommt, dafür genügt in
der Regel die normale Einkreisselektion des An-
tennengebildes.
Damit aber nf, auch unter ungünstigen Verhält-
nissen nicht stört, kann man einen weiteren sehr ein-
Fin gut gebauter Super
3) W., Runge, „Der abgestimmte HIGCHIREQUENZVELSIATKETT,
Telefunken-Zeitung, 11, S. 50, 1927.
Bu e e a e a e aan.
fachen Kunstgriff in der Form anwenden, daß man ^” f,
durch entsprechende Wahl von na so festlegt, daß
sämtliche Sender nfs, nach dem internationalen Wellen-
verteilungsplan überhaupt nicht existieren, sondern
die n,,-Werte stets in die Mitte zweier möglicher be-
nachbarter Sender zu liegen kommen. Dies ist so zu
erreichen: Sind a und b positive ganze Zahlen größer
als Null, so gilt infolge des Wellenverteilungsplanes
für die zu empfangenden Sender zf, der Ansatz
np =a:2 A. (16)
Die im Sinne der Gleichung (15) auftretenden Stör-
sender zf, sollen nun nicht existieren, sondern die
nf, -Werte genau in die Mitte zweier möglicher auf-
einander folgender Sender zu liegen kommen; daher
müssen sie die Form haben
np = (bE 4)-24 (17)
woraus sich, wenn man b— a =c setzt,
na = (205 1-5 (18)
ergibt. Die Zwischenfrequenz hat also als ein un-
geradzahliges Vielfache von 2500 Hertz gewählt zu
werden, was immer möglich ist. Sollte trotz dieser
einfach und kostenlos durchzuführenden Vorsichts-
ımaßregeln die Eingangsselektion in einem besonders
ungünstigen Falle ausnahmsweise noch immer nicht
genügen, so wird für einen solchen Extremfall eine
einfache Wellenfalle zum Ziele führen‘). Wird über-
dies noch durch eine geeignete Brückenschaltung
Rückstrahlungsfreiheit der Antenne bezüglich der
Generatorfrequenz rn, erzielt, dann ist der Super in
so vielen Momenten dem Neutrodyngerät überlegen.
daß eine Studie über Vielfachtransponierung, also
maximalen Ausbau dieses Prinzipes, durchaus ge-
rechtfertigt erscheint.
= Zweck und Ziele
der Vielfachtransponierung.
Der Zweck der Vielfachtransponierung ist zunächst
ein zweifacher. Einmal kann durch die erhöhte Zahl
von Abstimmkreisen auf festen Wellen die Selektion
wesentlich erhöht werden, ferner gelingt es viel
leichter als bei der Einfachtransponierung, die
Zwischenfrequenzverstärker zu stabilisieren, da der
mehrmalige Wellenwechsel gestattet, die Stufenzahl
für eine Zwischenfrequenzverstärkung in einer bau-
technisch leicht zu beherrschenden Grenze zu halten.
Bei den heutigen leistungsfähigen Röhren kann über-
dies der Zwischenfrequenzverstärkerteil des Appa-
rates in Reflexschaltung gebaut werden, so daß trotz
des für den Wellenwechsel erforderlichen Mehr-
aufwandes an Röhren schließlich immer noch ein
Röhrengewinn gegenüber dem gleichkreisigen Super
bei Einfachtransponierung resultieren kann.
Nachdem die Vielfachtransponierung keineswegs
die heute leichte Bedienbarkeit eines normalen Supers
erschweren soll, darf ein solches Gerät außer einem
Transponierungseingang, der die Fernwelle auf eine
feste Zwischenfrequenz ^, bringt, keinerlei variable
Abstimmelemente enthalten.
1) Die beste Lösung liefert eine neutralisierte Vorröhre, da
sie Selektionserhöhung und Rückstrahlungsfreiheit bedingt, Der
überwiegende Vorzug einer Vorröhre ist aber der, daB die
Apparatur mit „ilnearer“ Charakteristik beginnt, somit Störungen
niederfrequenter Natur als Folgeerscheinungen von Differenz-
schwingungen aus hochfrequenten Störungen ausgeschlossen sind,
Das Problem der ökonomischten Vielfachtransponierung. 11
Das Untersuchungsziel der Frage hinsichtlich der
Vielfachtransponierung ist ebenfalls ein zweiiaches.
Zuerst ist im Sinne der Oekonomie die Frage nach
dem Minimalbedarf von festen Lokalfrequenzen zur
Erzeugung neuer Zwischenfrequenzen zu beantworten.
Dieses Problem ist im Abschnitt B behandelt. Ferner
ist die Frage aufzuwerfen, ob durch Zuhilfenahme
anderer Prinzipien dem Vielfachtransponierungsgerät
unter sonstiger Beibehaltung seiner Vorteile nicht
Eigenschaften, besonders hinsichtlich der Trenn-
schärfe, gegeben werden können, die gegenwärtig mit
keiner Apparatur erreichbar sind. Lösungen dieser
Aufgabe finden sich im Abschnitt C.
B. Apparate mit normaler Selektion.
a) Problemlösung für modulierte
Wellen mit Hilfe zweier
fest schwingender Lokalfirequenzen.
Wie schon erwähnt, ist eine praktisch wichtige Be-
dingung für einen Vielfachtransponierungsempfänger,
daß seine Bedienung nicht komplizierter wird als
die eines Einfachtransponierungsgerätes. Demnach
wird zunächst mit Hilfe eines mit variabler Frequenz
arbeitenden Transponierungseinganges die erste feste
Differenzfrequenz „, erzeugt. Diese arbeitet dann
auf einen ein für alle Male fest eingestellten Appa-
ratenteil, der unter andern die weiteren Frequenz-
transformationen zu besorgen hat. Eine triviale und
bekannte Lösung dieser Aufgabe ist die, jeder neuen
Zwischenfrequenz einen eigenen Lokalgcenerator zu-
zuordnen.
Zweck der folgenden Untersuchungen ist nun der,
das Minimum der erforderlichen Lokalgeneratoren
festzulegen. Es ist offenbar, daß zunächst die Zahl
der schwingenden Lokalgeneratoren die Zahl zwei
nicht unterschreiten kann. Denn ein Lokalgenerator
ist im Transponierungseingang erforderlich und für
weitere Transponierungen unbrauchbar, da er eine
von der jeweiligen Fernwelle abhängige Frequenz be-
sitzt, während alle folgenden Transponierungen fest
eingestellte Lokalwellen benötigen. Von diesem
variablen Lokalgenerator als unbedingt erforderlich,
soll in allen weiteren Betrachtungen abgesehen
werden, denn er bildet lediglich ein Hilfselement für
die eigentliche Apparatur. Es soll nun die Frage
untersucht werden, wann und unter welchen Um-
ständen eine Vielfachtransponierung mit bloß zwei
fest schwingenden Generatorfrequenzen n, und ns als
einem offenbaren Minimum möglich ist.
Als Eingangszwischenfrequenz der Apparatur fun-
giert n.. Es ist klar, daß mit dieser festen Eingangs-
frequenz n, und den beiden festen Generatorfrequenzen
n, und ns nur in der Weise neue und untereinander
verschiedene Differenzfrequenzen erhalten werden
können, wenn man eine neue beispielsweise mit Hilfe
von ns gewonnene Differenzfreouenz %o nunmehr zur
Gewinnung einer weiteren Differenzfrequenz n, mit
der anderen festen Generatorfrequenz nr kombiniert,
das neue ns wiederum mit rn: usw.; man hat daher
zwischen den Generatoren dauernd zu wechseln. Auf
diese Art erhält man eine Reihe von Differenz-
frequenzen, die mit Hilfe von ^s gewonnen werden,
und eine zweite Reihe, die ihre Entstehung nr ver-
dankt. Der allgemeine Ansatz für diese beiden Reihen
lautet, wenn etwa mit ns begonnen wird und k alle
12 F. Aigner:
positiven ganzzahligen Werte größer als Null an-
nehmen kann, folgendermaßen:
Tabelle Nr. 1
n,-Reihe | n.-Reihe
nn, | Nn N, = Nə
chen a Er
n — No = Ng Ns —NRng = N4
np —Nk—1) T k1
Da n, n, und ns noch willkürlich wählbar sind.
kann man für obige Reihen zunächst so ziemlich alles
erhalten, was man will. Die Praxis verlangt jedoch
folgende leicht zu begründende Einschränkungen:
1. Um Rückkopplungsgefahren zu begegnen.
müssen alle neuen Differenzfrequenzen untereinander
verschieden sein.
2. Um ein Interferenzpfeifen zu vermeiden,
müssen einerseits sämtliche Differenzfrequenzen, aben
auch n, und ns Harmonische einer bestimmten, noch
frei zu wählenden Grundschwingung ». sein. Dann
und nur dann ist ein Interferenzpfeifen dieser Schwin-
gungen untereinander und auch mit den bei den ver-
schiedenen Transponierungen unvermeidlich ent-
stehenden Kombinationsschwingungen höherer Ord-
nung vermeidbar.
3. Muß gefordert werden, daß die eine der beiden
Reihen, die, wie sich später zeigen wird, eine fallende
ist, mit der Differenzfrequenz Null endet (Reflexions-
sperre). Denn wäre dies nicht der Fall, so würde
sich diese Reihe so fortsetzen lassen, daB negative
Werte für die Differenzfrequenzen resultieren; dies
würde aber physikalisch neue „existierende“ Diffe-
renzfrequenzen bedeuten, da bei den Helmholtz-
schen Kombinationsschwingungen durch ein negatives
Vorzeichen lediglich eine Phasenbestimmung gegeben
ist. Durch eine solche Fortsetzbarkeit ins Negative
wäre aber Punkt 1 verletzbar, wie folgendes Beispiel
zeigt: nı = 50, n, — 160, ns=90 angenommen, würde
No = + 40 und ng = — 40 liefern. Es muß daher die
infolge Null-Werdens der fallenden Reihe geforderte
Reflexionssperre vorhanden sein.
Es ist ersichtlich, daß die mathematische Ver-
arbeitung dieser drei aufgestellten Forderungen Be-
dingung für die drei Werte %4, nr und ns liefert, daß
aber die allgemeine Lösung ein sehr kompliziertes
zahlentheoretisches Problem darstellt. Doch kann
durch entsprechenden Verzicht auf alle Lösungs-
möglichkeiten, wie sich zeigen wird. die Aufgabe
wesentlich vereinfacht werden.
Betrachtet man in Tabelle Nr. 1 die x,- und die ns-
Reihe und bezeichnet
NWr—lis = m, (19)
so wird, wovon man sich durch Zurückrechnen leicht
überzeugen kann,
hok—1 = A, + a)
nok = Ia — (k—1)-m (20)
und
Man erhält somit für die mit ungeraden Index
bezeichneten Differenzschwingungen, also für die r-
Reihe, eine ansteigende und für die mit geradem Index
bezeichneten Differenzschwingungen, also für die %s-
Reihe, eine fallende Reihe.
Die Forderung 3 nach einer Reflexionssperre ist
demnach durch die Gleichung erfüllt
(21)
Nunmehr ist Forderung (1) für alle Differenz-
frequenzen mit positivem Vorzeichen zu erfüllen.
Das Gleichungssystem (20) besagt, daß offenbar
innerhalb einer Reihe an sich kein Wert dem andern
gleich wird, sobald m > 0 ist, was bereits aus prak-
tischen Gründen implizit als selbstverständlich vor-
ausgesetzt wurde. Wohl aber besteht noch die Mög-
lichkeit, daß Glieder der einen Reihe sich mit Gliedern
der anderen Reihe zahlenmäßig decken. Es sind daher
Kriterien zu suchen, die solche Möglichkeiten aus-
schließen.
Ein solches Kriterium ist vorhanden, wenn sich
die beiden Reihen, von denen die eine fällt, die
andere steigt, zahlenmäßig nicht überschneiden. Es
ist demnach eine Speziallösung für die Forderung (1)
dann sicher gegeben, wenn das größte Glied x» der
fallenden Reihe kleiner bleibt als das kleinste Glied
n, der steigenden Reihe. Man erhält demnach als
eine Sonderlösung, die die Bedingungen (1) und (3) er-
füllt, zur Bedingungsgleichung (21) noch die weitere
Bedingung hinzu, daß
ltr > ha. (22)
Forderung (2) endlich ist mathematisch dann sicher
erfüllt, wenn alle auftretenden Zahlen ganze Zahlen
sind, was immer erreichbar ist, oder wenn alle auf-
treienden Zahlen ganzzahlige Vielfache irgendeiner
Zahl sind, was sich ebenfalls unschwer erhalten läßt.
Als rein zahlenmäßiges Beispiel für die soeben
erhaltene Speziallösung sei folgendes angeführt:
n, — 20, u,==41 und ns = 38.
Tabelle Nr. 2
n,-Rethe || n,-Reihe
Nng = 23 Í Ny = 15
,=236 | nm =12
=239 | n= 9
Ny = 32 Nio = 6
n1=35 Ina 3
ee
Die bisher gefundene Lösung genügt zwar den
gestellten Forderungen, hat jedoch den Nachteil, daß
der Frequenzumfang der Differenzfrequenzen stets
ziemlich groB wird. was insbesondere für einen
Röhren sparenden Zwischenfrequenzreflexverstärker
unangenehm ist, da hierdurch seine Stabilisierung
nicht unwesentlich erschwert wird. Auch wäre es
gerade für eine Zwischenfrequenzreflexverstärkung
sehr erwünscht, die eine Zwischenfrequenzreihe in
einen Reflexverstärker so zu verstärken, daß die
Kurzschlußstellen der kombinierten Abstimmkreise
dieses Verstärkers Resonanzstellen der anderen in
einen zweiten Reflexverstärker verstärkten Reihe
wären, deren Kreisnullstellen wiederum zahlenmäßig
die zu verstärkenden Frequenzen der anderen Reihe
—; a
i ~ -e |, e,
€ T, a — — =
darstellen würden. Die Erzielung solcher Verhältnisse
wäre deshalb sehr wichtig, um eine Verschleppung
der einzelnen Frequenzen in falsche Röhren zu ver-
hindern und dadurch die Rückkopplungsgefahr auf ein
Minimum zu reduzieren.
Mathematisch formuliert bedingt dieser Wunsch
zunächst zwei sich überschneidende Reihen. Hier
gibt es auch tatsächlich eine Speziallösung, die ohne
einen großen mathematischen Aufwand durch die
einfache Ueberlegung zu erhalten ist, daß die Forde-
rung (1) dann sicher erfüllt wird, wenn die eine der
beiden ineinandergreifenden Reihen für ihre Glieder
durchwegs gerade, die andere Reihe hingegen durch-
wegs ungerade Zahlen aufweist. Dies erfordert die
Erfüllung folgender Gleichungen:
n =2v’—+1 |
no = 2 u (23)
m = 20
Dabei stellen «x, » und o positive ganze Zahlen größer
als Null dar.
Zur Erfüllung der Bedingung (3) bleibt natürlich
die Gleichung (21) aufrecht.
Um endlich die Bedingung (2) zu erfüllen, sind
verschiedene spezialisierende Ansätze möglich. Ein
einfacher Ansatz für den Fall der kammartig inein-
andergreifenden Reihen ist etwa der, daß », eine frei
zu wählende Frequenz darstellt und die übrigen
Werte der »,-Reihe die aufeinanderfolgenden un-
geradzahligen Harmonischen von n, sein sollen,
während die Glieder der »s-Reihe aufeinander-
folgende geradzahlige Harmonische der gleichen
Grundschwingung », sein mögen. Man erhält dann
folgende Reihen:
Tabelle Nr. 3
n„-Reihe E
nr = 2 (k—1).n,
| n, -Reihe
n = n | l
n, — h= Nz = 3 Nı |
' ns— n3 = 2 (k—2).n,
Np — Ni N, — ön
|
N p— NA k—1) 2k11 (2 k-1)-n, j N Tk] =2 (k—=k) -nı = 0
a,
Die bisherigen Forderungen ergeben für 7r, s und
m folgende Werte:
Wegen Ns. = 0 wird
Ns =M kl. (24)
Da nach Tabelle Nr. 3
ng p—1 = (2 k— 1) -n (24a)
ist, so wird
ns = (2 k—1) n» (24b)
Ferner
links,
hnr = ta FẸ rg == (2 k— 2) n H3 n= (2k 4-1)n, (25)
also |
ist laut Tabelle Nr. 3, zweite Gleichung
n, = (2k 1). (25a)
Endlich wird laut Gleichung (19) unter Berücksich-
tigung von (24a) und (25a)
mM = Nr—Nns = 2 n (26)
Das Probiem der ökonomischten Vielfachtransponierung. ; 13
Diese Lösung liefert im ganzen 2 k-Transponie-
rungen, wovon allerdings die letzte %4 =0 unbrauch-
bar ist. Ferner wird man zweckmäßig auch əx—ı
weglassen, da sie gleich zs ist, wie Gleichung (24)
lehrt. Man erhält daher 2(k—1) Transponierungs-
frequenzen, die die aufeinanderfolgenden Harmo-
nischen der Grundschwingung », darstellen. Wählt
man etwa, um ein Beispiel zu geben, k = 6, so wird
n, = 13 n, und ns= 11n,, was folgende Reihen liefert:
Tabelle Nr. 4
B n „Reihe l n -Reihe
nn
ni = N | lln— n =n» = 10n,
13n;— 10n; = nz = In, | Iln— 3n =n; = 8n
l3nı;— 8n; = n; = õn; E
| Ilm — õn =n = ôn
nn m
l3n,— 6n, = n; = Tn; | 1m Tn =ng= An,
lön,— An, = ng = 9, ' 1n,— In, = nio = 2n;
13n; — 2n; = n= llm, E 11n,—1 In, = Na 0
Diese beiden Reihen haben insbesondere für
Zwischenfrequenz-Reflexverstärkung den schon früher
angedeuteten Vorteil, daß sie die Anwendung völlig
symmetrischer Zobel-Foster-Kreise*) gestatten,
die jeweils für die eine Reihe Pole und dazwischen
für die andere Reihe Nullstellen haben.
Ferner haben die beiden Reihen hinsichtlich der
Aufteilung der Harmonischen durchaus die gleichen
Eigenschaften wie die Stator- und Rotor-Reihe einer
Goldschmidt-Maschine?); es entspricht die rr-
-Reihe der Rotorreihe und die ”s-Reihe der Stator-
reihe genannter Hochfrequenz - Maschine. Diese
Uebereinstimmung ist keine zufällige, sondern eine
beabsichtigte Nachbildung des bei der Gold-
schmidt- Maschine auftretenden Frequenzprinzipes.
Die beiden fest schwingenden Generatoren können
zwei quarzgesteuerte Lokalsender sein; die Frequen-
zen r und rs können aber auch als Harmonische
einem einzigen Generator, der dann zweckmäßig
ebenfalls quarzgesteuert ist, entnommen werden.
Es genügt demnach für Vielfachtransponierungen
im Minimum das Vorhandensein von bloß zwei festen
Generatorfrequenzen, die überdies noch infolge ihres
durch anderweitige Forderungen bedingten harmoni-
schen Charakters aus einem einzigen Lokalgenerator
isoliert werden können.
Es liegt im Prinzip der Methode, daB Lösungen
vorstehender Art innerhalb der gewonnenen Differenz-
frequenzen das Superprinzip nicht restlos erfüllen
können, sondern auch Differenzfrequenzen auftreten
müssen, deren Zahlenwerte zwischen denen der er-
zeugenden Frequenzen liegen. Bei der Verwendung
von Richtverstärkern in den Transponierungssätzen
ist dies völlig belanglos, da dort die Zwischenfrequenz
erst im Anodenkreis entsteht, wo sich in Form des
Filters bereits ein auf sie abgestimmter Sperrkreis
befindet. Anders liegen die Verhältnisse diesbezüg-
lich bei Verwendung eines Audions. Hier entstehen
1) R. M. Foster. „A Reactance Theorem“, The Bell System,
Techn. Journ. 3, S. 259, 1924,
5) R. Goldschmidt, Hochfrequenzmaschine für die direkte
Erzeugung von clektrischen Wellen für die drahtlose Telep traphie,
Ztschr. f. Hochfrequenztechnik, 4, S. 341, 1911.
14 F. Aigner: Das Problem der ökonomischten Vielfachtransponierung.
die Hemholtzschen Kombinationsschwingungen
schon im Gitterkreis. Für Zwischenfrequenzen, die
das Superprinzip erfüllen, bildet dann der Gitter-
ableitsilit den für ihre Verstärkung erforderlichen
Gitterwiderstand. Ist aber das Superprinzip nicht er-
füllt, liegt also die Zwischenfrequenz zwischen den
erzeugenden Frequenzen, dann kann sich leicht der
Fall ereignen, daß der Gitterkreis zusammen mit dem
Audionkondensator einen kapazitiven Widerstand für
die Zwischenfrequenz darstellt, der zu klein ist, um
eine ausreichende Verstärkung dieser Frequenz zu
vermitteln. In solchen Fällen wird es dann not-
wendig, für die Zwischenfrequenz auch ins Gitter
einen abgestimmten Sperrkreis einzubauen, der ihre
Verstärkung sichert.
b) Problemlösung für modulierte
Wellen mit Hilfe eines fest schwin-
genden Oberwellengenerators.
Die im vorigen Abschnitt gegebene Lösung für ein
Vielfachtransgerät hat ergeben, daß im Minimum
zwei auf fester Welle schwingende Lokalgeneratoren
erforderlich sind, die gegebenenfalls auch einem ein-
zigen Lokalgenerator als harmonische Oberschwin-
gungen entnommen werden können.
Die Oberwellen eines Generators lassen sich aber
noch auf eine ganz andere Weise ausnützen, was zu
einer weiteren Lösung einer Vielfachtransponierung
führt, bei der überdies das Superprinzip streng bei-
behalten werden kann. Der Gedanke ist folgender:
Ein Oberwellengenerator schwingt mit einer kon-
stanten Grundfrequenz n. Es ist dann, falls k eine
ganze positive Zahl größer als Null bedeutet, kn seine
k-te Harmonische.
Vermittels eines variablen Transponierungsein-
ganges wird wiederum zunächst eine erste feste
Differenzfrequenz do erzeugt. Bedeutet e eine noch
später festzulegende positive Zahl größer als Null, so
soll d„ die Form haben
d =(3+] H. (27)
Die so erhaltene Differenzfrequenz d. wird nun mit
der k-ten Harmonischen kn des Oberwellengenerators
kombiniert und liefert eine neue Zwischenfrequenz d,
von der Form
k k
k-n— +2)» =a, (27a)
die infolge des Ansatzes (27) das Superprinzip er-
füllt, da sich ihre Erzeugenden um weniger als eine
Oktave unterscheiden.
Der nächste Schritt ist die Kombination von d,
mit der (k—1)-ten Harmonischen des Oberwellen-
generators, was die neue Differenzfrequenz d, liefert.
Diese wird mit der (k—2)-ten Harmonischen des
Oberwellengenerators kombiniert und ergibt d}. Und
so wird das Verfahren fortgesetzt, bis schließlich mit
Hilfe der Grundschwingung n des Oberwellen-
generators die letzte Differenzfirequenz entsteht.
Diese Vorschrift ergibt zunächst folgendes Gleichungs-
system:
k- n— (; +e ) -e= (5 Be, en == di
w-=na—(3 — +) r= fite)
9-14) n= (ji) n=
9 (, -1 — e) n= (g2 He) aa 3
a) (g 24.) (5-2) 4;
Dieses System ist so angelegt, daß für die d-Reihe
durchweg das Superprinzip gewahrt wird, falls &e< 1
bleibt. Der Gleichungsansatz ist auch insofern
logisch, als die mit steigendem Index versehenen
Differenzfrequenzen in ihrer Amplitude infolge an-
gewandter Verstärkung steigen und dementsprechend
mit steigenden Generatoramplituden kombiniert
werden, da das geschilderte Verfahren mit der
höchsten Harmonischen beginnt und mit der
amplitudenstärksten Grundschwingung schließt.
Grenzen für e und seine zahlenmäßige
Bestimmung.
Die Grenzen für e sind durch das Superprinzip
bereits festgelegt. Es gilt hierfür
0 <e <l. (29)
Zu einer kleineren oberen Grenze führt folgende
Betrachtung. Zwei aufeinanderfolgende Schwingungs-
zahlen der d-Reihe unterscheiden sich entweder um
2en oder um (1—2e)'n, wobei diese beiden Diffe-
renzen in (28) systematisch abwechseln. Nun muß
aber zwecks Vermeidung von Rückkopplungen und
auch im Sinne des Prinzipes gefordert werden, daß
nirgends zwei Werte der d-Reihe einander gleich
werden. Es muß demnach
(1 —2e.)-u> 0 (29a)
oder
e <4 (29b)
Demnach ist e folgendermaßen eingeengt
0<e<} ' (80)
Wahl von e zwischen seinen Grenzen.
Es wird aus den bereits im Abschnitt B. a) aus-
einandergesetzten Gründen auch hier wiederum ver-
langt, daß die d-Reihe eine harmonische Reihe dar-
stellt. Um überdies auch wieder für einen Zwischen-
frequenzreflexverstärker symmetrische Zobel-
Kreise anwenden zu können, müssen alle Frequenz-
intervalle in dieser Reihe gleich groß sein. Es muß
daher gelten:
2e n —=(1—2e)-n (31)
oder
e= 4 (32)
g:
Karl iler: Wellen-Induktion in
Dann lautet das Gleichungssystem (28):
2 2 p—
Im EEL „2 De
2k—1 2 k—3 ;
C r ee = 4 n = de
2 k—3 2k—5
(k—2): n— a U n = ds u
(k—3) ne n=d, (2
(Ki). a ten am N == oe ) n=dızı
für / -= 0, 1, 2,3; 2: weh
Setzt man 7/4 = no so ergibt sich die allgemeine Be-
ziehung
4 (k—i) :no—[2 k—(2 i—1)] no = [2 k—(2 i + 1 )] no =
Es stellt demnach die d: + ı-Reihe die unmittelbar
aufeinanderfolgenden ungeradzahligen Harmonischen
der Grundschwingung no dar, während die Generator-
frequenzen geradzahlige Harmonische der gleichen
Grundschwingung sind. Um an einem Zahlenbeispiel
Wellen-Indulition in der
der drahtlosen Telegraphie. 15
das Verfahren zu zeigen, sei etwa k=4 gewählt.
Dann ergibt sich:
Tabelle Nr. 5
16n,— In, = Tno = di
= l2n,—7n9 = Eng = də
8no—öno = Sno = d;
d4no—bno = Ino = d,
wobei ¿== 0, 1, 2, 3, und 9 n, = do ist.
Der laboratoriumsmäßige Zusammenbau von Ge-
räten, die auf den in diesem Abschnitt B. beschrie-
benen Verfahren beruhen, hat ihre praktische Reali-
sierungsmöglichkeit durchweg klar erkennen lassen.
Allerdings ergaben sich, insbesondere beim Bau der
verschiedenen Zwischenfrequenzreflexverstärker, zahl-
reiche Schwierigkeiten, deren Aufzählung und erzielte
Bekämpfung hier jedoch zu weit führen würde.
Darauf einzugehen erübrigt sich um so mehr, als die
bisher entwickelten Möglichkeiten einer Vielfach-
transponierung lediglich Vorstufen zu den eigentlichen
Schlußkonstruktionen mit wesentlich gesteigerter
Trennschärfe darstellen, die nunmehr im folgenden
Abschnitt behandelt werden sollen.
(Eingegangen am 13. August 1928.)
(Schluß folgt.)
I mn nn M
drahtlosen Telegraphie.
Von Karl Uller, Gießen.
Inhaltsübersicht:
Die drahtlosen Wellen sind Drahtwellen, d. h. von
Unstetigkeitsflächen geführte Wellen. Die Theorie
derselben ist nur auf Grund des Ausdruckes für das
Interferenz-Prinzip annahmenfrei darstellbar. Die Er-
zeugung geführter Wellen wird Wellen-Induktion ge-
nannt. Es gibt eine direkte, wenn die Wellenquelle
in einer U-Fläche liegt, eine indirekte, wenn die
Quelle außerhalb liegt und die auslaufende Welle
durch Sonder-Einfall zum Teil oder ganz in eine ge-
führte umgewandelt wird. Beide Fälle kommen auch
in der drahtlosen Telegraphie vor.
Elastische Wiederkehr - Wellen in dem Körper
Erde sind in der Erdbeben-Kunde schon seit langen:
bekannt. Daß es aber auch elektrische Wiederkehr-
Wellen gibt, d. h. Wellen, welche die Erde ein- oder
mehreremal umkreisen, ehe sie unmerklich werden,
ist erst vor kurzem zum erstenmal in der Geschichte
der drahtlosen Telegraphie festgestellt worden??).
Damit scheint mir der geeignete Zeitpunkt gekommen
zu sein, mich über die Natur und die Herkunft der
„drahtlosenWellen“ im Zusammenhang auszusprechen,
zumal in der Literatur theoretische Ansichten ver-
breitet sind, die fehl gehen und daher einer objek-
tiven Deutung der Experimente im großen Stile im
Wege stehen, die an sich schon schwer eindeutig aus-
zulegen sind, eingedenk dessen, daß in der Natur
keine reinen Verhältnisse vorliegen.
Die an der leitenden Erdoberfläche erzeugte Welle
ist eine Welle besonderer Art, eine geführte Welle,
wie wir sie auch an Drähten haben. In paradoxer
Form können wir somit sagen: Die Wellen der
drahtlosen Telegraphie, gelegentlich
auch drahtlose Wellen genannt, sind
Drahtwellen‘)*). Ihr Wesen sowie ihre Ent-
stehung ist aber bis vor einigen Jahren unerkannt
gewesen. In einem mehr als zwei Jahrzehnte langen
Studium ist es mir gelungen, sowohl das Wesen als
auch die Entstehung dieser merkwürdigen Wellenart
aufzudecken. Ich habe von den Ergebnissen mehreres
an mehreren Stellen veröffentlicht (siehe weiter
unten unter Literatur), scheinbar jedoch ohne ver-
standen worden zu sein. Daher möchte ich hier ein-
mal nur die Grundgedanken möglichst deutlich her-
ausheben unter möglichster Verdeckung des mathe-
matischen Gerüstes. Dabei ist das Experiment, das
uns die drahtlose Telegraphie an der Erde bietet, be-
sonders geeignet, weil hier die Wellenlänge klein ist
gegen den Erdumfang, so daß „Eigenschwingungen“
nicht in Frage kommen, die die Einsicht in den
wahren Sachverhalt sehr erschweren.
Geführte Wellen, auch gebundene genannt, sind
Wellen, die an der Oberfläche eines Mittels oder
beiderseits der. Trennfläche zweier verschiedener
Mittel oder gleicher Mittel in Bewegung zueinander
— geführt von ihr — entlanglaufent) +3) +$) 15) 24) 28),
Diese Wellen muß es in der wahren Wellentheorie,
16 Karl Uller:
der Wellenkinematik, notwendig geben. Eine solche
besteht aus ein oder mehreren Wellenflanken, welch
letztere durch de Wellenkohärenz-Bedin-
gung zusammengehalten werden. Diese besagt?) +°):
Alle an einer Unstetigkeitsfläche zusammenhängenden
Wellen haben stets gleiche Spurgeschwindigkeiten,
mag die Fläche ruhen oder sich bewegen, mag der
Stand des Beobachters sein, welcher auch immer.
Es zeigt sich nun, daß die Führungsfläche stark ein-
greift in den Wellenbau, welcher deshalb in mancher
Hinsicht viel verwickelter ist als der einer in einem
einzigen homogenen Mittel sich von der Quelle aus
frei ausbreitendei: Welle. Es wird der geführten
Welle eine eigene Fortpflanzungsgeschwindigkeit und
Wellenlänge sowie eine eigene Verlöschung vor-
geschrieben. Die geführte Welle ist um so aus-
geprägter, je unterschiedlicher beschaffen und bewegt
beide Mittel sind. Da in stark ausgeprägten geführten
Wellen die Energie hauptsächlich längs der Führungs-
fläche sich ausbreitet, so kann eine solche Welle eine
viel größere Reichweite erlangen als eine freie Welle,
die sich in einem einzigen homogenen Mittel nach
allen Richtungen hin frei ausbreitet. Die gebundene
Welle klammert sich sozusagen an ihre U-Fläche und
läßt sich in mehr oder weniger flächiger Ausbreitung
dahin führen, wohin diese sich erstreckt, wohingegen
eine freie Welle das Bestreben hat, geradeaus zu
laufen. Bildliich muß man daher der freien Welle,
auch unter Berücksichtigung ihrer Beugungsneigung,
eine Steifigkeit zuschreiben, der geführten Welle hin-
gegen eine Biegsamkeit. Insbesondere in der Elektro-
magnetik, wo es Körper gibt von ganz ungeheuer
hoher Leitfähigkeit, ist die geführte Welle I. Art von
faßt : vollendeter Fortführung und Konzentration, so
daß man auf die Vorstellung von einer Strömung in
einem Rohre kommen konnte. An Verzweigungen
der Führungsflöche gabelt die Welle sich unter Ent-
wicklung einer rücklaufenden gebundenen Welle. Es
kann natürlich die Führung auch eine mehrfache sein,
indem mehrere U-Flächen und dementsprechend
mehrere Wellenflanken für ein und dieselbe Welle
vorhanden sind. Besonders wenn die U-Flächen
parallel gelagert sind, ist bei ausgeprägten geführten
Wellen die Reichweite eine noch viel größere.
In der Natur finden wir die ein - oder mehrfach
geführte Welle auf allen Gebieten der Physik, nicht
nur als elektrische Leitungswellen längs Drähten und
Kabeln sowie längs der Erde und den lonisations-
schichten der Atmosphäre, ferner als Blitze und
Leuchtkugeln‘®), sondern auch als elastische Draht-
und Plattenwellen, welche die Vorgänge in der
Schall- und Bebenkunde beherrschen, sowie als
Wärmewellen, Schwerewellen’*) °*) usw. Leicht sicht-
bar ist das Wesen der geführten Welle, das Sich-
führenlassen, in der Glimmlicht-Röhre: die Wellen —
denn mit- und gegenlaufende Wellen sind es — folgen
der Glas-Röhre, wie lang und wie gewunden sie auch
sei; eine freie Welle könnte nicht den Windungen fol-
gen. Die geführten Wellen sind theoretisch und prak-
tisch von viel größerer Bedeutung und Verbreitung als
die freien Wellen. Sie können keine einfachen Wellen
sein; infolgedessen setzt ihre Darstellung die Kennt-
nis des allgemeinen Baues mindestens der Planwelle
von elementarer Schwankungsform voraus, über
welche ich mich wiederholt verbreitet habe.
Die allgemeine Theorie der geführten Welle
konnte bisher nicht aufgestellt werden mangels
Kenntnis eines allgemeinen Wellen-Prinzipes, das ich
Interferenz-Prinzip") genannt habe. Aus
vorgelegten Feldgleichungen gewinnt man nämlich
zwar allemal für die ins Auge gefaßte Feldgröße eine
partielle Differentialgleichung ‘des Raumes und der
Zeit — für das elektrische Feld & in einem ruhenden
Mittel (e; u; A) z. B.
in Ai y2
€+- C rotrot € = 0 (1)
—-, aber man darf sie nicht „Wellengleichung‘
nennen, wie es geschieht, da sie lediglich eine einzige
Feldbedingung darstellt, die einer jeden beliebigen
Ueberlagerung sich beliebig durchkreuzender, beliebig
vieler Wellen-Individuen von gleicher Feldnatur auf-
gedrückt ist; wir können sie aber Wellenzustands-
gleichung nennen. Jede Welle ist eben ein Unteil-
bares. Wollen wir daher die Gleichungen für eine
Welle kennen lernen, dann müssen wir die Tatsache,
daß im Gegensatz zu stationären Feldern Wellen sich
nicht zu einer Welle überlagern lassen, zu mathema-
tischem Ausdruck bringen. Dies geschieht, wenn wir
den Satz aufstellen: In jeder Welle gibt es charakte-
ristische Flächen ® = const., Wellenflächen, die
eutsprechend der Tatsache, daß jede Welle ihre
eigene Geschwindigkeit und eigene Verlöschung hat
-- der Eigengesetzlichkeit unterliegen, daß sich ihre
Gradienten Ww nicht geometrisch addieren lassen.
Hierin spricht sich die Wellen-Individualität mathe-
matisch aus. Dieses Interferenz-Prinzip, mathematisch
formuliert und eingeführt, zerlegt die vorgelegten Feld-
gleichungen in ein System von Gleichungen, die ich
das Gleichungssystem der Welle nenne, und unter-
wirft insbesondere w bestimmten Bedingungen. Wie
unberechtigt es ist, Differentialgleichungen obiger Art
als Wellengleichung anzusprechen, erkennt man auclı
daran, daß man aus ihnen weder ersehen noch errech-
nen kann, wie viele Welienarten sie möglich machen
-— man denke an die Elastik“), besonders die in schwe-
ren Mitteln?) oder an die Elektromagnetik in elek-
trisch’) oder magnetisch?) aktiven Mitteln —, noch viel
weniger die Geschwindigkeiten und Verlöschungen
der möglichen Wellen, und weiter, daß es so etwas
wie geführte Wellen und Induktion gibt. Erst mit
dem Gleichungssystem der Welle ist es möglich, die
Theorie der geführten Wellen ohne offene oder ver-
steckte Annahmen zu entwickeln. Denn es ist dreier-
lei erforderlich: 1. weil es sich um eine Welle handelt,
die Kenntnis des Gleichungssystems der Welle, welche
vorgegebene Feldgleichungen bedingen; 2. weil es sich
um zwei- oder melırflankige Wellen handelt, die Er-
füllung der Wellenkohärenz-Bedingung; und 3. weil
es sich um eine physikalische Welle handelt, die Er-
füllung physikalischer Grenzbedingugen an den Füh-
rungsflächen. So erhält man die geführten Wellen
für jede gegebene Form der Erregung in der Wellen-
quelle. Je nach dieser Form kann aber die Ausbrei-
tung quantitativ stark verschiedenes Aussehen haben;
man denke z. B. an den Einfluß der Frequenz oder
der Dämpfung.
Von außerordentlicher Bedeutung für die Wellen-
theorie sind die Wellen von elementarer
Schwankungsform. Sie haben die mathema-
tische Form?)?°)*°)
Ç == 4 fe : eirt— t) + e* ; ei O*t—p*)
2\-
= et Ee cos (v +—P')—e” -sin (v t— P')), (2)
worin e=e-+ie” und Ø =p’ +ip” beliebige
reine Ortsfunktionen sind und y eine Konstante, die
ebenfalls komplex sein darf; ein angefügtes Sternchen
deutet den konjugiert komplexen Ausdruck an. In
v=y’ +i” nennen wir »’ die Frequenz 2 a/r der
Quelle und y” die Dämpfung der Quelle bzw. ihren
Schwall, je nachdem y” positiv oder negativ ist; sie
messen gleichzeitig die Frequenz der Welle bzw. den
zeitlichen Abfall oder Anstieg der Intensität an einem
durch den Topographen r angegebenen Ort. Es gibt
also im allgemeinen zwei charakteristische Flächen,
die wir Wellenflächen nennen: die Phasenflächen Ø’
—const. und die Verlöschungsflächen Ø” = const.
Dementsprechend gibt es nicht eine Wellennormale,
sondern ein Wellenrormalenpaar: die
Phasennormale grad Ø’ =w’ und die Verlöschungs-
normale grad Ø” =w”, und demzufolge zwei Ge-
schwindigkeiten in einer Welle, die der Phasen und
die der Amplituden. Diese Zweiheit bewirkt, daß das
Wellenbild sich nicht starr verschiebt”). Die Größe
e- nennen wir den Wellenvektor. Die beiden
Wellennormalenw’ undw”könneneinen,
zunächst beliebigen Winkel miteinan-
der bilden, der den Wellenbau sehr verwickelt
macht. Zudem hängt sowohl die Verlöschung e%”
als auch die Phasengeschwindigkeit »’/|w’| und die
Amplitudengeschwindigkeit »’/|w’’| sowie die Wellen-
länge 2r/liw’| von diesem Winkel ab. Nur wenn w”
und w” parallel oder antiparallel liegen oder eines
von beiden verschwindet, ist der Bau der Wellen
relativ einfach. Aber gerade die nicht- einfachen
Wellen spielen im folgenden eine Rolle.
Bei dieser Wellenform lassen sich nun auf dem
Gebiete der Elektromagnetik')')'°) folgende
Sätze herleiten:
A. Längs der Trennfläche zweier ruhender Mittel
gibt es eigentümliche, an die Trennfläche gebundene
und von ihr geführte elektromagnetische Ausbrei-
tungsmöglichkeiten höherer Ordnung, und zwar nur
zwei Arten.
B. In der gebundenen Welle I. Art zwingt diese
U-Fläche das magnetische Feld überall an ihr in
diese Führungsfläche hinein. Ferner liegt das mag-
netische Feld infolgedessen quer zur Fortpflanzungs-
richtung. — In der gebundenen Welle II. Art
zwingt die U-Fläche überall an ihr das elektrische
Feld in diese Fläche hinein; es gibt somit in ihr
keine elektrischen Ladungen. Ferner liegt das
elektrische Feld infolgedessen quer zur Fortpflan-
zungsrichtung. Dieser Zwang der Führungsfläche
auf den Bau der gebundenen Welle ist unabhängig
von den Eigenschaften der Mittel und von benach-
barten U-Flächen. wahrscheinlich auch unabhängig
von der Art der Erregung der Welle in der Quelle.
C. Diese gebundenen Wellen zeigen Verlöschung,
auch längs der U-Fläche, eine Verlöschung, die
selbst dann äuftritt, wenn beide Mittel völlig kon-
servativ sind. Aus einem experimentell festgestell-
ten Verlöschungsfaktor kann man also nicht auf
den Grad der Energie-Verschluckung schließen.
Wellen-Induktion in der drahtlosen Telegraphie. 17
$
D. Die U-Fläche zwingt einer jeden der beiden
möglichen gebundenen Wellen eine ganz bestimmte,
längs U konstante Normalkomponente der Wellen-
normalen in jeder der Wellenflanken auf — also
nicht konstante Tangentialkomponente der Phasen-
normalen, wie man in einigen Unterfällen bisher
mangels einer Theorie angenommen hat. In diesem
Satze spricht sich deutlich eine Führung der Welle
seitens der U-Fläche aus.
E. In einer Ueberlagerung von gebundenen
Wellen I. Art ist als Folge von B. die elektrische
Spannung zwischen zwei Punkten an zusammen-
hängenden U-Flächen unabhängig vom Integrations-
wege des Linienintegrals der Feldstärke längs den
Unstetigkeitsflächen. — Entsprechendes gilt für die
magnetische Spannung in einer Ueberlagerung von
gebundenen Wellen II. Art.
Diese Sätze enthalten zugleich auch strenge
Kriterien, geführte Wellen von ungeführten an U zu
unterscheiden.
Wenden wir die Theorie auf die Verhältnisse in
der drahtlosen Telegraphie an, so zeigt
zunächst die Betrachtung der beiden elektrischen
Konstanten von Luft (rein oder ionisiert) und elektro-
Iytisch leitender Erdoberfläche sowie insbesondere
der magnetischen Permeabilität beider Mittel, daß nur
die gebundene Welle I. Art größere Reichweiten ver-
spricht. Demgemäß ist diejenige Quellen-Anordnung
am günstigsten. bei der ein Antennen-Stamm aufrecht
steht und mit der Erde gutleitend verbunden ist, und
dabei die Schwingung so erregt wird, daß nahe der
Erdungsstelle ein Strombauch zustande kommt?). Die
erzeugte gebundene Welle geht dann von der An-
tenne unmittelbar an die Erdoberfläche über. Dannit
nun das wesentliche dieser gebundenen Ausbreitung
rein hervortrete, ersetzen wir die Atmosphäre durch
reine und homogene, also schwerelose Luft und die
Erde durch eine homogene, leitende Kugel. So läuft
denn die axialsymmetrisch vorausgesetzte Welle —
geführt von der Kugeloberfläche — nach allen
Himmelsrichtungen gleichmäßig divergierend und an
Stärke abnehmend weiter, um jenseits des Kugel-
äquators konvergierend durch den Gegenpol zu
laufen, wobei die Stärke relativ wieder zunimmt.
Der Gegenpol ist aber keine beson-
sondere Senke, welche die Welle ver-
schluckt! Er wirkt nicht spiegelbild-
ähnlich zur Quelle auf die Welle ein, im
Gegensatz zu einem rechnerischen Ergebnis von Herrn
Kiebitz, das auf Grund von Annahmen zustande
gekommen ist”). Im Gegenteil, es läuft die Welle
vielmehr involutorisch durch sich selbst hindurch,
indem im Pol sich die Tangential-Komponenten auf-
heben und die elektrischen Normalkomponenten ver-
stärken, divergiert wieder, durchläuft in ihrer ganzen
Front gleichzeitig den Kugeläquator, durcheilt kon-
vergierend den Quellpunkt — die Quelle haben wir
für die ausgelaufene Welle als nicht vorhanden an-
zusehen —, und tritt sodann von neuem die mehr
oder weniger flächenhafte Umkreisung an, von der
Kugelfläche in Bau und Ausbreitung gezwungen,
ein Verhalten, das bei einer freien
Welle selbst unter voller Berück-
sichtigung der Beugungsneigung un-
denkbar wäre Dabei ist selbst bei
das ma-
am Leiter tangential.
Nach der ersten halben Umkreisung tritt die
Welle in Interferenz mit sich selbst, falls die
Wellenerregung in der Quelle hinreichend lange
andauert. So umkreist die Welle die Kugel theore-
tisch unendlich oft, wobei aber die Stärke, abgese-
hen von Schwankungen, mit wachsender Laufzeit
abnimmt, auch wenn nirgendwo Energieverschluckung
stattfinden kann. Denn durch seitliche Energieaus-
strahlung, hauptsächlich in den freien Außenraum hin-
ein, verliert diese Welle unaufhaltsam Energie, und
das macht sich mathematisch bemerklich in dem Auf-
treten des Verlöschungsfaktors e””. Schwingt die
Quelle ungedämpft sinusförmig und ist insbesondere
die Halbwellenlänge der geführten Welle, die nicht
identisch ist mit der der freien Welle, gerade so groß,
daß ein ganzes Vielfache von ihr den Kugelumfang
umspannt, so würde sich ein angenähert stehender
Wellenzustand herausbilden mit Knoten und Bäuchen,
wenn die Wellenlänge unabhängig von der Laufzeit
wäre. Das ist aber nach der Theorie nicht der Fall.
Sehr merkwürdig ist nun, daß auch bei
einerdie Kugeloberfläche umhüllenden
Leiterschale (Heaviside-Schicht), ohne
daß der Sender mitihr leitende Verbin-
dung hat, sehr große Reichweiten, wie
sie die Wiederkehr-Wellen erweisen,
zu erzielen sind, ja. daß auch ohne Er-
dung Fernwirkungen, wenn auch nicht
sogute, festzustellen sind! Sehr merk-
würdig, daß anderseits auch beliebig
orientierte Empfangsdrähte imstande
sind, vonderankommenden Welle auf-
zufangen! Man hatte da sogleich die Erklärung
bei der Hand, daß eben zahlreiche reflektierte und
gebrochene Wellen zustande kämen. Was könnte es
denn auch arders sein! Das ist aber eine Verlegen-
heits-Antwort. Von dieser Art Wellen, die freie
Wellen sind, stelle man sich vor, daß die Wellen
Wiederkehr-Wellen sein sollen, nachdem sie durch
zahlreiche, fortgesetzte Reflektionen an gekrümmten
Flächen gebrochene Wellen und damit erhebliche
Energie verloren haben. Und diese steifen Wellen
sollen es sein, die bei dem Einfall an den Empfangs-
drähten gebrochen den Verschlingungen und Wick-
lungen folgen können sollen. An Metall gebrochene
elektrische Wellen laufen sich aber bei hoher Fre-
quenz auf sehr kurze Strecke tot, so daß es in
Drähten nicht einmal zu fortgesetzten Reflexionen und
Brechungen kommen kann. Und Wiederkehr-Wellen
gibt es auch, wenn keine Hüllfläche existiert, und so-
mit keine fortgesetzten Reflexionen und Brechungen
möglich sind. Nein, diese Erklärung ist keine. In
Wahrheit entstehen auch dann durch
Wellen-Einfall geführte Wellen. Aber
das ist ja doch nach unseren bekannten Reflexionsfor-
meln unmöglich, wird man einwenden. Hier haben nun
neue Gedankengänge einzusetzen, deren
Grundzüge ich schon vor Jahren entwickelt und z. T.
veröffentlicht habe. Sie erscheinen aber der vulgären
Wellen-Vorstellung gegenüber so fremdartig, daß der
willige Leser sie nur schwer versteht, und gar der
Theoretiker von heute, ohne sich in die notwendig
neue Darstellung zu vertiefen, sie als nach seiner
beliebig geformtem Sender
genetische Feld
18 Karl Uller:
HERE IE FERN A SI BEER EEE NEE GIEEERE EE E E E EE gt nen
mn >
Meinung unmöglich verwirft. Und doch beruhen sie
auf streng mathematischen Beweisen.
Wenn man sich mit den geführten Wellen innig
befaßt, so wird man auch auf die Beantwortung der
Frage geführt, wie sie entstehen können. Die
Untersuchung hat nun nach langwierigem Suchen und
Lernen folgendes ergeben. Die nächstliegende Er-
zeugung gebundener Wellen ist diejenige.
bei welcher der Sitzder Störung, die Wellen-
quelle, in der U-Fläche selbst liegt; man
denke an die Erzeugung elektrischer Spannung in-
folge Reibung oder infolge von Bewegung eines
Körpers durch ein statisches Magnetfeld hindurch.
Es gibt aber außer dieser, direkten, Entstehungsweise
noch eine andere, sehr merkwürdige, eine in-
direkte Erzeugung, nämlich durch Sonder-
Einfall einer nicht-einfachen Welle
gegen eine U-Fläche, wobei. die anlau-
fende Welle ganz oder zum Teilin eine
gebundene Welle. umgewandelt wird.
Auch diese Entstehungsart muß es nach der Wellen-
kinematik notwendig geben. Es genügt für den
Existenz-Beweis, wenn wir in der Quelle elementare
Erregung (e™!) voraussetzen und in (2) e und w als
konstante Vektoren behandeln. Letzteres verlangt
p’ = (w r) und Ø” = (w” r). d. h. die beiden Wellen-
flächen werden als Wellenebenen vorausgesetzt. In
diesem Sinne sprechen wir von einer Planwelle.
Der Einfall einer „Sinuswelle“ gegen die Ober-
fläche eines Mittels oder gegen die Trennfläche
zweier Mittel ist auf allen Gebieten der Physik be-
reits mathematisch behandelt worden, aber, wie wir
sogleich erkennen werden, nicht erschöpfend. Man
hat für die zurückgeworfenen und für die
gebrochenen Wellen-Amplituden Aus-
drücke bekommen von der Form
aa Zr FR: RER Za
dr = nr Aa: Aa = g Ao (3)
wobei die Z und N reine Funktionen des Einfalls-
winkels und des Brechungswinkels sind in Verbindung
mit den Eigenschaften der Mittel. Es kann vor-
kommen, daß der Nenner N verschwindet, — z. B.
bei normaler Inzidenz —, dann aber verschwinden
stets zugleich auch die Zähler, so daß die 4. und Au
endlich ausfallen. Indiesen Formeln sind aber die
anlaufende Welle (a) sowie die Sekundärwellen (r)
und (d) alle von der denkbar einfachsten Form
d cos{» t—la rth yty) + ô (2’)
vorausgesetzt, Wellen, in denen es neben kon-
stanten Amplituden nur Phasenebenen gibt.
Das ist aber nur .der speziellste Unterfall aus dem
allgemeinen Falle (2), wonach in einer Welle zwei
unter einem Winkel sich schneidende Wellenflächen
existieren. Beschränken wir die bei der voraus-
gesetzten Erregungsform (e'"‘) in der Quelle wesent-
lichen Merkmale der Welle nicht, wie es aber in der
Form (27) geschehen ist, sondern ziehen wir die bei
der vorausgesetzten Erregungsform (e'"H) allgemeine
Wellenform (2) heran, welche Form ich eingehend
analysiert habe °) °°) ?°), so gelangen wir mit ihr beim
Einfallproblem zu den allgemeinen Formeln für
den Planwellen-Einfall’). Mit ihnen sind wir
sicher, daß wir alle überhaupt mög-
Dem mue- Bun. u — || 00.00
nn a u E
lichenAusbreitungserscheinungen,die
mit dem Einfall einer Planwelle ver-
bunden seinkönnen,inderHand.haben.
Gerade diese allgemeinen, bisher unbekannten
Einfall-Formeln brauchen wir im folgenden, weshalb
ich sie für die verschiedensten Gebiete der Physik
vor Jahren entwickelt habe*)*)”)°)P). Sie haben wieder
die Form (3), jedoch sind die Z und N jetzt außer-
ordentlich verwickelt und zeigen kaum eine Aehnlich-
keit mit den früheren Ausdrücken. Sie offenbaren
sich nämlich als reine Funktionen der Wellen-
normalenpaare %«,.W,Wa aller bei Einfall in Rechnung
zu setzenden möglichen Wellen der vorgegebenen
Feldgleichungen, ferner der Frequenz und Dämpfung
der Quelle sowie der Eigenschaften beider Mittel. Sie
sind komplex; diese Komplexität kann auch auf-
treten, wenn die Mittel völlig konservativ sind. In-
folgedessen ist es nunmehr möglich, daß N den Wert
O annimmt, ohne daß zugleich die Z verschwinden.
Wenn nun N=0, dann werden die Einfall-
formeln hinfällig; in ihnen ist angesetzt: eine
einfallende Welle, eine rückgeworfene und eine
gebrochene Welle. Dann ist also der Ansatz
dieser drei freien Wellen hinfällig! Physikalisch
geschieht aber etwas. Denn eine bestimmte Welle
mit bestimmter Energie läuft unter bestimmten
Winkeln gegen die U-Fläche an. Dann liegt
alsoeinNeuesvor,einSonderanlauf,
der uns nötigt, für ihn das Einfall-
Problem von neuem und von einem
neuen Gesichtspunkt aus aufzuneh-
men. Wenn wir von den geführten Wellen und
ihrer theoretischen Darstellung herkommen, ist die
Lösung dieser Merkwürdigkeit, die den bisherigen
Einfall-Formeln, weil viel zu spezialisiert, nicht
angesehen werden konnte, zu finden: die an-
laufende Welle geht bei Sonder-
anlauf (N=0) ganz oder zum Teil in
eine geführte Welle über '’)):”). Dieser
Vorgang ist, wie der Einfall überhaupt, ein wellen-
kinematischer und erst in zweiter Linie plıysika-
lisch mitbestimmt.
Insbesondere in der Elektromagnetik ruhen-
der Mittel läßt sich der Beweis folgender-
maßen an')'). Wir bezeichnen mit Ë die vom
Mittel (1) nach dem Mittel (2) gerichtete Normale der
U-Ebene und geben der gebundenen Welle den’
Zeiger b. Dann ist in der gebundenen Welle
I. Art
(wo, N _ (ws, É)
le, le, (4,)
und in der gebundenen Welle Il. Art
(wu, D _ (wa, Ë)
Op, g Am. l (a)
In den Konstanten
ANY y
Ile == e- £) y: Un = H: Y (5)
bedeutet } die elektrische Leitfähigkeit sowie « und {x
die elektrischen bzw. die magnetischen Erregungs-
beiwerte, die im allgemeinen komplex und abhängig
Wellen-Induktion in der drahtlosen Telegraphie. 19
von » sind; 4 z V ist die Lichtgeschwindigkeit. Die
Wellenkohärenz-Bedingung verlangt
Wo = Wit (6)
wenn wir mit dem Zeiger t die Tangentialkomponente
eines Vektors andeuten.
Da ferner in einer Planwelle die Beziehung w?’ =
Ge mwm =a herrscht, so haben wir durch Zerlegung
(m? J- w =a, so daß mit Rücksicht auf (6)
(wa, D = + V wi; (W,d=FV a —win. (7)
hier und im folgenden bei festgehaltener Richtung
von f alle Wurzelzeichen absolut genommen. Ueber
eine der beiden Normalkomponenten (iwEf) kann man
verfügen, also das +- oder —-Vorzeichen wählen,
dann aber ist das Vorzeichen der anderen nach (4)
bestimmt. Befassen wir uns zunächst mit der ge-
führten Welle I. Art. Von den vier möglichen Vor-
zeichenverbindungen nach (7) läßt die Kohärenz-
gleichung (4,), wie gesagt, zwei offen, so daß
V aw _
e u
sa (4)
e
l J
Bei festgehaltener Richtung von f und
bei gegebenem Wwy bleibt also das Vor-
zeichen der Normalkomponente (ws, Ý
oder (m,f) willkürlich, also verfügbar.
Anderseits, bei Einfall, zerlegen wir in allen
drei Wellen den elektrischen Wellenvektor e in
e, = (ed (wi) | und „end ii
| w; J w;
d. h. in eine komplexe Komponente „parallel“ und
eine komplexe Komponente „senkrecht“ zu der
durch (f; w.) definierten komplexen „Einfalls-
ebene“. Für die beiden, von der im Mittel (1) an-
laufenden Welle (Wa; ĉa) ausgelösten Sekundärwellen
(w; e,) und(wa;ea) erhalten wir sodann die Bestim-
mungsstücke für die P-Komponenten
(8p)
(et) = me nn (ed); (eat) tn (mat) (ed
mit N, = e, (Wat) + ae, (Wat)
und für die S-Komponenten
le, [w h= — = tna (Bda a) (ealwat))
T (8s)
(lealwat]) = — Gm (0D aD) . (ea [0a É])
mit N, = — an, (WA) —an., (Wat)
In diesen eindeutigen Ausdrücken treten als Normal-
komponenten der anlaufenden und gebrochenen
Wellennormalenpaare die eindeutigen Werte
(wat) = + V az — wu ; (wat) = + V wu. (9)
auf. Die Zweideutigkeit der Kohärenz-
gleichung (4) für die gebundene Welle
erlaubt nun, daß man bei Sonderanlauf
sie identifizieren kann mit der dann
auftretenden unzweideutigen Bedin-
gung: N.=0! Die Identität ist nach (8p) ereicht,
20
wenn wir über das Vorzeichen in (4,’) so verfügen,
daß
le,’ V a; — wis F ae, V az— war = 0 (10)
Die Kohärenzgleichung (4,’) der geführten Welle geht
durch Quadrieren, wobei die Zweideutigkeit verloren
' geht, über in die Beziehung
2 __ m de, — lla Ale,
wu
z 2 — War (11)
Me, — lo,
in Falle Ne =o, die wir die Induktions-Be-
dingung nennen. Wenn nun die Welle
(wa; ĉea) gerade soanläuft, daßinihr Wa
die Gleichung Ne =o befriedigt, also
Gleichung (11) erfüllt, dann ruft diean-
laufende P-Komponente nicht eine
rückgeworfene und eine gebrochene
P-Komponenteins Leben, — denn die Ein-
fallformeln (8 p) werden dann ja ungültig und somit
der vorausgesetzte Ansatz hinfällig —, sondern
eine bestimmte gebundene Pu.-Kompo-
nente als Ergänzung zur anlaufenden
Pı-Komponente. Beide, fest verbunden
miteinander durch die U-Fläche laufen
gemeinsam als induzierte Welle I. Art
längs U und geführt von U fort. Die mit-
anlaufende S-Komponente dagegen spaltet sich in eine
zurückzeworfene und in eine gebrochene freie Welle
gemäß den Finfallformeln (8,).
Ich nenne den geschilderten und be-
legten Vorgang Wellen-Induktion,
weil die Faradaysche Induktion, die
bisher als ein Ur-Phänomen angesehen
wird,in Wahrheiteben dieser Vorgang
derErzeugunggebundenerelektrischer
Wellen ist. Das gilt für jede elek-
trische Welle, mag sie erregt werden
wie auchimmer. mag sieim Laufe ihrer
Ausbreitung sich gestaltet haben wie
auch immer. Die drahtlose Telegraphie
führt uns in der Ausbreitung ihrer Wellen diesen Vor-
gang lediglich im Großen vor, wo die Wellenlänge
klein ist gegen die Abmessung der Erde. Hier ist
derselbe viel leichter zu durchschauen, wenn man
einmal seine Notwendigkeit erkannt hat, als bei den
üblichen Leiterschleifen., wo die Erscheinung durch
die ungeheuer vielen mit- und gegenlaufenden ge-
führten Wellen sich unter einem Wellenzustand ver-
deckt, der den Findruck eines quasistationären Zu-
standes macht. Indirekte Wellen-Induktion kann es
auf allen Gebieten der Physik geben, in der Elektro-
magnetik ist sie wegen der ganz ungeheuer großen
Unterschiede in den tatsächlichen Leitfähigkeiten un-
gewöhnlich stark ausgeprägt.
Daß die indirekte Wellen-Induktion in der Elektro-
magnetik auftritt, lehrt für den Sehendgewordenen
die Gesamtheit aller Erfahrungen, und zwar in sv
großem Umfanege, daß die Grundgesetze des Feldes
eben auf diesen ‚„‚Induktions-Erfahrungen“ aufgebaut
. worden sind. Reine Reflexion und Brechung kennen wir
dagegen bisher nur bei ungeheuer hohen Frequenzen.
In der drahtlosen Telegraphie erbringen gerade die
Wiederkehr-Wellen den unwiderlegbaren Beweis für
die indirekte Wellen-Induktion, indem auch ohne Ver-
bindung der Wellenquelle mit einem Leiter (Erde.
Karl Uller:
Heaviside-Schicht) geführte, ja doppeltgeführte
Wellen zustandekommen können.
In der induzierten P-Welle gilt weiter noch
(wst) == + (Wat) =
de,
(ww, ; (12)
lle,
(ent) = (eaf); (lee); (13)
(2an ren ee "War (14
le, Wat
en.t == Ent = Eat — —
Führen wir die Induktions-Bedingung (11) in die
spezifizierte Kohärenzgleichung (10) für die ge-
bundene Welle ein, so erhalten wir die Induk-
tions-Vorbedingune®”) ?).
dr Vita: Vai, = o, (15)
beide Wurzelzeichen wieder absolut genommen, Nur
wenn diese komplexe Vorbedingung, in
der keines der beiden Mittel bevorzugt
erscheint, erfüllt ist, ist indirekte In-
duktion einer gebundenen Planwelle
L. Art möglich. Dagegen ist direkte In-
duktion immer möglich.
Sind z. B. beide Mittel absulute Nichtleiter und
beide mit positiver Dielektrizitätskonstante behaftet,
dann ist eine indirekte Induktion I. Art unmöglich,
mag die Welle eine ungedämpfte Phasenwelle (»” = 0)
oder eine phasenlose Welle (y = o) sein, obgleich ge-
führte Wellen an einem solchen Mittelpaar möglich
sind.
Bei der Erörterung der Induktions-Vorbedin-
gung!*), die nicht nur von den elektromagnetischen
Eigenschaften beider Mittel, sondern auch von
der Form der U-Fläche abhängt sowie, was zu be-
tonen ist, von der Art der Wellenerregung in der
Quelle, empfiehlt es sich zu setzen ae =m, so daß
le u Dee li n
| (ee Y m = f 9 fim] —m e E ml’).
Die Kriterien werden sehr weitläufig, da noch hinzu-
kommt, daß die a, und «,, die neben den Eigen-
x
schaften des Mittels auch noch- die Frequenz und
Dämpfung der Quelle enthalten, alle Werte zwischen
— oo und + œ annehmen können. Außerdem ist woh!
zu beachten, daß (15) nur für Planwellen von ele-
mentarer Schwankungsform entwickelt worden ist.
Hier spielt nun noch folgende Eigentümlich-
keit des Induktions-Vorganges gegen-
dem gewöhnlichen Einfall hinein”). Bei gewöhnlichen
Einfall verschwindet die einfallende Welle aus der
Welt in dem Maße, wie sie die U-Fläche erreicht. An
ihre Stelle treten die rückgeworfene und die ge-
brochene Welle, als Abkömmlinge und Erben der
Energie. Es findet keine Rückwirkung der U-Fläche
auf die einfallende Welle statt. In einer Planwelle
insbesondere ist die anlaufende Welle (Wa) gleich de:
von ferne einfallenden (W,;). Die Stärke der ein-
fallenden Welle und ihr Bau bleiben erhalten. Bei
Sonder-Einfall hingegen verschwindet die anlaufende
Welle nicht; sie wird vielmehr zu einer Flanke der
geführten Welle. Dadurch, daß sie an der U-Fläche
nicht verschwindet, geht von U eine Rückwirkung aui
die einfallende Welle aus: diese wird abgewandelt.
Wellen-Induktion in der drahtlosen Telegraphie.
Le nn m nn nn nn nn mn
verbogen, in dem Maße, wie sie der Führungsfläche
folgt; wir sprechen daher in diesem Falle besser von
einem Wellen-Anlauf mit Einlauf, im Gegensatz zu
einem Einfall mit Rückwurf und Brechung. Von der
Energie der einfallenden Welle (W;) geht dabei ein
Teil auf die sich entwickelnden induzierten Wellen-
flanken über, d. h. die Stärke der anlaufenden Welle
(Wa) an U würde längs U abnehmen, wenn nicht auf
der ganzen Breite Energie zugeschoben würde. Aus
dieser Darlegung geht hervor, daß der Wellen-Einlaui
in seiner ganzen Ausdehnung nicht ganz befriedigend
durch Planwellen wiedergegeben werden kann, dit
ja nur im groben, wenn auch im wesentlichen, Wellen
beschreiben. Zum mindcsten ist die Rechen-Erleich-
terung w = const. unbefriedigend. Gibt man diese
Beschränkung auf, um auf die Feinheiten des Vor-
ganges eingehen zu können, so tritt an die Stelle der
Beziehung Ww? = a die allgemeinere: WwW? = a— i
div w. Die oben entwickelten Formeln bleiben be-
stehen, man hat nur a durch b =a —-i div Ww zu er-
setzen. Nunmehr ist oben also b nicht mehr eine
Konstante, sondern eine Größe, die auch von
Lagerungsdichte der Wellenflächen sowie von ihrer
mittleren Krümmung abhängt, was vor alłem für dic
Induktions-Bedingung (11) von Bedeutung ist, wäh-
rend die Kohärenz-Gleichung (4) und somit die In-
duktions-Vorbedingung (15) davon unberührt bleibt.
Allgemein läßt sich sagen: Indirekte In-
duktion ist allemal möglich, wo ein
Brewster-Effiekt Ausfall einer re-
flektierten elektrischen P-Kompo-
nente nicht festzustellen ist. Denn
für den Brewster-Eiffekt'')'*)°°) gilt bei Plan-
wellen die Vorbedingung
lle, Vun lle’ V è, ==0: (16)
In der Elektromagnetik kommt es, wie die Erfahrung
lehrt, bei nicht ungeheuer großen Frequenzen, selır
leicht zu Induktionen; man kann sie bei mäßigen Fre-
quenzen oder phasenlosen Erregungen nur sehr
schwer vermeiden. Bei Anlauf der Welle von Luft
gegen Metall muß derselbe fast streifend sein. Im
übrigen ist in Hinblick auf (13) noch zu beachten,
daß, auch wenn die Induktions-Möglichkeit (15) sowie
die Induktions-Bedingung (11) erfüllt sind, dennoch
keine Induktionswelle I. Art zustande kommt, wenn
eaf) = 0, die anlaufende elektrische Welle also keine
/’-Komponente hat.
Unter anderen Bedingungen. die aus (8s) mit
Nn=o und (4.) herleitbar sind, ist auch durch An-
lauf einer elektrischen S-Komponente die Induktion
einer gebundenen Welle II. Art möglich, die aber nur
bei ferromagnetischen Mitteln größere Bedeutung
haben kann'®)?) =). Die ensprechenden Formeln
zeigen «a. und «,, vertauscht.
Mit beiden Arten von Induktionswellen sind im all-
gemeinen bewegende Kräfte verbunden”).
Die induzierten Wellen sind nachweislich nicht-
einfach, d. h. ws» und w”, liegen nicht einander
parallel oder verschwinden nicht. Infolgedessen
können auch die induzierenden Wellen, die anlaufen-
den, nicht einfach sein. Weiter gibt es deshalb un-
endlich viele Anlaufmöglichkeiten, die zur Induktion
führen, da ia in der Induktions-Bedingung (11) der
Winkel zwischen wa, und w’ar beliebig vorgegeben
21
_—
sein kann. Dem kann man für ungedämpfte Wellen
die Fassung geben: Die Induktionsmöglichkeit hängt
auch von der Elliptizität des magnetischen Feldes in
der anlaufenden Welle ab. Der Vorgang ist ein-
deutig, doch gibt es unendlich viele Eintritts-Möglich-
keiten. Das ist ein das Verständnis erschwerender
Unterschied gegenüber dem Einfall einer einfachen
Welle, von dem man bisher in der Physik allein weiß.
Nur in gewissen, idealisierten Fällen, die bisher aber
allein behandelt und zu Unrecht verallgemeinert
worden sind, kann man mit der Phasennormale allein
operieren. Diese Fälle jedoch spielen bei der In-
duktion keine Rolle. Deshalb ist mein Nachweis?) +) **)
von so großer Wichtigkeit, daß es allgemein in einer
wirklichen Welle eine Zweiheit von Wellen-
flächen geben muß. womit ein Verlöschungsfaktor
e P” verbunden ist. Auch bei unserem Sonder-
einfallproblem hat natürlich die ganze anlaufende
Welle als vorgegeben zu gelten. Der Winkel zwischen
War und War bestimmt sich von Ort zu Ort erst aus
dem Gesamtvorgang von der Quelle bis über die
Induktion hinaus, eine Riesenaufgabe, die nicht ein-
mal grundsätzlich der hervorragendste Mathematiker
von heute anzugreifen vermag.
Es sind auch mehrfache Induktionen an
mehreren benachbarten U-Flächen möglich, so daß
mehrfach geführte Wellen entstehen, die besonders
dann sehr große Reichweiten erzielen können, wenn
die U-Flächen einander parallel gelagert sind. Einen
solchen Fall dürfte die wahrscheinlich vorhandene,
leitende Heaviside-Schicht hoch in der Atmosphäre
mit dem Erdboden hervorrufen; als Begleiterscheinung
können dabei auch Gebiete verminderter Empfangs-
stärke auftreten. Wir haben dann sozusagen ein
Lecher-System im großen. An ihm kommt es durch
direkte (an der Erde) und indirekte (an der Heaviside-
Schicht) Induktion zu einer doppelt-geführten Welle,
wobei auch eine rückgeworfene und eine gebrochene
Welle abgespalten werden können, nämlich wenn die
anlaufende elektrische Welle eine S-Komponente ent-
hält. Aber auch sonst noch gibt es zahlreiche
!’-Flächen in der Atmosphäre. Wahrscheinlich ist
auf Induktion an solchen der häufig beobachtete
„Schwund“ beim Empfang zurückzuführen. Da
Heaviside-Schicht und Erdboden nicht metal-
lisch leiten, so kann die Geschwindigkeit der doppelt-
geführten Induktionswelle erheblich abweichen von
der Lichtgeschwindigkeit, sie ist auch eine andere
als die der einfach geführten Welle am Erdboden oder
die der einfach geführten Welleander Heaviside-
Schicht. Daher ist es abwegig den neuen Wieder-
kehr-Wellen Lichtgeschwindigkeit zuzuschreiben und
aus der gemessenen Laufzeit auf die Weglänge und
aus ihr auf die Höhe der Heaviside-Schicht zu
schließen?) °°). Schließlich ist noch zu erwähnen, daß
die Feststellung von Wiederkelir-Wellen den Beweis
für die Nichteinfachheit der Wellen der drahtlosen
Telegraphie mit sich führt.
Unstetirkeitsflächen sind nützliche, ja notwendige
Abstraktionen zwecks Vereinfachung der Rechnung.
In der Natur aber liegen stets Schichten vor, wenn
auch meist mit sehr stark veränderlichen Eigen-
schaften. Berücksichtigen wir ferner die Inhomogeni-
tät der Luft infolge der Schwere und ihre lonisation.
so erfährt die Welle im Zwischenmittel eine zusätz-
22
liche lokale Krümmung, konvex oder konkav, je nach-
dem die zusätzlichen scheinbaren Erregungsbeiwerte
und die Leitfähigkeit nach oben oder nach unten zu-
nehmen. Von diesen sekundären Annäherungen an
die Wirklichkeit sieht man am besten ab, wenn man
lediglich das Wesen des Ausbreitungsvorganges in
der drahtlosen Telegraphie erfassen will.
Auch für einen Fall elastischer indirekter Induk-
tion habe ich bereits den Beweis erbracht?”). Ich hoffe
nun deutlich gemacht zu haben, daß die Wellen-
Induktion, die direkte sowohl wie die indirekte,
ein Ur-Phänomen an Unstetigkeits-
flächen ist von genau der gleichen
wellenkinematischen Notwendigkeit
wie die Rückwerfung und Brechung
einer Welle?). Jede Wasserfläche, gegen die
eine veränderliche Luftbewegung einfällt, zeigt in den
entstehenden Wellen anschaulich die indirekte Induk-
tion. Freilich, wer nur Feldgleichungen und Grenz-
bedingungen kennt, dem bleibt die Induktion ver-
borgen. Und wenn man ihn auf diesen Vorgang in
der Natur stößt, so bleibt er ihm als Wellen-Vorgang
unerklärlich. Man muß zum Verständnis erkannt
haben: 1. daß die bisher angenommene Wellenflächen-
Lagerungsdichte nicht die wahre grad ® = w ist;
2. daß es nicht-einfache Wellen gibt, d. h. Aus-
breitungsformen mit zwei wandernden Größen, also
mit unstarr sich verschiebendem Wellenbilde; 3. daß
es geführte Wellen gibt, im Gegensatz zu den frei
sich ausbreitenden; 4. daß es in geführten Wellen
eine mehrdeutige Existenz-Bedingung gibt, der mehr-
fache Bauformen entsprechen. Die Wiederkehr-
Wellen liefern einen Beweis im großen für die wahre
Theorie der Wellen-Induktion.
Zusammenfassung.
Die Entdeckung der Wiederkehr-Wellen (Quäck
1926) lehrt, daß die drahtlosen Wellen in Wahrheit
Drahtwellen sind, d. h. geführte Wellen. Das ist eine
Ausbreitung flächiger Art, bei der eine Unstetigkeits-
fläche als Führungsfläche dient und der Welle eine
bestimmte Geschwindigkeit und Verlöschung auf-
drückt. Die Theorie dieser Wellen konnte bisher
nicht aufgestellt werden, weil ein allgemeines Wellen-
Prinzip, das Interferenz-Prinzip, bisher seinen mathe-
matischen Ausdruck nicht gefunden hatte. Hat man
ınit ihm das Gleichungssystem der Welle ermittelt,
so hat man die geführte Welle an der Grenze zweier
Mittel aus je zwei Wellenflanken zusammenzusetzen,
die durch die Einführung der Wellenkohärenz-Bedin-
gung auf ihrem Verlaufe längs U. zusammengehalten
werden. Sodann erst sind die physikalischen Grenz-
bedingungen einzuführen. Auf diesem annahmenifreien
Wege gelangt man zu charakteristischen Sätzen, von
denen fünf angeführt werden. — Die direkte und die
indirekte Entstehungsweise dieser gebundenen Wellen
nennt Verf. Wellen-Induktion. Die indirekte kommt
durch Sonder-Einfall einer nicht - einfachen Welle
gegen eine U-fläche zustande, indem dann eine Vor-
bedingung erfüllt ist, die sich auf die Eigenschaften
des Mittelpaares, die Form der U-Fläche und die Art
der Wellen-Erregung bezieht. Von Wichtigkeit ist
ferner, daß diese Wellen nicht-einfach sind. Im all-
Karl Uller: Wellen-Induktion in der drahtlosen Telegraphie.
gemeinen gibt es nämlich in einer Welle eine Zwei-
heit von Wellenflächen: die der Phase und die der
Verlöschung, die beide sich unter einem beliebigen
Winkel schneiden können. Nunmehr wird verständ-
lich, daß auch — entsprechend der Erfahrung —,
wenn der Sender nicht geerdet ist, dennoch, mittel-
bar, durch indirekte Induktion an der Erde geführte
Wellen mit der auffallend großen Reichweite zu-
standekommen. Und gibt es eine Heaviside-Schicht
in der Atmosphäre, so kann sich, ebenfalls durch in-
direkte Induktion, an ihr und an der Erde sogar eine
doppeltgeführte Welle ausbilden.
Literatur.
1) K. Uller, Beiträge zur Theorie der elm. Strahlung, Diss.
Rostock S. 61, 67, 71, 1903.
2) --, Die Mitwirkung der Erde und die Bedeutung der
Erdung, Jahrbuch der drahtl. Telegraphie 2, S. 8, 1908/09.
3) —, Die kinematische, die physikalische Welle, Ebenda 8,
S. 438, 1914.
4) —, Eine Wellenstudie, Elster-Geitel-Festschrift 1915, S. 521.
5) —, Zurückwerfung und Brechung elastischer Wellen, Ver-
hdig. d. D. Phys. Ges. 16, S. 835, 1914.
6) —, Desgl. für elektromagnetische Wellen; Ebenda 16,
S. 875, 1914.
7) —, Desgl. an natürlich-drehenden Körpern; Ebenda 16,
S. 926, 1914,
8) —, Desgl. an magnetisch-aktiven Körpern; Ebenda 16,
S. 997, 1914.
9) —, Desgl. an kristallinischen Körpern ; Ebenda 17, S. 20,1915.
10) —, Die Spannungen im elm. Felde; Phys. Zeitschrift 16,
S. 376, 1915.
11) —, Die Gültigkeitsbedingungen des Brewsterschen
Gesetzes; Ebenda 17, S. 13, 1916.
12) —, Das Interferenz-Prinzip; Ebenda 18, S. 101, 1917.
13) —-, Elastische Oberflächen-Planwellen;, Annalen der
Physik 56, S. 463, 1918.
14) —, Die elektromagnetische Zweimittel-Planwelle; Jahrb.
d. drahti. Telegraphie 15, S. 123, 1919. |
15) —, Einige Sätze aus der Theorle der gebundenen elm.
Wellen; Zeitschrift f. Physik 3, S. 361, 1920.
16) —, Doppler-Effekt an bewegterUnstetigkeitsfläche, Ebenda4,
S. 109, 1921.
17) —, Die elektromagnetische Wellen-Induktion I; Ebenda 8,
S. 89, 1921.
18) —, Desgleichen II, Ebenda 8, S. 193, 1922.
19) —, Desgleichen IlI, Vortrag, Hessengau d. D. Phys. Ges.
Gießen 1922.
20) —, Die elm. Induktions-Vorbedingungen ; Verhdig. d. D.
Phys. Ges. 1922, S. 51.
21) —, Ueber die Verzerrungswellen-Induktion;, Ebenda,
S. 8, 1922, ,
22) —, D'e Verzerrungswellen in schweren Mitteln, Zeitschr.
f. angewandte Math. u Mech. 6, S. 106, 1926.
23) —, Hysterese und Reversibilität; Zeitschr. f. Physik 38,
S. 72, 1926.
21) —, Die geführten Schwerewellen an der Grenze zweier
fließenden Mittel; Zeitschr. f. angew. Math. u, Mech. 7, S. 129, 1927.
25) —, Die Entwicklung des Wellen- Begriffes I, Gerlands
Beiträge zur Geophysik 18, S. 398, 1927.
26) —, Analyse der Planwelle von elementarer Schwankungs-
form sowie ihre Verwendung zur angenäherten \Viedergabe einer
allgemeineren Wellenform; Ebenda 20,°S. 123, 1928.
2) —, Wellen-Induktion; Ebenda 19, S. 134, 1928.
28) —, Die mehrfachgeführten Wellen in mehreren fließenden
Mitteln; Zeitschr. f. angew. Math. u. Mech. 8, S. 283, 1928.
29) E. Quäck, Mit Kurzwellen rund um die Erde; Jahrb. f.
drahtl. Telegraphie 28, S. 177, 1926.
30) K. W. Wagner; Ueber die Ausbreitung kurzer elektrischer
Wellen rund um die Erde; Sitz. Ber. d. Berl. Akad. Phys.-Math.
Klasse 16/12, 1926; 21/7. 1927,
3) F. Kiebitz, Ueber die Ausbreitung elektrischer Wellen
an der Erdoberfläche ; Telegr. u. Fernsprech-Technik 15, S. 207,1926.
(Eingegangen am 11. Mai 1928.)
|
|
F. Gerth uud W. Scheppmann: Untersuchungen über die Ausbreitungsvorgänge ultrakurzer Wellen. 23
Untersuchungen über die Ausbreitungsvorgänge
ultrakurzer Wellen.
Von F. Gerth und W. Scheppmann.
Aus den Laboratorien der C. Lorenz- Aktiengesellschaft, Berlin-Tempelhof.
Inhaltsübersicht.
Theorie.
I. Reichweitenversuche mit der 3-m-Welle im
Flugzeug.
ll. Reichweitenversuche vom Brocken.
Zusammenfassung.
Aus den bisherigen Reichweitenversuchen mit
ultrakurzen Wellen, d. h. mit Wellen unterhalb 10 m.
schien hervorzugehen. daß diese Wellen in bezug auf
die Ausbreitung im Raum sich wesentlich anders ver-
halten, als die für den Nachrichtenverkehr auf größere
Entfernungen immer mehr und mehr verwendeten
Kurzwellen oberhalb 10 m.
2
N
®
Bild 1.
Darstellung der Reichweite x bei Senderhöhe A.
= Versuche mit Wellen unter 10 m wurden in
Deutschland vor allem auch am Institut für technische
Physik der Universität Jena von Prof. Esau und
seinen Schülern ausgeführt.
Die nachstehend beschriebenen Versuche sind in
direkter Zusammenarbeit mit Prof. Esau und teils
auf dessen Anregung, teils auf die von W. Hahne-
mann unternommen worden. Sie wurden durch die
Laboratorien der C. Lorenz - Aktiengesellschaft,
Berlin-Tempelhof, ausgeführt, und zwar im wesent-
lichen unter Mitwirkung der Herren Karplus, Dr.
Gresky, Dr. Hornung von der Firma
C. Lorenz-Aktiengesellschaft und Dr. Busse von
der Universität Jena.
Schon bei früheren Reichweitenversuchen mit
Wellen von 3 bis 4 m hatte sich herausgestellt, daß
die Reichweiten mit der Höhe des Senders bzw. des
Empfängers über dem Erdboden zunahmen, und zwar
derart, daß die Annahme aufgestellt wurde, für die
Reichweiten sei in der Hauptsache die direkte und
nicht die dem Erdboden entlanggehende Strahlung
maßgebend.
Um diese Annahme, auf deren praktische Bedeu-
tung am Schluß hingewiesen ist, zu prüfen, wurden
die nachstehenden Versuchsreihen ausgeführt, bei
welchen der Sender oder der Empfänger oder beide
sich an erhöhten Punkten befanden.
Theorie.
Geht man von der Annahme aus, daß die Reich-
weiten in der Hauptsache durch den direkten Strahl
zwischen Sender und Empfänger begrenzt sind, so
erhält man die größtmögliche Reichweite sehr leicht
nach folgender Ueberlegung.
Stellt in Bild 1 der Kreis die als Kugel gedachte
Erde mit dem Radius r dar und k die Höhe des
Senders über der Erdoberfläche, so geben die Mantel-
linien des von dem Punkte P an die Kugel gelegten
Tangentialkegels die äußerste Grenze an, für die noch
direkte Strahlung von P aus möglich ist. Die Länge
dieser Tangenten beträgt <= V 2rh—h oder, da
k? gegen 2r h zu vernachlässigen ist, x =Y2rh. Die
Reichweite ist somit proportional der Quadratwurzel
aus der Höhe und da r>6,4.10° m ist, x = 3550
V him) = 3,55 km V hm):
Bild 2 zeigt die Abhängigkeit der Reichweiten der
direkten Strahlung von der Höhe des Senders über
- der Erdoberfläche. Befindet sich auch der Empfänger
am erhöhten Punkt und bezeichnet man die Höhe
des Senders über der Erdoberfläche mit k, und
die des Empfängers mit h,, so erhält man als größte
Reichweite der direkten Strahlung x = V2r (Vh +
Vha) oder x = 3550 (Vh + Vh) in m.
H
CENENE RERE” AN
CENTERET
ERBEREEPSERRERE
E A
Ester
BEE Saar
ng
-r -r
angenteni;
S
0 100 200 300 409 500 000 700 600 900 1000 1100 1800 1900 400 1800
Höhe in mir. ——
Bild 2.
Abhängigkeit der Reichweite der direkten Strahlung von der
Höhe des Senders über den Erdboden.
Man kann demnach für diesen Fall die Reichweite
aus Bild 2 ablesen, indem man einfach die Reich-
weite für die beiden Höhen addiert. Gleichzeitige
Erhöhung von Sender und Empfänger über dem Erd-
boden bedeutet also eine Vergrößerung der Reich-
weite.
Innerhalb dieses Tangentialkegels wird die Strah-
lungsenergie einem quadratischen Abnahmegesetz
folgen, während über diesen Kegel hinaus nur Beu-
gung stattfinden kann, wobei die Energie bei Ver-
größerung des Abstandes vom Sender und Empfänger
viel rascher als vorher abklingen wird.
Ebenso ist anzunehmen, daß die Energie im
Schatten eines zwischen Sender und Empfänger be-
-24
nn nn nn nn a
findlichen und zur Wellenlänge großen Hindernisses,
da sie nur durch Beugung in diesen Schatten gelangen
kann, nur ein Bruchteil der Energie der direkten
Strahlung sein wird.
beider Geräte
F. Gerth und W. Scheppmann:
Teil durch Kabel verbundenen Hochfrequenzteile
erkennen. Der Sender war für
Telephonie und tönende Telegraphie eingerichtet.
Bild 4a zeigt den Höchfrequenzteil des Senders,
Bild 3.
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aR u Pr EX Ie
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i Bild 4a.
Hochfrequenzteil des Senders.
l. Reichweitenversuche mit der 3-m-Welle im
Flugzeug.
Die für die Versuche verwendeten Geräte waren
so gebaut worden, daß der Hochfrequenzteil von dem
übrigen Teil des Gerätes getrennt aufgestellt werden
konnte und mit diesem durch ein gepanzertes Kabel
verbunden war. :
Bild 3 stellt das Gesamtbild von Sender und Emp-
fänger dar. Man kann deutlich die mit dem übrigen
Bild 4b.
Hochfrequenzteil des Empfängers.
die Röhre mit dem zwischen Anode und Gitter liegen-
den Schwingungskreis. Die Schwingungsleistung des
Senders betrug ungefähr 1—2 Watt. Der Empfänger
enthielt Superregeneration und zweifache Nieder-
frequenzverstärkung. Bild 4b stellt den Hochfrequenz-
teil des Empfängers dar.
Für die Versuche stand durch die dankenswerte
Vermittelung Dr. Heraths vom Reichsverkehrs-
ministerium ein Junkers-Kabinen-Flugzeug der Type
F. 13 zur Verfügung. Der Hochfrequenzteil des
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* Empfangsversuchen.
„ Untersuchungen über die Ausbreitungsvorgänge ultrakurzer Wellen.
Senders wurde außerhalb des Flugzeuges unter dem
Rumpf gefedert angebracht, der Empfänger stand
vollkommen innerhalb der Kabine, wobei die Hoch-
frequenzteile gefedert direkt an einem Fenster
standen. Bei den Versuchen wurde an sämtlichen
Geräten, sowohl im Flugzeug als auch am Boden,
ohne jede Antenne gearbeitet.
Die ersten Versuche wurden so ausgeführt, daß
im Flugzeug nur gesendet und an einer Bodenstation
empfangen wurde. Zunächst wurde die Reichweite
festgestellt, wenn das Flugzeug in 1000 m Höhe flog.
Die Lautstärke betrug dabei bis zu einer Entfernung
von ungefähr 30 km r 8—10 und nahm von da an all-
mählich ab, bis in 50 km Entfernung der Empfang
vollständig ausblieb. In Entfernungen bis ungefähr
10 km war die Empfangslautstärke gleich stark, wenn
das Flugzeug in Höhen von 100 bis 1200 m flog.
Unter 100 m nahm die Lautstärke ab und unter 30 m
setzte der Empfang schon in ungefähr 5 km Ent-
fernung vollständig aus..
Der Empfang im Flugzeug war das schwierigere
Problem, da man den Empfänger nicht in gleicher
Weise wie den Sender außerhalb des Flugzeuges an-
bringen konnte, da Abstimmung und Rückkopplung
bedient werden mußte.
Außerdem störte das Zündgeräusch des Motors,
das beim Anlaufen desselben als ein starkes knacken-
des Geräusch auftrat, so daß ein Empfang ganz un-
möglich ‘schien. Bei Vollgas wurde jedoch die
Störung des Zündgeräusches ganz erheblich leiser
und trat nicht mehr störend in Erscheinung.
In 100.m Höhe wurden die ersten Telegraphie-
zeichen aufgenommen. Die Lautstärke betrug un-
gefähr r 4-6. Es konnte bis auf eine Entfernung
von ungefähr 10 km gehört werden. Dieses Er-
gebnis deckt sich mit . denjenigen Versuchen, bei
denen der Hochfrequenzteil des Senders innerhalb
der Kabine stand. Manchmal blieb schon innerhalb
Reichweite der Empfang aus. Offenbar
schirmte dabei das Flugzeug in irgendeiner Stellung
den Empfänger gegen den Sender ab. Beim Landen
des Flugzeuges konnte bis auf eine Höhe von un-
gefähr 30 m gehört werden, und zwar nahm die Laut-
stärke von 100 m an gleichmäßig ab.
Bei sämtlichen bisher geschilderten Versuchen war
innerhalb der Reichweitengrenzen Telephonie und
Telegraphie gleich gut aufnehmbar.
Die Energie des Bodensenders betrug bei diesen
Versuchen ebenfalls 1—2 Watt. |
Da die bei den Empfangsversuchen im Flugzeug
erzielten geringen Reichweiten ihren Grund in der
. starken Absorption der metallischen Flugzeugteile
hatte, mußte eine Verstärkung der Senderenergie des
Bodensenders wesentlich größere Reichweiten er-
geben.
Infolgedessen wurden weitere Versuchsflüge
unternommen, bei denen auf einem erhöhten Punkt,
: und zwar auf dem Fuchsturm bei Jena, ein Sender
-von ungefähr 70 Watt Strahlungsleistung, der aut
" einen abgestimmten Dipol arbeitete, aufgestellt wurde.
Es wurde während eines Fluges von Berlin nach
‘ Nürnberg und in umgekehrter Richtung von Nürnberg
nach Berlin empfangen.
Bild 5 gibt ein anschauliches Bild von diesen
Der Sender wurde zuerst in
einer Entfernung von 45 km und in einer Höhe von
25
— nn e a a a -~
600 m gehört. Der Empfang begann mit einer Laut-
stärke von r 4—5 und steigerte sich bald auf r 9—10,
während dieser Zeit stieg das Flugzeug noch auf
10C0 m Höhe. Beim Weiterfliegen blieb die Laut-
stärke innerhalb der Entfernung von 50—80 km nahe-
zu konstant; von da an nahm sie stark ab, bis in
ungefähr 100 km Entfernung der Empfang vollständig
aussetzte. Auf dem Rückflug wurde der Sender zuerst
in 40 km Entfernung bei etwa 500 m Höhe gehört.
Anfangs nahm die Lautstärke auch wieder stark Zu,
bis beim Weiterfliegen in: ungefähr 90 km Entfer-
nung wieder kein Empfang mehr möglich war. Die
.Gross-Berlin
Flughafen .
Potsdamo
feichweitenversuch-Im Corat.
„ie „Entfernung n km.
DS Munchberg“ "0 Hoghöhe in m. für den
sage Zen Oeke flyg: in Kammern (500).
III Lautstärke. 5 MM -r 10.
Fürth © c MINOC
Bild 5.
Flugstrecke und Angabe der Reichweiten und des Verlaufes, der
Empfangslautstärken.
Flughöhe betrug dabei allerdings nur noch 350 ın.
Wahrscheinlich ist dadurch die geringere: Reichweite
beim Rückflug zu erklären. |
Dazu ist noch zu bemerken, daß der Empfang im
Flugzeug immer erst einsetzte, wenn es sich seitlich
von der Sendestation befand und am besten wurde,
wenn es von der Station wegflog.
Es ist möglich, daß diese Erscheinung aii einer
Abschirmung durch die Tragflächen des Flugzeuges
beruht, die sich unterhalb vor der Kabine befinden.,
in der der Empfänger stand, so daß sie zwischen
Sender und Empfänger lagen, wenn das Flugzeug auf
die Sendestation zufliegt.
Vergleicht man die Ergebnisse der Blusen
versuche mit der obigen Theorie, so findet man, daß
sie dieser im allgemeinen entsprechen, insbesondere
scheint die rasche Abnahme der Lautstärke von der
Erreichung einer bestimmten Minimalhöhe des Flug-
zeuges gegenüber dem Erdboden für die Theorie zu
sprechen. Durch die wechselnden Abschirmungs-
verhältnisse infolge der verschiedenen Stellung des
Senders zum Flugzeug schälen sich allerdings die
d6 F. Gerth und W..Scheppmann: Untersuchungen ü über die Ausbreitungsvorgänge ultrakyrzer Wellen. ER
a un nn
nach der vorstehenden Theorie zu erwartenden Reich-
weitengrenzen nicht klar heraus, so daß noch weitere
Versuchsreihen unternommen werden mußten.
II. Reichweitenversuche vom Brocken.
Es wurde ein Sender größerer Leistung auf dem
Gipfel des Brockens in einer Höhe von 1140 m über
Meereshöhe aufgestellt. Zum Empfang wurde das
vom Brocken nordöstlich gelegene Gelände (ca.
150 m Meereshöhe) gewählt, das ziemlich- eben und
von dem aus direkte Sicht zum Brocken möglich ist.
Die zu erwartende Reichweite für direkte Strahlung
wäre also ca. 110 km. °
Der Sender, der in Bild 6 wiedergegeben ist, be-
saß eine Telefunkenröhre Type RS 229 g, die mit
einer 500-periodigen Anoden-Wechselspannung von
ungefähr 2000 Volt betrieben wurde. Die Welle des
er“ —
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Bild 6.
Hochfrequenzteil des Senders auf dem Brocken.
Senders betrug 3,20 m. Der Sender arbeitete auf
einem abgestimmten Vertikaldipol von der Länge
1,6 m. Der Empfänger war der gleiche, wie der bei
den Flugzeugversuchen verwendete, war also mit
Superregeneration und zweifacher Niederfrequenz-
verstärkung ausgerüstet.
Es wurde entweder ohne Antenne oder mit einer
Horizontal-Antenne von etwa 2% m Länge oder mit
einer Tlochantenne von ungefähr 8 m Länge
_ empfangen.
Der Sender wurde zunächst in unmittelbarer Nähe
des Erdbodens auf dem Gipfel des Brockens auf-
gestellt. Es ergab sich dabei eine Reichweitengrenze
in den verschiedenen Richtungen zwischen 76 und 100
km, und zwar blieb bei allen Versuchen die Emp-
fangslautstärke bis zu einer gewissen - Entfernung
fast konstant und nahm über diesen Punkt hinaus
sehr schnell bis auf Null ab.
Die Breite dieses Gebietes der schnellen Laut-
stärke-Abnahme schwankte zwischen 6 und 15 km.
Offenbar gelangt in dieses Gebiet nicht mehr die
direkte, sondern nur die abgebeugte Strahlung.
Die in den verschiedenen Richtungen etwas ver-
schiedenen Reichweiten werden ihren Grund in den
verschiedenen Höhenlagen der Empfangsorte und in
der welligen Natur des Zwischengeländes haben.
Zur weiteren Nachprüfung der Theorie wurde in
einer Versuchsreihe die Sendeenergie stufenweise im
Verhältnis von ungefähr 80 : 1 geändert. Dabei stellte
es sich heraus, daß bis zu einer Grenze von 79 km
sämtliche Energiestufen, allerdings mit verschiedener
Lautstärke, noch gut empfangen werden konnten.
Von da an nahm die Lautstärke rasch ab und in
85 km Entfernung war nur noch die größte Energie
aufnehmbar. Dieser außerordentlich instruktive
Versuch, bei dem die Reichweite des Senders sich
trotz einer Energieveränderung von 1:80 nur un-
wesentlich verschiebt, zeigt sehr deutlich, daß die
Reichweite in der Hauptsache auf den direkten Strahl
beschränkt ist, und daß die Unterchiede der Reich-
weiten nur dadurch zustande kommen, daß im Ge-
biet der abgebeugten Strahlung die geringe Energie
schneller auf den Reizschwellwert des Empfängrs ab-
klingt, als die größere.
Die nächsten Versuche wurden so ausgeführt, daß
der Sender auf dem Turm des Brockengipfels (un-
gefähr 1160 m ü. d. M.) aufgestellt wurde. Die Reich-
weite steigerte sich in einer Richtung, in der sie bei
dem vorhergehenden Versuche 95 km betrug, um
etwa 20 km auf etwa 115 km.
Bei Verwendung von Empfangsantennen war im
Gebiet der direkten Strahlung kein merklicher Unter-
schied der Lautstärke gegenüber einem Empfang
ohne Antenne vorhanden. Im Beugungsgebiet konnte
dagegen die Reichweite durch Verwendung einer
Empfangsantenne um einige Kilometer erhöht werden;
so lag bei den zuletzt beschriebenen Versuchen die
Grenze des Gebietes der direkten Strahlung bei
107 km. Die Grenze des Empfanges war in der
Beugungszone ohne Antenne 115 km und mit einer
8 m langen Hochantenne 120 km.
Vergeicht man die so gefundenen Ergebnisse mit
der obigen Theorie, so ergibt sich volle Ueberein-
stimmung. Für eine relative Höhe des Brockens über
der Umgebung des Empfangsgeländes, von etwa
1000 m, ergibt sich aus Bild 2 als Grenze für das Ge-
biet der direkten Strahlung x = 110 km.
Man ersieht daraus, daß die bei den letzten Ver-
suchen erzielten Reichweiten direkter Strahlung, bei
denen der Sender in einer Höhe von mehreren Wellen-
längen über der unmittelbar benachbarten Umgebung
steht und also offenbar ungestört in den Raum aus-
strahlt, in verhältnismäßig guter Uebereinstimmung
mit der Theorie sind. Befand sich der Sender in un-
mittelbarer Nähe des Erdbodens, so war die Reich-
weite geringer, als nach der Theorie zu erwarten ist.
Dieser Unterschied findet vielleicht seine Erklärung
darin, daß infolge der großen Erdbodennähe eine
Strahlungsbeeinflussung eintritt, die dieselbe Wirkung
hat, als ob der Ausstrahlungspunkt um einen be-
stimmten Betrag nach unten zu verschoben wird.
Zur weiteren Nachprüfung der Theorie wurde eine
zweite Versuchsserie ausgeführt, wobei sich der
Sender in ungefähr halber Höhe des Brockens be-
fand, und zwar wurde er auf dem Armleutberg bei
Wernigerode in ungefähr 500 m über Meereshöhe,
also etwa 350 m über der Umgebung aufgestellt, und
zwar von vornherein auf einem ungefähr 16 m hohen
Turm, um störende Einflüsse durch : den Erdboden
auszuschließen. Die Empfangsversuche wurden in der
Richtung Braunschweig—Celle ausgeführt, nach der
vom Sender aus direkte Sicht herrscht. Bis zu einer
Entfernung von ungefähr 66 km war keine merkliche
Abnahme der Lautstärke vorhanden. Von da ab ging
die Lautstärke stark zurück, bis in ungefähr 77 km
Entfernung der Empfang aussetzte.
-6: nn — — i m TE
H. E. Hollmann: Zusammenfassender Bericht.
Der Empfang war ohne und mit Empfangsantenne
ziemlich gleichwertig. Während noch bis 76 km Ent-
fernung bei Fortlassung der Sendeantenne und ver-
minderter Energie eine Lautstärke von r 1 zu hören
war, war bei 77 km Entfernung mit Senderantenne
und größter Senderleistung der Sender bereits nicht
mehr zu hören.
Vergleicht man diese Empfangsergebnisse mit
denen nach der Theorie zu erwartenden, so erhält man
für eine durchschnittliche Höhe des Senders von
350 m über dem Versuchsgelände aus Bild 2 eine
Reichweite von ungefähr 67 km. Nach den Messungen
beträgt das Gebiet der direkten Strahlung 66 km, das
Gebiet der abgebeugten Strahlung 11 km. Die Ueber-
einstimmung mit der Theorie erwies sich somit auch
bei diesen Versuchen als sehr gut und gibt eine
weitere Bestätigung für dieselbe.
Zusammenfassung:
Aus früheren Versuchen entstand die Annahme.
daß die Wellen unter 10 m dem Gesetz der Licht-
ausbreitung folgen, es wurden daher die in dieser
Arbeit beschriebenen Versuche zwischen Flugzeug
und Erdboden und zwischen Brockengipfel und Um-
gebung ausgeführt, um diese Annahme zu prüfen. Die
Resultate der Versuche bestätigen sie.
Diese Wellen werden wie das Licht durch da-
zwischenliegende gegen ihre Wellenlänge große
Hindernisse abgeschirmt und nur ein geringfügiger
Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren. 27
Betrag der Amplitude wird in den Schattenkegel hin-
eingebeugt. Die Amplitude nimmt im Gebiet der
direkten Strahlung voraussichtlich quadratisch, dar-
über hinaus sehr rasch ab. Im Gegensatz zu den
Wellen über 10 m wurden Fading-Erscheinungen bis-
her noch nicht beobachtet, offenbar liegt also keine
Rückstrahlung oberer Schichten der Atmosphäre vor.
Vom sichtbaren Licht unterscheiden sie sich für
die Praxis vorteilhaft insofern, als sie durch da-
zwischen liegenden Nebel in ihrer Reichweite nicht
beeinflußt werden und die ihre Ausbreitung hindern-
den Schattenkörper sehr viel größer sein können als
beim Licht. In den ultrakurzen Wellen (< 10 m)
steht somit ein Nahverkehrsmittel von außerordent-
licher Bedeutung zur Verfügung, dessen Wert vor
allem darin liegt, daß die Reichweite bestimmt be-
grenzt ist und über eine gewisse Entfernung mit
Sicherheit nicht hinausgeht, daß zur Ueberbrückung
aieser Entfernung nur sehr geringe Energie erforder-
lich ist. und daß im Gegensatz zu den Lichtwellen
Rauch und Nebel ohne merkbare Amplituden-
schwächung durchdrungen werden kann. Ferner ist
eine Zusammenfassung des Strahles unter Benutzung
von verhältnismäßig kleinen Spiegeln leicht möglich.
Diese Wellen bringen also für viele Anwendungs-
gebiete gegenüber den elektrischen Wellen größerer
Dimensionen die Vorteile der Optik, ohne einige
wesentliche Nachteile derselben zu besitzen.
(Eingegangen am 16. November 1928.)
Zusammenfassender Bericht.
Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen
mit Elelitronenröhren.
Von H. E. Hollmann.
Physikalisches Institut der Technischen Hochschule Darmstadt.
Inhaltsübersicht.
l Schwingungserzeugung durch Rück-
kopplunge.
ll. Schwingungserzeugung durch Steu-
erung der Elektronenbewegung in
-Bremsfeldern.
1. Elektronenschwingungen nachBarkhausen-
Kurz.
a) Die Pendelbewegung der Flektronen um das
Gitter.
b) Abhängigkeit der
vom Gasdruck.
c) Einfluß der Raumladung.
d) Der EinfluB eines angekoppelten Schwin-
Elektronenschwingungen
gungskreises.
2. Das gleichzeitige Auftreten von Bark-
hausen-Kurz- und Gill- und Morrell-
Schwingungen.
3. Theoretische Untersuchungen der Elektronen-
schwingungen.
4. Verschiedene Arten von Elektronen-
schwingungen:
a) Elektronenschwingungen
Raum.
b) Gill- u. Morrell-Schwingungen höherer
Frequenz.
c) Elektronenschwingungen zwischen den
Gitterstäben.
5. Die Energie der Elektronenschwingungen.
6. Elektronenschwingungen im Magnetield.
7. Die Aussiebung von Oberwellen.
Die Erzeugung gedämpfter elektrischer Wellen in
der Größenordnung von Dezimetern und Zentimetern
ist verhältnismäßig einfach, arbeitete doch schon
Heinrich Hertz!) mit Wellen von etwa einem
halben Meter Länge. Seitdem ist es einer großen
Zahl von Forschern gelungen, den Frequenzbereich
des Hertzschen Funkenoszillators durch Verringe-
rung seiner Abmessungen stetig zu erhöhen (R i g h i?);
Lebedew°); Lampa’); Möbius), wobei der
von Nicols und Tear’) hergestellte Oszillator mit
im Gitter-Anode-
38
einer Grundwelle von 1,8 mm wohl das kleinste,
mechanisch noch herstellbare Schwingungssystem
darstellt. Die höchsten Frequenzen ergab der
„Massenstrahler“ von Arkadiew.a”), der mit einer
kürzesten Welle von 0,13 mm bereits weit in das Ge-
biet der langwelligen Wärmestrahlen hineinreicht.
Leider ist die Energie der mit Funken erzeugten
kurzwelligen Schwingungen äußerst gering, und
für physikalische Untersuchungen, wie z. B. Disper-
sions- und Absorptionsmessungen, macht sie ihre
Dar
Bild 1.
Dreipunktschaltung.
starke Dämpfung fast unbrauchbar. Seit der Ent-
wickelung der Elektronenröhre ist es daher das Be-
streben gewesen, den Frequenzbereich der un-
gedämpften Schwingungen, wie sie die Röhre zu er-
zeugen gestattet, nach oben auszudehnen. Dabei
treten jedoch erhebliche Schwierigkeiten auf, infolge
deren bis heute die mit Funkenoszillatoren erzeugten
Frequenzen auch nicht annähernd erreicht worden
sind. |
Éa
Bild 2.
Kurzwellenoszillator von Gutton und Touly.
I. Schwingungserzeugung durch Rückkopplung.
Zunächst liegt es nahe, die Arbeitsweise der
Elektronenröhre, wie sie im Bereich längerer Wellen
Anwendung findet, auch für die Erzeugung höchster
Frequenzen beizubehalten, indem lediglich die Eigen-
frequenz der Schwingungskreise durch Verringerung
ihrer äußeren Abmessungen erhöht wird. Dabei
müssen alle nicht unumgänglich nötigen Schalt-
elemente, welche die Frequenz herabsetzen könnten,
vermieden werden, und daher sind Anordnungen mit
zusätzlichen Rückkoppelorganen, seien sie induktiver
H. E. Hollmann:
oder kapazitiver Art, wenig geeignet. Aus diesem
Grunde wurden die kürzesten Wellen in der Schaltung
des Bildes 1 erhalten, bei dem die auf das Gitter
zurückgeführte Rückkoppelspannung unmittelbar an
der Induktivität des Schwingungskreises abgegriffen
wird (Spannungsteiler- oder Dreipunktschaltung). In
dieser Schaltung erhielten Gutton und Touly’)
bereits im Jahre 1919 mit einer gewöhnlichen Empfän-
gerröhre Wellen von 1,5 m Länge; ihre Anordnung
zeigt das Bild 2. Die Induktivität des Schwingungs-
Kreises besteht nur noch aus einem einzigen Draht-
ring, während die Kapazität allein durch die innere
Röhrenkapazität ersetzt wird. Um Gitter und Anode
die erforderlichen Gleichspannungen zuführen zu
können, ist der Schwingungskreis im Spannungsknoten
durch einen Blockkondensator unterteilt. Bei Wellen-
längen in der Größe von einem Meter wird schließ-
lich der Schwingungskreis nur noch aus den zum
Bild 3a.
Bild 3b.
Dreipunktschaltungen mit Paralleldrahtsystemen.
Schaltungsaufbau unvermeidlichen Leitern gebildet,
wodurch sich die Anordnung auf die aus Bild 3a und b
ersichtliche Weise vereinfacht. Das Schwingungs-
system besteht lediglich aus zwei teleskopartig aus-
ziehbaren Metallrohren, die an der einen Seite durch
einen Blockkondensator C’ überbrückt sind, oder aus
zwei parallellaufenden Drähten, auf denen sich zur
Abstimmung eine Kondensatorbrücke verschieben läßt.
Mit der letzten Anordnung erzielte Hollmann’)
unter Verwendung einer Empfängerröhre der Type
„Ultra 110“ eine kürzeste Welle von 92 cm. Seine
Anordnung weicht von dem Schema des Bildes 3b
insofern ab, als die Anodenspannung vom Gitter durch
einen unmittelbar vor dasselbe gelegten Blockkonden-
sator C” abgeriegelt wird, wie aus dem Bild 4 hervor-
geht. Es hat sich herausgestellt, daß eine Gitter-
ableitung bei den hohen Frequenzen nicht erforderlich
ist. Durch geeignete Ausbildung und Anordnung des
hochfrequenten Schwingungssystems konnte die Welle
des Senders stetig bis auf 10 m vergrößert werden,
wobei die jeweiligen Frequenzen durch Eichkurven
genau festgelegt waren.
Die Schaltung des Bildes 3a wurde von Huxford
augewandt!°), der damit eine Welle von 1 m her-
Zusammenfassender Bericht.
stellte. Mit der gleichen Anordnung gelang es Berg-
mann), unter Verwendung kapazitätsarmer Röhren
auf eine Welle von 82 cm herunterzukommen, wobei
die Intensität der Schwingungen recht beträchtlich
war.
Anordnungen, die besonders leicht zum Schwingen
neigen und sich daher auch zur Erzeugung hoher Fre-
quenzen vorzüglich eignen, sind die sogenannten
Bild 4.
l m Sender von Hollmann.
Balance- oder Symmetrieschaltungen, bei denen die
phasenrichtige Rückkopr'ung durch die gegenläufige
Schaltung zweier Röhren bewirkt wird, und wie sie
zuerst von Eccles und Jordan’) zur Schwin-
gungserzeugung angegeben worden sind. Zur Er-
zeugung kurzer Wellen ist eine solche Symmetrie-
anordnung von Hohlbor n”) ausgebildet worden,
Bild 5.
Gegentaktanordnung von Holborn.
welcher bis zu einer Wellenlänge von 2,4 m herunter-
' kam. Seine Schaltung zeigt das Bild 5. R und R’
. sind die beiden Senderöhren, von deren Gitter und
“ Anoden je ein Paralleldrahtsystem ausgeht, das durch
' eine verschiebbare Brücke abgegrenzt wird.
j
Das
' schwingende System besteht also aus den beiden in
‘ Serie liegenden inneren Röhrenkapazitäten und den
w
»
i
pe
Selbstinduktionen der Drahtschleifen. In der Mitte der
Ueberbrückungen befinden sich die Spannungsknoten,
so daß dort die Gleichspannungen zugeführt werden
können, ohne den Schwingungsvorgang zu beein-
trächtigen. Die Schwingungen setzen nur bei richtiger
Abstimmung des Gitter- und Anodensystems ein, doch
ist die Abstimmung infolge der zunehmenden kapazi-
; tiven Kopplung um so breiter, je kürzer die Welle ist.
‚ Außerdem kann der Fall eintreten, daß die beiden
Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren.
"Gutton
29
Röhren nicht im Gegen- sondern ‘im Gleichtakt
schwingen, und unter Umständen die in den Batterie-
zuleitungen liegenden Hochfrequenzdrosseln in einer
weit längeren Welle anregen; auf diese Erscheinung
und ihre Ursache hat zuerst Kiebitz!) eingehend
hingewiesen.
O Ég
=
OD CN
Br ee
Bild 6.
Symmetrieschaltung mit induktiver Rückkoppelung.
Findet in der Holbornschaltung eine Rückkopplung
nur über die innere Gitter-Anodenkapazität der Röhren
statt, so läßt sich der Wirkungsgrad der Anordnung
dadurch verbessern, daß Gitter- und Anodenkreis
außerdem noch induktiv miteinander gekoppelt
werden. Damit jedoch die für den Rückkoppeleffekt
erforderliche Phasenverschiebung von 180 Grad
Heizung
Bild 7.
Gegentaktröhre von Englund.
Anoden
zwischen Gitter- und Anodenwechselspannung er-
halten bleibt, müssen die Anschlüsse eines der beiden
Schwingungskreise gekreuzt werden: So zeigt das
Bild 6 diese Schaltung mit einer Kreuzung der Gitter-
zuleitungen. Die induktive Kopplung bewirkt zwar
eine Steigerung der Schwingungsintensität, doch setzt
sie andererseits die Frequenz herunter; die Schaltung
ist daher vor allem im Bereich von Wellen von
mehreren Metern Länge recht brauchbar). Durch
Benutzung besonders kapazitätsarmer Röhren gelang
indessen Bergmann") die Erzeugung einer Welle
von 1,7 m, während Mesney'’) 15 m erreichte.
und Pierret?) stellten Wellen von
30 Gustav Eichhorn:
mn nn An mn nn nn nn nn
110 cm Länge her, indem sie die Kreuzung der Elek-
trodenzuleitungen fortließen, aber die induktive Kopp-
lung beibehielten. Um die verhältnismäßig langen
Zuleitungen kapazitätsarmer Röhren zu beseitigen,
konstruierte E ng lu ndt?) eine Spezialröhre, die in
Bild 7 schematisch wiedergegeben ist. Sie besteht
aus zwei getrennten Dreielektrodensystemen, die in
eine gemeinsame Glasglocke eingeschlossen sind und
zusammen geheizt werden. Die beiden Gitter und
Anoden sind durch je einen Drahtbügel von wenigen
Zentimetern Länge miteinander verbunden. Die
Anodenspannung wird im Schwingungsknoten des
Anodenbügels zugeführt, während sich eine Gitter-
ableitung in Uebereinstimmung mit früheren Beobach-
tungen (l. c. 9) anderer Autoren als überflüssig er-
wies, unter Umständen sogar die Schwingungen zum
Aussetzen brachte. Die kürzeste Welle dieser An-
ordnung betrug 1,05 m, doch war die Energie trotz
Ueberlastung der Röhre nur gering; es dürfte damit
die unterste Grenze für Symmetrieanordnungen er-
reicht sein.
Physikalisch ist für alle Rückkoppelanordnungen
eine Höchstgrenze der Frequenz gegeben erstens
durch die Abnahme der Wechselspannungen an den
Röhrenelektroden, indem infolge der durch die un-
vermeidliche Röhrenkapazität bedingten Aenderung
des Verhältnisses C/L der Strom auf Kosten der
Spannung zunimmt, und zweitens dadurch. daß die
Laufzeit der Elektronen zwischen den Röhrenelek-
troden nicht mehr gegen die Periodendauer zu ver-
nachlässigen ist. Daher kann den Rückkoppelbedin-
gungen, soweit sie eine bestimmte Anfachungs-
spannung sowie deren Phasenlage vorschreiben, nicht
mehr Genüge geleistet werden.
Rechnerisch läßt sich die Höchstgrenze der Fre-
quenz erfassen, wenn man die Laufzeit eines Elek-
trons von der Kathode zur Anode bestimmt. Sie ist
mn nn nn
gegeben durch die Beziehung:
eh, a
t
m.
|
worin d den Anodenradius und v die Anodenspannung
bedeutet.
Für einen Anodenradius von 0,5 cm und eine
Anodenspannung von 500 Volt gleich 5.10! abs. Ein-
heiten ergibt sich daraus eine Laufzeit von 0,7.10-° .
sec. Vergleicht man damit die Halbperiode einer |
Welle von 1 m, nämlich 1,7.10”° sec, so ergibt sich. ;
daß tatsächlich schon hier die obige Elektronenlauf- |
zeit nicht mehr zu vernachlässigen ist, sondern daß |
die Grenze in der Nähe von 1 Meter Welle liegen
muß, wie es auch mit den experimentellen Ergeb- |
nissen der verschiedenen Autoren übereinstimmt. |
Literaturverzeichnis zu Abschnitt I.
1) H. Herz: Wied. Annalen 1887. S.421. Ges. Werke: |
Bd. Il. S. 184.
>) R. A. Righi: Rend. Cent. Acc. d. Lincei 2. S. 505. 1893.
.Lebedew: Wied. Ann. 56. S. 1. 1896. '
. Lampa: Wien. Ber. 105. S. 587, 1049. 1896. |
|
\
Marvy
. Möbius: Ann. d. Phys. 63. S. 293 1920.
rn Nichols u.J.D.Te ar: Phys. Rev. 21. S.587. 1923.
‚Glagolewa-Arkadiewa: ZS.f.Phys.24 S.153. 1924. |
EHE
8 IQ
ar
ag
utton u. Touly: Compt. rend. 168. S. 271. 1919
Hollmann: Radio Umschau 1927. S. 177. Val.
: A. Deubner: Ann. d. Phys. 84. S. 429. 1927.
‚Huxford: Phys. Rev. 35. S 686. 1925.
ergemann: Ann. d. Phys. 85. S. 961. 1928.
.„Ecclesu.Jordan: Electrician 83. S. 299. 1919.
olb orn: ZS. f. Phys. 6. S. 328. 1921.
iebitz: Jahrb. d. drahtl. Telgr. 25. S. 4. 1925. :
. Hollmann: ZS. f, phys. und chem, Unt. 39.
1925.
rgmann: Ann. d. Phys. 82. S. 504. 1927.
sny: L'onde elecir. 3. S. 26. 1924.
tton u. E. Pierret: L’onde electr. 4. S. 387.
2|
<
— ps
æ D
kuami
(e)
saie
(vo
Ç
merg
55 S
JSI
ZƏŞmRIT
ern
hama
I:
om
N e
ie‘
(Fortsetzung folgt.)
Das „Radiophon‘.
Fine Neuheit zur Wahrnehmbarmachung der Sprechströme in Röhren-Radioempfängern.
Von Gustav Eichhorn, Zürich.
Versuche, Schwerhörigen den Rundfunk wahr-
nehmbar zu machen, sowie prinzipielle Ueberlegungen
führten mich zur Ausbildung meiner bisher als
„Radiophon“) bezeichneten Vorrichtung, über die
nachstehend berichtet werden soll, nachdem nunmehr
die Patentlage?) geklärt ist, und zwar unter Benut-
zung eigener Versuchsergebnisse und solcher von
lesen Eisl, Doktorand im Physikalischen Institut
a Die Bezeichnung ist insofern nicht glücklich, da die Radio-
Industrie dieses Wort für die verschiedenartigsten Geräte im
Empfänger benutzt, in Amerika sogar für eine Mikrophonanordnung
im Sender.
2) Es wurden bisher erteilt: Schweiz: Hauptpatent Nr. 119852
vom 16 April 1927, Zusatzpatent Nr. 122 767 vom 1. Oktober 1927.
Deutschland: D. R. P. 461 711 (7. Juni 192%, patentiert vom
13. Mai 1927 ab). Frankreich: Nr. 640 744. England: Bri-
tisches Patent Nr. 277355. Ferner Anmeldung in den Ver-
einigten Staaten von Amerıka,
|
Mitteilungen aus der Praxis.
|
der Technischen Hochschule in München, bei Herrn
Geheimrat Prof. Dr. J. Zenneck, dem ich auch an
dieser Stelle dafür meinen Dank ausspreche.
A. Beschreibung.
Das Verfahren beruht darauf, daß man den mensclı-
lichen Körper in den Anodenstromkreis (in dem sich ;
sonst Telephonhörer bzw. Lautsprecher befindet) ein-
schaltet, in der Weise, daß man den einen Pol eines
Röhren-Radioempfängers mit dem menschlichen ,
Körper direkt in Verbindung bringt durch eine An- į
schlußleitung, die metallisch mit der Hand oder irgend-
einer andern Körperstelle berührt wird, während der
andere Pol durch eine Anschlußleitung verbunden ist
mit der metallisierten Seite einer einseitig metal-
lisierten Fläche aus einem isolierenden Stoff, der J
besten aus einem sog. Halbleiter (z. B. iia
\
rung der
f
-r Ve en Ir w a u T
Mitteilungen aus der Praxis. Das Radiophon. 31
Pergamentpapier, Pergamyn, dünnes Fell, Leder usw.)
besteht, dessen nichtmetallisierte Seite gegen das
Ohr oder an Partien des Kopfes in der Nähe des aku-
stischen Gehörzentrums gehalten wird, so daß mit
dieser Schicht Kontakt stattfindet. Die Pole können
beliebig gewählt werden, es ist also keine Polarität
vorhanden; trotzdem ist ein Polwechsel manchmal
vorteilhaft.
Bekanntlich haben wir im Hörerkreis eines Röhren-
Radiogerätes den Anodengleichstrom und die
Sprechwechströme, die sich einander über-
lagern. Die Versuche mit dem ‚„Radiophon“ ergeben,
daß seine Empfindlichkeit wesentlich von der über-
lagerten Gleichstromspannung abhängt; solche muß
um so größer sein, je niedriger die Wechselspannung,
die gehört werden soll, ist. In allen Fällen nimmt die
‚u m =
a A N ET
r
en rea
x
T Ds x
N =s
\
N
IZAT SZEITER
j ur
-o
m‘
y
$
QTA
Bild 2.
Hörbarkeit der Lautstärke mit Zunahme der Gleich-
spannung zuerst sehr rasch und bei weiterer Steige-
rung nur sehr langsam zu. Die Gegend, von der an
die Lautstärke nur noch langsam zunimmt mit Steige-
Gleichspannung, beträgt bei geringer
Wechselpannung etwa 120—150 V, bei größerer
Wechselspannung viel weniger.
Bild 1 stellt den Hörer im Schnitt dar. Bild 2 gibt
einen Teil des Bildes 1 von rechts gesehen wieder.
Die Vorrichtung des Bildes 1 besteht aus einem Hand-
griff 3 mit muschelförmigem, abgeschlossenem Hohl-
raum 4 (der aber nicht unbedingt nötig ist). Darauf
wird eine einseitig metallisierte Fläche, bestehend aus
dem vorerwähnten Halbleiter (wobei 5 die metalli-
sierte Seite, 6 die nicht metallisierte Seite ist), gelegt,
indem ein Ring 7 mit zentraler Oeffnung 8 über das
Gewinde 9 geschraubt wird, welcher die kreisförmige
Fläche 5, 6 gegen die kreisförmige Auflagefläche 10
preßt. Das ganze Fassonstück ist aus isolierendem
Material (Hartgummi, Cornit u. dgl.).
In einer Aussparung 11 im Handgriff münden die
Enden der doppeladrigen Anschlußleitung 12 aus. Von
den von der Isolation befreiten Enden derselben ist
das eine an die Anschlußkappe 13, das andere an die
Anschlußkappe 14 eines konstanten hochohmigen
' Telefunken-RE 134 gut bewährt hat, bei
Widerstandes 15 (z. B. Telefunk-Ohm) angeschlossen.
Ein Metallstreifen 16 verbindet die Kappe 13 mit dem
Metallschild 17, welcher die Aussparung 11 des Hand-
griffes 3 überdeckt. Eine Leitung 18 führt zu einem
Metallring (der etwas vorstehend in die Auflagefläche
eingelassen ist), auf den die metallisierte Seite des
kreisförmigen Halbleiters zum Kontaktmachen auf-
gelegt wird. Eine dünne kreisförmige Gummischeibe,
die innerhalb des Kontaktringes zwischen metallisier-
tem Halbleiter und Auflagefläche liegt, verhindert das
Auftreten störender Eigenschwingungen.
Auf diese Weise enden von den beiden Drähten
der AnschlußBleitung 12 der eine am Metallschild 17,
der andere an der Metallseite 5, während der Hoch-
ohmwiderstand parallel dazu geschaltet ist.
Dieser hochohmige Widerstand in der Größen-
ordnung von etwa 100000 Ohm beseitigt vollständig
das sonst gelegentlich zu konstatierende „Scherbeln“
(Unbeständigkeit) der übertragenen Töne und Sprache.
Die Ursache des Scherbelns liegt in einem Nicht-
konstantbleiben der optimalen Röhrenspannungen,
was die ganze Schaltungsordnung mit sich brachte.
Die anzuwendenden optimalen Anodenspannungen
der Röhren hängen von den benutzten Typen ab;
doch empfiehlt sich als Endröhre eine solche, die mit
mindestens 70—100 V arbeitet.
B. Theorie und Untersuchungen.
Theorie: Wie schon aus vorstehender Beschrei-
bung ersichtlich (worauf nachher noch zurückzu-
kommen ist), wird ein elektrostatischer Effekt aus-
genutzt in einem Kondensator, dessen eine Belegung
gebildet wird durch die metallisierte Fläche des
Dielektrikums (Halbleiters), dessen andere Belegung
der menschliche Körper ist, sobald er in Kontakt mit
diesem Dielektrikum gebracht wird. Für die auf-
tretenden Vorgänge mechanischer Natur lautet die
Bewegungsgleichung:
dx dz x
Ma TR
wo also K die Kraft ist, mit der sich die Belegungen
anziehen. Es bedeuten m, r, c Masse, Bremswider-
stand und Elastizität des Systems, x ist die Ampli-
tude, £ die Zeit. Die Kraft K ist von der angelegten
Spannung V, dem Abstand a der Belegungen sowie
ihrer Fläche F und der Dielektrizitätskonstante x des
Dielektrikums abhängig. Für die Größe dieser an-
ziehenden Kraft gibt einen numerischen Anhaltspunkt
die Formel: Ä
1 F- y?
K= Z g4.02.981-90 000 Tamm
Bei dem geringen Abstand der Belegungen ist für ge-
nügende Amplituden gesorgt, auch lassen sich, wie
vorher erwähnt, Eigenschwingungen leicht vermeiden.
Die Verwendung hinreichend großer Flächen ‘bedingt
eine größere Ausführungsform des „Radiophons“ als
beim gewöhnlichen Kopfhörer. Die zum Betrieb er-
forderliche Gleichstromspannung (s. später) von 130
bis 200 Volt, die also der normalen Anodenbatterie
entnommen wird, setzt eine Endröhre von genügender
Leistung voraus, als welche sich beispielsweise die
richtiger
Gittervorspannung bis zu 25 Volt, damit die Röhre
32 Gustav Eichhorn: Mitteilungen aus der Praxis. Das Radiophon.
bei diesen Spannungen auf dem geradlinigen Teil der
Charakteristik arbeitet.
Untersuchungen: Die Untersuchungsanord-
nung wird durch Bild 3 (Schaltungsbild mit Legende)
veranschaulicht.
M = Wechselstrommaschine (Tonfrequenz).
K = Veränderliche Kopplung.
C = Blockkondensator.
T =: Transformator.
P = Potentiometer.
W = hochohmiger Widerstand (bis 100 0000).
V = Elektrostatisches Voltmeter.
A u. B = Anschlußklemmen für Radiophon.
1
Bild 3.
Versuche mit dem „Radiophon“:
l. Kopplung, sehr lose, Wechselspannung A—B ca.
1 Volt eff.. kein Gleichstrom überlagert: Kein
Höreffekt.
2. Kopplung und Wechselspannung wie im Falle 1,
ferner Gleichstrom überlagert: Je höher die an-
gelegte Gleichspannung, desto besser der Hör-
effekt. |
Bei ganz schwachen Wechselspannungen, wir
sie die Wechselstromsirene oder ein normales
Radioempfangsgerät liefert, beginnt der Höreffekt
bei etwa 70 Volt zugeschalteter Gleichspannung
und steigert sich merklich bis ungefähr 150 Volt
Gleichspannung.
laultslarke —
a)
Ueber/agerre
7ovol* tso Voll VEASPEnnung
Je höher die Wechselspannung, desto eher setzt
bei Ueberlagerung einer Gleichstromspannung der
Höreffekt ein. Bei Zuschalten von’ Gleich-
spaimungen größer als 150—160 Volt, keine
wesentliche Zunahme der Lautstärke.
Ungefähre Abhängigkeit der Lautstärke von
der Zusatzgleichspannung und der Wechsel-
spannung zeigt Bild 4.
3. Je höher die Wechselspannung wird, desto mehr
verschieben sich die Kurven nach links bei
Spannungen von etwa 3 Volt eff. hat man schon
einen schwachen Höreffekt ohne Zuschalten von
Gleichspannung. Durch Steigerung der Wechsel-
spannung läßt sich ohne Ueberlagerungvon
Gleichspannung? ein mindestens ebenso
guter Effekt erzielen wie im Falle a).
Im gezeichneten Falle c) beträgt die effektive
Wechselspannung ungefähr 120—150 Volt.
Bei konstant gehaltener Wechselspannung tritt die
untere Oktave des Tones um so deutlicher hervor
(und verdrängt schließlich die obere Oktave ganz)
je größer die überlagerte Gleichspannung.
5. Bei Kurzschließen der Kapazität C war in keinem
Falle eine Aenderung des Effektes bemerkbar.
6. Parallelwiderstand W (im Radiophon Telefunk-
Ohm 100000 Q) vermindert ein wenig die Laut-
stärke, ist aber aus vorher genanntem Grunde ini
praktischen Gerät unentbehrlich.
7. Je trockener die dielektrische Zwischenschicht (die
übrigens u. U. auch fehlen kann, doch gehört die
Applikation der hohen Anodenspannungen am
Kopf nicht gerade zu den Annehmlichkeiten). desto
besser ist der Höreffekt. Wird sie in ganz ge-
ringem Maße angefeuchtet, so vermindert sich der
Effekt erheblich und kann sogar zum Verschwinden
gebracht werden. Aus diesem Grunde wird im
praktischen Gerät die äußere Oberfläche der
Schicht mit einem Lacküberzug zum Schutz gegen
Feuchtigkeit versehen. der bei dem vor- und nach-
erwähnten „Cellophan“ überflüssig ist. Das beste
Zwischenschichtiraterial liefern, wie schon er-
wähnt, die sogenannten Halbleiter, besonders
ein gewisses Perganıyn oder auch echtes Perga-
ment, ferner Cellophan (welcher sehr günstige
Stoff für die neuesten Werkstattmodelle ausschließ-
lich benützt wurde), einseitig metallisiert, z. B. nach
dem Metallspritzverfahren oder mit echtem Blatt-
gold, das mit einer feinen Lage von pulverisierteni
Albumin (getrocknetes Eiweiß) als Bindemittel
heiß (70--80° C) unter starkem Druck aufgepreßt
wird. Es kann aber bei entsprechender Steigerung
sowohl der Wechsel- wie der Gleichspannung auch
mit anderem Material der Effekt gut wahr-
genommen werden. Es wurden u. a. benutzt:
Kalbfell (wie für Trommeln benutzt) über eine
Kupferplatte aufgezogen, Holz. Pappe, Karton.
Schreibpapier, Preßspan etc.. mit Stanniolbela «
oder aufgepreßter dünner Zinkplatte oder Kupfer-
platte, Spiegel bzw. feines Glas mit Spiegelbelax.
Glasplatte (photographische Platte) mit Stanniol-
belag, Metallblech mit Schellacküberzug oder ein-
seitig ganz fein cmailliert, u. a. m. Vergleichs-
versuche mit dem gewöhnlichen Kopfhörer er-
gaben, daß bei diesem die Lautstärke größer
ist als beim Radiophon mit überlagerter Gleich-
spannung; dagegen ist bei letzterem die Wieder-
gabe klangreiner und natürlicher, was
sich besonders bei Sprachwiedergabe deutlich
manifestiert und auch ohne weiteres erklärlich
wird durch die Vorstellung, die man sich vom
Wirkungsprinzip des .Radiophons“ machen muß.
3) Normalerweise beim praktischen Gerät ist aber die über-
lagerte Gleichspannung des Anodenkreises unbedingt erforderlich.
Beseitigt man sie durch Zwischenschaltung von Transformatoren
oder Kondensatoren, so wird der Höreffekt unbrauchbar; läßt
man diese Zwischenschaltung bestehen und führt nunmehr aus
einer Sonderbatterie wieder Gleichspannung herein. so ist sofort
wieder der gute Höreffekt vorhanden.
5 Im a_a - ...ın.
om nn m mMM a aMŇ—IM En. u” Sn or ~ =
` zeugten Stromes
ni.
TOT pea, De
Er Ge
Patentschau.
C. Wirkungsprinzip.
Der Beobachter hält also das „Radiophon“ mit
der nichtmetallisierten Seite der Halbleiterfläche in
Kontakt mit dem Ohr. Die erzielte Wahrnehmung
ist am stärksten direkt am Ohr oder in unmittelbarer
Nachbarschaft desselben; sie bleibt jedoch auch noch
bestehen bei Kontakt mit anderen Stellen des Kopfes.,
wie Wangen, Schläfen, Stirnpartien, sogar oben auf
dem Kopf sind noch Stellen schwacher Wahrnehmung
vorhanden. Das weist also auf eine physiologische
Einwirkung direkt auf die sensitiven Gehörorgane hin,
was auch bestätigt wird durch das Versuchsergebnis.
daß Schwerhörigen‘), deren Trommelfiell nicht
denen man sich von Mund zu Ohr kaum verständlich
machen kann, meistens noch ganz gut telephonieren können.
Die Erklärung liegt darin, daß die Schallschwingungen sich
einen anderen Weg suchen als den gewöhnlichen. Für
gewöhnlich arbeitet bekanntlich das menschliche Ohr in
der Weise, daß Schallschwingungen von der Luft über-
mittelt werden und so an das Trommelfell gelangen, das
zum Mitschwingen veranlaßt wird; hierdurch werden ver-
mittels der sinnreichen inneren Ohreinrichtungen der Ge-
hörknöchelchen, die die Trommelfellbewegung von großer
Amplitude und geringer Kraft in solche von geringer Am-
plitude und großer Kraft verwandeln, des Labyrinths und
der sogenannten Basilarmembrane, bestehend aus 15000 bis
20000 feinen Fasern, die mit den feinen Endigungen des
. Hörnervs unter Vermittlung des komplizierten sogenannten
Cortischen Organs verbunden sind, schließlich Nervenreize
ausgelöst, die auf das Gehirn übertragen werden. Wenn
à) Es ist eine bekannte Tatsache, daß Schwerhörige,
mehr ordentlich funktioniert, deren sensitives
(dehörzentrumabernochintaktist, noch
gute Wahrnehmungen des Rundfunks auf diese Weise
vermittelt werden können.
Es ist deshalb, wie ich in Uebereinstimmung mit
Herrn Eis] das Wirkungsprinzip deuten möchte, an-
zunehmen, daß die Haut oder andere Weichteile in
nächster Nähe des Ohres infolge elektrostatischer
Wirkung in Schwingungen versetzt werden, die sich
richt auf das Trommeliell, sondern direkt auf die
inneren Gehörsorgane übertragen, was natürlich auch
für die Physiologen und Ohrenärzte von großer Be-
deutung ist.
der Schwerhörige telephoniert, so haben wir etwas andere
Vorgänge, nämlich an Stelle der Luftschwingungen treten
akustisch-mechanische Schwingungen der Knochenpartien
des Kopfes, in Uebereinstimmung mit einem längst be-
kannten Experiment, daß der Schwerhörige, soweit er
wegen defekten Trommelfells taub ist (wie z. B. zahlreiche
Kriegsbeschädigte), eine erregte Stimmgabel sofort’ gut
hört, wenn er den Stiel zwischen die Zähne nimmt. Hugo
Gernsback, Herausgeber der in enormer: Auflage von
Hunderttausenden von Exemplaren erscheinenden amerika-
nischen Monatsschrift „Radio News‘, hat dies für Radio
zu nützen gesucht in seinem sogenannten „Osophon“, ab-
geleitet von dem lateinischen Wort für Knochen. Es ist
weiter nichts als ein kräftig gebauter elektromagnetischer
Telephonhörer, dessen Membrane emen stielförmigen An-
satz hat, der in den Mund zwischen die Zähne genommen
wird. Es verschwand aber bald wieder von der Bild-
fläche, da natürlich ein solches Verfahren wenig bequem ist.
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Unterdrückung störender Pulsationen
bei Hochfrequenzmaschinen.
D.R.P. 466 630, Klasse 11a‘, Gruppe 1 (Lorenz, Pat.
vom 13. August 1926, ausgegeben am $. Oktober 1928.
Hochfrequenzmaschinen haben bekanntlich einen
sehr kleinen Luftspalt im Verhältnis zu ihrem Durch-
messer. Da es praktisch nicht möglich ist, rotierende
Bild 1.
Körper mit großem Durchmesser genau zentrisch
laufen zu lassen, so treten Schwankungen des Luft-
spaltes auf, die entsprechende Schwankungen des er-
verursachen. Erfindungsgemäß
sollen diese dadurch beseitigt werden, daß durch
einen Induktionsregler mit einer synchron rotierenden
Wicklung eine Gegenmodulationsspannung erzeugt
wird. In Bild 1 ist auf der Welle der Hochfrequenz-
maschine H ein Drehtransfiormator T angeordnet. Die
Erregerwicklung ist über die Schleifringe 1,2 mit den
Klemmen der Hochfrequenzmaschine verbunden, wäh-
rend die feststehende Sekundärwicklung in Serie mit
der Maschine liegt. Die erzeugte Hochfrequenz wird
an den Klemmen 3,4 abgenommen.
Drehzahlregler für Hochirequenzmaschinen.
D.R.P. 465 984, Klasse 21c, Gruppe 59 (Lorenz),
Pat. vom 23. Mai 1926, ausgegeben am 28, September
1928.
Bild 2.
Mit der Hochfrequenzmaschine H (Bild 2) ist ein
Schwingungskreis C, L gekoppelt, der auf die vor-
geschriebene Drehzahl abgestimmt werden kann. Im
Resonanzfall sind die Spannungen an der Selbst-
induktion Z und am Kondensator C gleich. Beide
Spannungen liegen an einem Differential - Hoch-
frequenzrelais. Dieses besteht aus einem Wage-
balken W, der auf beiden Seiten Spulen 1,2 trägt.
94 Patentschau.
Gegenüberliegend befinden sich zwei feste Spulen 3,4.
Bei Abweichungen der Drehzahl von der Resonanz
wird der Wagebalken nach der einen Seite ab-
gelenkt, so daß die Spule eines Relais eingeschältet
wird. Dieses Relais verändert die Drehzahl so lange,
bis wieder Gleichgewicht eingetreten ist.
Fliehkraitreglier für Hochirequenzgeneratoren.
D.R.P. 465 964, Klasse 21c, Gruppe 59 (Telefunken),
Pat. vom3. Juli 1923, ausgegeben am 28. Oktober 1928.
Zur wirksamen Regelung der Umdrehungszahl von
Hochfrequenzgeneratoren verwendet man Fliehkraft-
regler, bei denen ein Gewicht G (Bild 3) mit zwei
Federn f verbunden ist. Unter dem Einfluß der Zentri-
fugalkraft erfährt das Gewicht bei jeder Umdrehung
Bild}3.
eine einmalige Hin- und Herbewegung und schließt
und öffnet so den Kontakt K. Erfindungsgemäß soll
zu der Feder- und der Zentrifugalkraft als dritte
Kraft die eines Magnetfeldes oder die Kombination
eines solchen mit der Schwerkraft zur Verwendung
kommen. Zu diesem Zweck besteht das Gewicht G
aus weichem Eisen. Das Magnetfeld wird durch den
Polschuh P eines Magneten geliefert.
Einschaltung von Frequenztransiormatoren.
D.R.P. 466 764, Klasse 21a‘, Gruppe 6 (Lorenz),
Pat. vom 27. Oktober 1926, ausgegeben am 12. Ok-
tober 1928.
Beim Einschalten statischer Frequenztransforma-
toren muß die hohe Anfangsselbstinduktion beim Ein-
schalten beseitigt oder überwunden werden. Dies
kann durch Vormagnetisierung oder Kurzschließen
eines Teiles der Transformatorwicklung erfolgen.
Nach dem Einspringen ist die Vormagnetisierung bzw.
der Kurzschluß sofort wieder aufzuheben. Letzteres
ist nachteilig, weil ein starker Strom unterbrochen
wird. Erfindungsgemäß wird dies dadurch beseitigt,
daß bei der in Bild 4 dargestellten Anordnung zu-
nächst die parallel zur Maschinenselbstinduktion
liegende Selbstinduktion L abgeschaltet ist, so daß
beim Einschalten ein sicheres Einspringen stattfindet.
Um ein zu starkes Anwachsen des Stromes zu ver-
hindern, ist noch ein Widerstand W eingeschaltet.
Nach dem Einspringen wird die Selbstinduktion L
eingeschaltet und dann der Widerstand W kurz-
geschlossen.
Frequenzteiler. |
Brit. Pat. 295930, 296827 (Stand. Cables. Ltd.
20. August und 13. Juni 1927), veröffentlicht am 17.
bzw. 31. Oktober 1928.
Zur Frequenzteilung, d. h. zur Erzeugung einer
Frequenz, die %, % der Grundfrequenz oder eine
Subharmonische der Grundfrequenz ist, werden die
in den Bildern 5 und 6 dargestellten Anordnungen
an ò.
vorgeschlagen. Bei der in Bild 5 dargestellten Schal-
tung bildet der Anodenkreis drei Zweige. Der eine
Zweig, der die Widerstände W,, W, enthält, ist so
abgeglichen, daß der Arbeitspunkt am unteren Knick
der Charakteristik liegt. Der Kondensator C wird
|
J
über den Widerstand W, periodisch geladen und über
die Röhre im Takt der Steuerspannung entladen.
Durch das Zusammenarbeiten beider Frequenzen ent-
steht die Frequenzteilung.
Bei der in Bild 6 wiedergegebenen Anordnung sind;
zwei Röhren durch die Kondensatoren C, Ca wechsel-
scitig gekoppelt. Die Gitterkreise beider Röhren!
werden von der gleichen Eingangsfrequenz gesteuert.
|
Bild 6.
Bild 7.
Kurzwellen-Röhrensender. IR
Brit. Pat. 294946 (Honeyball, 31. Januar 1927)
veröffentlicht am 26. September 1928. kri
Der Schwingungskreis eines Kurzwellenröhren-
senders soll erfindungsgemäß als Rahmenantenne aus-
gebildet sein, wie dies das Bild 7 zeigt. Die Strom-
quellen sind mit der Röhre über Drosseln D oder
über Sperrkreise CL verbunden.
Fading-Beseitigung.
Brit. Pat. 295 693 (Marconi, 17. August 1927), ver-
Öffentlicht am 10. Oktober 1928.
Die Fading-Störungen sollen erfindungsgemäß
dadurch beseitigt werden, daß der Polarisations-
zustand der ausgestrahlten Wellen periodisch ge-
ändert wird. Außerdem kann auch die Wellenrichtung
schwach geändert werden. Zur Durchführung dieses
Bild 8.
Verfahrens wird die in Bild 8 wiedergegebene An-
ordnung vorgeschlagen, bei der mehrere Richt-
antennen (Dipole) 1, 2, 3, 4 über einen Verteiler V
abwechselnd mit der Hochfrequenzquelle H ver-
bunden werden. Der Verteiler kann durch rotierende
Kondensatorplatten ersetzt werden, die zwischen
4 festen Plattenpaketen umlaufen. Auch die Ver-
wendung eines Mehrphasengenerators ist möglich.
Schutz gegen Ueberbelastung von Piezokristallen.
D.R.P. 466 765, Klasse 21a*, Gruppe 8 (Telefunken),
Pat. vom 26. Juni 1927, ausgegeben am 11. Oktober
1928.
Um zu verhindern, daß ein Piezokristall in zu
starke Schwingungen gerät und zerstört wird, soll die
in Bild 9 dargestellte Anordnung verwendet werden.
Vor dem Piezokristall P ist zu diesem Zweck eine
Begrenzungsröhre R vorgeschaltet.
Befestigung von Piezokristallen.
Brit. Pat. 295081 (Lucas, 21. Mai 1927), veröffent-
licht am 26. September 1928.
Um die Dämpfung des schwingenden Piezo-
kristalls herabsetzen, soll der Kristall nur an den
Patentschau. | 35
Punkten unterstützt bzw. befestigt werden, an denen
Schwingungsknotenpunkte vorhanden sind, wie dies
das Bild 10 zeigt.
LIIEZZZZZLZZZREZZZZZZZZIZRZR
N
G À 7
iee
Bild 10.
Piezoelektrische Wellenkontrolle.
D.R.P. 467629, Klasse 21a, Gruppe 71 (Radio-
frequenz), Pat. vom 16. Mai 1915, ausgegeben am
26. Oktober 1928.
Die Erfindung betrifft die Sichtbarmachung piezo-
elektrischer Schwingungen. Der Piezokristall P
(Bild 11) befindet sich zwischen Elektroden Æ, und E:
so, daß zwischen Kristall und einer Elektrode ein
VEIZZZZZZZZZZIIIIIEZEIZD Í. 7
ASS SSSSLS SSS SS Z
F-
Bild 11.
Zwischenraum vorhanden ist. Durch geeignete Be-
messung des Zwischenraumes und der an den Elek-
troden angelegten Wechselspannung treten beider-
seits der Stabmitte Leuchterscheinungen auf. Um die
Leuchterscheinung intensiver zu machen, wird die
ganze Anordnung zweckmäßig in ein mehr oder
weniger evakuiertes Glasgefäß eingeschmolzen.
Herstellung piezoelektrischer Kristalle.
D.R.P. 467 594, Klasse 21a*, Gruppe 8 (Telefunken),
Pat. vom 28. Juli 1927, ausgegeben am 26. Oktober
1928.
Es hat sich gezeigt, daß die aus einem Mutter-
kristall geschnittenen Piezokristalle nicht immer ein-
wandfrei sind. Die Fehler sind darauf zurückzuführen,
daß einzelne Siliziummoleküle an den Oberflächen
haften bleiben. Diese sollen erfindungsgemäß da-
durch beseitigt werden, daB die Piezokristalle mit
Flußsäure behandelt werden.
Piezo-Verstärker.
Brit. Pat. 295997 (Thomson-Houston, 22. August
1927), veröffentlicht am 17. Oktober 1928.
Das Bild 12 zeigt eine Entladungsröhre mit Piezo-
kristall P, das an Stelle der Kathode angeordnet ist.
VLA
Bild 12.
Die Verhältnisse sind so gewählt, daß bei der vor-
handenen Anodenspannung eine Entladung durch die
gasgefüllte Röhre nicht eintritt. Erst unter dem Ein-
fluß des schwingenden Piezokristalls wird die Ent-
ladung einsetzen. Die eine Elektrode 5 des Piezo-
kristalls dient als Steuerzgitter.
36 E _Patentschau.
-O Sem en u e e -a a a en nn ee a et nn
— mm 0. 77
Piezo-Modulation.
Brit. Pat. 295 957 (Robinson, 17. März 1927), ver-
öffentlicht am 17. Oktober 1928.
Zur Modulation hochfrequenter Schwingungen soll
das Piezokristall P (Bild 13) eines piezogesteuerten
Röhrensenders als Piezo-Mikrophon ausgebildet sein.
Zu diesem Zweck ist die eine Elektrode des Piezo-
kristalls als Membran ausgebildet.
Bild 13.
Modulationsschaltung.
D.R.P. 467 022, Klasse 21a*, Gruppe 14 (Köne-
mann), Pat. vom 7. Juli 1925, ausgegeben am 16. Ok-
tober 1928,
Zur Beeinflussung hochfrequenter Schwingungen
soll im Hochfrequenzkreis ein Sperrkreis C, L (Bild 14)
eingeschaltet werden, dessen Eigenfrequenz durch die
Bild 14.
Steuerströme beeinflußt wird. Am einfachsten kann
dies dadurch geschehen, daß als Selbstinduktion Z
des Sperrkreises die Sekundärspule eines Transfor-
mators dient, der im Mikrophonkreis eingeschaltet ist.
Modulations-Schaltung.
D.R.P. 465501, Klasse 21a, Gruppe 14 (Lorenz),
Pat. vom 22. Mai 1926, ausgegeben am 21. September
1928.
Bei Verwendung großer Betriebswellen für Hoch-
frequenztelephonie ist das ganze zu übertragende
Frequenzband im Verhältnis zur Trägerfrequenz so
breit, daß bei den praktisch vorkommenden Resonanz-
kurven der Antenne die Seitenfrequenzen bereits er-
heblich geschwächt werden. Die Verbreiterung der
Antennenresonanzkurve hat den Nachteil, daß Ober-
und Seitenwellen auftreten. Es wird daher vor-
geschlagen, die Trägerwelle zunächst in einem wenig
gedämpften Kreis zu erzeugen und die Modulation
dann in einem Schwingungssystem vorzunehmen,
‘dessen Resonanzkurve verbreitert ist. Das Bild 15
zeigt eine Schaltung dieser Art. Der Antennenkreis
ist. als zweiwelliger Kreis I und II ausgebildet. Die
Modulation findet mittels der Drossel D im Antennen-
kreis statt.
Bild 15.
Drehbarer Peilrahmen.
Brit. Pat. 204988 (Telefunken, 3. August 1927). |
veröffentlicht am 26. September 1928.
Die Kopplungsspulen Ka und K,(Bild 16) zwischen
Peilrahmen ınd Goniometer eines Peilgerätes sind als
—
AN IPI A -ER
Et
Bild 16.
Flach- oder Zylinderspulen so ausgebildet und an-
geordnet, daß bei Drehung des Rahmens die Kopplung -
D.R.P. 465 502, Klasse 21a, Gruppe 48 (Dieck-
mann, Hell), Pat. vom 1. April 1927, ausgegeben am
21. September 1928.
In größerer Entfernung eines Senders steht der
elektrische Feldvektor senkrecht zum magnetischen.
Bei gut leitender Oberfläche steht der elektrische
Feldvektor senkrecht zur Bodenoberfläche, während
er bei schlecht leitendem Boden etwas geneigt ist.
Bringt man eine Dipolantenne in das Feld eines ent-
fernten Senders, so wird die im Dipol induzierte >
Spannung proportional der Dipollänge multipliziert
mit dem Sinus des Neigungswinkels zwischen Dipo!
und Horizontalebene sein. Bringt man daher eine
Dipolantenne parallel zu den Tragflächen eines Luft-
fahrzeuges an, so kann aus der im Dipol induzierten
Spannung der Neigungswinkel des Luftfahrzeuges er-
unverändert bleibt
P
Bestimmung der Neigung eines Luitfahrzeuges.
mittelt werden. |
Bei Verwendung von zwei Dipolantennen, eine
längsschiff, die andere querschiff, kann sowohl die
seitliche als auch die Neigung in der Fahrtrichtung
getrennt ermittelt werden.
Beseitigung von Peiliehlern.
D.R.P. 465982 Klasse 21a*, Gruppe 48 (Neder-
landsche Tel. Maatschappij „Radio-Holland“). Pat. vom
16. Oktober 1927, ausgegeben am 29. September 1928,
holl. Priorität vom 7. Oktober 1926 — identisch mit
brit. Pat. 278753.
Vergleiche das Referat in dieser Zeitschrift, Bd. 31,
S. 30, 1928. |
Antennensystem.
D.R.P. 467 322, Klasse 21a, Gruppe 64 (Robinson),
Pat. vom 29. März 1923, ausgegeben am 23. Oktober
1928, brit. Priorität vom 5. Mai und 18. Oktober 1922.
Die in den Tragteilen (Masten, Abspannungen u.
dgl.) einer Antennenanlage induzierten Ströme beein-
trächtigen die Ausstrahlung in erheblichem Maße. Um
Ben Ze
se In
dies zu verhindern, pflegt man den Mast in Ab-
schnitte zu unterteilen, die gegeneinander isoliert sind.
Diese Maßnahme reicht aber nicht aus, da die indu-
zierten Ströme außer Phase sind und so nachteilig
wirken. Erfindungsgemäß sollen die verschiedenen
Abschnitte des Mastes elektrisch derart abgestuft
sein, daß sie ein allmählich zunehmendes Potential
besitzen und in Phase mit dem Antennenstrom sind.
Bei der in Bild 17 dargestellten Anordnung soll dies
` z. B. dadurch erreicht werden, daß die einzelnen Teile
> des Mastes mit Punkten eines Schwingungskreises
C, L verbunden sind, der ebenfalls mit Hochfrequenz
i gespeist wird.
Geheimtelegraphie.
D.R.P. 466687, Klasse 21a, Gruppe 52 (Int.
Western EI. Co.), Pat. vom 29, Juni 1924, aus-
, gegeben am 13. Oktober 1928, amer. Priorität vom
“ 31. Juni, 31. Juli und 18. Dezember 1923.
wa
a
ta N. te ta TOT
. geteilt werden,
‚ andere nach vorleriger Umkehr ausgesendet werden
„ sollen.
Zur Geheimhaltung bei: Hochfrequenztelegraphie
soll das ganze Sprachband in mehrere Teilbänder
von denen einzelne unverändert.
Jedes Teilband muß so gewählt werden, daß
“ es für sich unverständlich ist.
Patentschau.
37
Oxydkathode.
Pat. Nr. 467 675, Klasse 21g, Gruppe 13, aus-
gegeben am 26. Oktober 1928, Patenterteilung am
11. Oktober 1928, Dr. Erich F. Huth, G. m. b. H.
Zur Herstellung von Oxydkathoden soll erfindungs-
gemëß ein schwer schmelzbarer Grundstoff (Wolf-
ram und Molybdän) verwendet werden, der mit einem
Oxyd oder Chlorid der dritten oder neunten Gruppe
von Mendeleieff’s periodischen System in Pulverform
vermischt und nach dem Pressen in Barren bis zum
Schmelzpunkt des Grundstoffes erhitzt wird. Als
Oxyd bzw. Chlorid kommen vor allem in Frage:
Strontium- oder Kalziumoxyd, Bariumperoxyd, Pala-
diumchlorid, Platin-Ammoniumchlorid, Kalziumchlorid.
Glühkathoden.
Pat. Nr. 466 462, Klasse 21g, Gruppe 13 (Siemens
& Halske A.-G.). Pat. vom 20. September 1928, aus-
gegeben am 8. Oktober 1928.
Zur Herstellung von Glühkathoden verwendet man
Hafnium oder Hafniumlegierungen. Erfindungsgemäß
erhält man besonders wirksame Glühkathoden, wenn
man auf einem hoch schmelzbaren Trägermetall einen
Hafniumüberzug durch Reduktion einer Hafnium-
verbindung mit Hilfe eines Alkalimetalls herstellt.
Man kann z. B. Hafniumoxyd verwenden und durch
das Oxyd von Alkalimetallen reduzieren.
Röhrenelektrode.
Pat. Nr. 467 467, Klasse 21g, Gruppe 13 (Siemens
& Halske A.-G.), Pat. vom 11. Oktober 1928, aus-
gegeben am 23. Oktober 1928.
Die Lebensdauer der stark erhitzten Elektroden
in Röhren ist verhältnismäßig gering. Erfindungs-
gemäß soll eine Verbesserung dadurch erzielt werden,
daß die Anodenbleche aus Hafniummetall hergestellt
werden.
Oxydkathoden.
Pat. Nr. 467323, Klasse 21g, Gruppe 13 (Süd-
deutsche Telefonapparate, Kabel- und Drahtwerke
A.-G.), Pat. vom 4. Oktober 1928, ausgegeben am
23. Oktober 1928.
Zur Herstellung von Oxydkathoden verwendet
man Trägerfaden, die zunächst mit einem Metall
überzogen und dann nachträglich oxydiert werden.
Erfindungsgemäß soll der zu oxydierende Metall-
überzug auf elektrolytischam Wege hergestellt
werden.
Glühkathoden.
Pat. Nr. 466075, Klasse 21g, Gruppe 13 (Seibt),
Pat. vom 13. September 1928, ausgegeben am 1. Ok-
tober 1928.
Zur Herstellung von Glühkathoden mit hoher
Fmissionsfähigkeit sollen Mätalldrähte oder Bleche
mit einem Ueberzug von geglühten Sulfiden der Erd-
kalien, insbesondere Kalzium- oder Barium - Sulfid
versehen werden.
Röhre für Wechselstromheizung.
Brit. Pat. 295598 (Grammont, 11. August 1927),
veröffentlicht am 10. Oktober 1928.
38 Referate:
nn nn nn a nn De nn
Um störende Geräusche durch den Heizwechsel-
strom herunterzusetzen, soll die Kathode aus zwei
Fäden 1 und 2 (Bild 18) bestehen, die kreuzweise
verbunden sind.
Bild 18.
Die neuen deutschen Hochfrequenz-Patente
m nn
Klasse Aus-
Nr. : und gabe- Inhalt
Ä Gruppe tag
465 408 | 2124/58 ` 22.9.28 | KSendevertahren
*465 501 | 2la?/1l4 21.9.28 Modulationsschaltung
»465 502 314448 20. 9. 28 Bestimmung der Neigung von
0 Lufifahrzeugen
465 696 | 2lat/6 | 22.9.28 | | Selbstinduktionsspule
465 697 | 2lat/6 , 22.9.28 i Selbstinduktionsspule
465 698 | 21a4/14 | 22. 9. 28 | Modulation mittels voimagn.
| Drossel
465 773 | 21a,77 | 27.9.28 | Röhrenfassung
465 803 | 21g/10 | 25. 9.28 Kondensator
465 826 | 2la4/70 | 27.9 28 | Einstellvorrichtung
465 830 | 21g/10 | 25.9.28 | Blockkondensator
465 832 | 21g/15 | 26.9.28 | Mechan. Gieichrichter
*465 964 | 210/59 | 28.9.28 | Fliehkraftregler
465965 | 21g/11 ; 29.9.28 | Gleichrichter
*465 982 212/48 29. 9. 28 | Beseitigung von Peilfehlern
465 984 re : 28.9.28 Drehzahlregler
465 987 : 21e/27 | 27.9.28 | Prüfung von Kondensatoren
466 030 : 21a4;22 ; 29,9. 28 | Beseitig. atm. Störungen
466 031 ' 2144/29 29, 9.28 : Vielstufiger Röhrenverstärker
„466.075 | 21g/13 | 1.10.28 | Glühkathode
466 126 218/10 11.10.28 ` Drehkondensator
Herstellung von Magnetkörpern
Untersuchung von Perlen
Magnetisches Material
Bildtelegraphie
Hochohmwiderstand
Störbefreiung
Hochohmwiderstand
467 053| 21g/31 |18. 10. 28
467 055
467 056
467 122
467 133
467 194 |
467 200 ; 2le/55
21g/31 , 18. 10. 28
21g/31_ | 18. 10. 28
21a1/32 |23. 10. 28
© Klasse | Aus- |
Nr. und gabe- Inhalt
' Gruppe | tag
466 137 | 210/55 ! 3.10.28 | Hochohmwiderstand
466 138 | 21c/55 : 3. 10.28 | Hochohmwiderstand
466 200 | 21a4/77 | 3.10.28 | Röhrenfassung
466 456 | 21a1/32 | 5. 10.28 | Synchronisierungsverfahren
466 457 | 21a2?/11 | 6.10.28 | Lautsprechermembran
466 460 | 21a4/22 , 8.10.28, Störbefreiung
#466 462 | 2ig/l3 : 8.10.28 | Herstellung von Glühkathoden
466 533 | 21g/10 , 6.10.28 | Kondensator
466 534 | 21g/10 — 8.10.28 | Veränderlicher Kondensator
466 582 | 21a!/32 | 8. 10. 28 | Bilderübertragung
466 583 | 21c/22 : 9 10.28 | Einpoliger Stecker
+466 630 | 2la4/1 | 9.10.28 | Beseitigung störender Pulsationen
+466 687 | 21a4/52 | 13.10.28 | Geheimtelegraphie
+466 764 | 21a4/6 |12. 10. 28 | Frequenzvervielfachung
+466 765| 21a4/8 į11, 10.28 | Schutzeinrichtung fürPiezokristal'e
466 885 | 21a2/8 | 12, 10.28 | Umwandlung elektrischer Schwin-
Ä | gungen in Schallwellen
466 953 | 21a2/l1 | 17.10.28 | Hohlkugelmembranen
466 960 | 218/29 | 15.10.28 | Lichtelektrische Zelle
*467 022 | 21a4/14 | 16. 10. 28 Modulationseisrichtung
2la2/3 |22.10.28 | Schaltung für elektrostatische
2 Mikrophone
21a2/41 |22. 10.28 | Verstärkerschaltung
21la4/35 |22. 10.28 | Röhrenschutzschaltung für Laut-
sprecher
218/10 |22.10.28 | Drehkondensator
218/10 |22. 10,28 | Drehikondensator
*467 322 | 2121/64 ; 23. Antennensystem
*467 323 | 218/13 | 23. 10. 28 | Oxydkathode
467 343 | 21g/10 | 24.10.28 | Drehkondensator
467 344: 21g/31 24. 10.28 | Magnetisches Material
467 421 21a2/12 | 24.10.28 | Umformer
*467 467 | 21g/13 | 23.10.28 | Entladungsröhre
+467 594 | 21a°/8 |26, 10.28 | Herstellung von Piezokristallen
*467 629 2134/71 26.10.28 | Piezoelektrische Wellenkontrolle
467 652: 21g/15 | 27.10.28 | Pendelgleichrichter
*467 675, 21g/13_ '26.10.28 | Glühkathode
467 236 |
467 237 |
467 279°
467 291 |
467 292
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlicher referiert.
Referate.
C. N. Anderson. (American Telephone und Tele-
graph Co.) Die Beziehung zwischen der
transatlantischen drahtlosen Tele-
graphie mit langen Wellen und anderen
Erscheinungen, die durch die Sonnen-
tätigkeit beeinflußt werden. (Correlation
of long wave transatlantic radio transınission with
other factors affected by solar activity.) Proc. Inst.
Radio Eng. 16, S. 297—347, 1928.
In der Arbeit werden folgende Erscheinungen in
Betracht gezogen:
1. Zahl der Sonnenflecken, 2. Sonnenstrahlung
(Solarkonstante), 3. magnetisches Erdfeld und seine
Aenderungen, 4. Luft-Elektrizität, 5. Nordlicht, 6. Erd-
ströme, 7. drahtlose transatlantische Uebertragung mit
langen Wellen bei Tag und Nacht und bei Sonnen-
auf- und -untergang. Der Verfasser stellt das Wich-
tigste, was über diese Erscheinungen bekannt, aber im
allgemeinen wohl denjenigen, die sich hauptsächlich
mit drahtloser Telegraphie beschäftigen, nicht geläufig
‘ist, in sehr verdienstvoller Weise unter Verwendung
vieler Abbildungen zusammen.
Das Ergebnis gibt er selbst in folgender Form an.
Hohe Feldstärken der drahtlosen Uebertragung bei
Tag (f= 57 000/sec) erhält man während Perioden
von besonders starker magnetischer Tätigkeit. In den
meisten Fällen treffen die magnetischen Störungen
früher ein, als die hohen Feldstärken bei der draht-
losen Uebertragung. Es kommt aber auch vor, daß
das plötzliche Emporschnellen zu hohen Werten der
Feldstärke vorangeht und gelegentlich auch, daß ein
allmählicher Anstieg zu den hohen Werten erfolgt
ohne jeden Zusammenhang mit magnetischen Stö-
rungen. Von Interesse ist ein Fall von ungewöhnlich
niedriger Feldstärke und gleichzeitig besonders ge-
ringen magnetischen Störungen einige Wochen vor
und nach dem 1. Dezember. Am 7. Dezember ging
der Sonnenäquator (Gegend von besonders geringer
EEE REN zu
n
‚Verstärker nur wenig verstärken,
Referate.
: Sonnentätigkeit) durch die Verbindungslinie Sonne--
Erde hindurch.
Besonders starke Störungen der drahtlosen Ueber-
tragung bei Nacht (immer bei f= 57 000/sec) er-
scheinen- immer gleichzeitig mit den magnetischen
Störungen. Aber während der Uebergang zu nor-
malen Bedingungen bei dem magnetischen Erdield ge-
wöhnlich nur wenige Tage dauert, kann es sich bei
der drahtlosen Uebertragung unter Umständen um
6—8 Wochen handeln.
Geht man auf die Störungen von geerdeten Tele-
graphenlinien näher ein, so zeigt sich, daß die Zeiten
des Beginns und des Maximums dieser und der ma-
gnetischen Störungen nicht zusammenfallen. Man
muß also der Auffassung beipflichten, daß diese bei-
den Erscheinungen, Erdströme und Störungen des
magnetischen Feldes der Erde, in keinem einfachen
Zusammenhang stehen.
Der Verfasser meint, man müsse wohl dasselbe
von all den anderen, oben aufgeführten Erscheinungen
sagen, die er in seiner Arbeit behandelt hat.
J. Zenneck.
H. A. Wheeler. Automatische Regelung
der Empfangsintensität. (Automatic volume
control for radio receiving sets.) (Proc. Inst. Radio
Eng. 16, 30—39, 1928. (Aus der Hazeltine-
Corporation.) |
Der Gedanke, der in dem nebenstehenden Schema
Bild 1 sich ausdrückt, ist der folgende: Der durch den
Gleichrichter gleichgerichtete Trägerstrom liefert eine
Lnlengi-
[NE 7sregel adi
+ Handbeir.
ME-
Vers/arker
latge-
cher
.—
oufomasısche bilfervorsponnung
Bild 1.
Gleichspannung an das Gitter des Hochspannungs-
verstärkers. Je höher diese Spannung ist, um so ge-
ringer wird die Verstärkung durch diesen Verstärker.
Man erreicht dadurch, daß bei starken Zeichen die
bei schwachen
Zeichen dagegen gute Verstärkung geben. Infolge
| davon hängt die Intensität des Lautsprechers in viel
HE DETI
Rahmen EHTOR N£FDETEKTOR
Zwischen-
freqvenz-
Versjsrher
AbsHmm-
Aondensslor 20.000 \Ohm
Bild 2.
geringerem Maße von der Intensität der auftretenden
Zeichen ab als ohne diese Regelung, die im übrigen,
wie das Bild zeigt, auch noch durch eine von Hand
betätigte unterstützt wird.
Der Verfasser weist schon darauf hin, daß ein
ähnlicher Gedanke in dem Brit. Pat. der West. EI.
Co. 259664 vom 14. 7. 1925 enhalten ist. In der Dis-
kussion macht:G:. W. Pickard darauf aufmerksam,
daß er in einer Veröffentlichung vom 12. Dezem-
stark bemerkbar.
89
ber 1923 in den Proc. of the Inst. of Radio Eng. die-
selbe Idee ausgesprochen hat. |
E. Bruce (Bell Tel. Lab.) berichtet über eine
Anordnung (Bild 2) mit Zwischenfrequenz, bei der die
regelnde Gileichspannung dem Anodenkreis des
Niederfrequenz-Detektors entnommen und dem Gitter
des Hochfrequenz-Detektors zugeführt wird. Was
diese Anordnung leistet, zeigt die gemessene Charak-
teristik von Bild 3, in dem als Abszissen in logarith.
71000 10000 100000 7.000000
Hochfregvenz-Spannung in aa auf dem
ersten Detektor
Bild 3.
Maßstab die Werte der Hochfrequenzspannung auf
den ersten Detektor in uV, als Ordinaten die Span-
nungen, die auf den Niederfrequenz-Detektor wirken,
aufgetragen sind. Bruce sowohl wie Pickard
betonen, daß die praktische Bedeutung solcher Anord-
nungen dadurch vermindert wird, daß mit dem Steigen
und Fallen der. Zeichenintensität auch die Intensität
der atmosphärischen Störungen und ebenso der Ge-
räusche des Empfängers steigen und fallen.
J. Zenneck.
K. Mcelivain und W. S. Thompson. Die Mes-
sung der Feldstärke des Rundfunk-
senders in Philadelphia. (A Radio field
strength survey of Philadelphia.) Proc. Inst. Radio
Eng. 16, S. 181—192, 1928.
Die Verfasser haben über einen langen Zeitraum
an den verschiedensten Stellen in und um Philadelphia
die Feldstärke des dortigen Rundfunksenders ge-
messen und ihre Messungen in Form von Kurven
gleicher Feldstärke in die Karte von Philadelphia und
seiner Umgebung eingetragen. Bezüglich der Einzel-
heiten muß auf die Originalarbeit verwiesen werden.
Von allgemeinerem Interese sind eine Anzahl
von Einzelbeobachtungen. In der Stadt machen sich
die lokalen Einflüsse von benachbarten Gebäuden
Die Werte, die man an einer Seite
einer Straße bekommt, sind nicht identisch mit den-
jenigen an derselben Stelle, aber auf der anderen
Seite der Straße. Ebenso sind sie am Boden unter
Umständen verschieden von den Werten auf einem
3—4-stöckigen' Haus an ungefähr derselben Stelle. Der
Bau eines Gebäudes mit -Eisen-Konstruktion änderte
die Feldstärke’in”der Nähe und dahinter erheblich.
Besonders geringe Abnahme zeigte die Feldstärke
längs des Delaware-Flusses, vielleicht zum Teil ein-
fach deshalb, weil dort keine schattenwerfenden Ge-
bäude vorhanden sind. J.Zenneck.
i 40 _ _Bücherbesprechunget.
Hochfrequenzmeßtechnik. Ihre wissenschaft-
lichenundpraktischen Grundlagen. Von
Dr.-Ing. A. Hund. 2. vermehrte und ver-
besserte Auflage. XVII und 526 Seiten mit 287
Textfiguren. 8°. Berlin 1928, Verlag von Julius
Springer. Geb. Mk. 39,—. l
Der Verfasser, der Mitglied des Bureau of Stan-
dards und durch seine Arbeiten auf dem Gebiet der
Hochfrequenzmeßtechnik sehr gut bekannt ist, hat in
diesem Buche wohl alles besprochen, was für Messun-
gen auf dem Hochfrequenzgebiet in Betracht kommt.
Es zerfällt in einen vorwiegend experimentellen Teil,
Kapitel I—XXIII, der die verschiedenen Meßmethoden,
und einen mehr theoretischen Teil, Kapitel XXIV bis
XXVIII, der die methematische Behandlung von Hoch-
frequenzproblemen umfaßt. Der experimentelle Teil
ist besonders reichhaltig, wie die folgenden Kapitel-
überschritten zeigen: I. Hochfrequenzgeneratoren,
ll. Spannungs- und Stromwandler, II. Die Phasen-
wandler, IV. Die Frequenzwandler, V. Die Gleich-
richtung von Strömen, VI. Strom-, Spannungs- und
Energieverstärker, VII. Die Kathodenstrahlröhre als
Hochirequenzoszillograph, VHI. Differentialsysteme,
IX. Apparate und Systeme für die Messung von Hoch-
frequenzströmen, X. Spannungsmessung, XI. Bestim-
mung der Wellenlänge, Periodenzahl und Perioden-
dauer, XJI. Bestimmung der Wellengruppenfrequenz
und der brauchbaren Schwingungen per Wellenzug,
XII. Bestimmung der Kapazität, XIV. Die Bestimmung
des Koeffizienten der Selbstinduktion, XV. Bestim-
mung der Koeffizienten der gegenseitigen Induktion
und der Kopplung, XVI. Bestimmung des wirksamen
Widerstandes, XVII. Die Messung von Hochfrequenz-
leistungen, XVI. Bestimmung des Dekrements, des
Leistungsfaktors, der Phasenverschiebung und der
Resonanzschärfe, XIX. Messungen an Lichtbogen-
generatoren, XX. Ferromagnetische Untersuchungen,
XXI. Vakuumröhrenmessungen, XXI. Antennenunter-
suchungen, XXII. Verschiedene Meßmethoden. — Es
gibt kaum eine ernst zu nehmende Meßmethode, die
in dem Buch nicht enthalten ist.
Angenehm hat mich berührt, daß Messungen mit
Hilfe der Braunschen Röhre sehr eingehend be-
rücksichtigt sind. Es steht ja kaum irgendein anderer
Apparat zur Verfügung, der auf dem Gebiet der
Hochfrequenz eine so vielseitige Verwendung zuläßt
und so schnell und anschaulich über Schwingungs-
vorgänge unterrichtet, wie diese Röhre. Ich habe mich
deshalb immer gewundert, daß es so lange dauerte,
bis sie in solchen Laboratorien, die auf dem Hoch-
frequenzgebiet arbeiten, Eingang gefunden hat.
Vielleicht ist der Verfasser in dem Bestreben, die
Meßmethoden möglichst vo.lständig aufzuführen,
etwas zu weit gegangen; ich könnte mir jedenfalls
vorstellen, daß das Buch gewinnen würde, wenn bei
einer Neuauflage eine Anzahl weniger wichtiger
Methoden weggelassen würden. Empfehlen möchte
ich auch bei einer Neuauflage, an manchen Stellen den
deutschen Ausdruck zu verbessern und manche un-
gewöhnlichen Bezeichnungen durch die. in Deutsch-
land üblichen zu ersetzen. J. Zenneck.
Wireless principles und practice. Von L. S.
Palmer. 504 Seiten mit 307 Textfiguren. 8°.
London 1928, Longmans, Green and Co.
Bücherbesprechungen.
|
Das Buch ist das Ergebnis ernster Arbeit. Das
|
—|
geht aus der sorgfältigen Besprechung der einzelnen |
Fragen mit Sicherheit hervor. Schon die ausführlichen :
L.iteraturangaben am Ende jeden Abschnitts und die |
zahlreichen Literaturhinweise im Text machen einen '
guten Eindruck; sie zeigen, daß der Verfasser sich der :
nicht leichten Aufgabe unterzogen hat, die Literatur |
aller Länder über diesen Gegenstand zu studieren. '
Der Inhalt umfaßt ungefähr alles, was man billiger-
weise von einem modernen Lehrbuch der drahtlosen
Telegraphie erwarten kann.
Vorausgesetzt wird beim Leser die Kenntnis der
theoretischen Physik, soweit man sie bei der Theorie
der Wechselströme im weitesten Sinne des Wortes |
und bei der Ausbreitung von elektromagnetischen |
Wellen braucht.
Die Darstellung ist im allgemeinen durchaus klar.
Aber sie dürfte meinem Geschmack nach manchmal
etwas einfacher und knapper sein. Das Wichtige
würde wohl besser "hervortreten, wenn manches
Nebensächliche weggelassen und manche Zwischen-
rechnung unterdrückt würde.
Mervorheben möchte ich, daß man dem Buche an-
merkt, daß der Verfasser, der früher Radioengineer
bei der Britischen Admiralität war, die drahtlose
Telegraphie nicht nur aus Büchern und dem Labora- !
torium, sondern auch aus der Praxis kennt.
J.Zenneck.
Wireless direction finding and directional recep-
tion. Von R. Keen. 2. vermehrte Auflage,
Seiten mit 329 Textfiguren. 8°.
lliffe u. Sons. London, Ltd., Onset House,
street 1927. Preis 21,— s.
Das Buch behandelt alle Fragen, die bei der
—
$
490 i
„The Wireless World“ i
Tudor `
— un.
Pre
Funkpeilung und ihrer Anwendung in der Praxis auf- :
treten, die Eigenschaften von Antennen für gericlı-
tete Aussendung und gerichteten Empfang von Wellen, :
Radiogoniometer, die verschiedenen Kartenarten, die ;
Ausnützung der Funkpeilung in der Navigation, ihre
Störungen, z. B. durch den Nachteifekt, Einrichtungen '
für Funkpeilungen am Lande, auf Schiffen und auf |
Flugzeugen und endlich die Ermittlung und Abstellung
von allen möglichen Fehlern an solchen Einrichtungen.
Die Darstellung ist elementar in dem Sinne, daß
an die Vorkenntnisse des Lesers, insbesondere an die :
m 4s 4%
mathematischen, nur äußerst geringe Anforderungen .
gestellt werden. Sie ist aber durchaus nicht elementar. :
wenn man damit eine Darstellung meint, die nur auf ,
die Elemente der Sache eingeht. Im Gegenteil werden :
in dem Buch ungefähr alle, zum Teil durchaus nicht !
einfachen Fragen eingehend besprochen, die bei Ver- (‘
wendung der drahtlosen Telegraphie für BONS
und Ortsbestimmung interessieren.
Der Verfasser versteht es ganz ausgezeichnet, `
sclche Fragen in einfacher Sprache und durch schema- ' |
tische Figuren klar zu machen. Die Anschaulichkeit `
seiner Darstellung ist meinem Geschmack nach nicht `
leicht zu übertreffen.
Dem Buch ist am Schluß ein ausführliches Literatur-
verzeichnis von 374 Arbeiten auf diesem Gebiet bei-
gegeben.
;
Ich empfehle das Buch jedem, der sich über die |.
physikalischen Grundlagen oder über die Praxis der |
Funkpeilung unterrichten will. J. Zenneck.
Februar 1929 ’ / Heft 2
h der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
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a Gegründet 1907
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1 Unter Mitarbeit 3
von ‚|
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz |
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau |
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
(Berlin), Postrat Prof. Dr. G.Leithäuser (Berlin), Dr. S.Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Öberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A, Sommerfeld
(München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.),
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E.h.J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
M:KRAYN
BERLUN-W-
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Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (1> Jahr) RM. 20.—, Preis des
einzelnen Heftes RM. 5.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
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[88:2 1908
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Kreiszylinder sind Platiniridium-Bänder als Hit-
bänder angeordnet. Die Bänder dehnen sich durch
die vom Mebstrom erzeugte Wärme, — die An-
derungen der Bandlänge wird durch den Spann-
faden auf den Zeiger übertragen. Dies einzigartige
Gerät gibt peinlich genau Anzeige — ist verwend-
bar bis 300 Amp.
Band 33
Februar 1929
Heft 2
| Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
Leilschrilt ür NOGHIFEQUENZIECHNIK
INHALT
Seite Seite
H. Freese: Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen | H. E. Hollmann: Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung
Frequenzw andler. (Mit 17 Bildern im Text.) ; ; ; . 4 Ben nt Wellen mit Elektronenröhren. "Mit A
F. Aigner: Das Problem der ökonomischten Vielfachtrans- _ | Miste ilingen aus der Praxis, Telefunken: Kraftverstärkerröhre
ponierung. (Mit 2 Bildern im Text.) . 4 RE 604. (Mit 1 Bild im Text.) — Zwischenstecker für indirekt be- _
H.Faßbender und G. Kurlbaum: Abhängigkeit ni keni He a E (Mit 5 Bildern im Text). ` . TD
weite sehr kurzer Wellen von der Höhe "des Senders über Referate
der Erde. (Mit 7 Bildern im Text.) eo . 52 | G.Marconi(J.Zenneck): Drahtlose Telegraphie (Mit 2 Bildern im en
W. Lazaref: Ueber die Instabilität der Frequenz von Rohrähgene: Text.) . . . . . . ; #
- | E.O.Hulburt (J. "Zenneck): Tonisation in der oberen Erdatmo-
ratoren und deren Stabilisierung. (Mit 22 Bildern im Text.) 55 an Mit a Ta Der denne 13 Nor Hehe 78
Kurt Schlesinger: Neutralisation des Resonanz- ne u J.Hollinzworth (J.Zenneck): Die Polarisation der Wellen in
5 Bildern im Text) . 63 drahtlosen Telezraphie. (Mit 2 Bildern im Text.) 79
P.O. Pedersen: Bemerkung z zu dem Aufaatz von 1. Fuchs: Das Ver- . Pohlhausen (W. Espo): Die 'Feldkräfte auf die Glühdr: ähte
halten kurzer Wellen in unmittelbarer Nähe des Senders 68 von Elektronenröhren . so
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftieitung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zusenden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlicheu Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen.
Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandlung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
Beseitigung der Nebenfrequenzen
beim statischen Frequenzwandler.
Von Hermann Freese.
Schluß.*)
H. Beseitigung der Nebenirequenzen.
Von den vielen Möglichkeiten, die schon zur Be-
seitigung von Störfrequenzen angegeben sind"), soll
hier eine untersucht werden, und zwar die, daß man
den unerwünschten Nebenfrequenzen durch eine
Stromverzweigung Gelegenheit gibt, sich außerhalb
desjenigen Leiterteils auszugleichen, der nur die reine
Nutzfrequenz führen soll, daß man also an die
Punkte p der Schaltskizzen Absorptionskreise legt,
welche für die schädlichen Frequenzen geringen, für
die Nutzfrequenz dagegen hohen Widerstand haben.
Das bisher angewandte Meßverfahren eignet sich
sehr gut dazu, die Wirkung derartiger Schaltungen
in doppelter Weise erkennen zu lassen: einmal im
Spektrum durch Sinken der Nebenwellen, sodann
dadurch, daß im Oszillogramm die maximalen
und minimalen Werte der Amplitude während einer
Periode des Primärstroms sich weniger voneinander
unterscheiden als vorher.
Bezüglich der Beschaffenheit der Absorptions-
kreise würde es am günstigsten sein, wenn ihr eigenes
Stromspektrum (bei konstanter Spannung) sich mit
dem des zu reinigenden Stromes deckt, nur mit den
einen Unterschied, daß an Stelle des Hauptmaximums
ein Tal liegen muß. Man könnte also an eine Sieb-
*) I, Teil ds. Ztschr. 33, S. 1, 1929, H. 1.
13) D. R. P. 431256; 432680; 440545; 443403; 444261
448060; 450395; 452092. Brit. Pat. Nr. 207781; 263825;
266178; 267916. Franz. Pat. Nr. 566555; 628407; 629953.
kette mit gerader Gliederzahl und fester Kopplung
denken. Abgesehen von der großen Komplikation, die
dadurch eingeführt wird, zeigt aber die Rechnung"*),
daß die einzelnen Maxima sich nicht so um die Sym-
metrielinien des mittelsten Minimums gruppieren, daß
sie gerade alle mit den in unserem Falle vorhandenen
Frequenzen zusammenfallen. Für jedes zur Haupt-
frequenz symmetrisch liegende Paar von Neben-
frequenzen läßt sich jedoch ein eigenes zwei-
gliedriges Absorptionssystem verwenden. Um deren
Wirkung überhaupt kennen zu lernen, soll im folgen-
den die Absorption nur für 1 Paar von Nebenfrequen-
zen, nämlich für die wichtigsten bei Verfünfzehn-
fachung, die 13. und 17. angewandt werden.
A. Zusammensetzung von Absorptionskreisen.
a) Parallel geschaltete Absorptionskreise.
Das geforderte Absorptionssystem wurde einmal
auf eine in Brit. Pat. Nr. 263825 (Lorenz) am
2. Ill. 27 veröffentlichte Weise zusammengestellt,
nämlich aus zwei parallelgeschalteten Schwingungs-
kreisen, von der der eine (C-, L-) auf die 13., der andere
C+L4.) auf die 17. Harmonische abgestimmt ist, und
„war so, daß die Parallelschaltung beider grade für
die 15. Harmonische als Sperrkreis wirkt (Bild 17).
Die Kreisbestandteile waren mit geringen quantita-
tiven Aenderungen dieselben wie die weiter unten in
4) Riegger, Wiss. Veröff. a. d. Siemens Konz. 1, S. 126,
1922, Heft 3.
42
H. Freese:
b) für die gekoppelten Kreise angegebenen. Ueber
ihre Charakteristik siehe c) Kontrolle der richtigen
Einstellung.
b) Gekoppelte Absorptionskreise.
Ein Absorptionssystem mit den verlangten Eigen-
schaften wurde außerdem nach Vorschlag von Herrn
Geheimrat Zenneck durch zwei gleichgestimmte
induktiv festgekoppelte Schwingungskreise realisiert.
(Bild 18.) Die Größe der ungekoppelten Eigenschwin-
gung dieser Kreise muß dann angenähert gleich der
Nutzfrequenz, die Koppelfrequenzen gleich den zu ab-
sorbierenden Nebenfrequenzen sein. Die genauen
Größen folgen aus der bekanntent) Beziehung:
; N\?_{[N\°
Kopplungsgrad K = 1—5) =(5) z=
worin N = ungekoppelte Eigenfrequenz,
N, = größere Koppelfrequenz,
N, = kleinere Koppelfrequenz.
Hier ist also N, = 17, N.=13, somit N = 14,6 und
K’ = 0,26.
L
Bild 17. Bild 18.
Parallelgeschaltete Absorptions- Gekoppelte Absorptionskreise.
kreise.
Die Kreise wurden aus je einer Luftspule von
0,036 Fl und je einem Luftdrehkondensator mit parallel
geschalteten Glasplattenkondensatoren (ca. 10000 cm
in jedem Kreis) gebildet und die Luftspulen koachsial
auf 53 mm Abstand gebracht. Ueber die Charakteristik
dieses Systems siehe bei c) Kontrolle der richtigen
Einstellung.
c) Kontrolle der richtigen Einstellung
Daß die nach a und b berechneten Kreise nun auch
wirklich die 13. und 17. Harmonische durchlassen, die
15. aber sperren, wurde schließlich durch Aufnahme
der Stromfrequenzkurve bei konstanter Spannung
nachgeprüft. Der reine Sinusstrom für diese Messung
stammte von dem Eichröhrengenerator des Bildes 7,
die konstante Spannung von etwa 0,7 V wurde an
dem bereits erwähnten Hitzdrahtamperemeter von ca.
130 Q Widerstand abgenommen und der Strom durch
die Absorptionskreise durch Vakuumthermoelement
und Galvanometer gemessen. Bild 19 zeigt die so er-
haltenen Resonanzkurven und mit ihnen die für das
folgende wichtige Tatsache, daß in unserem Fall die
parallelen Absorptionskreise ca. halb so viel Wider-
stand hatten wie die gekoppelten.
Bei den meisten Versuchen wurden die parallelen
Absorptionskreise verwendet, und zwar aus rein tech-
nischen Gründen: die Einstellung der Kopplung machte
die Handhabung der anderen Kreise unbequemer. Zu-
dem mußten ihre Induktivitäten viel weiter von dem
empfindlichen Wellenmesser entfernt gehalten werden,
15) z, B, Zenneck, Lehrbuch.
i
weil sie sich nicht in der horizontalen Lage verwen-
den ließen, welche zur Vermeidung der Streufeld-
einflüsse durch die übrige Anordnung geboten war.
Es werden darum im folgenden von den gekoppelten
Kreisen nur einige Bilder gebracht, die, wie schon
Bild 19, beweisen, daß in der Tat kein prinzipieller
Unterschied zwischen den beiden Arten von Absorp-
tionskreisen besteht.
B. Einfügung der Absorptionskreise in die Schaltung.
a) Die verschiedenen Anordnungen.
Nach der Patentschrift von Lorenz werden die
parallelen Abskorptionskreise an einen Teil der
sekundären Induktivität gelegt und an diesem Teii
dann der Tertiärkreis angekoppelt. Es ist zu er-
warten, daß es nicht einerlei sein kann, wie groß
dieser Teil der sekundären Induktivität ist. Ist er
extrem klein, so kann die Wirkung der Absorptions-
kreise nicht erheblich sein, weil dann natürlich auch
die Nebenfrequenzen leichter durch diesen Teil als
durch die Absorptionskreise fließen, welche auch bei
der Resonanzabstimmung immer noch einen gewissen
Verlustwiderstand nn Wird er sehr groß, so
95S79MNR A EHLEEL,
Bild 19.
Resonanzkurven der Absorptionssysteme.
bedeutet das eine feste Ankopplung der Absorptions-
kreise an den Sekundärkreis und dadurch werden ver-
wickeltere Koppelfrequenzen entstehen. Die Versuche
bestätigen diese Erwartung, und zwar nicht nur für
induktive, sondern auch für kapazitive und reine
Widerstandskopnlung des Absorptionssystems an das
sekundäre sov’ohl wie an das tertiäre. Für induktive
Kopplung wird das in folgendem dargelegt werden.
Neben diesem Einfluß der Ankopplung des Ab-
sorptionssystems wird dabei noch von einen zwei-
ten, der mit der Abstimmung des zu reinigenden
Systems in Zusammenhang steht, zu reden ist.
Vorher aber sei als wichtigste Tatsache die be-
tont, daB die erwartete Reinigung durch ein Absorp-
tionssystem wirklich in weitgehendem Maße zu er-
reichen ist. Um sich davon zu überzeugen, betrachte
man die im vorigen Abschnitt schon gebrachten
Bilder 9, 10 (für Sekundärkreis) und 13, 14 (für
Tertiärkreis), die ungefähr mit den günstigsten Vor-
bedingungen betreffs der erwähnten beiden Einflüsse
gemacht wurden. Jetzt kommen also die ÖOszillo-
gramme b und die Punkte ®© der Spektren zu ihrer
Bedeutung, die, wie schon früher gesagt, die Verhält-
nisse darstellen, wenn zwischen den Punkten p des
jeweiligen Schaltschemas ein Absorptionssystem liegi.
Im allgemeinen geben die Oszillogramme ein besseres
mean
M:
ui
po
Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler. 43
Bild von der Wirkung des Absorptionssystems als
die Spektren. Die Punkte O und © in den Spektren
O 1 3 5 7 9 11 8B 151719212325 m»,
Bild 20.
Wie 9, nur statt paralleler Absorptionskreise gekoppelte.
Bild 20a. Bild 20b.
Sranane
HERTE
O 1 357 9 11 13 15 17 19 2123 25
Q)
Ms;
Bild 21.
Wie 10, nur statt paralleler Absorptionskreise gekoppelte.
Bild 21a.
Bild 21b.'
sind für jede Frequenz unmittelbar zusammen ge-
messen, so daß der Vergleich zwischen beiden von
der absoluten Meßgenauigkeit unabhängig ist.
Im folgenden sollen die einzelnen Ergebnisse zunächst
für einen sekundären, dann für einen tertiären Kreis
diskutiert werden.
b) Sekundärktreis.
Im Sekundärkreis war von den vorhin genannten
Einflüssen nur der eine nennenswert, nämlich der der
Ankopplung des Absorptionssystems. Der andere,
der Einfluß der Abstimmung, bringt nichts Neues;
das Absorptionssystem wirkt bei Bild 11 und 12, die
ia, wie Seite 7 beschrieben wurde, sich von 9 nur
durch schwache Verstimmung des Sekundärkreises
unterscheiden, nicht merklich anders als in 9 auch.
Wie schon gesagt, war für 9 die Ankopplung des
Absorptionssystems gerade am günstigsten gewählt,
und genau dieselbe wurde auch in Bild 11 und 12 bei-
behalten. In dem jedesmal mit eingezeichneten
Schaltschema ist die Stärke dieser Ankopplung durch
O 1 3 57 9 1183151719212325 m,
Bild 22. |
Wie 9, nur Absorptionssysteme fester an Il gekoppelt.
Bild 22b.
Bild 22a.
die Windungszahl der parallel zum Absorptionssystem
liegenden Koppelinduktivität gekennzeichnet, hier für
den günstigsten Fall durch eine Windung. Koppeit
man noch loser an, so ist überhaupt keine Wirkung
des Absorptionssystems zu konstatieren, ÖOszillo-
gramme a und b sind identisch, ebenso die Lage der
Punkte O und © im Spektrum. Deshalb wurden da-
von gar keine Bilder gemacht. Für den günstigsten
Fall (Bild S—12) gilt nun ganz besonders, daß die
Oszillogramme deutlicher sind als die Resonanzkurve.
Die Oszillogramme zeigen eine klare Entdämpfung
des Kurvenzuges, während man in den Spektren
sieht, daß nur die höheren Nebenwellen (17. und 19.
Harmonische) etwas geschwächt werden, während die
13. fast unverändert bleibt. Bei der 11. ist sogar ein
geringer Anstieg unverkennbar. Die weiter weg
liegenden Nebenwellen bleiben schwach und kaum ge-
ändert. Um ungefähre Zahlenangaben über diese
günstige Kopplung zu machen: der Widerstand der be-
trachteten Koppelinduktivität beträgt für die 15. Har-
monische etwa die Hälfte der Widerstandsminima von
Bild 19. Dieses Zahlenverhältnis gilt für die ge-
koppelten Absorptionskreise genau so wie für die
st
parallelgeschalteten, so daß der Absolutwert
jenes Teils der sekundären Induktivität für die ge-
koppelten Absorptionskreise etwa doppelt so groß sein
mußte wie für parallelgeschaltete, wenn die Wirkung
des Absorptionssystems in beiden Fällen dieselbe sein
sollte. Mit dieser Einstellung wurden Bild 20 und 21
für gekoppelte Absorptionskreise gemacht. Der
Befund unterscheidet sich kaum von dem in Bild 9 und
10 (parallele Absorptionskreise), womit also ge-
zeigt ist, daß bei Berücksichtigung der Widerstands-
verhältnisse die beiden in II A. beschriebenen Ab-
sorptionssysteme tatsächlich die gleichen Wirkungen
haben.
Verstärkt man nun die Ankopplung des Absorp-
tionssystems weiter, so kommt man, wenn sich
Bild 23.
Wie 22, schwach gedämpft, Absorptionssystem jedoch noch
fester an II gekoppelt.
Koppelwiderstand zu Resonanzwiderstand des Ab-
sorptionskreises wie etwa 1:1 verhalten, zr Bild 22
(schwach gedämpft). Hier ist die Wirkung des Ab-
sorptionssystems schon entschieden ungünstig. Das
läßt nicht nur die Schwebung in den Oszillogrammen,
sondern auch das Spektrum deutlich erkennen. Zwar
werden 13, und 17. Harmonische wesentlich ge-
schwächt, dafür steigt aber die 11. auf Beträge, welche
nicht einmal die 13. und 17. vor Anlegen des Ab-
sorptionssystems erreichen.
Um zu sehen, wo das bei immer stärkerer An-
kopplung des Absorptionssystems hinführt, bedarf es
gar nicht mehr der Analyse mit dem Wellenmesser.
Vielmehr zeigen schon allein die Oszillogramme
Bild 24.
Wie 23, aber stark gedämpft.
Bild. 23 (schwach gedämpft) und Bild 24 (stark xe-
dämpft), daß die 11. Harmonische zur Hauptfrequenz
also größer als die eigentlich gewünschte 15. Harmo-
nische wird. Besonders schön ist in diesen beiden
Bildern zu sehen, wie bei zunehmender Dämpfung dic
4 Amplituden, welche schon in Bild 22 und 23 die
kleinsten waren, ganz verschwinden, so daß schließ-
lich 11 Amplituden in Bild 24 übrigbleiben.
Bei Bild 25 (schwach gedämpft) und 26 (stark ge-
dämpft) endlich hat der Anteil der Induktivität, an
welchen die Absorptionskreise gekoppelt sind, den
Betrag von etwa 50% der gesamten in II enthaltenen
Induktivität erreicht. Während Bild 25 die obere
Koppelfrequenz (21.» ) deutlich zeigt, ist in 26 besser
die untere (9.0 ) zu erkennen. Für die praktische
H. Freese:
———— en
Anwendung können die starken Ankopplungen der
Bilder 22 bis 26 keine Bedeutung mehr haben.
Zu Bild 23—26 ist noch einmal darauf hinzuweisen,
daß sie nur mit eingeschalteten Absorptionskreisen
(wie die- Oszillogramme ©% bisher) aufgenommen
wurden, weil die Aufnahmen bei ausgeschalteten
Absorptionskreisen kaum von den entsprechenden
früheren Bildern 9a usw. abweichen.
P
Bild 25.
Wie 23, schwach gedämpft, aber Absorptionssystem sehr fest
an lI gekoppelt.
c) Tertiärkreis.
Wie schon gesagt wurde, ist der Einfluß der An -
kopplung der Absorptionskreise im Tertiärkreis
derselbe wie im Sekundärkreis. Zwei Fälle zufester
Ankopplung an den Tertiärkreis zeigen die Oszillo-
gramme 27 und 28 (beide für gleiche Dämpfung), wo
Od
26.
Wie 25, ee iak gedämpft.
man dieselbe erst zweifache, dann dreifache
Schwebung erkennt, welche dem auch für den
Sekundärkreis in Bild 22—26 festgestellten Anwachsen
weiter entfernter Nebenfrequenzen entspricht. An-
dererseits sind die schon in Bild 13 und 14 gezeigten
Stromformen vonissssicher zu wenig von dem Ab-
sorptionssystem beeinflußt. Darum läßt sich auch von
Bild 27.
Tertiärkreis, schwach gedämpft, wie 13, Absorptionssystem jedoch
fester an II gekoppelt.
dem Anwachsen der 11. Harmonischen noch nichts
Deutliches in diesen Bildern bemerken.
Das ist schon anders bei Bild 29 (schwach ge-
dämpft) und Bild 30 (stark gedämpft)'), wo die
Punkte p an einer andern Stelle des Tertiärkreises
liegen (siehe Schaltskizze), nämlich so, daß die Ab-
sorptionskreise jetzt fester an deu Tertiärkreis ge-
koppelt sind. Ihr Einfluß auf die 11. Harmonische ist
jetzt wieder in deutlichem Anstieg zu sehen. Etwas
16) Deutlicher bei der schwachen un (13 und wa als
bei der starken (14 und 30).
Br p Ma wur
Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler.
besser als im Spektrum zeigt sich hier in den Oszillo-
grammen, daß die entdämpfende Wirkung der Ab-
sorptionskreise, d. h. der Unterschied zwischen Oszillo-
gramm a und b in 29 und 30 günstiger ist als in 13
und 14.
Bild 28.
Tertiärkreis, schwach gedämpft, wie 27, Absorptionssystem jedoch
noch fester an Ill gekoppelt.
Diese günstige Ankopplung der Absorptionskreise
an den Tertiärkreis liegt auch bei den Bildern vor,
welche jetzt noch unter dem Gesichtpunkt des er-
wähnten Einflusses der Abstimmung betrachtet
werden sollen. Zu Bild 15 und 16 wurde schon im
Abschnitt I bemerkt, daß sie den Einfluß der Ab-
stimmung des Tertiärkreises auf die Wirkung des Ab-
sorptionssystems für den Fall loser Kopplung zwischen
o 1 3 5 7 9 1113151719212325 a,
Bild 29.
Tertiärkreis, schwach gedämpft, Absorptionssystem günstig an
III gekoppelt.
Bild 29.
Bild 29a.
‚ HI und III erkennen lassen. Deutlicher aber wird der
ET e
Einfluß der Abstimmung sichtbar in Oszillogrammen,
. die bei Kurzschluß. des Ampèremeters von 130 Q
. Widerstand, also bei viel kleinerer tertiärer Dämp-
kagi ht
-+
fung aufgenommen wurden. Solche Oszillogramme
sind in Bild 31—33 zum Vergleich nebeneinander ge-
stellt, und zwar bedeutet:
31 Abstimmung des Tertiärkreises auf kleinere
; Frequenz (genau wie bei Bild 16),
32 Abstimmung des Tertiärkreises auf maximalen
: Ausschlag (genau wie bei Bild 15),
45
33 Abstimmung des Tertiärkreises auf größere
Frequenz.
Wie schon in Bild 15 und 16 zu sehen war, ist auch
hier die Abstimmung des Tertiärkreises auf eine etwas
kleinere Frequenz günstiger für die Wirkung des Ab-
sorptionssystems als die Abstimmung auf maximalen
Ausschlag. Danach ist es nicht verwunderlich, daß
die Abstimmung auf größere Frequenz noch un-
günstiger als die auf Maximalausschlag ist. Nicht nur
die Oszillogramme 33a und b zeigen das, sondern es
wurde auch durch eine rohe Analyse der Kurven-
form bestätigt, bei der ich unter Verzicht auf die
013579 mM % 151719212325 On,
Bil
Tertlärkreis, stark gedämpft, adsurptlonssystem günstig an Ill
| gekoppelt.
Bild 39a. Bild 30b.
Amperemeterablesung doch erkennen konnte, wie der
schon bei Bild 15 und 32 beträchtliche Anteil der
17. Harmonischen noch auf etwa den doppelten Be-
trag stieg. Im Hinblick auf die Abstimmung
unterscheidet sich also die Anwendung des Absorp-
tionssystems im Tertiärkreis von der im Sekundär-
kreis, wo die ohnehin intensiveren Nebenwellen relativ
weniger auf die Abstimmung reagieren.
Zusammeniassung.
I. Die stoßweise Anregung eines gedämpften
Sekundärkreises. wie sie bei der Frequenzverviel-
fachung in einer Stufe stattfindet, hat das Erscheinen
unerwünschter Nebenfrequenzen zur Folge, auch dann,
wenn durch richtige Abstimmung des Sekundärkreises
dafür gesorgt ist, daß der Stoß seibst keine Kompli-
kationen herbeiführt.
Durch Fourierzerlegung wird berechnet, daß
diese Nebenfrequenzen
l. nur als ungerade Vielfache der Primärfrequenz,
2. um so intensiver auftreten, je weniger ihre
Frequenz von der (sekundären) Nutzfrequenz
verschieden ist und ie größer das Dekrement
des Sekundärkreises ist.
46
H. Freese: Beseitigung der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler.,
Die Rechnung wird dann auf einen Tertiärkreis
ausgedehnt und ergibt für diesen qualitativ das gleiche
wie für den sekundären, nur mit bedeutend ge-
schwächten Nebenwellen.
Zwecks Realisierung des
werden Versuche angestellt, welche einerseits die
Kurvenform des sekundären und: tertiären
Stroms, anderseits die Stärke der Nebenwellen er-
kennen lassen. Das erste Ziel wird durch Oszillo-
rechnerischen Teils
graphie mit der Braunschen Röhre, das zweite
Tu SEE Bild 31.
' Bild 3).
Biid 32.
Bild 33.
durch Aussieben der Nebenwellen mit einem
Wellenmesser erreicht, der zu diesem Zweck
durch eine bis fast zur Selbsterregung rückgekoppelte
Röhre entdämpft sein muß. Die Versuche bestätigen
die Rechnung.
II. Sie werden weiterhin dazu verwendet, die
Wirkung von Absorptionskreisen zu untersuchen,
welche so beschaffen sind, daß sie die schädlichen
Nebenwellen vom Nutzkreis fernhalten, ohne die Nutz-
welle selbst:erheblich zu schwächen.
Untersucht werden zwei Absorptionssysteme der
geschilderten Beschaffenheit.
Das -eine dieser Systeme ist nach Brit. Pat. Nr.
263825 (Lorenz) aus zwei parallelgeschalteten
Kreisen zusammengesetzt, welche einzeln auf die der
Nutzfrequenz unmittelbar benachbarten Störfrequen-
zen, parallel jedoch als Sperrkreis auf die Nutz-
frequenz selbst abgestimmt sind.
Das andere Absorptionssystem besteht nach Vor-
schlag von Herrn Geheimrat Zenneck aus zwei auf
die Nutzfrequenz abgestimmten Kreisen, die gerade
so eng aneinander gekoppelt sind, daß die Koppel-
frequenzen den beiden Störfrequenzen entsprechen.
Die Ergebnisse dieses zweiten Teils der Versuche
sind folgende:
Bild 32.
1. Die beiden Systeme sind in ihrer Wirkung nicht
merklich verschieden.
2. Es gibt eine günstige Stärke der Ankopplung des
Absorptionssystems an das-zu reinigende. Un-
terhalb dieser Stärke bleiben die Absorptions-
kreise praktisch wirkungslos, oberhalb schwächen
sie zwar diejenigen Nebenfrequenzen, die sie
schwächen sollen, verstärken aber dafür andere,
weiter entfernt liegende. Das gilt sowohl für
Reinigung im Sekundär- wie im Tertiärkreis.
t Bild _33.
Tertiärkreis, sehr schwach gedämpft, auf zu kleine Frequenz abgestimmt.
Tertiärkreis, sehr schwach gedämpft, auf Maximalausschlag abgestimmt.
Tertiärkreis, sehr schwach gedämpft, auf zu große Frequenz abgestimmt.
3. Bei Verwendung des Absorptionssystems im
Sekundärkreis zeigten sich bei Verfünfzehn-
fachung kleine Verstimmungen des Sekundär-
kreises ohne besondere Einflüsse, während es
bei Verwendung in einem lose an den sekun-
dären gekoppelten Tertiärkreis besser war, |
diesen Tertiärkreis nicht auf Maximalausschlag,
sondern auf etwas kleinere Frequenz anal
stimmen.
Die Anregung zu dieser Arbeit ging von Herrn
Geheimrat Zenneck aus. Ich möchte dafür, wie für
Leitung und Bereitstellung von Institutsmitteln meinen
besonderen Dank aussprechen. Auch sei Herrn Dr.
Winter-Günther für vielseitige, immer bereite
Hilfe herzlich gedankt.
Schließlich möchte ich die Tatasche dankend er-
wähnen, daß im Verlauf der Untersuchungen Apparate
zur Verwendung kamen, welche unserem Institut von
seiten der Notgemeinschaft der. Deutschen Wissen-
schaft, der Helmholtz- Gesellschaft und des Bun-
des der Freunde der Technischen Hochschule München
bereitgestellt waren. £
(Eingegangen am 20. August 1928.)
F. Aigner: Das Problem der ökonomischten Vielfachtransponierung. 47
Das Problem
der ötonomischten Vielfachtransponierung.
Von Franz Aigner, Wien.
Schluß.*)
C. Apparate mit erhöhter Trennschärie.
a) Problemlösung für unmodulierte
Wellen mit Hilfe einer einzigen fest
schwingenden Lokal-Frequenz unter
Zuhilfenahme der Frequenzverviel-
fachung.
Bei den bisher besprochenen Lösungsversuchen
einer ökonomischten Vielfachtransponierung wurde
der jeweilige Wellenwechsel stets mit Hilfe des
Ueberlagerungsprinzipes durchgeführt. Hierfür waren
im Minimum zwei fest schwingende Hilfsirequenzen
erforderlich.
Nunmehr soll zunächst die Frage untersucht
werden, ob und unter welchen Bedingungen eine
einzige fest schwingende Lokalfrequenz » eine Viel-
fachtransponierung ermöglichen könnte. Dies ist
offenbar nur in der Art denkbar, daB die zweite an
sich für das Vielfachtransponierungsproblem grund-
sätzlich dann als notwendig erkannte Lokalwelle,
falls der Wellenwechsel durchweg mit Hilfe des
Ueberlagerungsprinzipes erfolgt, durch einen anderen
physikalischen Vorgang ersetzt wird, der eine
Frequenzänderung gestattet. In dem hier in Frage
kommenden Frequenzgebiet der elektromagnetischen
Wellen sind bloß zwei solche physikalischen Möglich-
keiten bekannt: einmal die Erzeugung Helmholtz-
scher Kombinationsschwingungen ohne Lokalhilfs-
frequenz, aus deren Komplex zwecks Wellenwechsel
eine passende ausgewählt werden kann und ferner
die direkte Methode der Frequenzvervielfachung. Es
kann demnach die zweite Lokalfrequenz entweder
durch ein Element ersetzt werden, das ohne Zuhilfe-
nahme einer Lokalfrequenz Helmholtzsche Kom-
binationsschwingungen liefert, und aus diesen zwecks
Wellenwechsel eine bestimmte auf Grund ander-
weitiger Veberlegungen zweckmäßige Kombinations-
schwingungen isoliert werden, oder eine direkte
Frequenzvervielfachung Anwendung finden. Diese
beiden Möglichkeiten stehen als Ersatz einer der
beiden festen Lokalfrequenzen zur Verfügung. Hier
soll zunächst die zweite Möglichkeit studiert werden
und zwar für Telegraphieempfang, also für unmodu-
lierte Sender, an dem speziellen Beispiel der
Frequenzverdopplung.
Naturgemäß soll diese Methode, um die Abwei-
chung vom Ueberlagerungsprinzip begründet zu recht-
fertigen, auch einen über den reinen Transponierungs-
empfänger hinausgehenden Mehreffekt bringen. Dies
ist auch tatsächlich in bezug auf die heute so wich-
tige Erhöhung der Trennschärfe der Fall, ohne daß
durch diese so gewonnene spezielle Art von Selek-
tionserhöhung Einschränkungen praktisch unbrauch-
barer Art, wie etwa eine Herabsetzung der Tele-
graphiegeschwindigkeit eintreten würden.
Betrachtet man einen Sender und seine rechts und
links dazu liegenden Nachbarsender, so ergeben sich
#) I. Teil ds. Ztschr. 33, S.9, 1929, H. 1.
Lestimmte Abstände für diese beiden Störsender vom
Empfangssender. Wird nun in einer Empfangs-
apparatur die Empfangsfrequenz verdoppelt, so kann
zunächst bei gleichbleibender Telegraphiergeschwindig-
keit die Resonanzschärfe des auf die doppelte
Frequenz abgestimmten Empfangskreises verdoppelt
werden; überdies wird aber der nunmehrige Abstand
der störenden Nachbarsender verdoppelt. Bei einer
Wiederholung des Verfahrens wird dieser Abstand
vervierfacht. Es rücken daher die Nachbarsender als
Störsender immer weiter von dem zu empfangenden
Sender ab, was einer wesentlichen Steigerung der
Trennschärfe entspricht. Diese Art der Selektions-
erhöhung durch künstliches Auseinanderziehen der
Sender berührt im Gegensatz zu einer Selektions-
erhöhung infolge Verkleinerung des Dekrementes bei
gegebener Frequenz das Sendetempo nicht, was einen
hoch einzuschätzenden praktischen Vorteil bedeutet.
Fragt man andererseits nach dem wesentlichen Nach-
teil dieser Methode, so ist er dadurch gegeben, daß
man sich bei öfterer, und dann erst stark nützlicher
Anwendung der Frequenzverdopplung in einer geo-
metrischen Progression, also äußerst rasch dem Ge-
biet der kurzen Wellen nähert, für das die zulässig
kleinen Dekremente praktisch nicht mehr herstellbar
sind, wodurch bald als tatsächliches Gesamtresultat
eine Selektionsverminderung eintritt. Das Verfahren
ist demnach praktisch sehr stark eingeschränkt und
erfolgreich bloß für Telegraphiestationen sehr großer
Wellenlänge anwendbar. Für Kurzwellen ist es
selbstredend vollkommen undiskutabel.
Wird jedoch eine derartige reine Frequenzverdopp-
lung mit dem Transponierungsprinzip, das seinerseits
wiederum lange Wellen zu gewinnen erlaubt, in
zweckmäßiger Weise kombiniert, so eröffnet eine
solche Kombination, insbesondere bei Anwendung der
Vielfachtransponierung, Aussichten auf Empfänger-
konstruktionen mit außerordentlich gesteigerter
Trennschäfrfe.
Ein solches ökonomisches Zusammenarbeiten ab-
wechselnder Frequenzverdopplung und Wellen-
streckung mit Hilfe des Ueberlagerungsprinzipes kann
auf folgende Art erzielt werden:
Nach Erzeugung einer ersten Differenzfrequenz 7,
aus der Fernfrequenz »; mit Hilfe eines auf variabler
Frequenz ng schwingenden Transponierungseinganges
passiert », einen Frequenzverdoppler, der es in 2 2,
umformt. Diese Frequenz gelangt nun in einen auf
der festen Frequenz » schwingenden Transponierungs-
teil; hier entteht y — 2n, = n, Durch weitere Ver-
dopplung im selben Verdoppler wird aus %ə die neue
Frequenz 2n,. Diese wird durch Rückführung in das
früher erwähnte, auf der Frequenz » schwingende
Transpon:serungsgerät in »—2n,=n, verwandelt.
Damit ist das Verfahren in seiner Fortsetzungs-
möglichkeit genügend ersichtlich gemacht; man er-
48
hält folgendes in der Tabelle Nr. 6 angedeutetes
Frequenzschema.
Tabelle Nr. 6
Nna—Nr = n —> 2n;
> 2n,
v—2n = Mg ——> 2n
v—2n, = ns
kerraessssnnanee nee neue en Een anne nen Trennen nn en
»—2n; = N,
Daß in der Gesamtapparatur an entsprechenden
Stellen Verstärker eingeschaltet sind, braucht nicht
eigens hervorgehoben werdın. Zwei einfache, bei n,
abgebrochene Zahlenbeispiele für die Tabelle Nr. 6
und für k=3 sind folgende:
Beispiel Nr. 1
v = 250,000 Hertz |
m= 75000 5.
l 2n, = 15u,000 ,
= m=100,000 ,
= 2n, =200,000 ,
= n= 50,000 .
Beispiel Nr. 2
v = 400,000 Hertz
nı = 125,000 ,
2m, = 250,000 .
= m=150,000 .
© 2m, =300,000 ,
© ng =100,000 ,
àv = 0-75 Km
Ài = 2-4 »
yha=1.2
Diese beiden Beispiele sind lediglich zum Auf-
zeigen der Methode ganz wilıkürlich gewählt. Sie
lieicrn 2k — 1 = 5 n.ue Frecuinzen, die aus früheren
Gründ.n wıed.rum harmonisch gewahlt s.nd, und
zwar stellın sie Harmonische einer Grundschwingung
von 250,0 Hertz dar. In beiden Beispielen ist bei
jeder Transponierung das Superprinzip erfüllt, was
allerdings nicht notwendig ware. Es ist dadurch zu-
nächst lediglich die normale Anwendungsmöglichkeit
eines Audion im Transponierungsteil gegeben. Zweck-
mäßig wird man aber stets versuchen, das Super-
prınzip zu erfüllen, um auf diese Weise möglichst
lange Wellen zu erhalten, so daß man nicht Gefahr
läuft, bei der Verdopplung in das Wellengebiet hin-
einzukommen, in dem die Erzielung des zulässigen
Kreisdekrementes bereits praktische Schwierigkeiten
macht.
Vorstehende Methode hat trotz des erzielten Vor-
teiles erhöhter Trennschärfe insofern noch einen be-
merkenswerten Mangel, als sie auf nicht modulierte
Sender beschränkt ist. Lenn bei einem modulierten
Sender, etwa einem Rundspruchsender oder einem
Bildtelegraphen, würde der Frequenzdoppler nicht
bloß die Trägerfrequenz, sondern auch die Seiten-
bänder verdoppeln, was zur Folge hätte, daß nach
einer m-malıgen Frequenzverdopplung die den Sender
F. Aigner:
modulierenden Frequenzen den Ausgangsdemodulator
in der m-ten Oktave verlassen würden.
Eine in jeder Hinsicht befriedigende Apparatur
ist offenbar erst dann erreicht, wenn eine Ausdehnung
vorstehenden neuen Frinzipes auch auf modulierte
Sender gelingt. Eine solche Lösung soll im folgenden
Abschnitt dargelegt werden.
b) ProblemlösungfürmodulierteWellen
mitMHilfeeinereinzigenfestschwingen-
den Lokalfrequenz unter Zuhilfenahme
spezieller Helmholtzscher Kom-
binationsschwingungen.
Die bereits erwähnte zweite Möglichkeit, den
zweiten auf fester Welle schwingenden Lokalgenerator
durch ein anderes einen Wellenwechseli bedingendes
Element zu ersetzen, besteht in der Verwertung
spezieller Helmholtzscher Kombinationsschwin-
gungen. Sie müssen, wenn, wie nunmehr verlangt
wird, auch der Empfang modulierter Wellen möglich
sein soll, die Eigenschaft besitzen, daß sie zwecks
Wellenwechsels zwar die Trägerfrequenz ändern, die
Modulationsfrequenzen hingegen unverändert lassen.
Betrachtet man einen modulierten Sender, so strahlt
er im allgemeinen die Trägerfrequenz H und die
beiden Seitenbänder H + N aus, falls N das Modula-
tionsfrequenzband darstellt. Bei der Demodulation
entstehen aus diesen Schwingungen sämtliche Helm-
holtzsche Kombinationsschw.ngungen. Unter diesen
sind für den vorliegenden Zweck alle diejenigen
brauchbar, die die Form aH und aH +N besitzen,
wobei a eine positive ganze von Null verschiedene
Zahl ist. Kombinationsschwingungen dieser Eigen-
schaft gibt es eine ganze Anzahl; zweckmäßig wird
man ein System herausgreifen, das von möglichst
niedriger Ordnung ist, um lange Wellen zu er-
halten, d. h. man wird a = 2 setzen. Als Bauelement
zur Gewinnung dieser Schwingungen eignet sich jeder
Demodulator, am besten jedoch ein Richtverstärker
mit einem auf 2H abgestimmten Anodenkreis.
Der Gedanke, 2H und 2H + N zu verwenden, und so
die Trennschärfe zu steigern, ist naheliegend und auch
bereits vorgeschlagen worden. Der erste, der diesen
Vorschlag machte, dürfte Grimes gewesen sein. Er
nennt das Empfangsgerät, das mit einmaliger Frequ:nz-
verdopplung im vorstehenden Sinne arbeitet, „Octa-
Monic“). Für Rundfunkempfänger ist diese Oktav-
Verstärkung zwar theoretisch interessant, praktisch
jedoch kaum verwertbar, da der Selektionsgewinn in-
folge Auseinanderzerrens der Sender in viel höherem
Maße dadurch wieder verloren geht, daß man ins Ge-
biet der kurzen Wellen mit seinen Dekrement-
schwierigkeiten hineinkommt. Es ist im Prinzip nur
für Langwellenrundfunkstationen und auch hier nur
für die längsten Sender höchstens in einer Stufe mit
Erfolg anzuwenden.
Alle Schwierigkeiten entfallen jedoch, falls man das
Octa-Monic-Prinzp in einem Vielfachtrans-
ponierungsgerät zum Wellenwechsel an Stelle einer
Anzahl von Transponierungen benützt. Der
Vorgang bleibt im Wesen der gleiche wie der unter
a) in diesem Abschnitt entwickelte. Der Unterschied
ist zunächst led.glich der, daß an Stelle eines reinen
6) L. W. Austin und W. F. Grimes, „Notes on beat re-
ception“, Journ, Washington Acad. 10, S. 174, 1920.
Das Problem der ökonomischten Vielfachtransponierung. 49
Frequenzverdopplers ein Richtverstärker tritt. der
die Isolierung der doppelten Trägerfrequenz mit den
dazugehörigen, jedoch in den Modulationsfrequ?nzen
unveränderten "Seitenbändern gestattet. Soll jedoch
für die reinen Transponierungsfrequenzen ein
Zwischenfrequenzreflexverstärker zwecks Röhren-
ersparnis Anwendung finden, dann sind noch be-
stimmte, im folgenden unter anderen näher angeführte
Bedingungen zu erfüllen.
Es wird wie bisher immer wiederum angenommen,
daß ein auf variabler Frequenz schwingender Trans-
ponierungseingang die erste feste Differenzfrequenz
. m liefert. Dabei soll x, die Form haben
N = U'n (35)
wobei „ eine ganze positive von Null verschiedene
Zahl darstellt; es ist demnach n, die u-te Harmonische
brochen werden soll; dies hat auch einen praktischen
Grund, als ein bis dahin fortgeführter Empfänger
wohl für alle gegenwärtigen Anforderungen genügen
dürfte.
Was die Wahl des Operationszeichens von a in
Gleichung (37) betrifft, so soll zunächst das positive
Zeichen gewählt werden. Einz solche Wahl erscheint
dadurch gerechtfertigt, als dann A, die längste Welle
darstellt, die für die Schlußverstärkung, als am besten
zu verstärken, verwendet werden soll. Da sie weder
den festen Transrfonierungsteil noch auch den Richt-
verstärker mehr zu passieren hat, so können diese
Elemente, die dann von kürzeren Wellen, die weniger
starke Verstärkung zulassen, durchsetzt werden, mit
etwas schwächeren Röhren ausgerüstet werden.
Allerdings ist dieses Moment nicht so schwerwiegend,
daß nicht anderweitige Ueberlegungen gewichtigerer
Bild 1.
Schaltschema für Vielfachtranspnnierung
mit Frequenzverdoppelung und Reflexschaltung.
einer noch zu wählenden Grundschwingung no, Die
Frequenz n, wird durch einen Richtverstärker ge-
schickt und daselbst aus dem Komplex der entstehen-
den Helmholtzschen Kombinationsschwingungen
2n, mittels abgestimmten Anodenkreises isoliert, das
dann die Form besitzt
(36)
Die Frequenz 2n, gelangt nunmehr in ein auf der
festen Frequenz y schwingendes Transponierungs-
gerät und liefert n, von der Form
2n, =2 un
(37)
wobei a eine positive ganze von Null verschiedene
Zahl darstellt.
Aus (37) bestimmt sich die Frequenz » zu
v = 2 ni + n = (3 u +£ a) no (38)
Die Frequenz n, wird nunmehr durch den gleichen
Richtverstärker wie früher n, geschickt, der es nun-
mehr erlaubt, 2n. zu isolieren.
v—2 N] = No = (u w a) "No,
(39)
Endlich wird 2n, wiederum mit y kombiniert und
liefert die Differenzfrequenz n, in der Form
v1 = ng = (u F a) -ty . (40)
Und so kann das Verfahren fortgesetzt werden. Alle
Frequenzen sind aus den schon früher erörterten
Gründen wiederum Harmonische einer Grundschwin-
gung, da a und u als ganze Zahlen gewählt wurden.
Um ein Beispiel zu fixieren, soll im folgenden an-
genommen werden, daß das Verfahren bei n, abge-
2 ny = 2 (u F- a) no
Natur auch die Wahl des negativen Operations-
zeichens zulassen würden. Bei vorerst positiver Wahi
des Operationszeichens in der Gleichung (37) ergibt
sich demnach folgendes Gleichungssystem:
Ny == U- no
2n = 2 u-n
v—2 nı = n = (u F a) -no
2 na = 2 (u +- a) -no
v—?2 no = ng = (u—a) -no
v = (3 u+ a) -no
Soll in den mit der festen Lokalfrequenz y durch-
geführten Transponierungen das Sup®rprinzip gewahrt
werden, was wegen der gewünschten langen Wellen
erforderlich ist, so müssen sich die jeweiligen Er-
zeugenden dieser Differenzschwingungen um weniger
als eine Oktave unterscheiden; also muß
=
vL 4 no
Da aber n, kleiner als ^% ist, genügt an Stelle von
(42) die einzige Bedingung
v L 4n
Dies liefert nach Einsetzen der in (41) rechter Hand
stehenden Werte
(41)
(42)
(42a)
>a (43)
Zur Ermittlung weiterer Nebenbedingungen soll
zunächst ein prinzipielles Schaltschema (Bild 1) für
einen bis n, fortgesetzten Empfangsapparat folgen. In
diesem Schema ist der variable Transponierungs-
eingang mit 7,, der auf der festen Welle y schwin-
` 50 F. Aigner:
gende mit T, bezeichnet. V bezeichnet einen Zwischen-
frequenzreflexverstärker für die Verstärkung der
Frequenzen nı, na und n,; ferner R den Wellen-
wechselrichtverstärker und endlich D einen Aus-
gangsdemodulator.
Aus dem Bild 1 ist zunächst ersichtlich, daß der
Anodenzobelkreis in T, seine Kurzschluß-Stelle stets
auf der Frequenz n, hat, somit eine Verschleppung
von n, zurück auf den Gitterkreis von V nicht be-
fürchtet werden muß, was für die Stabilität des Appa-
rates durchaus wichtig ist.
In T, entsteht außer den beiden gewünschten Diffe-
renzfrequenzen n, und n, infolge der beiden vor-
handenen Frequenzen 2n, und 2n. auch die Differenz-
frequenz | Da
O 2m—2n—=n (44)
Dieses n’ muß nun ungleich n, und auch ungleich na
nysa
(73+8a)
diesem Zobelkreis genau darauf zu achten, daß die
beiden der Empfangsfrequenz n, benachbarten Stör-
sender n, + 24°) nicht nach einem Wellenwechsel als
transferierte Störer die anderen zu verstärkenden
Frequenzen des Reflexverstärkers verseuchen. Wie
sich hier die Verhältnisse durch den zweimaligen
Wellenwechsel gestalten, ist schematisch in dem
Bild 2 angedeutet.
Horizontal sind Frequenzen mit der Maßeinheit A
rechts und links von n, aufgetragen. Die nach oben
gezeichneten Rechtecke bedeuten Frequenzgebiete,
die im Reflexverstärker tatsächlich verstärkt werden
sollen, während die nach unten gezeichneten Recht- -
ecke Störfrequenzbereiche darstellen). Aus dem
Bilde 2 ist ersichtlich, daß der zu verstärkenden
Frequenz n, mit ihren Seitenbändern n, + A die
heiden Störsender n, + 24 mit ihren Seitenbändern
N,-2& n,t24 1,174
(Nz+44) 3
Bild 2,
Frequenzverteilung für Schaltschema nach Bild 1.
ausfallen. Wie eine einfache Rechnung zeigt, bedingt
dies, daß
| u+ 3a. (45)
Außerdem soll aber n’ auch ungleich der Kurzschluß-
frequenz n, des Anodenkreises von T, sein. Denn
es ist für die Stabilität der Apparatur durchaus vor-
teilhaft, diesen Kurzschluß aus Gründen der Ver-
schleppungsgefahr nicht eigens mit einer in T, er-
zeugten Frequenz überflüssigerweise auf die Probe
zu stellen. Es muß daher, wie man sich ebenfalls
sehr leicht überzeugen kann,
u+ 2a. (46)
Demnach bestehen bisher folgende Forderungen
für a und u:
u>a |
u +F 2a (47)
u 3a
Damit ist zunächst für einen Empfänger in Gerade-
ausschaltung, also ohne Anwendung des Reflex-
prinzipes im Verstärker V, die Aufgabe bis auf die
Wahl von a, u und n, gelöst. Zahlenwerte für diese
Größen bestimmt dann der jeweilige Verwendungs-
zweck der tatsächlichen Apparatur.
Die bisher gefundenen Nebenbedingungen sind
jedoch noch keineswegs ausreichend, wenn es sich,
wie in Bild 1 skizziert, um einen Zwischenfrequenz-
reflexverstärker für die drei Zwischenfrequenzen n,,
n, und n, handelt. Zunächst bringt die Forderung
nach symmetrischen Zobelkreisen im Reflex-
verstärker V keine neuen Bedingungen. denn die Fre-
quenzen n,, N, und n; sind auf Grund des Gleichungs-
systemes (41) bereits an sich stets äquidistant, ge-
statten also ohne weiteres den Bau eines symme-
trischen Zobelkreises. Wohl aber ist gerade in
so benachbart sind, daß die Seitenbandenden direkt
aneinanderstoßen. Dies gilt zunächst für die tat-
sächlichen Sender nf und nr+24, hat aber auch
nach erfolgter Transponierung Gültigkeit, da die
Transponierung an diesen Abstandsdifferenzen nichts
ändert.
Für die zweite Zwischenfrequenz ñ. sind die
beiden früheren Störsender n, +24 nunmehr so
lokalisiert, daß zwischen ihren Seitenbandenden und
denen von a, bereits eine Lücke von 2 A besteht, was
durch die inzwischen erfolgte Frequenzverdoppelung
bedingt ist. Es muß daher hier, falls man etwa schon
mit n, die Apparatur abbrechen würde, bereits darauf
geachtet werden, daß das nunmehrige linke Seiten-
bandende des linken Störers nicht in den rechten
Frequenzbereich von Mn, aber auch aus Gründen
eventueller Rückkopplungsgefahr nicht in den Fre-
quenzbereich des rechten Störers von n, gelangt.
Das sinngemäß gleiche gilt auch für die dritte
Transponierungsfrequenz n, für die zwischen ihren
Seitenbandenden und denen der nunmelhrigen Störer
bereits infolge der zweiten Frequenzverdopplung ein
Intervall von 6 A liegt. Um ganz sicher zu gehen,
soll im Sinne des Bild 2 verlangt werden, daß das
rechte Seitenbandende des rechten Störers der Fre-
quenz n, noch einen Abstand A vom linken Seiten-
bandende des linken Störers der Frequenz n, auf-
weist. Dies vorausgesetzt, muß zwischen den Träger-
frequenzen n, und n}, wie sich leicht abzählen läßt,
ein Intervall von 13 A vorhanden sein. Daher muß
11 — ng = ano = 13 A sein. (48)
7) 24 = 10000 Hertz, 1. c.
8) Die Null-Stellen des Zobelkreises sind ebenfalls in die
Figur eingetragen.
Bestimmung von q, u und ne.
Auf Grund der Gleichung (18) im Abschnitt A soll
aus Gründen bester Antennenselektion die Form
von n,
Ä A
n =(2c+l) g (18)
also ein ungradzahliges Vielfaches von 2500 Hertz
sein. Setzt man der Einfachheit halber etwa
p= d — 2500 Hertz, (49)
so wird nach (18) und (41)
u=2c071 (50)
und nach (48) |
a — 26 (51)
Das Gleichungssystem (41) ist deinnach bis auf eine
diskrete Anzahl von u-Werten nach Gleichung (50)
bestimmt.
Soll ein modulierter Sender etwa bis åf =2 km
Wellenlänge noch empfangen werden, so kann
/ı 2 2,3 km gewählt werden, um nicht allzu nahe an
Afmax heranzukommen. Andererseits soll aus
Gründen der Antennenselektion — siehe Abschnitt A,
Gleichung (15 a) — A, nicht zu groß, also nicht größer
als etwa 3 km werden. Demnach gilt:
2.3km <4 <3 km (52)
oder
130 000 Hertz > n, > 100 000 Hertz. (52a)
Dies liefert schließlich
40-4 <m <52.3 (52b)
und somit folgende Werte für u:
u= 41, 43, 45, 47, 49 und 51. (53)
a hat sich als 26 ergeben, so daß die zwischen a und u
erforderlichen Bedingungen (47) für alle 6 zulässigen
u-Werte erfüllt sind.
Die für diese verschiedenen u-Werte auftretenden
längsten und kürzesten Wellenlängen }, und Az/, liefert
die Tabelle Nr. 7.
Tabelle Nr. 7
43 | 45 | 47 | 49 | 51
0-87
7-1
u 41
< Aah 0-89 Km
2g 7.9 Km
SUSE HERE PEE SEHE OBEN
0-85 | 0-82 | 0-80 | 0-78
6.3 87 152 148
Für die Stabilisierung eines Reflexempfängers ist
es wichtig, daß sein Gesamtfrequenzbereich zwischen
den Grenzirequenzen (u — a)-n, und (u -+ a).n. mög-
lichst klein bleibt. Er ergibt sich zu
a
jar
u— U
und ist für die verschiedenen -Werte in Tabelle
Nr. 8 eingetragen.
Tabelle Nr. 8
(54)
49 | 510
u 4l 43 | 45 | 47
PE 6 | 6&9 | 71 73 | 735 7
Be 15 17 9 | 2l 3| 25
ae ee 35 33 | 31
Das Problem der ökonomischten Vielfachtransponierung. 51
Es ergibt sich der kleinste Wert von ß für #=5l,
und man erhält dafür folgende in der Tabelle Nr. 9
eingetragene Werte, wobei „=# = A, gesetzt
wurde.
Tabelle Nr, 9
n, = öl 4, = 127 500 Hertz i, = 2.35 Km
2 nı = 102 4, = 225 000 , 2i = 1.18 ,
n= 77 4, = 192 500 %3 =1.56 ,
2n = 154 4, = 385000 . lJa =0-78 .
; n3 = 254, = 62 500 b Às = 4-80 v
v = 179 4, = 447 500 . 2, = 670-39 m
Dieses Zahlensystem ist an sich bereits brauchbar.
Es haftet ihm bloß noch ein Nachteil an, daß A.l, für
alle u-Werte, wie Tabelle Nr. 7 zeigt, unter einem
Kilometer liegt, somit für diese Wellen das erforder-
liche akustische Dekrement für einen Kreis direkt
nicht mehr erreicht werden kann. (Siehe Abschnitt A.)
Dieser letzte Nachteil des Zahlensystems nach
Tabelle Nr. 9 kann nun dadurch behoben werden,
daß in Gleichung (37) das negative Operationszeichen
gewählt wird. Dadurch vertauschen 2, und As ihre
Werte, so daß nunmehr å, die längere Welle wird.
Auf diese Art enthält man an Stelle von (37) fol-
gendes Gleichungssystem:
N, = UNo
2n = 2 u-n
v = (3 u—a) -no
No = (u—a) -no (55)
2 no = 2 (u—a) -no
ng = (u + a) ‘no
Sonst ändert sich hierdurch nichts; insbesondere
bleiben die in (47) aufgestellten Bedingungen zwischen
a und u, wie man sich leicht überzeugen kann, un-
verändert. Ebenso treten keinerlei neue Bedingungen
hinzu.
Für die u-Werte, die sich durch die Wahl von n,
ergaben, also ebenfalls ungeändert bleiben, erhält
man nunmehr folgende Werte für A, Az, As, l/a 22/2
in km und für $£.
Tabelle Nr. 10
A me O nn m —
à, | 2-92 | 2.79 | 2.66 | 2-55 | 2-45 | 2-35
oa (79|71|63 |5752] 48
2, | 1.78 | 1-74 | 1-70 | 1.64 | 1-60 | 1-56
Aa | 1.46 | 1.40 | 1.33 | 1.28 | 1-23 | 1.18
ñola | 3-95 | 3-55 | 3-15 | 2-85 | 2-60 | 2.40
Pi 45 | 41 | 37 | 3-5 | 3.3 | 3-1
Diese Tabelle zeigt, daß A,,„ zwar infolge der Wahl
von n, nirgends den Wert 1,5 km erreicht, ihm je-
doch für die kleineren Werte von u sehr nahe kommt.
Es sind diesbezüglich mindestens die ersten drei
Wertesysteme brauchbar. Die drei letzten Werte-
gruppen sind auch deshalb auszuschalten, da in ihnen
n, und 2n, zu nahe aneinander rücken, was für den
Wellenwechsler R in Bild 1 bedenklich werden
52
m nn nn nn aa mn nn m m nn nn a
kann. Man wird demnach den Wert „=45 wählen,
da daselbst einmal die längste Welle 2, nicht zu lang
wird und außerdem dafür 3 ein Minimum ist; Tabelle
Nr. 11 enthält die dieser Wahl entsprechenden Werte
eingetragen.
Tabelle Nr. 11
RR. Sa = 45 A, = = 112500 Hertz
| 4=2-7 Km
2m= 904, =225000 „ |AR=135 ,
= m= 194,= 47500 es eb
2m= 384 = 500 „ | 44=3-15 ,
n= 714,=17750 . | 31T.
‚=194,=2250 . i %=ll „
Dieses Beispiel ist voll befriedigend, da man den
2n,-Kreis als den einzigen, dessen Frequenz etwas zu
groß ausfällt, bei geeigneter Dimensionierung noch
auf das erforderliche Dekrement bringen kann. Auch
im Reflexverstärker haben sich hinsichtlich der Stabi-
lisierung die Verhältnisse gegenüber dem Beispiel
nach Tabelle Nr. 9 nicht wesentlich verschoben.
Ueber die praktische Durchbildung der in diesem
Abschnitt C gegebenen Empfängertypen®), deren
Trennschärfen über die bisher erreichbaren Werte
?) Auf diese Anordnungen sindSchutzrechteangemeldet worden.
H. Faßbender und G. Kurlbaum:
me e n a En
aema e m m m —
bekannter Empfängerkonstruktionen hinausgehen, soll
später berichtet werden.
Zusammenfassung.
Es werden die Methoden untersucht, die eine Viel-
fachtransponierung mit einem Minimum an Lokal-
generatoren zulassen. Es konnte gezeigt werden, daß
hierzu zwei Lokalgeneratoren auf festen Wellen aus-
reichen, um praktisch beliebig oft zu transponieren.
Werden zur Erzeugung der verschiedenen Differenz-
frequenzen Oberschwingungen zugelassen, so genügt
ein einziger auf fester Grundwelle schwingender
Oberwellengenerator.
Ferner gelingt die Vielfachtransponierung ver-
mittelst einer einzigen fest eingestellten Lokalwelle,
wenn überdies noch Frequenzvervielfachung zu Hilfe
genommen wird.
Im besonderen führt dieses gemischte Verfahren
zu Empfängern wesentlich erhöhter Trennschärie.
Letztere Methode läßt unter Verwendung spezieller
Helmholtzscher Kombinationsschwingungen als
Ersatz für die reine Frequenzvervielfachung auch den
Empfang modulierter Sender bei entsprechend er-
höhter Trennschärfe zu, ohne daß hierbei die jeweils
erforderlichen Empfangsdekremente unterschritten
werden müssen.
Wien, Technische Hochschule, Physikalisches
Institut.
(Eingegangen am 13. August 1928.)
Abhängigkeit der Reichweite sehr Kurzer Wellen
von der Höhe des Senders über der Erde.
Von H. Fassbender und G. Kurlbaum.
125. Bericht der Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt,
E. V., Berlin-Adlershof (Abteilung für Funk-
wesen und Elektrotechnik).
Inhalt:
Die Arbeit enthält eine Untersuchung der Ab-
hängigkeit der Reichweite eines Röhrensenders
mit sehr kurzer Welle (3,7 m) von der Höhe des
Senders über dem Erdboden. Der Sender befand
sich bei diesen Versuchen in einem Flugzeug,
während der Empfänger am Boden aufgestellt
war. Die Erhebung des Senders über dem Erd-
boden wurde zwischen 50 und 2700 m verändert.
In den letzten Jahren ist es gelungen, auch für den
\Wellenb’ reich unterhalb 7 m geeignete Pöhrensend?r
und -Empfänger!) zur U’berbrückung größerer Ent-
fornungen zu schaffen. Bereits bei den erstcn Ver-
1) B. Phelns and R. Kruse: The 3/, meter band officlally
opened Q.S.T., August 1927,S.9. W Pfitrer: Die Selbsterregungs-
bedirgunven bei Rückkopp'ungsröhrensendern für sehr kurze
Wellen. E.N.T.5, S. 348 ff.. 1928. H. Wechsung: Rötren-
generatar großer Leistung für sehr kurze elektrische Wellen,
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie 31, S. 176
1928. O Cords: Unt rsuchungen an einem Empfangsgerät für
kurze Wellen (—6m Wellenlänge). Jahrhuch d. drahtlosen Telegr.
u, Teleph. 31, S. 1 und 39, 1928. H Wechsung: Sender und
Emrfänger für ultrakurre Wellen. Funkbastler. S 195. 1928.
E. Busse: Ultrakurze Wellen. Funkbastler. S, 687, 1928.
suchen von Heinr. Hertz hatte sich die nahe Ver-
wandtschaft dieser sehr kurzen Wellen mit den Licht-
wellen hinsichtlich ihrer Ausbreitung gezeigt. Aehn-
lich wie beim Licht verursachen Geländeerhebungen
und Gebäude starke Schattenwirkungen. Andererseits
lassen sich durch Aufstellung der Sende- und Emp-
fangsgeräte auf freiliegenden Punkten erheblich er-
höhte Reichweiten erzielen. Yagi’) hat den E.nfluß
quantitativ untersucht, den eine Erhebung des Senders
oder Empfängers über dem Erdboden um einige Meter
auf die Größe der Empfangsströme hat.
Die vorliegende Arbeit beschäftigt sich mit dem
Einf!uß, den eine Erhebung des Senders über dem
Erdboden bis zu 2700 m auf die erzielten Empfangs-
wirkungen hat. Zu dem Zweck wurde ein kleiner,
von der Telefunken-Gesellschaft gebauter Sender
für eine Wellenlänge von 37 m in ein Flug-
zeug vom Baumuster Albatros L 74 eingebaut. Der
Sender enthält als Schwing- und als Modulationsrohr
in Heisingschaltung ie eine Telefunken-Empfangsröhre
RE 352 und wurde durch einen Röhrentonsummer mit
2) Yagi: Beam transmission of ultra short waves. Proc. I. R.E.
S, 715, 1928,
einer Frequenz: von rd. 800 Per/s moduliert. Als An-
tenne diente ein Dipol von 170 cm Länge, der ent-
sprechend Bild 1 unterhalb des Flugzeugrumpfes
senkrecht zur Flugzeugachse angebracht war. Die
Verbindung von Sender zum Dipol bildete eine durch
Bild 1.
Lage des Dipols am Flugzeug.
einen Metallzylinder abgeschirmte Energieleitung.
Der Sender liefert eine Antennenleitung von rd.
1 Watt.
Als Empfangsgerät diente ein Superregenerativ-
Empfänger, wie er bereits von E. Busse in der
1 2
Bild 2.
Schaltung des Superregenerativ-Empfängers.
1—2 Dipol.
4 Superregenerativ-Rohr. 5 Niederfrequenz-
7 Meßgerät.
3 Schwingaudion.
verstärker. 6 Gleichrichter.
oben erwähnten Arbeit beschrieben wurde, mit ange-
schlossenem Niederfrequenzverstärker, Gleichrichter
und Meßgerät (Bild 2). In einem Holzhäuschen am
Rande des Flugplatzes in Adlershof war ein Dipol
ausgespannt und der Empfänger aufgestellt worden.
Das Flugzeug mit Sender bewegte sich auf einer
Linie, die von Adlershof nach Südosten gerichtet ist.
Da der Superregenerativ-Empfänger eine stark
nivellierende Eigenschaft besitzt, so zeigt sich am
nn rn rn 0. = arane aaae
Meßgerät hinter dem Gleichrichter bei zunehmender
Entfernung des Senders zunächst ein nahezu kon-
stanter Ausschlag. Erst wenn die Entfernung sich der
mit dem Empfänger überhaupt erzielbaren Reichweite
nähert, geht der Ausschlag schnell zurück. Dieser
Rückgang läßt sich durch eine empfindlichere Ein-
stellung des Empfängers in weiten (Grenzen aus-
gleichen. Die größere Empfindlichkeit bedingt jedoch
gleichzeitig ein zunehmendes Rauschen des Super-
regenerativ-Empfängers, in welchem schließlich die
empfangenen Zeichen völlig untergehen. Ein ge-
eignetes Maß für die Güte des Telegraphieempfanges
anf.
am Ir
des Pieschrichte
40
Primarps,
4 A
Charakteristik des Gleichrichter-Meßgerätes.
ist daher nur das Verhältnis der Ausschläge am Meß-
gerät, die vom ankommenden Zeichen und vom all-
gemeinen Störspiegel erzeugt werden. Um zahlen-
mäßig vergleichbare Ergebnisse zu erreichen, wurde
folgender Weg eingeschlagen: In Abhängigkeit von
der Flughöhe wurden diejenigen Entfernungen fest-
gestellt, bei denen die Güte des Empfangs gleich ist.
Um ein bequem meßbares und leicht reproduzierbares
Maß für die Güte des Empfanges zu erhalten, wurde
diese so festgelegt, daß die vom ankommenden Zeichen
und vom allgemeinen Störspiegel erzeugten Aus-
schläge des Meßgerätes sich wie 2 : 1 verhalten. Da
die Charakteristik des zur Messung verwendeten
Gleichrichters genügend geradlinig ist (Bild 3), so
kommt es auf die absolute Größe der Ausschläge nicht
an. Wie sich zeigte, war noch ein ausreichender
Telegraphieempfang vorhanden, wenn am Gleich-
richter-Meß.nstrument eine Erhöhung des vom all-
gemeinen Störspiegel erzeugten Ruheausschlages
durch das ankommende Zeichen kaum noch erkennbar
ist. Daher sind die so definierten Entfernungen er-
heblich kleiner als die Grenzen des Telegraphie-
empfanges.
Die Ergebnisse dieser Messungen sind in derZahlen-
tafel 1 zusammengestellt. Die Entfernungen wurden
so bestimmt, daß das oben festgelegte Ausschlags-
verhältnis am Empfangsort zeitlich verfolgt: wurde,
während im Flugzeug dessen Standort in kurzen Zeit-
54 H.Faßbender u. G. Kurlbaum: Abhängigkeit der Reichwei
abständen festgestellt wurde. So war es nach Be-
endigung möglich, für das festgelegte Ausschlags-
verhältnis die Entfernung des Flugzeuges vom Emp-
fänger zu bestimmen.
Wie man in der Zahlentafel 1 erkennt, ergeben
sich für den Hin- und Rückflug sehr verschiedene
Entfernungen, und zwar sind die Entfernungen des
Zahlentafell.
Entfernungen
für ein Ausschlagsverhältnis Zeichen/Störspiegel = 2/1
in Abhängigkeit von der Flughöhe.
| Flughöhe Entfernungen km
m Hinflug Rückflug
60 = 10,5
75 13 _
80 ! 8,5 Z
150 | 18,5 Ä =
170 | — 15
190 | = 18,5
200 = 14
210 | 20 —
220 22,5 z
230 27 22,5
450 5 28
500 | 36 22
540 | — | 29
680 53 _
700 = | 36,5
930 41 —
2500 — | 74
2700 90 | =
Hinfluges durchschnittlich größer als die des Rück-
flugs. Der Grund herfür liegt in der unregelmäßigen
Charakteristik des im Flugzeug eingebauten Dipols.
Wesentliche Teile des Flugzeuges liegen beim Rück-
flug zwischen Sender und Empfänger und absorbieren
einen Teil der ausgestrahlten Energie.
Zahlentaiel2.
Grenzen des Telegraphieempfanges in
Abhängigkeit von der Flughöhe.
(Flugzeug fliegt vom Empfänger fort.)
Grenzen des Tele-
m graphieempfanges
190 36
200 34
220 36
450 94
510 54
680 67
890 65
2620 | 130
In der Zahlentafel 2 sind ebenfalls in Abhängigkeit
von der Flughöhe die Grenzen für den Telegraphie-
empfang zusammengestellt.
obigem zu erwarten war, wesentlich höher als die
Entfernungen der Zahlentafel 1.
Diese liegen, wie nach
te sehr kurzer Wellen von der Höhe des Senders über der Erde.
.
Die auf dem Rückflug erhaltenen Entfernungen
ergaben kein ricntiges Bild, da es hier sehr vom Zu-
fall abhängt, wann die ersten schwachen Zeichen vom
Empfänger aufgenommen werden. Daher sind in
£
3
£
N
D
Š
Flug höhe
1000 2000 N 3000
200
Bild 4.
Entfernungen in Abhängigkeit von der Flughöhe für ein Aus-
schlagsverhältnis von 2:1 beim Hinflug.
Am
200
£nlfernun; `
100
flughöhe
m 3000
2000
Bild 5.
Entfernungen in Abhängigkeit von der Flughöhe für ein Aus-
u
schlagverhältnis von 2:1 beim Rückflug.
Bild6. -
Grenzen des Telegraphieempfanges in Abhängigkeit von der
Flughöhe beim Hinflug.
Zahlentafel 2 nur die beim Hinflug festgestellten
Grenzen des Telegraphieempfanges enthalten.
In Bild 4 und 5 sind die Ergebnisse der Zahlen-
tafel 1 graphisch aufgetragen. Bild 4 zeigt die Werte
des Hinfluges, Bild 5 die des Rückfluges. In Bild 6
sind die Werte der Zahlentafel 2 graphisch auf-
getragen.
za
2
L
ı
un
h
[4
W. Lazaref: Ueber die Instabilität der Frequenz von Röhrengeneraloren und deren Stabilisierung. 55
(m ne ae
et nn erregen a en TA dp en nern eng nn mr Dune ern nr EEE En ee nn en nen ee m Een nn ET et u ar a Ri o -e
Die einfachste Erklärung für die Zunahme der
Reichweite mit der Flughöhe kann so gegeben werden,
daß hei diesen sehr kurzen Wellen die Oberflächen-
wellen eine so starke räumliche Dämpfung erfahren,
daß sie für die Ausbreitung praktisch keine Bedeutung
haben. Für den Empfang ausreichende Feldstärken
sind daher nur dann vorhanden, wenn die gerade Ver-
bindungslinie vom Sender zum Empfänger durch die
Luft verläuft. Nach dieser Vorstellung wird also ein
Empfang so lange möglich sein, als das Flugzeug sich
oberhalb der im Empfangsort an die Erdoberfläche
cos p ~ cos F otg
für ««r: cos#- 1-4
a: Y2hr
Bild 7.
Berechnung der theoretischen Reichweite.
gelegten Tangentialebene befindet. Bezeichnet man in
Bild 7 die Flughöhe A F mit h, die Reichweite A B mit
a, den Erdradius mit r, so ergibt sich
je
r+h'
e r
21? rh’
Hieraus ergibt sich die theoretische Reichweite
a= y2 rh.
Die so ausgerechneten Werte sind in den Bildern
4 bis 6 in Abhängigkeit von der Flughöhe als ge-
strichelte Kurve eingezeichnet.
Als wahrscheinlichster Grund für den Unterschied
zwischen den gemessenen und errechneten Reich-
a
Für a<r wird cos ai=
weiten dürfte der Umstand in Frage kommen, daß die
Umgegend um die Empfangsantenne Bäume und Bau-
lichkeiten aufweist. Um sich von den Einflüssen der
nächsten Umgebung frei zu machen, wurde der Ver-
such in der Art wiederholt, daß das Empfangsgerät
auf der Plattform eines 15 m hohen Holzturmes auf-
gestellt wurde. Für eine Flughöhe von 50 m ergab
sich für ein Ausschlagsverhältnis 2:1 auf dem Hin-
flug, eine Entfernung von 14,5 km und eine Grenze
des Telegraphieempfanges von 36 km. Für eine Flug-
höhe von 50 m berechnet sich bei Empfang unmittel-
bar am Boden eine theoretsiche Reichweite von
25 km. Legt man jedoch entsprechend den obigen
Betrachtungen von einem Punkt 15 m oberhalb der
Erdoberfläche die Tangente an diese, so ergibt sich
für eine Flughöhe von 50 m eine theoretische Reich-
weite von 39 km. Dieser Wert zeigt eine genügende
Uebereinstimmung mit der Messung.
Zum Schluß sei erwähnt, daß man Reichweiten von
1—2 km erhält, falls Sender und Empfänger am
Boden stehen und daß z. B. der Empfang sofort ver-
schwand, wenn das Flugzeug mit dem eingebauten
Sender, im Abstand von wenigen hundert Metern vom
Empfänger entfernt, hinter die Flugzeughalle rollte.
Zusammenfassung.
1. In der Arbeit ist die Reichweite eines Flug-
zeugsenders für 3,7 m Wellenlänge in Abhän-
gigkeit von der Flughöhe gemessen worden.
Während bei längeren Wellen seither eine Ab-
hängigkeit der Reichweite von der Flughöhe
durch Messung nicht nachgewiesen werden
Konnte, ist hier eine starke Abhängigkeit vor-
handen.
2. Die Reichweiten, die auf ei èr Wellenlänge von
3,7 m mit einem Flugzeugsender von 1 Watt
selbst bei großer Flughöhe erreicht werden, sind
wesentlich geringer als diejenigen, die auf den
z. Z. allgemein benutzten kurzen Wellen unter
gleichen Verhältnissen erzielt werden. Unter
Zugrundelegung des derzeitigen Standes der
Empfangstechnik im Gebiet der sehr kurzen
Wellen ergibt sich daher auch weiterhin für
die allgemeine Nachrichtenübertragung eine
wesentliche Ueberlegenheit der bisher ange-
wandten kurzen Wellen. Ob eine Anwendung
der sehr kurzen Wellen für Sonderzwecke, wie
z. B. die Nahpeilung, möglich sein wird, muß
weiteren Untersuchungen überlassen bleiben.
(Eingegangen am 24. November 1928.)
Ueber die Instabilität der Frequenz von
Röhrengeneratoren und deren Stabilisierung.
Aus dem Laboratorium für elektrische Schwingungen des Ober-Physikers L. Theremin.
Von W. Lazaref, Leningrad.
Inhaltsübersicht:
Einleitung.
I. Theoretischer Teil.
II. Experimenteller Teil.
1. Die Abhängigkeit der Frequenz » vom Heiz-
strome in bei Eao = const. und M == const.
2. Die Abhängigkeit der Frequenz » von der
Anodenspannung Fao bei M = const. und ver-
schiedenen Werten von ĉr.
3. Die Abhängigkeit der Frequenz w. von der
gegenseitigen Induktivität M beize = const.
und Eao = const. |
4. Ueber den Gitterstrom des Generatorsystems.
56 W. Lazaret:
Ill. Vergleich von Theorie und Experiment.
IV. Ueber die Stabilisierung der Frequenz.
Zusammenfassung.
Einleitung.
Die durch zufällige Aenderungen der Speiseenergie
verursachte Instabilität in dem Betriebszustand von
Röhrengeneratoren bereitet manche Schwierigkeiten
beim Arbeiten mit elektrischen Schwingungen. Im
allgemeinen kann sich bei einer Veränderung der
Speisebedingungen der Betriebszustand von Röhren-
generatoren in doppelter Hinsicht ändern: nach der
Leistung und nach der Frequenz. Wir werden die
Röhrengeneratoren hinsichtlich ihrer Frequenz unter-
suchen.
Obgleich die Erscheinung der Instabilität der
Röhrengeneratoren seit langem bekannt ist und viele
Schwierigkeiten bei ihrer Anwendung verursacht,
gibt es nur wenig Arbeiten, die dieser Frage ge-
widmet sind. Wir wollen nur die grundlegenden
und wertvollen Arbeiten von Edgeworth!)
Strecker?) und Martin?) nennen.
Das Ziel dieser Arbeit ist, die Ursachen für die
Aenderung der Schwingungsfrequenz von Röhren-
generatoren zu erklären und die Bedingung für eine
Frequenzstabilisierung von hinreichender Genauigkeit
zu finden.
I. Theoretischer Teil.
Für die Untersuchung haben wir die klassische
Schaltung mit einer Transformatorenkopplung im
Anodenkreis benützt (s. Bild 1).
Bild 1.
Prinzipielle Generatorschaltung.
Bei der theoretischen Untersuchung werden wir
von folgenden Bezeichnungen Gebrauch machen:
1. ia = iao + Da Anodenstrom, tao Gleichstrom-
komponente, a Wechselstromkomponente.
2. Ea = Laot- Ea Anodenspannung, Eao Gleich-
komponente, Œa Wechselkomponente.
3. ig = igo + I, Gitterstrom, ?,o Gleichstromkonı-
ponente, 3, Wechselstromkomponente.
4. €, Gitterwechselspannung.
5. k, =: Rückkopplungsfaktor.
6. Ba Gleichstromwiderstand, Heizfaden-
Gitter.
T. Raes Widerstand Heizfaden-Gitter für die
s7
Gitterwechselstromkomponente.
8. L, und L. Induktivität des Anoden- und Gitter-
stromkreises.
9. M Gegenseitige
und L».
1) Edgeworth, The Instit. of Electric. Engin. 64, S. 349, 1926.
2) Strecker, Jahrb. d. drahtl.Telegr. u. Teleph. 22, S.244, 1923.
3) Martin, Philosoph. Magazine 4, S. 922. 1927.
Induktivität der Spulen L,
10. R=jwL Reaktanz der Spule 1...
11. R Ohmscher Widerstand der Spule Z..
12. d Dämpfungsfaktor des Schwingungskreises.
13. y Phasenwinkel zwischen Sa, €. und Œ,-
14. 3a=91+9cAnodenstrom, Š zinduktiver Strom,
Sc kapazitiver Strom.
15. @ = wot Aw Schwingungskreisfrequenz,
l
EEE LC
Die Erfahrung zeigt uns, daß die Frequenzände-
rung des Röhrengenerators von der Größe des Gitter-
stromes abhängt, welcher seinerseits durch den Heiz-
strom, die Anodenspannung und die gegenseitige In-
duktivität der Spulen L, und L. bedingt ist.
Man kann sich die Wirkung des Gitterstromes auf
die Frequenz folgendermaßen vorstellen: Der Stronı
Szin der Spule Z,, der auf die Spule Z, einwirkt, er-
zeugt im Gitterkreise eine Spannung €, = joM3ı
Die Spannung E,eilt dem Strome Ir: um 90° naclı und
stimmt der Phase nach mit der Wechselstrom-
komponente des Gitterstromes I, überein, wenn &y
ein rein Ohmscher Widerstand ist. Der Gitter-
wechselstrom 3, wirkt seinerseits auf den Anoden-
strom, was eine Veränderung des Dämpfungsfaktors
zur Folge hat, infolgedessen wir einen Phasenwinkel
w zwischen dem Strom 3a und der Spannung €, be-
kommen. Dieser Phasenwinkel y wird selbsttätig
durch eine Veränderung der Kreisfrequenz w um den
Wert Aw kompensiert.
Aus der Theorie der elektrischen Schwingungen ist
bekannt (Möller, Elektronenröhren; S. 104), daß
eine Frequenzänderung mit dem Dämpfungsfaktor
durch folgende Beziehung verknüpft ist:
do _ (a) i
142)
Um denjenigen Wert zu finden, um welchen sich
der Dämpfungsfaktor unter der Wirkung des Gitter-
stromes verändert, wollen wir folgendermaßen ver-
fahren. Es ist:
—Ça = (j v Lı + R)Iım—joM3, (2)
und
EC, — w MĪL (3)
weiterhin
NERS €, A J w MĪL
Iy = R, = RE (4)
Setzen wir die Gl. (4) in (2), so bekommen wir:
Saa 2 y?
—ẸE, =) oL, S+ RÌ + — SL =joøo LSL
g 5)
2 M? (
wg NS
B,
Der Ohmsche Widerstand des Schwingungskreises
‘
$ a
: w M .
wird um den Wert nn. vergrößert, dementspre-
g
chend wird also auch der Dämpfungsfaktor um den
zw M? F
Wert d, = Ad = L, È, vergrößert.
Der ganze Dämpfungsfaktor wird
aR no M’?
d == d +d = oL, T L, R, (6)
Ueber die Instabilität der Frequenz von Röhrengenerato:en und deren Stabilisierung. 57
Der Dämpfungsfaktor wächst mit der Verminde-
rung des Wechselstromwiderstandes Kathode—-Gitter,
mit der Vergrößerung der Kreisfrequenz » und der
gegenseitigen Induktivität M an.
Der Ausdruck (6) kann folgendermaßen umge-
schrieben werden:
€, M
Bekanntlich ist — @ n Setzen wir
= ae
e Caa
diesen Ausdruck in die Formel für d, ein, so be-
kommen wir:
d = (7)
Bild 2.
Schaltung mit Meßgeräten.
und die Gleichung (1) kann folgendermaßen umge-
schrieben werden:
ea) (8)
w
Alle diese Betrachtungen gelten, solange die Wir-
kung der Kapazität, welche dem Widerstande £,
parallel liegt, vernachlässigt werden kann. Die
Kapazität des Gitterstromkreises besteht aus der
Kapazität der Röhre, der Zuleitungsdrähte der Meß-
instrumente und der Eigenkapazität der Spule Lə.
Die Frage nach dem Einfluß dieser Kapazität wird
weiter ausführlicher behandelt werden.
II. Experimenteller Teil.
Für die experimentelle Prüfung der Formel (8)
wurden Messungen mit dem Generator ausgeführt,
dessen Schaltung in Bild 2 wiedergegeben ist.
Die Wechselspannung €. des Anodenkreises wurde
mittels eines Saitenelektrometers Se gemessen,
welches an die Klemmen des Kondensators C des
Schwingungskreises gelegt wurde. Eine Kapazität C,
wurde in Reihe mit dem Elektrometer Se geschaltet,
welche die Möglichkeit gab, die Empfindlichkeit des
Flektrometers in beliebigen Grenzen zu verändern.
Die Spannung &. wurde mit einer Genauigkeit von
0,1 V gemessen.
Die Wechselspannung €, zwischen Gitter und
Kathode wurde mit einem Quadrantenelektrometer
von Bartels Be mit einer Genauigkeit von 0,1 V
gemessen. Mit dem Elektrometer Be in Reihe wurde
eine Kapazität Cə geschaltet. Die Gesamtkapazität
des Elektrometers und des Kondensators Ca überstieg .
nicht 25 cm. Die Gittergleichstromkomponente wurde
mittels des Galvanometers G mit einer Genauigkeit
von 2.10-° A bestimmt. Der Heizstrom wurde mittels
des Milliamp&remeters mA (Genauigkeit 0,5 mA), die
Anodengleichspannung mittels des Voltmessers V ge-
messen.
Wie schon erwähnt wurde, kann sich die Schwin-
geungszahl eines Generatorsystems mit den Konstanten
L, und C als Funktion von drei unabhängigen Para-
metern verändern, nämlich: des Heizstroms ĉr, der
Anodenspannung Fao und der Gegeninduktivität M
zwischen den Spulen L, und ZL».
Es wurde beobachtet, wie sich die Schwingungs-
zahl des Generators in Abhängigkeit von diesen drei
Größen verändert. Die Messungen wurden nach dem
Interferenzverfahren ausgeführt. Zu diesem Zwecke
war ein zweiter stabilisierter Generator gebaut,
dessen Frequenz mit einer großen Genauigkeit kon-
stant gehalten werden konnte. Bei einer Veränderung
des Heizstromes von der Erregungsgrenze (45 mA)
bis zu dem Maximalstrom (75 mA), welchen eine
IE
Bild 3.
Ueberlagerungsschaltung.
Röhre „Micro-TST“ ertragen konnte, blieb die
Frequenz konstant mit einer Genauigkeit von 0,003%.
Bei einer Veränderung der Anodenspannung von 5 V
bis 100 V war die Frequenzänderung etwa 0,0001 %.
Die Vorrichtung, mittels derer die Stabilisation er-
reicht wurde, werden wir genauer in dem Abschnitte
über die Stabilisation besprechen.
Der Interferenzton des stabilisierten und des un-
tersuchten Generators wurde über zwei Zwischen-
58
röhren (um die Zieherscheinung zu vermeiden) einem
Zweiröhrenverstärker zugeführt, bei dem die erste
Röhre als Gleichrichter, die zweite als Verstärker,
der mit der ersten Röhre durch einen Niederfrequenz-
transformator gekoppelt wurde, geschaltet war. Die
Einwirkung des Verstärkers auf die Generatorfrequenz
war dadurch beseitigt. Die Schaltung der ganzen
Anordnung ist in Bild 3 wiedergegeben.
Die Messungen wurden folgendermaßen ausge-
führt. Es wurden zwei Parameter konstant gehalten,
z. B. M und Ea, und der Heizstrom verändert. Da-
durch wurde die Frequenz des untersuchten Gene-
rators verändert, infolgedessen sich auch der Inter-
ferenzton änderte.
Bild 4.
Kapazitätsänderung durch den Heizstrom 4 C = F (in).
Um dem Generator seine ursprüngliche Frequenz
wiederzugeben, mußte die Kapazität des Schwingungs-
kreises verändert werden. Die Frequenz wurde nach
dem Interferenzton eingestellt, welcher in unserem
Falle 435 Hz betrug. Die Konstanz des Interferenz-
tones wurde durch einen akustischen Generator re-
guliert, welcher durch eine Normalstimmgabel ge-
steuert wurde (435 Hz). Bei einer Aenderung der
Frequenz des Generators entstanden Schwebungen
zwischen dem normalen akustischen Generator und
dem Interferenzton.
1. DieAbhängigkeitderFrequenzwovom
Heizstrome in bei Eao =ceonst und
M=const.
Einer Vergrößerung des Heizstromes in entspricht
meist eine Verminderung der Frequenz w. Wir wollen
diese Frequenzveränderung durch dieienige Aende-
rung A C der Kapazität des Schwingungskreises aus-
drücken, die bei unverändertem Heizstrome dieselbe
Frequenzänderung Aw bewirken würde. Dann ist
— A w ®© — AC = F (ia). Als Ausgangszustand wählen
wir dabei aus den verschiedenen Betriebszuständen
denjenigen aus, bei dem die Röhre mit der Maximal-
kapazität im Schwingungskreise eine bestimmte Fre-
W., Lazaref:
Betriebs-
in = 55 mA,
quenz (œw = 2.10 sect) erzeugt. Dieser
zustand lag in unserem Falle vor für
Eao =80V und M=f(l), wo lL=5cm den Abstand
zwischen den Spulen L, und L, bedeutet. Die Stellung
des Drehkondensators im Schwingungskreis war da-
bei 130°.
Bei allen anderen Betriebszuständen müssen wir,
um dieselbe Frequenz zu erhalten, eine Kapazität C
in den Schwingungskreis einschalten, der eine Ein-
stellung des Kondensators kleiner als 130° entspricht.
Bild 5.
Abhängigkeit des Gitterstromes vom Heizstrom 3g = F (in).
Somit wird 4 C = 130° — C. Diese Differenz AC ist
auf der Ordinatenachse der Kurven von Bild 4-8
aufgetragen.
Die Kurven von Bild 4 geben den Zusammenhang
zwischen der Kapazität © und dem Heizstrom ĉn für
M = const. und für verschiedene Werte von Eao
g 05 70 15 20 253g mA
Bild 6.
Kapazitätsänderung in Anhängigkeit vom Gitterstrom
A C = F (Sg).
wieder. Diese Kurven zeigen uns, daß bei einer Ver-
größerung vonEao die Abhängigkeit der Frequenz w
von èr abnimmt.
Bemerkenswert ist folgendes: Wenn wir die Kurve
Sy = f(in) aufnehmen, so erweist es sich, daß sie
dieselbe Form hat wie die Kurve 4 C° = f (în) (s. Bild 5).
Wenn man nun die Kurve 4 0° = f(3,) konstruiert, so
ergibt sich eine Gerade (s. Bild 6).
FA
Ueber die Instabilität der Frequenz von Röhrengeneratoren und deren Stabilisierung. 59
2. Die AbhängigkeitderFrequenzwvon
der Anodenspannung Eu bei M=const.
und verschiedenen Werten von i.
Die Abhängigkeit der Schwingungszahl von der
Anodenspannung Eao bei konstantem M und in
(Bild 7) zeigt einen anderen Verlauf als die Kurven
AC =F (in).
Bild 7.
Kapazitätsänderung durch die Anodenspannung 4 C = F (Eao).
3. Die Abhängigkeit der Frequenz æ von
der gegenseitigen Induktivität M bei in
=const. und Ee =const.
Wir haben schon früher erwähnt, daß die Kreis-
frequenz » auch von der gegenseitigen Induktivität
M der Spulen L, und Z, d. h. von dem Grad der
Rückkopplung abhängt.
Bild 8.
Kapazitätsänderung durch die Rückkopplung 4 C = F (}).
ImBild8 sind die Kurven angegeben für 4C = f(D,
wo ! den Abstand zwischen den Spulen L, und L.
bedeutet. Wir haben nur die Kurven für Eao =60 V
und ¿»n = 55, 60 und 65 mA eingezeichnet. Die Kurven,
die anderen Spannungen Eao entsprechen, haben die-
selbe Form wie für Zao =60 V und unterscheiden sich
nur dadurch, daß sie längs der Ordinatenachse nach
unten verschoben sind, wenn Eaa >60 V ist und nach
oben, wenn Eao < 60 V ist.
Die Kurve von Bild 9 gibt die Werte der gegen-
seitigen Induktivität M in m Hy in Abhängigkeit von
dem Abstande l.
Im Bild 10 ist ferner die Abhängigkeit zwischen k
und 2 graphisch aufgetragen.
Werte der gegenseitigen Induktivität in Abhängigkeit von der
Spulenentfernung M = F (l).
4. Ueber den Gitterstrom des
Generatorsystems.
Bei der Ableitung der Formel (7) haben wir über
den Einfluß der Gitterwechselstromkomponente auf
s À
06
02
0
Bild 10.
Rückkopplungsfaktor in ANnBIEREN von der Spulenentfernung
k=— č. = F (D).
a
den Schwingungskreis gesprochen. Da der Gitter-
stromkreis eine unipoläre Leitfähigkeit besitzt, so
können wir den Wechselanteil des Stromes dadurch
gewinnen, daß wir die wahre Gitterstromkurve in eine
Fourir-Reihe entwickeln. Nach der Entwicklung be-
kommen wir eine Gleichstromkomponente 2,0, welche
60
W. Lazaref:
mit einem Gleichstrominstrument gemessen wird, und
eine Wechselstrorkomponente 3, mit der Kreis-
frequenz w. Die beiden Komponenten sind uurch
den Verlauf der Gitterstromkurve ig bedingt. Aus
den Werten von 3, und €, (sie sind in Phase mitein-
ander) können wir einen Schluß über den Gitter-
widerstand ziehen.
Der Verlauf der Gitterstromkurve jọ wird auch
von dem Verlauf der Gitterspannungskurve be-
einflußt, aber wir können diese Spannung mit einer
genügenden Annäherung als sinusförmig ansehen.
Der wirkliche Verlauf der Gitterstromkurve :,
kann durch folgende Messungen ermittelt werden:
32
Gitterstrom in Abhängigkeit von der Gitterspannung ig = F (Eg).
Wie schon oben erwähnt, genügt der Schwingungs-
vorgang des Röhrengenerators folgendem Gesetz:
©; = — kE., wo k den Rückkopplungsfaktor bedeutet.
Der Gitterstrom wird nur während der positiven
Halbperiode der Kurve Œ, erzeugt. Um die Strom-
kurve :, zu bestimmen, konnte man sich damit be-
gnügen, ihn nur während einer Viertelperiode zu
messen, welche im positiven Gebiete der Kurve liegt,
weil das zweite Viertel dem ersten vollkommen sym-
metrisch ist. Die Stromkurve :, wurde nach der ge-
wöhnlichen statischen Methode bestimmt. Es wurde
ein bestimmter Betriebszustand (¿n und Eao) ge-
nommen, bei dem uns die Amplituden von &,„und Eao
bekannt waren, ebenso wie der Kopplungsfaktor k
des Generatorsystems. An das Gitter wurden reihen-
weise Spannungen von 0 bis + &,. angelegt, an der
I
h
E yo
ergaben und zwischen Eao und V = Eao— ~; lagen.
Für diese Bedingungen wurde der Gitterstrom ?, ge-
messen. Die Stromwerte îy, die sich dabei ergaben,
müssen genau dieselben sein wie die Werte des
Gitterstromes :,, die bei denselben Spannungen in
dem Generatorsystem fließen.
Im Bild 11 sehen wir die Gitterstromkurven čty
die wir statisch gemessen haben. Solche Kurven, aus
denen 3, und R, bestimmt werden können, haben
wir für alle Betriebszustände des untersuchten Genc-
ratorsystems gemessen.
Wie zu erwarten war, hatte die Gleichstrom-
komponente, welche unmittelbar an der Generator-
röhre gemessen wurde, und welche sich aus der
Kurvenanalyse ergab, für einen bestimmten Betriebs-
zustand ein und denselben Wert. Dieser Umstand
Anode solche, die sich aus der Gleichung V = Eao —
macht es höchst wahrscheinlich, daß die tatsächliche
Gitterstromkurve des Generatorsystems denselben
Verlauf hat, den wir nach der statischen Methode
gemessen haben.
Ag N
"N TT
a E
3,0
20
15
70
05
OT 5 60 Ôr 65m
Bild 12.
Widerstand Gitter-Kathode in Abhängigkeit von der Heizstrom-
stärke Rg = F (in).
IHI. Vergleich von Theorie und Experiment.
A
Wir haben oben die theoretische Formel —
b+Ha® 1 o M\
i (2375) =; (0+7 7 ) angeführt die das
Gesetz wiedergibt, nach dem sich die Frequenz in
Abhängigkeit von k, M und Rg ändert: die Größen
Bild 13.
Widerstand Gitter-Kathode in Abhängigkeit von der Anoden-
spannung Rg = F (Eao). -
k und R, sind ihrerseits durch eine verwickelte Be-
ziehung mit in, Eao und M verknüpft.
Die experimentellen Kurven für Ky und % wurden
von uns für eine große Anzahl von Betriebszuständen
bestimmt. Einige von diesen Kurven sind auf den
Bildern 10, 12, 13 und 15 wiedergegeben.
Ueber die Instabilität der Frequenz von Röhrengeneratoren und deren Stabilisierung. 61.
Setzen wir in die theoretische Formel statt R,
und & die zugehörigen Werte ein, die aus den experi-
mentellen Kurven für verschiedene Betriebszustände
entnommen werden können, so bekommen wir eine
o)
theoretische Kurve, die die Abhängigkeit von
von den Größen ir, Eaound M wiedergibt.
Bild 14.
Widerstand Gitterkathode in Abhängigkeit von der Rückkopplung
R (m.
g=H
Die auf den Bildern 15, 16 und 17 eingezeichneten
Kurven zeigen die relative Frequenzänderung (in
Prozenten) bei einer Aenderung des Heizstromes.
"uw
W
%
19
3 62
66 1, mÀ
Bild 15.
Relative Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Heizstrom-
A w A
stärke z = F (in) für Eao = 80 V.
Die oberen Kurven, die mit dem Zeichen I ver-
sehen sind, sind dem Experiment entnommen, die
unteren durch H bezeichneten Kurven sind nach den
Formeln berechnet.
Beide Kurven haben ungefähr denselben Verlauf,
die quantitative Abweichung erklärt sich dadurch,
daß
Wechselstrom Rg geringer ist, als wir bei der Berech-
in Wirklichkeit der Gitterwiderstand für den
w
nung angenommen haben. Die Gesamtkapazität des
Gitterstromkreises ist. etwa 50 cm, der kapazitive
Widerstand, der dem Ohmschen Widerstande
Kathode—Gitter parallel liegt, folglich etwa 80 000 bis
900000 Ohm. Diese Erklärung wird auch dadurch
Al)
O 9 56 58 64
Bild 16.
Relative Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Heizstrom
Aw
stärke — = F (in) für Eao = 60 V.
i, mA
bestätigt, daß die Formel die experimentelle Abhän-
gigkeit bei kleinen Eao besser wiedergibt, als bei
großen. Bei den höheren Anodenspannungen liegen
die Widerstandskurven R, höher als bei niedrigen
66 mA
| Bild 17. S oa o
Relative Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Heizstronı-
A
stärke — = F (in) = für Eao = 40 V.
(s. Bild 12), und die Wirkung des kapazitiven Wider-
standes auf den Gitterwiderstand ist hier größer als
bei niedrigen Eao. |
Die Bilder 18 und 19 zeigen die Kurven der
relativen Frequenzänderung En (in Prozenten) in
Abhängigkeit von der Anodenspannung Eao
er ET u a ee
62
|
- Die experimentellen Kurven sind mit dem Index I,
die theoretischen mit dem Index II versehen. Die
Bilder zeigen uns, daß die Kurven fast überein-
stimmen.
Aw
g
Bild 18.
Relative Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Anoden-
A
spannung — = F (Eao) für ir =65 m A.
0 20 40 60 8O Lah
Bild 19.
Relative Frequenzänderung inęAbhängigkeit von der Anoden-
A
spannung — = F (Eao) für ih = 60 m A.:
Bild 20.
Relative EIEQUENZVELAN EINE in Abhängigkeit von der Rück-
_ kopplung -> = F (l) für in = 60 m A.
Die Bilder 20 und 21 zeigen die Kurven der
relativen Frequenzänderungen in Abhängigkeit von
der gegenseitigen Induktivität, oder, streng ge-
nommen, £2 als Funktion des Abstandes I zwischen
den Spulen Z, und L.. Wir bemerken hier eine große
zahlenmäßige Abweichung zwischen der Erfahrung und
der‘ Theorie. Diese Abweichung ist auch wahrschein-
lich durch die obenerwähnten Gründe zu erklären. Die
W. Lazaref: Ueber die Instabilität der Frequenz von Röhrengeneratoren und deren Stabilisierung.
Kurven k = f (in)und k = f (Eao) sind nicht angegeben.
Sie liegen der Abszissenachse fast parallel mit einer
Abweichung von 10—20% (von 1 bis 1,2). Es ist auch
A@ l
Bild 21.
Relative Frequenzänderung in Abhängigkeit von der Rückkopplung
4e P) für in = 65m A.
w
bemerkenswert, daß die Frequenz des Gitterstrom-
kreises bei diesen Kurven viel höher als die erzeugte
Frequenz lag, also @g > œw wO œg die Eigenfrequenz
des Gitterstromkreises bedeutet.
IV. Ueber die Stabilisierung der Frequenz.
Aw
Wie oben erwähnt war, häugt Fr von M, k und
R, ab. Dieses Verhältnis wird gleich Null, wenn
M = 0, k =0 oder Rọ = œ ist. Aber die beiden
ersten Bedingungen sind unmöglich, weil in diesem
Falle die Schwingungserzeugung aufhören müßte.
Wir haben den letzten Fall, also A,=o für die
Stabilisierung benutzt.
Bild 22,
Schaltung eines Röhrengenerators mit Frequenzstabilisierung.
Die Schaltungsanordnung des stabilisierten Gene-
rators ist in Bild 22 wiedergegeben). Das Steuergitter
einer Zweigitterröhre bleibt frei. Im Raumlade-
gitterkreise liegt in Reihe mit der Induktivität ZL.
eine Kapazität C,, deren Wert in den Grenzen von
0,01 bis 2 «u F verändert werden konnte.
Die Stabilisierung ist um so vollkommener, je
kleiner die Leitfähigkeit dieses Kondensators ist.
Die Frequenz eines Generators, der nach dieser
Schaltanordnung gebaut ist, ist von dem Heizstrome
fast unabhängig. Bei einer Veränderung des Heiz-
1) Die unten beschriebene Anordnung für die Stabilisation
wurde am 29. 10. 1927 in dem russischen Ausschuß für das
Erfindungswesen patentiert.
Kurt Schlesinger: Neutralisation des Resonanz-Verstärkers. 63
stromes von 40 mA bis 75mA bei œ =2.10°, also
f = 3,3.10* ändert sich die Frequenz um eine Periode:
sie bleibt also konstant mit einer Genauigkeit von
0,003%. Die Frequenzänderung in Abhängigkeit von
der Anodenspannung ist noch kleiner, sie übertrifft
in keinem Falle den Wert von 0,0001%. Der Bereich
der erzeugten Frequenzen kann beliebig gewählt
werden. Wir bekamen eine Stabilisierung bei f=
435 Hz und bei /=3.10° Hz.
Wir wollen nun die Vorgänge, die in dem stabili-
sierten Generator stattfinden, betrachten. Da in
unserem Falle der Ohmsche Widerstand der Kapazität
C, und der Widerstand des Lampensockels 100 Meg-
ohm gleich war, so erhielt das Gitter auch bei ge-
ringen Strömen eine negative Ladung.
Der Gitterstrom hatte im Augenblick, wo die
Schwingungen einsetzten, den Wert von etwa 10— A,
das Gitter war also bis zu einem beträchtlichen
negativen Potential aufgeladen.
Die Schwingungserzeugung findet nur in dem
Gebiete der negativen Charakteristik statt; im Gitter
fließt nur ein rein kapazitiver Strom (die Kapaziät
des Systems Gitter-Kathode kann den Wert von
10 cm erreichen). In diesem Falle ist vermutlich
der Generatorstrom rein oder angenähert sinusförmig,
weil sich keine Oberschwingungen bemerken lassen.
Der oben erwähnte Generator kann nur mit einer
tosen Kopplung arbeiten, bei einer festen Kopplung
wird die Schwingungserzeugung unregelmäßig.
Der von uns gebaute stabilisierte Generator
könnte eine gute Anwendung bei Messungen finden.
die nach der Schwebungsmethode ausgeführt wer-
den. Er kann auch als Frequenznormal benutzt
werden.
Wir müssen noch eine Eigentümlichkeit in Betracht
ziehen, welche man bei der Arbeit mit dem stabili-
sierten Generator nicht vergessen darf. Der ganze
Generator oder mindestens die Induktionsspulen
—
müssen elektrostatisch geschirmt werden, sonst
können die Außenfelder dem Gitter eine solche
negative Ladung geben, daß überhaupt keine Schwin-
gungserzeugung entstehen kann.
Die Vorzüge der Doppelgitterröhre im stabilisier-
ten Generator können durclı den kleinen Durchgriff
der Röhre erklärt werden. Was das zweite Gitter
betrifft, so scheint es überhaupt keine Rolle zu
spielen.
Zusammenfassung.
1. Es wird der Mechanismus der Frequenz-
änderungen von Röhrengeneratoren bei einer Aende-
rung von Heizstromstärke ir, Anodenspannung Eao
und Kopplungsgrad geklärt. Die Ursache der Er-
scheinung liegt in dem Gitterstrome g, dessen
Wechselstromkomponente 9, auf den. Schwingungs-
kreis wirkt und den Dämpfungsfaktor vergrößert.
Die Erhöhung des Dämpfungsfaktors des Schwin-
gungskreises ruft eine Phasendifferenz zwischen dem
Anodenstrom 9a und der Anodenspannung €, hervor,
was eine Veränderung der Frequenz zur Folge hat.
2. Es wird ein stabilisierter Generator aufgebaut,
der mit einer genügenden Genauigkeit seine Frequenz
konstant hält, nämlich: bei einer Veränderung des
Heizstromes von der Erregungsgrenze bis zum
maximalen Heizstrome, den die Röhre zuläßt, ist die
Frequenzänderung weniger als 0,003%. Bei einer
zehnfachen Veränderung der Anodenspannung Zao
also von 100 V bis 10 V, ist die Frequenzänderung
weniger als 0,0001 %
Herrn Professor D. Roiansky bin ich für seine
wertvollen Ratschläge und Anweisungen, welche mir
die Möglichkeit gaben, diese verwickelten Erscheinun-
gen zu erforschen, zu großem Dank verpflichtet.
Leningrad, Physikalisch-Technisches
Roentgeninstitut.
(Eingegangen am 7. Juni 1928.)
Neutralisation des Resonanz-Verstärkers.
Von Kurt Schlesinger, Berlin-Friedrichshagen.
Inhaltsübersicht:
A. Theoretischer Teil:
1. Berechnung der Neutralisationskapazität.
2. Frequenzabhängigkeit der Entkopplung.
B. ExperimentellerTeil.
Zusammenfassung.
": A. Theoretischer Teil.
1. Berechnung der Neutralisationskapazität.
Belastet man ein Verstärkerrohr anodenseitig
mit einem aus Parallelschaltung von Induktivität 7.
und Kapazität C bestehenden Kreise und stimmt
diesen auf dia Frequenz eines ebensolchen Gitter-
Eingangskreises ab, so tritt Selbstschwingen ein.
Dieses ist zwanglos aus der Analogie der Anordnung
mit der Huth-Kühnschen Senderschaltung erklär-
bar, d.h. es ist eine Folge der durch die Gitter-
anodenkapazität Cya der Röhre bedingten kapazitiven
Koppelung.
Will man die Selbsterregung unterdrücken, so hat
man dafür zu sorgen, daß auf einem zweiten Wege
vom Eingangskreis ein kompensierender Strom zum
Belastungskreis fließen und an den zu entkoppelnden
Punkten desselben eine Spannung hervorrufen kann,
Bild 1.
Neutralisierter Resonanzverstärker nach Hazeltine.
die der ersteren gleich nach Frequenz und Aınplitude,
aber um z phasenverschoben ist.
Die Wirkung der bekannten Dreipunktneutralisa-
tion ist durch Umzeichnen zu einer Brückenschaltung
erklärbar. Ä Ä
64 .
Bei
Hazeltine versagt diese Erklärung.
Bild 1 zeigt ein Glied eines: nach Hazeltine
neutralisierten Resonanzverstärkers. . Mit den drei
charakteristischen Röhrenkapazitäten Cya Car, Cgr ist
sofort folgender elektrostatischer Ersatz der Röhre
gegeben: |
C,
= h
E RAR
T Ed . JS
BZ N A
IS PL C.
"Ta G PF Rep? i
1 12 M lz
Bild 2.
Ersatzschaltung für den Resonanzverstärker.
Wie man sieht, liegen Car und Cok zu La bzw. C,*
parallel, d. h. sie wirken nur unwesentlich als Erhö-
hung der Spulenkapazität mit. Wesentlich ist hin-
gegen Cya oder C; als Koppelungselement.
Unser Ziel sei nun die quantitative Behandlung
der Schaltung sowie die Diskussion der Frequenz-
abhängigkeit der Neutralisation.
1. Wir bezeichnen:C\+ Cgx= C, ; die eingeprägte
EMK ©, sei das Aequivalent einer durch Gegen-
induktivität in Z, erzeugten Eingangsspannung.
= S.
der klassischen Neutrodyneschaltung von
Kurt Schlesinger:
— e r
wird, also noch eine zur Erhöhung der Empfindlichkeit
erwünschte Entdämpfung der Schwingungskreise im
System verbleibt.
Aus obigen 8 linearen Gleichungen ermitteln wir
eindeutig die beiden uns interessierenden Ströme.
CeVis Ja = Ce- Yow), worin die Leitwerte 9,
und Y9, außer von den Systemdaten noch von der er-
regenden Frequenz » von Œe abhängen. (Sie sind
hier beide rein imaginär, da wir ja Wirkwiderstände
nicht berücksichtigt haben.)
Unsere Entkoppelung kann nun zu der Forderung
Ja =0 oder 0 = [k; is—(1—-k3) Js] La führen, je nach-
dem, ob wir das folgende Rohr direkt, wie üblich, an
die Klemmen des Kondensators C, legen, oder es in-
duktiv mit L, koppeln.
J= 0 bedeutet Verschwinden der Spannung an
Ca; tə kı = (1 — ki) Ja bedeutet Verschwinden des
von L, erzeugten Flusses.
Uns interessiert zunächst nur die erste Bedingung.
Sie verlangt:
DA E 0=f(w, Cr, Ci, Cos kis ko)
Nun aber sind infolge der Resonanzabstimmung
von Eingangs- und Ausgangskreis auf die Empfangs-
frequenz die Gleichungen: w? L, 0, = œw? L: C, = 1 er-
füllt. Hierdurch eliminieren wir œ und erhalten:
f(c Iny Cə, kis ko) = 0.
Die einfache Rechnung ergibt:
l =
kik
0 <kia <1 sei das Verhältnis der von Li, ab-
gegriffenen Windungszahl zur Gesamtwindungszahl,
bezogen auf die gemeinschaftliche Rückleitung.
Dann verhalten sich die entsprechenden Klemm-
spannungen angenähert wie ki.: 1.
Wir erhalten folgende 8 Gleichungen für die 8
Ströme
ù, Jy, Jay; Jai ta to, Ja, -
€. =j w L (i—i — ki) Ja) H -—; jo A (1)
Ji er Jag 5 Jar
joC, joClag | jo Car 2)
Jax
J 173) La la— -J 109) M Ík: i—(1—k; ) Jo] = j Fhia (3)
kJ, |
= 20, +joL, k(l—k It; F m l
+57 w k: Lo io--ia jo M= 0
jo Mia=jo k jo La (1) 2y (6)
ii =J +A + Jay (6)
Jag = Jak F ia (7)
Ja =J + i (8)
Die Ohmschen Widerstände der Kreise sind hier-
in vernachlässigt, was um so mehr gestattet ist, als
praktisch die Entkoppelung des Systems nur gerade
bis zur Unterdrückung der Schwingneigung getrieben
I> 1 [/[La M
M 6 6: M L ER u E
1—k, Zn
(9)
1
ER
T’) Cas |
2. Frequenzabhängigkeit der Entkoppelung.
Bezeichnen wir den Wert der eckigen Klammer
B a a
abkürzend mit — und M : ki- k- Lə mit A, so haben
M
wir:
A
i—Ba® 2
Cn ist also eine Funktion der Betriebsfrequenz, und
zwar gehört zu kurzen Wellen eine größere Ent-
koppelungskapazität als zu langen, d. h. es ist bei
ieder Abstimmungsänderung ein Nachregulieren von
Cn im bezeichneten Sinne erforderlich.
Cn ES Ci
Diesen Uebelstand kann man nun aber vermeiden.
indem man B = O macht, was, wie aus Gleichung (10)
hervorgeht, durch geeignete Wahl von k, und k.,
und nur dadurch, erreicht werden kann. Es muß also
die folgende Bedingung für Frequenz-
unabhängigkeit erfüllt sein:
B=0 = |
eV e (a a Ai) - (10)
| WR Bee) 5 V Ann. E E er |
Hoy Lo 0 : r Lo |
E M? =>
worin o IE der Kopplungskoeffizient von La
auf L. ist. .
Man erkennt ferner, daß, um auch bei fester Kopp-
lung, d. h. bei ọœ® 1, Frequenzunabhängigkeit er-
reichen zu können, unbedingt beide Schwingungs-
kreisinduktivitäten L, und L mit Anzapfungen zu ver-
Neutralisation des Resonanz-Verstärkers. 65
sehen sind; denn ließen wir etwa k, = 1 und machen
ka variabel, so finden wir für o die Bedingung:
1 1
ee o < L l Ga
La Ci
= d. h. im Gleichheitsfalle wäre schon k, = 0. Es er-
‚, gibt sich eine obere Grenze Okr, oberhalb deren sich
. keine Frequenzunabhängigkeit mehr erreichen läßt.
An einem Empfänger wurde] 7° — 0,49 bestimmt.
2
woraus sich Or = 0,41 ergibt, während praktisch fas’
stets festere Kopplung vorliegt. Man muß also auch
Bild 3.
Neutralisationskapazität als Funktion der Übertragerkopplung.
(Der Wert von Cak bei Kurve b beträgt 475 cm, nicht 175 cm.)
k, <1 wählen; praktisch ist meist k, = k, (=k),
dann kommt:
1
k a= —— ———
1 La Cak 1
+a rta.
wenn L, = L, ist.
Eine Ueberschlagsrechnung ergibt für o = 0,45 und
Car < C: e
Ilə
z ngona í
worin ao die Windungszahlen von L», La sind.
Das kann als Anhaltspunkt für die Lage der An-
zapfung dienen. Nebenbei gewähren diese An-
zapfungen k < 1 noch den Vorteil, C, gegenüber Cag
zu vergrößern; man findet ja:
k?
ASTE 7],
= kann also unbequem kleine C„ dadurch vermeiden.
Setzen wir nun wieder k, = k. = 1, so erhalten
wir aus den allgemeinen Gleichungen folgende Be-
ziehungen:
La
Get: Le für Jə—0 (11)
r l
L COO G
Bei induktivem Anschluß der nächsten Stufe erhält
man aus der entsprechenden Bedingung i = Q:
Ae |
Cr Cre e -EEE )
L La 1
pype
B. Experimenteller Teil.
Die praktisch wichtigere obere Gleichung (11),
die für direkten Anschluß des Detektors an die
Klemmen von C, gilt, wurde nun einer experimen-
tellen Nachprüfung unterworfen. Hierzu wurde Z,
cm C C
n
459 a:Car- 68n _ =
6 : Car.= 103. cm
C:lan: 2125 cm
N
300 cm
= Bild 4.
Abhängigkeit der Entkopplungskapazität
von der inneren Röhrenkapazität.
mit einer Erregerspule schwach gekoppelt, die im
Speisestromkreis eines Summers lag, während an C.
ein Seib t- Detektor mit Telephon gelegt wurde. La
und La waren Korbbodenspulen und befanden sich
parallel in einem Schlittengestell, an dem ihr Ab-
stand nach einer Skala eingestellt werden konnte. Die
Car
l
A
700 200 300
: Bild 5.
Zusammenhang zwischen den Aufbaukapazitäten C; und Car
bei vorgegebener Entkoppelungskapazität Cn.
Bestimmung der Kapazitäten geschah mit der Kapa-
zitätsmeßbrücke von Telefunken, die der Induktivi-
täten und Koppelungskoeffizienten ebenfalls mit der
Brücke (Dolezalek).
1 Ca =f (ọ) : Koppelungsabhängigkeit.
Bild 3 zeigt den theoretisch erwarteten praktisch
linear ansteigenden Verlauf. Vergrößerung von Cak
hat auch Vergrößerung von Crn zur Folge.
Polte man L, oder La um, so war keine Ent-
koppelung mehr möglich, da dann o mit —o ver-
tauscht wurde. Der Fall, daß
La(C;+ Car) > La Ca ist — dann wäre: ja
auch beim Umpolen noch Neutralisation möglich —
kommt praktisch nicht vor. Er bedeutet ja, daß die
66
m nn nn
_——m a TU I m I I U mn m nn mn nn
Betriebsfrequenz größer sei als die Eigenfrequenz des
aus der Anodenkreisinduktion und den inneren
Röhrenkapazitäten gebildeten Schwingungskreises.
2. Cam ch: Bild 4 zeigt den für (2 (1 + 0°)
2
= 0,2 zu erwartenden Verlauf. Der Einfluß von Car
ist deutlich.
3. Car = feci für C, = const.
Man erwartet, daß Ca. linear von C; abhängt ge-
mäß: Cak = m—C; z+! ‚ wo a, und a. Kon-
stante sind.
Die Steilheit dieser Geraden muß mit wachsendem
Cn abnehmen. Dieser Zusammenhang ist gut be-
stätiet worden (s. Bild 5).
H, E. Hollmann:
a a e mm nn
Zusammenfassung.
Es werden die Ohm-Kirchhoffschen Glei-
chungen für das Ersatzschema der Hazeltine-
Schaltung angeschrieben und aus ihnen für den Fall
der Resonanzabstimmung die Kriterien abgeieitet, die
zum Verschwinden des Spulen- bzw. Kondensator-
feldes des Ausgangskreises notwendig sind. Die
Frequenzabhängigkeit der sich aus beiden ergebenden
Neutralisationskapazitäten wird gezeigt und als Mittel
zu ihrer Beseitigung Anschluß des Entkoppelungs-
zweiges an Anzapfungen der Kreisinduktivitäten er-
kannt. Schließlich wird die Beziehung zwischen
der Entkoppelungskapazität und charakteristischen
anderen Systemdaten für den Fall verschwindender
Kondensatorspannung im Ausgangskreis einer experi-
mentellen Prüfung unterworfen, wobei quantitativ Ab-
weichungen bis zu 10% auftreten, während qualitativ
völlige Uebereinstimmung besteht.
(Eingegangen am 3. August 1928.)
Bemerkung zu dem Aufsatz von J. Fuchs:
Das Verhalten kurzer Wellen
in unmittelbarer Nähe des Senders.
Von P. O. Pedersen, Kopenhagen.
in der höheren, stark ionisierten Atmosphäre, oder (2)
Zu der interessanten Mitteilung von Herrn J.
Fuchs im November-Heft dieser Zeitschrift (Bd. 32,
S. 170, 1928) möchte ich bemerken: Die beobachtete
Abhängigkeit der Feldstärke vom Beleuchtungsstand
der Sonne in kleiner Entfernung vom Sender ist
möglicherweise verursacht entweder (1) durch par-
tielle Reflektion an Diskontinuitätsflächen besonders
Zusammenfassender Bericht.
Die Erzeugung Kürzester elelitrischer Wellen
mit Elelitronenröhren.
Von H. E. Hollmann.
Physikalisches Institut der Technischen Hochschule Darmstadt.
Fortsetzung.*)
II. Schwingungserzeugung durch Steuerung
der Elektronenbewegung in Bremsfeldern.
1.Elektronenschwingungen
nach Barkhausen-Kurz.
a) Die Pendelbewegung der Elektronen um das Gitter.
Der erste, welcher eine hochfrequente Schwin-
gungserzeugung ohne ein äußeres Schwingungssystem
erhielt und durch die endliche Bewegung von Elek-
trizitätsträgern zwischen den Röhrenelektroden er-
klärte, war Whiddington®) Er arbeitete mit
einer gasgefüllten Röhre, deren Anode stark positiv
war, während das Gitterpotential nur wenige Volt
über der Kathode lag. Whiddington denkt sich,
*) Teil I, ds. Ztschr. 33, S. 27, 1929, H. 1.
durch vom Erdboden hinter der Skipzone reflek-
tierte Wellen. Beide Möglichkeiten sind erwähnt in
meinem Buche: „Propagation of Radio Waves“,
(Gad, Kopenhagen, 1927), die erstere auf Seite 66,
136, 139, 213 und 235, die letztere auf Seite 214.
(Eingegangen am 17. Dezember 1928.)
daß die im Gitter-Anodenraum durch Stoßionisation
gebildeten Gasionen vom Heizfaden angezogen
werden, mit großen Geschwindigkeiten auf denselben
aufprallen und durch lokale Temperatursteigerung
starke Emissionszentren schaffen. Auf diese Weise
nimmt er eine periodische Elektronenemission an.
welche von der Laufzeit der positiven Ionen abhängt:
diese Zeit errechnet Whiddington für Hg Ionen
zu 6,6-10° Hertz pro Volt Gitterspannung, was einer
Wellenlänge von 430 m entspricht. In guter Ueber-
einstimmung damit ergeben seine Messungen Fre-
quenzen zwischen 7,0.10° und 4,0:.10° Hertz. Für
Wasserstoff errechnet er eine Frequenz von 1,0.10'
Htz und für reine Elektronenbewegung 4,0.10° At:
oder eine Welle von 0,77 m. Experimentell hat
i
)
5 gibt die an einer Sch o t t schen „M“-Röhre mit einem
Zusammentassender Bericht.
De EL EB Ta En EEE EBEN E ES EEE E E A S ERIK AE LS a esea E E a Fe
Whiddington die
nicht realisiert.
Dagegen gelang es Barkhausen und Kurz”),
durch besondere Gestaltung der Feldverteilung im
Innern der Röhre reine Elektronenschwingungen
zu erhalten, wobei gerade die den Frequenz-
bereich der Rückkopplung abgrenzende Verweil-
zeit der Elektronen in den Zwischenelektrodenräumen
die Schwingungsfrequenz bestimmt. Im Gegensatz zu
der üblichen Betriebsweise der Dreielektrodenröhre
legen Barkhausen und Kurz an das Gitter eine
hohe positive Spannung, während die Anode ein weit
geringeres oder sogar negatives Potential erhält. In-
folge der veränderten Feldverteilung findet dann eine
Pendelbewegung der vom Heizfaden emittierten Elek-
tronen um das Gitter statt, indem die mit hohen Ge-
schwindigkeiten durch die Gittermaschen hindurch-
fliegenden Elektronen im Bremsfeld der Anode um-
gekehrt und zum Gitter zurückgetrieben werden; sie
durchfliegen dasselbe ein zweites Mal, worauf sich
der Vorgang im Gitter-Kathoderaum wiederholt.
Damit die Pendelbewegung der Elektronen nach
außen wirksam wird, ist allerdings die Annahme er-
forderlich, daß die Bewegung der Elektronen „in einer
gewissen Ordnung“ erfolgt, d. h. daß die Mehrzahl
synchron und konphas schwingt; als Ursache geben
Barkhausen und Kurz eine gegenseitige Beein-
flussung der einzelnen Elektronen an. Nach Etten-
reich?) kann man sich daher die Röhre vorstellen
als ein „Riesenatom, dessen Elektronen phasengeord-
nete Bahnen beschreiben“.
Eine Bestätigung der Theorie von Barkhausen
und Kurz ergibt sich daraus, daß die Wellenlänge
der Elektronenschwingungen nur von den Dimen-
sionen der Röhre und den Betriebsbedingungen, d. h.
den angelegten Spannungen bestimmt, durch ein an-
gekoppeltes Schwingungssystem hingegen nicht merk-
lich beeinflußt wird. Unter der vereinfachenden An-
nahme ebener Elektroden und gleicher Elektroden-
abstände sowie unter Vernachlässigung der Raum-
ladung geben Barkhausen und Kurz folgende
Formel zur Berechnung der Wellenlänge an:
letzten Verhältnisse jedoch
worin E, die Gitterspannung in Volt und da den
Angdendircimne set bedeutet?), während ihr Potential
gleich dem der Kathode ist. Ist dagegen das Anoden-
potential negativ, so gilt:
VE, Ez E nn
Darin bedeutet: dọ den Gitterdurchmesser') und
Ea das Anodenpotential.
In Bild 8 sind einige, einer Tabelle von Bark-
hausen und Kurz entnommene Angaben in
Kurvenform zusammengestellt, und zwar zeigen sie
z=
~ die Wellenlänge als Funktion der Anodenspannung für
ein konstantes Gitterpotential. Die ausgezogene Kurve
`“ Anodendurchmesser von 3,1 cm und einem Gitter-
1) Anm.: Die Bezeichnung „Durchmesser* ist unter der Vor-
Die Erzeugung. kürzester ‚elektrischer Wellen mit Elektronenröhren. | 67
durchmesser von 0,7 cm gemessenen, die gestrichelte
Kurve die nach obiger Formel errechnete Welle
wieder. Ersichtlich fallen die theoretischen Werte
etwas zu groß aus, was den vorausgesetzten Verein-
fachungen zufolge nicht Wunder nimmt, doch wird der
Verlauf der Wellenlänge durch die Theorie gut
250
300 Volt
fz
Bild‘;8.
Wellenlänge der Barkhausen-Kurz- Schwingungen
als Funktion der Anodenspannung.
wiedergegeben. Außerdem fanden Barkhausen
und Kurz eine starke Abhängigkeit der Wellenlänge
von dem Heiz- hzw. Emissionsstrom, die ihre Theorie
nicht zu erklären vermag; so schwankte die Welle
zwischen 214 und 131 cın bei einer Verstärkung des
Heizstromes von 0,80 auf 1.15 Amp., während nach
ai .
IM
li
MIIN +
Elektrisches Feld und Laufbahnen zweier Elektronen im
Innern einer Röhre mit negativer Anodenspannung.
Zylinder
2 U=0 Volf
u40 Volt
der Theorie eine konstante Welle von 270 cm zu er-
warten war. Als kürzeste Welle erhielten Bark-
hausen und Kurz mit einer Schottschen „K“-
Röhre 43 cm, doch glaubten sie, lediglich durch Ver-
kleinern des Anodendurchmessers und Erhöhung der
Gitterspannung bis auf 10 cm herunterkommen zu.
können.
Charakteristisch für den Einsatz der Elektronen-
schwingungen ist der trotz negativer Anode auf-
tretende Anodenstrom, welcher der Spannung Es ent-
gegen fließt, die Anodenbatterie also auflädt. Fine ge-
naue Erklärung für diesen Strom geben Bark-
hausen und Kurz nicht, sie schließen jedoch
daraus, daß sich derselbe noch bei einer Anoden-
1 aussetzung ebener Elektroden nur in übertragenem Sinne zu
|, verstehen; gemeint ist der Abstand der zu beiden Seiten der
| Kathode gedachten flachen Gitter bezw. Anoden.
gr:
Tu
68
spannung von — 100 Volt nachweisen ließ, daß „die
Amplituden der die Schwingungen bildenden Wechsel-
spannungen“ denselben Betrag erreichen müssen,
worauf später noch weiter einzugehen sein wird.
Ohne Kenntnis der Arbeiten von Barkhausen
und Kurz fand Zilitinkewitsch?) in normalen
Dreielektrodenröhren auf Grund des „Resonanz-
charakters“ ihrer Stromspannungskurven Schwin-
gungen, ohne daß ein Schwingungssystem vorhanden
war. In einem mit Gitter oder Anode in Verbindung
stehenden geraden Leiter erhielt er stehende Wellen.
deren Länge ausschließlich durch die Elektroden-
spannungen gegeben war. In Uebereinstimmung mit
Barkhausen-Kurz erklärt Zilitinkewitsch
die Schwingungen ebenfalls mit einer Pendelbewegung
der Elektronen um das Gitter, wie es das seiner
Arbeit entnommene Bild 9 veranschaulicht. Dort sind
die elektrischen Felder zwischen den Elektroden bei
schwach negativer Anode und die Laufbahnen zweier
Elektronen dargestellt, die dreimal zwischen dem
Heizfaden und der Potentialnullfläche vor der Anode
hin und herfliegen, ehe sie auf das Gitter aufprallen.
Zilitinkewitsch berechnet die Wellenlänge
ebenso wie Barkhausen-Kurz aus der Elek-
tronenlaufzeit und gelangt zu folgender Formel:
u Br
VV,\aı Ay
darin bedeutet:
V das Gitterpotential,
dr den Abstand zwischen Faden und Gitter-
fläche = (ry—rp
ð den Abstand zwischen Gitter und Anode
Te (ta—-1'g.)
Für den Fall, daß das Anodenpotential von Null
abweicht, ist òp der Abstand zwischen Gitter und
Potentialnullfläche, der sich ergibt zu:
.
a
worin Va die Anodenspannung bedeutet.
a, und a» sind Proportionalitätsfaktoren, welche die
zylinarische Form der Röhrenelektroden berück-
sichtigen.
Zilitinkewitsch erhielt mit einer franzö-
sischen Verstärkerröhre Wellen von 40 cm Länge,
während seine Rechnung 48 cm ergab; in einem
anderen Fall maß er 70 cm und errechnete 71,6 cnı.
Auch Zilitinkewitsch beobachtet den
Schwingungseinsatz am plötzlichen Auftreten eines.
der Anodenspannung Va entgegen fließenden Stromes
und nimmt an, daß die regelmäßig um das Gitter sich
bewegenden Elektronenmassen an den Elektroden
Wechselspannungen induzieren, welche einmal den
Schwingungszustand der Röhre regeln sollen, zum
anderen in den Außenleitungen stehende Wellen her-
vorrufen.
Scheibe”) delinte die theoretischen Betrach-
tungen von Barkhausen und Kurz auf den prak-
tisch vorliegenden Fall zylindrischer Elektroden aus
und fand folgende Formel zur Berechnung der Wellen-
länge aus den Röhrendimensionen und Betriebs-
bedingungen:
4.c.r or Ir:
ee er en ( f A +4 V in z)
Voe T a
M
Darin bedeutet:
ro den Radius des Heizfadens,
rı den Radius des Gitters,
ra den der Anode,
li die Gitter- und
Ea die Anodenspannung,
c die Lichtgeschwindigkeit.
auf das in der Originalarbeit angegebene Kurven- und
Tabellenmaterial hingewiesen.
Eine beträchtliche Steigerung der Schwingungs-
intensität erzielte Scheibe durch einen Resonanz-
kreis, indem er, dem Bild 3b entsprechend, an Gitter
und Anode zwei parallel laufende und durch eine
Brücke verbundene Drähte anschloß. Nach den Be-
obachtungen von Scheibe ist dieses Schwingzungs-
system in Uebereinstimmung mit der Theorie ohne
Einfluß auf die Wellenlänge, sondern es steigert ledig-
lich die Schwingungsintensität. Sowohl beim Ver-
schieben der Abstimmbrücke, als auch beim Variieren
der Elektrodenspannungen, also bei einer Aenderung
Zur Ermittelung der Funktionen / (x) und g (x) |
der erregenden Elektronenfrequenz, erhielt Scheibe.
regelmäßige Resonanzkurven.
Was die Schwingungsbereiche angeht, so findet
Scheibe Elektronenschwingungen zwischen einem
Anodenpotential Null und mehr oder weniger hohen
negativen Werten, ohne daß seine Theorie über diese
Begrenzung der Schwingungsbereiche irgendwelche
Aussagen zuläßt.
lichkeit, lediglich durch sehr hohe Elektroden-
spannungen beliebig kurze Wellen zu erzeugen; als
kleinste Welle erhielt Scheibe mit einer Schott-
schen „K“-Röhre bei stärkster Belastung 24 cm.
Die Elektronenschwingungen von Barkhausen
und Kurz sind zu zahlreichen Arbeiten im Bereich
kurzer Wellen herangezogen worden, sei es zur
Untersuchung der
Richtfähigkeit elektrischer Wellen [B erg m an n”):
Cl Schaefer und J. Merzkirch®); Cl
Schaefer und K. Wilmsen”); Schriev er”);
sei es auf rein physikalischem Gebiet zur Unter-
suchung der Absorption und Dispersion elektrischer
Wellen [Ro manoff”); Bock’); Heim®)]. Bei
allen diesen Arbeiten wird im Wesentlichen die Vor-
stellung von Barkhausen und Kurz, wonach die
Periode der Welle nur von der Zeit abhängt, die dic
Elektronen bei ihrer Pendelbewegung um das Gitter
brauchen, beibehalten. Erst in neuerer Zeit, seitdem
sich die Mitteilungen über Unregelmäßigkeiten in der
Schwingungserzeugung, wie sie mit der Theorie von
Barkhausen und Kurz nicht in Einklang zu
bringen sind, häufen, ist der Bewegungsmechanismus
der Elektronen zum Gegenstand eingehender theore-
tischer Untersuchungen geworden. Bevor diese jedoch
besprochen werden können ist auf einige für die Vor-
stellung vom Mechanismus: der Barkhausen-
K urz- Schwingungen bedeutungsvolle experimentelle
Beobachtung näher einzugehen.
b) Abhängigkeit der Elektronenschwingungen
vom Gasdruck.
Nach der Theorie ist ein EinfluB des Gasdruckes
im Inneren der Röhre zunächst nicht zu erwarten.
wenn es sich um reine Flektronenschwingungen im
Sinne von Barkhausen und Kurz und nicht
etwa um die Bewegung von Gasionen handelt, wie
Es ergibt sich daraus die Unmög- '
ne a EEE
Ausbreitungsvorgänge und der ;
u —
u
ua
-—-
R | | Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren. | '69
sie Whiddington fand; demgegenüber zeigt je-
doch das Experiment, daß auch bei reinen Elektronen-
schwingungen eine Einwirkung der in der Röhre vor-
handenen Restgase stattfindet. Schon Scheibe
(I. c.) deutet an, daß die starke Abhängigkeit der
Wellenlänge vom Heizstrom, wie sie Barkhausen
und Kurz angeben, nur bei abgeschmolzenen Röhren
vorhanden ist. Bei Röhren, die hingegen noch mit
‘der Pumpanordnung in Verbindung stehen, und deren
Vakuunı unter 10° mm Hg gehalten wird, stellte
Scheibe nur eine ganz geringe Beeinflussung der
Frequenz durch den Heiz- oder Emissionsstrom fest.
Grechowa*) untersuchte die Schaltung von
Bild 11, bei der zwei Röhren durch ein veränderliches
Paralleldrahtsystem miteinander verbunden sind.
Beide Röhren standen mit einer Pumpanordnung in
Verbindung; der Gasdruck wurde mittels- eines Ioni-
sationsmanometers gemessen. Grechowa konnte
in einem Druckbereich von 10% bis 5:10” mm Hg
keine Aenderung der Frequenz nachweisen, während
die Schwingungsintensität von 3-10? bis 10”? mm Hg
stark abnahm, so daß in diesem Bereich der Schwin-
gungsprozeß von lonen beeinflußt zu werden scheint.
-= Eingehendere Untersuchungen über die Ein-
wirkung des Gasgehaltes stellte Kapzov”) an. Er
l arbeitete mit abgeschmolzenen und sorgfältig ent-
gasten Röhren und variierte den Dampfdruck in den-
selben durch Aenderung der Temperatur der Röhren-
wandung. Die Schwingungsintensität beobachtete er
am Auftreten des „negativen“ Anodenstromes. Kap -
1? zov stellte eine beträchtliche Verlagerung der
l I a
t | 270
>
Bild 10. N
Versuchsanordnung von Nettleton.
Nettleton”) benutzte eine Versuchsanordnung,
wie sie das Bild 10 schematisch zeigt. Gitter und
Anode einer zylindrischen Röhre sind mit kurzen
Linearantennen verbunden, mit denen zur Wellen-
messung ein Lechersystem L gekoppelt ist. Zur
Messung der Schwingungsenergie dient neben dem
. Thermogalvanometer Gl das Voltmeter V, welches die
Spannung der Anode angibt. Nettleton findet
Bild 11.
Zweiröhrengenerator von Grechowa.
- Elektronenschwingungen nur bei einem Druck über
- 5.10-° mm Hg. Seine experimentellen Kurven weisen
< ein Energiemaximum bei einem Druck von 10° mm
: Mg auf, wobei außerdem die Art der Gasfüllung eine
- Rolle spielt. Er schließt daraus, daß eine Spur von
© Gas für die Elektronenschwingungen unerläßlich ist.
Pierret) stellte durch Kopplung zweier Röhren
: Barkhausen-Kurz-Schwingungen her, deren
Intensität größer war, als das Doppelte j?der ein-
. zelnen Röhre und fand dabei, daß die Schwingungen
- nicht sogleich nach dem Einschalten, sondern erst ge-
. raume Zeit später einsetzten; er führt dies Verhalten
: auf durch Erwärmung der Röhre freiwerdende Gas-
> reste zurück.
t
2°C
o
7] cn?
/emoerotur
Röhre Nr. 24, Schaltung I, Q, = 18.9cm Q, =% J= 11,9 mA.
oE,=2V. O E,=21V, © E= 20V, © E= 19V, ° E= 18V
Bild 12.
Wellenlängen bei verschiedenem Gasdruck nach Kapzov.
Schwingbereiche mit einer Aenderung des Dampf-
druckes fest und ebenso eine Aenderung der Wellen-
länge. Als charakteristisches Beispiel seiner Ergeb-
nisse sei das Bild 12 angeführt. welches für ver-
schiedene Gitterspannungen die Wellenlänge als
Funktion der Wandtemperatur angibt. Kapzov
fand Barkhausen-Kurz -Schwingungen in einem
Druckbereich von 3.107? bis 3.10—° mm Hg und bis
herab zu 15 Volt Gitterspannung. Im Gegensatz zu
Barkhausen und Kurz arbeitet er also unter-
halb des Sättigungsstromes.
Bei Vorhandensein von Hg-Dampf findet Kapzov
eine kleinere Welle, als die Formel von Scheibe
ergibt und erklärt diese Einwirkung des Gases durch
Ionen, die größtenteils in unmittelbarer Nähe des
Gitters gebildet werden, weil dort die Elektronen-
geschwindigkeit am größten ist. In der Umgebung
des Gitters bildet sich somit eine positive Raum-
ladung. welche die Potentialverteilung zwischen den
Flektroden beeinflußt und damit eine Einwirkung auf
die Elektronenfrequenz gewinnt.
c) Einfluß der Raumladung.
Schon Barkhausen und Kurz (l. c.) weisen
darauf hin, daß die Raumladung im Schwingungs-
zustand der Führe vergrößert wird, weil sich die
Zahl der im Gitter-Kathoderaum befindlichen Elek-
tronen um die durch das Gitter zurückfliegenden ver-
mehrt. und weil die Elektronen infolge ihrer Pendel-
bewegung längere Zeit zwischen den Elektroden ver-
70 H. E. Hollmann:
— nn
weilen. Experimentell weisen sie die erhöhte Raum-
ladung vor der Kathode nach durch die Verflachung
der Gitterstromcharakteristik, die eintritt, wenn die
Anodenspannung von solchen positiven Werten, bei
denen noch keine Schwingungen auftreten, nach nega-
tiven Werten in den Bereich der Elektronenschwin-
gungen geändert wird.
Eine ähnliche Erscheinung beobachtete v. d. P 01°).
In dem Bilde 13 ist eine von ihm aufgenommene
Kurvenschar wiedergegeben, und zwar zeigt dieselbe
den Emissionsstrom ĉa- îg als Funktion der Anoden-
spannung Va für verschiedene Gitterspannungen Vg
/
HH Br I/A
HIT gi PHHH
47 +7 PAT- Ar
Bes mas
en ASIAA A IAAF
PØ DAAVAVAVAVA A!
oo Pa -400 À +400 VOLT
Bild 13.
Erhöhung der Raumladung im Schwingungsbereich
nach v. d, Pol.
In dem Bereich Va = — 4,6 Vg bis Va = Vọ ist deut-
lich das Absinken des Emissionsstromes unter den ge-
strichelt angedeuteten Kurvenverlauf, wie er nach
dem Bereich Vọ=0 zu erwarten ist, zu ersehen.
Dieser Bereich deckt sich mit dem Gebiet, in dem
Elektronenschwingungen auftreten. V. d. Pol ver-
mutet, daß im Schwingungszustand der Emissions-
strom von einer pulsierenden Raumladungswolke ge-
regelt wird, eine Auffassung, die auch von Tank”)
vertreten wird. Außerdem findet v. d. Pol ein perio-
disches Auftreten von Elektronenschwingungen?®) mit
zunehmender Gitterspannung und gibt als Ursache
Labilitäten der Raumladung an. Experimentell wird
seine Anschauung erhärtet durch das Auftreten von
Mysteresisschleifen bei
kennlinien, die auf eine verschiedene Verteilung der
Raumladung schließen lassen. V. d. Pol ist der An-
schauung, daß Schwingungen nur in Gebieten auf-
treten können, welche durch Raumladungen gestört
sind. Sobald indessen, wie bei Barkhausen-
Kurz-Schwingungen, im Sättigungsbereich ge-
arbeitet wird, ist diese Anschauung natürlich hinfällig.
Aehnliche labile Verteilungszustände der Raum-
ladung und ähnliche Hysteresisschleifen hat Gill)
gefunden. Er untersuchte die Beziehung zwischen dem
Anoden- und dem gesamten Emissionsstrom und
fand einen Kurvenverlauf, wie ihn das Bild 14 wieder-
gibt.- Gill erklärt das plötzliche Absinken bzw. An-
steigen des Anodenstromes aus der durch die Raum-
ladung verzerrten Potentialverteilung zwischen Gitter
und Anode, wodurch ein Teil der durchs Gitter hin-
durchtretenden Elektronen zur Umkehr gezwungen
wird, bevor er die positive Anode erreicht hat. Die
der Aufnahme von Röhren-
——
von Gill theoretisch abgeleitete Kurve stimmt in
ihrem Verlauf mit den experimentellen Kurven überein.
Die Vorstellungen Kapzov’s (l. c.:35) von einer
positiven, durch Gasionen verursachten Raumladung
in unmittelbarer Nähe des Gitters wurde bereits er-
wähnt; Kapzov berücksichtigt jedoch andererseits
auch die negative Raumladung in der Umgebung des
Glühfadens. Er gibt an, daß durch die negative
Raumladung der Durchmesser des Glühfadens schein-
bar vergrößert wird, und daß daher die Elektronen
nicht bis unmittelbar an die Fadenoberfläche, sondern
nur bis zum Potentialminimumzylinder hinfliegen. Dies
kann in der Formel von Scheibe berücksichtigt
werden, indem statt des Glühfadenradius der Radius
des Potentialnullzylinders eingesetzt wird. Die von |
Kapzov beobachteten: Erscheinungen, wie z. B. die
en er
in dem Bilde 12 angegebene Abhängigkeit der Wellen-
länge von dem in der Röhre herrschenden Gasdruck,
werden von Kapzov auf Grund der Theorie von
Scheibe und der Wirkung sowohl der positiven
wie der negativen Raumladung erklärt.
Kapzov und Gwosdower“) geben eine
mathematische Behandlung der Raumladung an, ins-
besondere ihres Einflusses auf die Elektronenfrequenz
und gelangen zu einer Korrektur der Scheibe schen
Formel. Außerdem berücksichtigen sie die Austritts-
geschwindigkeit der Elektronen aus dem Glühdraht.
Bei der rechnerischen Behandlung des Problems sind
sie allerdings auf Schätzungen angewiesen, erzielen
jedoch eine größere Annäherung an die experimen-
tellen Werte, als die Formel von Scheibe ergibt,
l MA 4
8 E37 YO Voli ;
ta Anode
6 Taane
4 n z
2 N
2 y 6 8 10 122 4 16
I,+1,
Bild 14.
Labilitäten der Raumladung nach Gill.
und zwar nach längeren Wellen hin. Sie betonen
jedoch, daß die negative Raumladung die Wellen-
länge nicht unbedingt zu verlängern braucht, indem
sie die Elektronengeschwindigkeit vermindert, sondern
daß die Laufzeit der Elektronen auch verkürzt werden |
kann, dadurch, daß die Potentialnullfläche vor “
F]
|
Anode näher an das Gitter herangerückt wird.
d) Der Einfluß eines
angekoppelten Schwingungskreises.
Vergleicht man die Versuchsanordnungen der ver-
schiedenen Autoren miteinander, so findet man, daß
sie in ihrem elektrischen Aufbau, von wenigen Aus-
nahmen abgesehen, vollkommen identisch sind: Sie
lassen sich alle auf das Schema des Bildes 3a und b
zurückführen. Diese Anordnung ist also unter den,
verschiedensten Umständen geeignet, Schwingungen
zu erregen, mag es sich um Rückkopplung, um Elek-
tronenschwingungen oder um eine Strombahn mit,
fallender Charakteristik — einen negativen Wider-
stand — handeln. Ist im Bereich niedriger Frequenzen
+
Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren.
eine Trennung der einzelnen Erregungsbereiche durch
passende Wahl der Betriebsbedingungen ohne
weiteres möglich, so treten im Bereich hoher Fre-
quenzen dadurch, daß die Eigenwelle des Schwin-
gungssystems in den Wellenbereich der Elektronen-
schwingungen fällt, erhebliche Komplikationen auf.
Daß, im Gegensatz zu der Theorie von Bark-
hausen und Kurz und den Beobachtungen von
Scheibe, eine Beeinflussung der Elektronen-
frequenz durch ein äußeres Schwingungssystem statt-
findet, ist von zahlreichen Forschern angegeben
worden. Bereits, wenn zwei kurze Drähte als An-
tennen mit Gitter und Anode verbunden sind, wie es
der bereits besprochenen Anordnung von Nettle-
ton (vgl. das Bild 10) entspricht, ist eine Beein-
flussung der Wellenlänge selbst sowie ihrer Ab-
Bild 15.
Anordnung von Gill und Morrell.
hängigkeit von den maßgebenden Faktoren beobachtet
worden [Bo ck); Schaefer und Merz-
kirch 1°); Kapzov!“); Wechsung*)]. Wurde
mit solchen Antennen ein Lechersystem gekoppelt,
so konnte daran, daß die Resonanzmaxima nicht fest-
lagen, sondern beim Verschieben der Brücke „mit-
geschleift“ wurden, noch ein Einfluß auf die Wellen-
länge nachgewiesen werden [Schriever!‘2)].
Liegt dem Bild 3 u. 4 entsprechend, unmittelbar an
den Röhrenelektroden ein geschlossenes Schwingungs-
system, so ist die Beeinflussung der Elektronen-
schwingungen naturgemäß am stärksten.
Gill und Morell”) wiederholten die Versuche
von Barkhausen-Kurz, und schlossen ebenfalls
ein veränderliches Abstimmsystem an die Röhre an,
wie es das Bild 15 schematisch darstellt. Zur Messung
der Schwingungsenergie ist ein Thermoelement Th in
die Brücke eingebaut und durch 2 Blockkondensatoren
C und C’ gegen die Elektrodenpotentiale abgeriegelt.
Die Wellenlänge wurde mittels eines getrennten
Lechersystem gemessen. Im Gegensatz zu Bark-
hausen und Kurz fanden Gill und Mor-
rell, daß die Frequenz ihres Oszillators nicht
nur von den Betriebsbedingungen und Röhren-
abmessungen, sondern in starkem Maße von der Ab-
stimmung des Schwingungssystems abhing, und sie
geben der Meinung Ausdruck, daß die Schwingungs-
ursache keinesfalls in den Elektronen allein zu suchen
ist, sondern daß irgendein schwingungsfähiges System
unerläßlich sei. Ein solches braucht nicht in Gestalt
eines besonderen Schwingungskreises vorhanden zu
sein, vielmehr können auch die Batteriezuleitungen
„ und die Elektroden selbst unabhängige Schwingungs-
Cai
cY
systeme bilden.
Bei stetiger Steigerung der Gitterspannungen er-
hielten Gill und Morrell periodische Intensitäts-
maxima, deren Wellenlänge entsprechend den freien
Schwingungen: des Paralleldrahtsystems abnahm, wie
71
———— un
es aus dem Bilde 16 hervorgeht. Für zusammen-
gehörige Werte von Vg, der Gitterspannung und 2
fanden sie das Gesetz 2°. V= const. bestätigt; nur
bei geringen Gitterspannungen, gegenüber denen das
Spannungsgefälle des Heizfadens nicht mehr zu ver-
nachlässigen war, traten Abweichungen auf. Außer-
dem variierten sie das Anodenpotential von negativen
nach positiven Werten hin und konnten jeweils durch
Einregulieren der Gitterspannung und Heizung ein
Maximum an Schwingungsenergie einstellen. Sie be-
handelten die Vorgänge zunächst beim Anoden-
potential Null und stellten eine Theorie auf, welche
von der Voraussetzung einer Wechselspannung
zwischen Gitter und Anode, und zwar hervorgerufen
durch das äußere Schwingungssystem, ausgeht. Um
festzustellen, ob Schwingungen auftreten, stellen sie
die Energiebilanz auf für alle Elektronen, die dem
Wechselfeld zwischen den Elektroden während einer
Periode unterliegen. Für alle Frequenzwerte, die
einer positiven Leistung entsprechen, sind Schwin-
gungen unmöglich; von denen, die eine negative
Leistung ergeben, erregt die Frequenz am leichtesten,
deren Leistung ein Maximum aufweist.
Später arbeiten Gill und Morrell) mit einer
positiven Anode und finden, daß in diesem Fall ein
durch Sekundärelektronen hervorgerufener negativer
Widerstand die Ursache für die Erregung des Ab-
stimmsystems in seiner Eigenwelle ist.
z A= 586 457 366 307 262 cm
0 16 2% 4 |
2 20 a2 W% Volt
Bild 16.
Schwingungsbereiche nach Gill und Morrell.
Die Vorstellungen von Gillund Morrell haben
eine weitere Ausbildung erfahren durch die Theorie
von Sahanek*), die nicht nur die Abhängigkeit der
Wellenlänge von den einzelnen Faktoren, sondern
auch die Bedingungen für den Schwingungseinsatz ge-
nauer feststellt. Sahanek findet, daß, wenn auch
die statische Charakteristik einer Dreielektrodenröhre
eine steigende ist, die dynamische in einem bestimm-
ten Frequenzbereich fallend werden kann, und daß
ferner Schwingungen nur in Röhren auftreten, deren
Gitter- und Anodenradien »”, und ra der Beziehung:
20<!°< 5,0
tg
genügen, wobei jedoch zu beachten ist, daß durch die
Raumladungen der scheinbare Durchmesser der Elek-
troden geändert werden kann, wie es schon früher
angedeutet wurde [Kapzow'!°®)].
Sahanek arbeitete mit Empfängerröhren, die
obiger Bedingung genügten; das Gitter erhielt eine
positive Spannung, die Anode war über einen Wider-
stand von etwa 100000 Ohm mit dem Gitter ver-
bunden und lud sich auf ein negatives Potential auf.
An -Gitter und Anode einerseits und an Gitter und
Kathode andererseits war ein kleiner Schwingungs-
72 Ea H. E. Hollmann:
nn.
kreis mit veränderlichem Plattenkondensator ange-
schlossen. Sahanek konnte durch Verstimmen des
Anodenkreises die Wellenlänge in dem Bereich von
90 und 113 cm variieren, während der Kathodenkreis
nur auf die Schwingungsenergie einen Einfluß ausübte.
Bild 17.
Verschiedene Oszillatorschaltungen von Kapzov.
Kapzovie®) vergleicht die verschiedenen im
Bild 17 dargestellten Oszillatorschaltungen unterein-
ander; wobei die Schaltung IV völlig der von
Scheibe, Gillund Morrell u. a. benutzten An-
ordnung entspricht. Er beobachtet in den einzelnen
Acm
737
128
125 © A,A, 20cm
0 ©» n» 30"
122 JS ı ” 43 ”
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74
7 II a
1 N
68 N
EB
65 3
RI
62 JIe—ı
s9 zen e,
9, 40 50 60 70 80 90 %00 110 120 130 140 150 160 170 780 Čg
Bild 18.
Schwingungsbereiche nach Grechowa.
Fällen eine verschiedene Beeinflussung der Frequenz
durch die Länge ! der Abstimmdrähte derart, daß
diese Abhängigkeit in Schaltung I nur gering, in
Schaltung IV dagegen am stärksten war; hier fand
Kapzov indessen die Angaben von Gill und
Morrell, daß die Wellenlänge unabhängig von der
Gitterspannung sei, nicht bestätigt.
Anodenkreis ihres Zweiröhrengenerators die Wellen-
länge stark beeinflußte; so konnte sie durch Verlänge-
rung der Anodendrähte von 10 auf 45 cm die Wellen-
länge von 50 auf 85 cm vergrößern. Der Gitterkreis
beeinflußte die Wellenlänge nicht, doch trat das Maxi-
mum der Schwingungsenergie bei Resonanz zwischen
Gitter- und Anodenkreis auf.
In einer späteren Arbeit untersuchte Gre-
ch ow a) die Schwingungsbereiche und Wellenlängen
als Funktion der Gitterspannung, indem sie dem
äußeren Kreis verschiedene Abstimmungen gab. Das
Ergebnis ihrer Messungen zeigt Bild 18. Dieses läßt
jeweils verschiedene Schwingungsbereiche erkennen,
deren Wellenlängen den Oberschwingungen des Hoch-
frequenzsystems angenähert entsprechen. Die durch
die Punkte maximaler Schwingungsenergie in den ein-
Auch Grechowal) stellte fest, daB der |
zelnen Bereichen gezogene, gestrichelte Kurve erfüllt
C=
Bild 19.
Oszillator vonTank und Schiltknecht.
die Bedingung 2°. V = const. Grechowa stellte die
gleichen Untersuchungen auch mit einer einzigen
Röhre an, ohne daß sich Abweichungen von ihrem
Zweiröhrenoszillator ergaben.
Tank und Schiltknecht*) benutzten die im
Bild 19 dargestellte Anordnung, in der sowohl Gitter
und Anode, als auch die Kathode mit je einem ab-
stimmbaren Paralleldrahtsystem verbunden waren.
Sie beobachteten ein periodisches Auftreten von
50
€
wr
«in
+5
No
200
&
95,7
rs”
0
1001 - 100
50
Bild 20.
Schwingungsbereiche nach Tank und Schiltknecht.
Jp = Detektorstrom im Gitterkreis, l = Brückens'ellung im Gitter-
kreis. Röhre Philips DH la. = 0, Eg = 40 Volt, Sättigungs-
strom 10.0 MA. Ja: 1 Skalenteil = 0.00224 mA.
Schwingungsbereichen, deren Frequenz sich linear mit
der Länge des Abstimmsystems änderte, wëhrend der
Frequenzbereich selbst immer derselbe bleibt. Als
Beispiel ihrer Beobachtungen sei das Bild 20 ange-
führt, das neben der Wellenlänge } auch den Anoden-
strom la sowie den Gitterstrom /, als Funktion der
Systemlänge zeigt. Die einzelnen Schwingungs-
bereiche machen sich deutlich durch das plötzliche
Auftreten eines Anodenstromes und ein entsprechen-
des Absinken des Gitterstromes bemerkbar. Ersicht-
lich handelt es sich bei den einzelnen Bereichen umj;
Be gs
RE a
Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren.
eine mehrfache Erregung des Paralleldrahtsystems
bzw. um ÖOberwellen desselben.
Der Kathodenkreis, der mit dem Anodenkreis über
die innere Röhrenkapazität gekoppelt ist, übt lediglich
in Resonanznähe einen energieentziehenden Einfluß
aus, ja, er vermag sogar die Schwingungen völlig
auszulöschen.
Wechsung!“) untersuchte Barkhausen-
K urz-Schwingungen, wobei er zur Speisung der
Elektroden Wechselspannungen benutzte. Eine Aende-
rung der Wellenlänge trat hierdurch nicht ein, es
wurden jedoch die Maxima auf dem Lecher system
um so breiter, je höher die Speisefrequenz war.
W echsung legte zwischen Gitter und Anode einen
kleinen, variablen Kondensator, bei dessen Aenderung
die Wellenlänge um 30% schwankte.
Kohl“) beschreibt die Erzeugung von Wellen bis
herunter zu 30 cm Länge. Die Frequenz seiner
Schwingungen ist durch einen Schwingungskreis be-
stimmt, der entweder aus den Elektrodenzuleitungen
und den Elektroden selbst, oder aus einem im Inneren
der Röhre untergebrachten Drahtbügel mit den Elek-
troden als Kapazität gebildet wird. Erregt wird dieser
Schwingungskreis auf zwei verschiedene Weisen:
Erstens in der „Anodenschaltung“, in welcher die
Anode das positive Potential hat, und zweitens in der
„Gütterschaltung“, bei welcher das hohe positive
Potential am Gitter liegt. Im letzten Fall scheint es
sich um einen den Barkhausen-Kurz-Schwin-
gungen analogen Schwingungsvorgang zu handeln,
wie aus der von Kohl angegebenen Spannungs-
abhängigkeit der Wellenlänge hervorgeht. Die Wir-
kung der Anodenschaltung führt er auf einen durch
die Elektronenbewegung verursachten negativen
Widerstand zurück.
2. Das gleichzeitige Auftreten von
Barkhausen-Kurz- und Gill- und
Morrell-Schwingungen.
Die bisher angeführten Untersuchungen lassen
deutlich erkennen, daß der Schwingungsmechanismus
nach Barkhausen und Kurz noch keineswegs
klargestellt ist; insbesondere, was den Einfluß und
die Rolle des äußeren Schwingungssystems bei der
Schwingungserzeugung angeht, gehen die Beobach-
tungen und Meinungen der verschiedenen Autoren
auseinander.
Der erste, welcher zum Ausdruck brachte, daß ein
an die Röhre angeschlosseness Schwingungssystem
der Vorgang der Elektronenschwingungen nach
Barkhausen-Kurz entscheidend zu beein-
flussen vermag, war Tank!“ ’”). Er gibt an, daß ein
Barkhausen-Kurzscher Sender, an den ein äußerer
Schwingungskreis angeschlossen wird, alle charakte-
ristischen Merkmale eines Koppelsystems mit Selbst-
erregung (,les signes characteristiques dun système
= couplé à autoexcitation“), wie z. B. Spring- und Zieh-
Schwingungen nach Barkhausen-Kurz,
‚ durch gekennzeichnet, daß die Frequenz durch die
erscheinungen aufweist, und daß auch die Frequenz
beeinflußt wird.
Kapzov und Gwosdower!:*®) fanden, daß
da-
Betriebsverhältnisse und KRöhrendimensionen fest-
ist, und solche nach Gill und Morrell,
73
benutzten ebenfalls ein veränderliches Paralleldraht-
system in Verbindung mit der Schwingröhre und
variiert für verschiedene Abstimmungen das Gitter-
potential; dabei ergaben sich Frequenzkurven, wie
sie das Bild 21 wiedergibt. Die Kurven lassen deut-
lich zwei verschiedene Formen von Schwingungen
erkennen und zwar bei niedrigen Gitterspannungen
Acm '
w
“oo 60 20. 100122. 10 100. 199 200 EIN
Röhr, a"
e 42. Ea"0
Je L Je
in: 30mA $ 73cm zomA MA berechnet
O27» 20» Ô Wun 20v»
© 9» 20n» S jn 20»
Bild 21.
Barkhausen-Kurz- und Gill- und Morrell-
Schwingung nach Kapzov und Gwosdower.
solche, deren Welle von der Spannung nahezu un-
abhängig ist, dafür aber durch das Schwingungs-
system geändert wird, also Schwingungen nach Gill
und Morrell, und im Bereich höherer Git!er-
spannungen solche, deren Frequenz allein durch die
Röhrenspannungen gegeben ist, ohne daß das äußere
System einen nennenswerten E.nfluß ausübt. Diese
Schwingungen sind also reine Elektronenschwin-
gungen nach Barkhausen-Kurz, was auch
durch die qualitative Uebereinstimmung ihres Kurven-
verlaufs mit der nach Scheibe (mit S bezeichneten)
und nach Kapzov und Gwosdower errechneten
Kurve (R) erwiesen wird.
Die gleichen Erscheinungen beobachtete Holl-
mann’). Er variierte die Abstimmung des äuß:ren
Schwingungssystems und hielt jeweils die Betriebs-
bedingungen konstant. Dabei ergaben sich Kurven-
scharen, von denen eine charakteristische in Bild 22
dargestellt ist. Hier heben sich die beiden Bereiche
der Barkhausen-Kurz- und der Gill- und
Morrell-Schwingungen noch deutlicher vonein-
ander ab. So zeigen die Frequenzkurven in den Be-
reichen „4“, den Barkhausen-K urz - Bereichen.
einen nahezu linearen und horizontalen Verlauf, ver-
lagern sich aber mit den Spannungen. In den „B"-
Bereichen folgt die Frequenz exakt der Eigenwelle
des Abstimmungssystems, ohne daß innerhalb der
Meßgenauigkeit ein Einfluß der Spannungen zu er-
kennen ist. Das mehrfache Auftreten der ver-
schiedenen Bereiche ist einer Erregung des Parallel-
‚gelegt
drahtsystems in Oberwellen zuzuschreiben, wie es
' deren Frequenz nur das äußere System bestimmt, in
bereits Tank und Schiltknecht!°*) beobachtet
‚ein und derselben Anordnung auftreten können. Sie
‚hat. Für Lo
74
haben. Die von diesen beiden Autoren angegebenen
Wellenkurven (vgl. Bild 20) dürften daher mit den
von Hollmann gefundenen „B“-Bereichen identisch
sein, während vermutlich in den „A“-Bereichen die
Schwingungsenergie zu gering war, als daß Tank
und Schiltknecht sie nachweisen konnten. Be-
sondere Beachtung verdient der Umstand, daß
Hollmann nur bei der jeweiligen höheren Ab-
stimmung ein plötzliches Auftreten der Gill- und
Morrel-Schwingungen feststellt, wobei, wie Mes-
sungen auf dem Lechersystem beweisen, in einem
geringen Bereich beide Schwingungen nebeneinander
bestehen können. lm Gegensatz dazu findet nach
tieferen Abstimmungen zu der Frequenzübergang
stetig statt, so daß sich alle Frequenzen zwischen
den „reinen“ Barkhausen-Kurz-Schwingungen
und den „reinen“ Gill- und Morrell-Schwin-
gungen herstellen lassen. Wurde die Dämpfung. des
Abstimmsystems vergrößert, so verringerten sich die
Bereiche der Gill- und Morrell- Schwingungen,
bis sie bei genügend starker Dämpfung vollständig
verschwanden.
60
Bild 22.
Barkhausen-Kurz- und Gill- und Morrell-
Schwingungen nach Hollmann.
Hollmann erklärt die Gill- und Morrell-
Schwingungen durch die Rückwirkung der an den
Elektroden auftretenden Wechselspannungen auf den
Bewegungsmechanismus - der Elektronen. Indem er
der Gittergleichspannung £, eine Wechselspannung
E, sinwt überlagert, erhält er unter denselben ver-
einfachenden Voraussetzungen, wie sie Bark-
hausen-Kurz getroffen haben, folgende Formel
für die Wellenlänge:
==
1000 y Eg— Eo da
„n 4E
Eg— ©
9.
er Agi
worin da den Anodendurchmesser bezeichnet, wäh-
rend das Gitter den halben Durchmesser der Anode
= 0 geht die Formel in die von Bark-
hausen und Kurz angegebene über (vgl. II 1a).
Ferner ergibt sie, daß A mit zunehmendem £o kleiner
wird, wie aus Bild 23 hervorgeht, in der für ein kon-
stantes Æg von 500 Volt und einen Anodendurch-
messer von 2 cm die für verschiedene Wechsel-
H. E. Hollmann: Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit‘Elektronenröhren.
spannungsamplituden errechneten Wellenlängen in
Kurvenform aufgetragen sind. Der plötzliche, bei
einer bestimmten Abstimmung einsetzende Uebergang
der Barkhausen-Kurz- in die Gill- und
Morrell-Frequenz wird nach Hollmann durch
einen Aufschaukelprozeß bewirkt, der sich jedoch, im
E9500 Voit
Bild 23.
Abnahme der Wellenlänge mit zunehmender Wechsel-
spannung an den Elektroden nach Hollmann.
Gegensatz zu dem bekannten Aufschaukeln der
Energie bei der Rückkopplung, auch auf die Frequenz
erstreckt. Auch das allmähliche Abbiegen der Fre-
quenzkurven von der in Bild 22 gestrichelt ein-
gezeichneten Eichgeraden des Abstimmsystems findet
unter Zugrundelegen dieses Aufschaukelvorgangs
eine zwanglose Erklärung.
Literaturverzeichnis zu Abschnitt Il, 1 und 2.
19) C.R.Englund: Proc. Inst. Radio Eng. 15. S. 914. 1927.
>) R. Whiddington: Radio-Rev. 1. S. 53. 1919 und
Juni 1920.
21) H. Barkhausen u. K. Kurz: Phys. ZS. 21. S. 1. 1920.
2) R.Ettenreich: Verhdl. d. D. Phys. Ges. 1. S. 49. 1920.
3) S.J.Zilitinkewitsch: Arch. f. El. 15. S. 470. 1926.
>41) A. Scheibe: Ann. d. Phys. 73. S. 54. 1925.
2) L. Bergmann: Ann. d. Phys. 67. S. 13. 1922,
%) Cl. Schaefer und J. Merzkirch: ZS. f. Phys. 13.
S. 173. 1923.
7) Ci. Schaefer und K. Wilmsen: ZS. f. Phys. 24.
S. 345. 1924.
38) O. Schriever: Ann. d. Phys. 63. S. 645. 1920.
23) W. 1. Romanoff: Phys. ZS. 28. S. 777. 1927.
3) R. Bock: ZS. f. Phys. 31. S. 534. 1925.
3) W. Heim: Jahrb. d. drahtl. Tel. 30. S. 160. 1927.
32) L, L. Nettleton: Proc. Nat. Acad. Amer. 8. S. 353.
1922. Referat: Jahrb. d. drahtl. Tel. 21. S. 359. 1923.
3) M. E. Pierret: Compt. rend. 1925. 184.
3) M. T. Grechowa: ZS. f. Phys. 35. S. 50 u. 59. 1926.
35) N. Kapzov: ZS. f. Phys. 35. S. 129. 1925.
3) B v. d. Pol: Physica 5. S. 1. 1925.
3) F. Tank: Arch. de Genève 6. S. 420. 1924.
3) B. v, d. Pol: Jahrb. d. drahıl. Tel. 25. S. 121. 1925.
3) B. Gill: Phil. Mag. 49. S. 993. 1925.
4) N. Kapzov und S. Gwosdower: ZS. f. Phys. 45.
S. 114. 1927.
a) W, Wechsung: Jahrb. d. drahtl. Tel. 32. S. 58. 1928.
2) E. W. B Gill und J. H. Morell: Phil. Mag, 44.
S. 161. 1922, Referat: Jahrb. d. drahtl. Tel. 1923. 3 33.
8) E. W. B. Gill und J. H. Morell: Phil. Mag. 49,
5.369. 1925. Referat: Jahrb. d drahtl.Tel. 27. S. 54. 1926.
4) J. Sahanek: Phys. ZS. 26. S. 368. 1925.
5), M. T. Grechowa: ZS. f. Phys. 388. S. 628. 1926.
46) F, Tank u. E. Schiltknecht: Helv. Phys. Acta 1.
S. 100. 1928.
7) K. Kohl: Ann. d. Phys. 85. S. 1. 1928.
8) H. E. Hollmann: Ann. d. Phys. 86. S. 129. 1928. '
(Schluß folgt.)
|
|
|
;
|
|
|
dT Ma As Á= a ada" Dan
j
F =n
/
Be ai
. klemmen angebracht.
Mitteilungen aus der Praxis. Zwischenstecker für indirekt beheizte Wechselstromröhren.
15
Mitteilungen aus der Praxis.
Kraft-Verstärkerröhre RE 604.
Von Telefunken, Berlin.
Für die Endstufe von Kraftverstärkern größerer
Leistung, wie sie z. B. für Saallautsprecher und vor
allem für elektrisch verstärkte Schallplatten-Wieder-
gabe benötigt werden, fanden bisher meist kleine
Senderöhren, z. B. die Telefunken-Röhre RV 218,
Verwendung. Diese Röhre liefert zwar eine maximale
Endleistung von 3,5 Watt, beansprucht jedoch auch eine
erhebliche Heizleistung (7,5 V-1,1 A = 8,25 W) und ist
erheblich teurer!) als die gewöhnlichen Endverstärker-
röhren. _
Für viele Verwendungszwecke der Praxis und der
wissenschaftlichen Laboratorien wird es daher will-
kommen sein, daß Telefunken eine neue Kraft-
verstärkerröhre mit Europasockel unter der Bezeich-
nung RE 604 herstellt?), deren Kennlinien Bild 1 zeigt
und die folgende Eigenschaften aufweist:
Heizstromverbrauch . 0,65 A
Heizspannung . 3,8—4 V
Anodenspannung . max 200 V
Emission . 200 mA
l a) Preis 50 RM.
2) Preis 25 RM.
Steilheit . . . 2 . . . . 3,5 mA/V
Durchgriff . . 2 2 2 020%
Innerer Widerstand . .
Die Röhre erfordert somit noch nicht 1/3 der Heiz-
leistung der RV 218 und liefert bis zu 2,5 Watt unver.
zerrte Ausgangsenergie.
| Zwischenstecker
für indirekt beheizte Wechselstromröhren.
Von Telefunken, Berlin.
Die indirekt beheizten Wechselstrom-Röhren sind
jetzt so zuverlässig und störungsfrei, daß vielfach der
Wunsch besteht, vorhandene Empfänger und Ver-
stärker für den Betrieb aus dem Lichtnetz mit indirekt
beheizten Röhren umzustellen. Dazu war bisher meisi
ein erheblicher Umbau notwendig. Abgesehen davon,
daß die Heizleitungen innerhalb der normalen Emp-
fänger für die stärkeren Ströme der Netzheizröhre zu
schwach sind, muß auch die Kathodenleitung (5. An-
schluß der Röhre) getrennt von den Heizleitungen ge-
zogen werden. Diese Schwierigkeiten beseitigt der
von Telefunken herausgegebene Zwischenstecker
(Type „BW“)'!), der es gestattet, ohne irgendeinen
Eingriff in die Schaltung des Gerätes indirekt be-
heizte Wechselströme in einem normalen Empfänger
zu verwenden.
Bild 1 zeigt eine Ansicht, Bild 2 das Schaltschema
dieses Zwischensteckers. Er besitzt unten die 4 Steck-
stifte, die in den Europa-Röhrensockel passen, und
oben die 5 Steckbuchsen zum Aufnehmen der Netz-
heizröhre. Außerdem sind noch seitlich zwei Schraub-
Wie das Schema von Bild 2
zeigt, werden durch Einsetzen des Steckers die bis-
herigen beiden. Heiz-Leitungen innerhalb des Emp-
* fängers kurzgeschlossen.
1) Preis 1,60 RM.
Zu dieser Verbin-
dung führt der Mittelstecker-der Wecliselstromröhıre,
also die Leitung zu der emittierenden Schicht. Da
innerhalb eines jeden Empfängers der negative Pol
der Anodenleitung mit der einen Heizleitung ver-
bunden ist, erhält somit die emittierende Schicht An-
schluß an den Minus-Pol der Anodenbatterie.
Die fleizanschlüsse der Wechselstromröhre führen
zu den beiden Seitenklemmen. Diese Seitenklemmen
werden, wie Bild 3 zeigt, unter Parallelschaltung der
einzelnen Röhren durch zwei neue Heizleitungen an
76
den Netztransiorınator angeschlossen; ferner sind die
(jetzt kurzgeschlossenen) beiden alten Heizleitungen c
(also die sonst zum Heizakkumulator geführten
Apparateanschlüsse) gemeinsam mit einem Transfor-
natorpol zu verbinden. Dabei werden die Leitungen
längs der Zwischenstecker blanke oder mit Rüsch-
rohr isolierte Kupferdrähte von 1,5 mm Durchmesser
benutzt, als Zuleitung zum Netztransformator da-
gegen gummiisolierte, verdrillte Starkstromlitze. Man
Bild 3.
achte darauf, daß nirgends eine Berührung von
blanken Stellen der Heizleitung mit Empfängerteilen
eintreten kann. Die Heizwiderstände werden voll-
kommen aufgedreht.
Für viele Fälle — insbesondere bei Benutzung
einer normaler Röhre für die Endstufe — ist es
zweckmäßiger, wie Bild 4 zeigt, parallel zu den Aus-
gangsklemmen des Netztransiormators b ein Poten-
tiometer zu legen und die Leitungen c anstatt an eine
REN 1104
ZEN 1004 REN 1004
Referate.
— eu
Transformatorklemme an den Schleifer des Poten-
tiometers zu legen. Man stellt dann die günstigste
Potentiometerstellung einmalig fest.
Mat der Netztransformator einen Mittelabgriff, so
werden die vereinigten Leitungen c an diesen Mittel-
anschluß gelegt.
Das Bild 5 zeigt im Schaltschema einen so ge-
änderten Empfänger. Da man bekanntlich für die
letzte Lautsprecher-Röhre bei Netzheizung auch eine
normale Röhre (z. B. RE 134 oder die neue RE 124)
benutzen kann, so ist es günstig, daß auch hierfür
— wie Bild 5 zeigt — der Zwischenstecker ohne
weiteres brauchbar ist. Die 5. Steckbuchse bleibt
dann unbenutzt.
Es werden auch auf Wunsch gleich nach Art der
B.W.-Stecker gesockelte Röhren — also mit 2 Seiten-
klemmen für die Heizleitungen geliefert. Sie
tragen hinter ihrer normalen Typenbezeichnung den
Zusatz „w“. |
RE 134
RE 124
. Referate.
G. Marconi. Drahtlose Telegraphie.
(Radio Communication. (Proc. Inst. Radio
Eng. 16, S. 40—69, 1928. Vortrag vor dem Am. Inst.
El. Eng. und dem Inst. of Radio Eng. am 17. Okt. 1927.
Der Vortrag behandelt im wesentlichen die Tele-
graphie mit kurzen Wellen. In einem einleitenden Teil
wird Geschichtliches über die Entwicklung der Kurz-
wellen-Telegraphie in- und außerhalb der Marconi-
Gesellschaft mitgeteilt.
Eine wichtige Stufe in dieser Entwicklung und ein
schlagender Beweis für die praktische Brauchbarkeit
dieser Entwicklungsrichtung war die Verbindung des
britischen Mutterlandes mit den Dominien Kanada,
Südafrika, Indien und Australien durch Reflektor-
stationen. Das englische Postministerium hatte
folgende Bedingungen gestellt: 1. Im Sender sollten
20 kW an die Anoden der Röhren in den Röhren-
generatoren geliefert werden, 2. die gerichteten An-
tennen sollten die Wellen so konzentrieren, daß die
Energie, die außerhalb eines Winkels von 15° zu
beiden Seiten der Reflektorachse . ausgestrahlt wird,
5% der in der Richtung der Achse ausgestrahlten
Energie nicht übersteigt. Entsprechendes sollte auch
von dem Reflektor - System des Empfängers gelten.
wo mm M -a a oe
3. Beim Verkehr mit Kanada sollten gleichzeitig ge-
sandt und empfangen werden pro Minute 100 Worte
zu 5 Buchstaben und zwar im Mittel während täglich
18 Stunden. Von dem Verkehr nach Südafrika bzw.
Indien bzw. Australien wurde dasselbe verlangt, aber
nur während 11 bzw. 12 bzw. 7 Stunden täglich. Bei
den Abnahmeversuchen hat sich gezeigt, daß im Ver-
kehr mit Australien, Südafrika und Indien ein Schnell-
betrieb während mehr als 20 Stunden täglicn möglich
ist und daß das Strahlenbündel viel enger ist, als es
in der oben genannten Bestimmung festgelegt war.
A B
Ungerichtele Antenne fefleAutor von
sm Sender vnd 70 wellenlöngen
Empfänger Offnung im Sender
Maı.Lavisiösrke=1| | u Empfänger
95
Max, Lauksiarke =
do
/
8
Bild 1.
Bei allen diesen Stationen besteht die Richtanteune
aus einer Reihe von Antennendrähten in einer Ver-
tikalebene und einer ebensolchen Reihe von Reflektor-
drähten. Der Australien-Sender besitzt bekanntlich 2
Antennensysteme, je eines auf jeder Seite des Reflek-
torsystems, so daß die Wellen je nach Wunsch in der
einen oder anderen Richtung auf dem Großkreis nach
Australien gesandt werden können. Dem lag die
Beobachtung zugrunde, daß während des Morgens in
England die Wellen vorzugsweise in westlicher Rich-
tung über den Atlantischen Ozean längs des Groß-
kreises auf die in dieser Richtungg 14000 Meilen -
vroßen Entfernung sich ausbreiteten, während sie
nachmittags und während eines Teils der Nacht vor-
zugsweise den östlichen Weg von 10000 Meilen über
Furopa und Asien nehmen.
Die Wellenlängen sind für Kanada 16,574 und
32,397 m, für Australien 25 906 m, für Südafrika 16,146
und 34,013 m, für Indien 16,216 und 34,168 m.
Was durch die gerichtete Aussendung und den gc-
` richteten Empfang der Wellen gewonnen wird, hat
= Marconi durch die Bilder 1 und 2 illustriert.
© Empfänger ist ihre bemerkenswerte Unempfindlichkeit -
p
- Störungen kein
f
Ein besonderer Vorteil der gerichteten Kurzwellen-
gegen atmosphärische Störungen. Marconi ist der
< Ansicht, daß bei solchen Stationen die atmosphärischen
ernstes Hindernis für Schnell-
telegraphie mehr bilden.
Die Wirkung der Schwunderscheinungen wird
r durch den Gebrauch der Reflektoren stark verringert,
“ hauptsächlich deshalb, weil die Zeichen im Mittel er-
Referate.
77
heblich stärker sind und infolge davon auch bei
schlimmen Schwunderscheinungen noch lesbar
bleiben.
Bei weitem am stärksten sind die Schwunderschei-
nungen beim Verkehr zwischen Kanada und England.
Es kommt öfters vor, daß zu Zeiten, in denen der
kanadische Verkehr wegen Schwunderscheinungen
ausfällt. die anderen Verbindungen mit Australien,
Indien und Südafrika mit unverminderter Intensität
weitergehen. Beobachtet wurde, daß schlimme
Schwunderscheinungen im allgemeinen zusammen-
jallen mit dem Auftreten von großen Sonnenflecken
und starkem Nordlicht. Während solcher Zeiten ging
öfter der Verkehr mit einer kürzeren Welle als der
normalen besser, z. B. besser mit der Wellenlänge
von 16 m, als mit der normalen von 26 m.
Allgemein bekannt ist, daß sehr kurze Wellen
von 16 m und darunter auf große Entfernungen bei
Tageslicht und im Sommer besser empfangen werden.
als während des Winters oder bei Nacht.
Bezüglich der toten Zone ist bekannt, daß Wellen-
längen von ca. 15 m mit größerer Stärke und Regel-
mäßigkeit auf eine Entfernung von 5000 Meilen auf-
genommen werden können, als auf eine Entfernung
von wenigen 100 Meilen. Dagegen fand Marconi
bei den Versuchen mit seiner Yacht niemals Zonen.
in denen die Zeichen vollkommen verschwanden, wohl
aber solche, in denen die Zeichen schwach und un-
regelmäßig, ähnlich wie während Schwunderscheinun-
gen waren. Es schien, daß in diesem Falle aucl
immer eine Richtungsbestimmung durch die Peilgeräte
unmöglich war.
Ungerichtlete Antenne „
RESTE NER Reflektor von 2 Wellenlängen Dfnung
en ae = 2 Weljenlängenöffnung
Ele A
E ner ie
Für gleiche Feld- für gleichsiarke lej-
Stärken in chen beim Gebrauch
Punkt Ohnlicher Antennen
| in Sender u EMP ang r
TRIER 10880 210000
Bild 2.
Als Vorteile der kurzen Wellen vor den Jangen
führt Marconi zusammenfassend folgendes. an:
1. Nach den Gesichtspunkten bei der Internatio-
nalen Radiotelegraphischen Konferenz in Washington
können in dem Band von 5000—30 000 m Wellenlänge
90 Stationen untergebracht werden, in dem Kurz-
wellen-Band zwischen 5 und 100 m 3700.
2. Tatsächlich können diese Zahlen für die Kurz-
wellen-Sender noch erhöht werden, da bei ihnen dic
Möglichkeit der gerichteten Aussendung und des ge-
78 Referate.
= meae a En mm LI I nn a
richteten Empfanges vorliegt und die gegenseitige
Störung deshalb viel geringer als bei Stationen ohne
Richtwirkung ist.
3. Viel größere Telegraphiergeschwindigkeit bei
kurzen Wellen.
4. Bei Kabeln sind die Kosten proportional der Ent-
fernung, bei Kurzwellen-Stationen trifft dies durchaus
nicht zu. Die Anlagekosten für die Kurzwellen-Station
England und Australien auf eine Entfernung von
10000 Meilen waren kleiner, als für die Station Eng-
land-Kanada für eine Entfernung von 2500 Meilen.
Marconi betont mit größtem Nachdruck den
außerordentlichen Vorteil, der seiner Meinung nach in
dem gerichteten Senden und Empfangen und der da- `
durch bedingten ungeheuren Energie-Ersparnis liegt.
Nach seiner Ansicht lassen sich die verhältnismäßig
großen Energien, die man zur Betätigung der
Schreiber für Schnelltelegraphie braucht, kaum auf
irgendwelche andere Weise durch die atmosphäri-
schen Störungen und die Schwunderscheinungen hin-
durch aufrecht erhalten. Es gibt Bedingungen, unter
denen die Verwendung von Reflektoren geringere
Vorteile bietet. Diese Bedingungen scheinen regel-
mäßig in der toten Zone und außerdem auf alle Ent-
fernungen zu Zeiten von Schwunderscheinungen vor-
zuliegen. Beobachtet man also auf eine Entfernung
die in der toten Zone der betreffenden Wellenlänge
liegt, so kann man den Eindruck erhalten, als ob die
Reflektoren sehr wenig nützten, ein Schluß, der viel-
fach gezogen wurde. Auch die Tatsache, daß ınan un-
ter Umständen außerhalb des ‚Strahls“ empfangen
kann, spricht nicht gegen die Wichtigkeit der gerichte-
ten Aussendung. Solche Beobachtungen mögen ihren
Grund in extremer Empfindlichkeit des Empfängers
oder auch in besonderen atmosphärischen Bedingungen
haben. Man wird diese Streustrahlung um so mehr
reduzieren können, je größer man die Dimension der
Reflektoren und die Zahl ihrer Drähte macht.
J. Zenneck.
E. ©. Hulburt. Tonisationin der oberen
Erdatmosphäre. (lonisation in the upper atmo-
sphere of the earth.) (Phys. Rev. 31, 1018-1037, 1928.)
Der Verfasser stellt zuerst die Erfahrungen zu-
sammen, die man bisher mit der Ausbreitung der
Wellen in der drahtlosen Telegraphie gemacht hat.
Bezüglich der toten Zone ergeben sich aus den
bisherigen Beobachtungen für die nördliche gemäßigte
Zone an Sommermittagen die Werte:
Wellentänge: 16 21 32 40m
Tote Zone an Sommermittagen: 1000 600 300 200 Meilen
Tote Zone an Wintermittagen: 1350 730 400 200 Meilen
Die Aenderung der toten Zone mit der Tageszeit
ist dem nebenstehenden Bild dargestellt und zwar gilt
Kurve 1 für Sommer, Kurve 2 für Winter. Die Ordi-
naten sind relative Werte. Der Verlauf der Kurven ist
ungefähr derselbe für alle Wellenlängen unter 40 m.
Die Grenzwellenlänge, mit der man eben noch einen
zuverlässigen Verkehr auf große Entfernungen her-.
stellen kann, ist 10,5 m für Sommer-Mittag, 17 m für
Sommer-Mitternacht, 14 m für Winter-Mittag und
23 m für Winter-Mitternacht, wobei diese Werte
natürlich nur als Mittelwerte zu betrachten sind.
Die bisherigen Berechnungen der äquivalen-
ten Höhe ı der „reflektierenden“
Schicht ergeben folgendes:
Breit und Tuve, Sommer- und Herbstnach:
(Washington D. C.). 1=70 m, k = 90—220 km.
Appleton und Barnet, Juninacht in England.
1=400 m, h = 100—130 km.
Appleton, Winternacht in England, A = 400 m.
h = 300—400 km.
Heising, Winternacht in New-York, } = 57 uu
111 m, k = 250—630 km.
Hollingworth, Sommertag in England, } =
6000 und 14 000 m, k =75 km.
a Wintertag!) in England, i= |
6000 und 14000 m, k = 90 km.
Taylor und Hulburt, Tagesmittel über das
ganze Jahr, à = 40 m, e = 120—240 km.
Der Hauptzweck der Abhandlung ist der, folgende ,
Eigenschaften der oberen Atmosphäre bzw. Vorgänge |
in derselben einer kritischen Untersuchung zu unter- |
ziehen:
72 ee 9 2 2J
Mittag Abend Mitternacht
6 3
Morgen
1. Die Druckverteilung, 2. das Verschwinden der
freien Elektronen, und zwar durclı Diffusion, ins-
besondere in dem magnetischen Feld der Erde, Re-
kombination der Elektronen und lonen, Vereinigung
der Elektronen mit neutralen Molekülen, 3. Ionisatioı
durch das ultraviolette Licht der Sonne. Hulburt
kommt zu dem Schluß, daß an Sommertagen, unab-
hängig von der Intensität der Sonnenstrahlung, ein
Maximum der Elektronenkonzentration in einer Höhe
von 190 km liegen müsse.
Allgemein ist sein Resultat, daß die bisher bekann- ;
ten Tatsachen der drahtlosen Telegraphie erklärbar |
sind, wenn man in der Höhe von 100 km 10* Elek-
tronen/cm? (oder 10° Ionen/cm?), in der Höhe von
150 km 5.10! Elektronen/cm? (bzw. 10°—10%° Ionen}.
cm®), in der Höhe von 190 km 3.10° Elektronen/cn’)
annimmt. Für die Erzeugung dieser Elektroneı-| |
konzentration ist aber das ultraviolette Licht der;
Sonne durchaus hinreichend. Man hat also nich!
nötig, andere Ursachen anzunehmen. l
J. Zenneck. |;
E. O. Hulburt. Der Ursprung des Nord-|:
lichtes. (On the origin of the Aurora borealis.! ;
Phys. Rev. 31, 1038—1039, 1928.
1) Bei Nacht 10—20 km höher.
77 =s
Referate.
Nacl der üblichen Auffassung ist das Nordlicht
- hervorgerufen durch Träger (a- und 8-Strahlen), die
` von der Sonne emittiert und durch das magnetische
. Feld auf die Polarregionen konzentriert werden. Auf
“ Grund seiner vorstehenden Untersuchung kommt der
. Verfasser zu der Vorstellung,
"violette Strahlung der Sonne
daß die ultra-
in den oberen
Schichten der Atmosphäre, und zwar ganz ungefähr
© in der Höhe von 200 km Elektronen und Ionen bildet,
= das Nordlicht liefern.
die längs der magnetischen Kraftlinien die Erde dif-
fundieren, sich wiedervereinigen und die Energie für
J. Zenneck.
J. Hollingworth. Die Polarisation
' Wellen in der drahtlosen Telegraphie.
- (The polarisation of radio waves.) Proc. Roy. Soc.
- A 119, 444—464, 1928.
Die Messungen wurden in England (Slough) mit
dem Langwellensender der Station St. Assise bei
- Paris (A = 14350 m) gemacht.
- Men Me
1. Der Aufnahmeapparat bestand aus zwei
vertikalen Rahmenantennen von 1,6 X 1,6 m? mit je
54 Windungen. Die Ebenen dieser beiden Rahmen
sind senkrecht zueinander und können zusammen um
. eine vertikale Achse gedreht werden. Jeder der beiden
Rahmen ist verbunden mit einer der beiden zuein-
ander senkrechten Spulen eines Radiogoniometers, die
‚ beiden Stromkreise sind auf die Empfangswelle ab-
gestimmt. Die bewegliche Spule des Radiogonio-
meters befindet sich ebenfalls in einem abgestimmten
. Stromkreis, an dessen Kondensator Gitter und Ka-
thode der ersten Verstärkerröhre eines Mehrfach-
Verstärkers liegt. Der Anodenkreis der letzten Ver-
- stärkerröhre wirkt auf den Kristalldetektor mit einem
‚ die Größe der EMK, die
= antennen induziert werden, zu messen.
Saitengalvanometer mit Mikroskop-Ablesung.
Bild 1.
Wenn die Anordnung geeicht ist, so gestattet sic
in den beiden Rahmen-
Man kanı
, damit auch den Phasenwinkel zwischen diesen beiden
, EMK bestimmen auf Grund der folgenden Ueberlegung.
* Sind die EMK in den beiden Rahmen gleichphasig, so
` sind es, wenn ihre beiden Stromkreise auf die Emp-
fangswelle abgestimmt sind, auch die Ströme in den-
“ selben und in den eingeschalteten Radiogoniometer-
Spulen. Das resultierende Feld zwischen denselben
ist dann ein reines Wechselfeld; bei Drehung der be-
“ weglichen Spule erhält man für eine bestimmte Stel-
lung ein scharfes Minimum. Wenn dagegen eine
Phasenverschiebung zwischen den beiden EMK be-
der `
79
stelt, so bekommt bei Abstimmung der beiden Strom-
kreise das Feld zwischen den Radiogoniometer-Spulen
eine Drehfeldkomponente. Infolge davon liefert die
Drehung der beweglichen Spule bei keiner Stellung
cin scharfes Minimum. Verstimmt man jetzt aber
einen der beiden Kreise, so erhält der Strom in dem-
selben eine Phasenverschiebung gegen die EMK. Man
j Spule A
‚» Spule B
FR
-S 7500- 5
~ ’
W g 0-0
2 PR ; l
S 100d- o
x 7 À De
N yg
a ot g o:
50d-
olası
2000 2700 220
Zeit (Greenwich)
Bild 2.
kann also durch richtige Wahl der Verstimmung die
zwischen den beiden EMK bestehende Phasen-
verschiebung kompensieren, die Ströme gleichphasig
machen und wieder ein scharfes Minimum herstellen.
Aus den Konstanten des Stromkreises und der Größe
der nötigen Verstimmung läßt sich die Phasen-
verschiebung zwischen den beiden EMK leicht ab-
leiten.
2. Meßmethode. Die beiden zueinander senk-
rechten Rahmen werden so aufgestellt, daß ihre
Ebenen mit der Richtung Sender-Empfänger einen
Winkei von 45° bilden. Es wird angenommen, daß die
Richtung, unter der die Luftwelle den Erdboden trifft,
mit dieser den Winkel ö bildet, ferner, daß sie am
Erdboden ohne Phasenänderung und Verringerung der
Aınplitude reflektiert wird und daß sie geradlinig —
also nicht elliptisch — polarisiert sei‘), endlich, und
daß die Ebene ihres magnetischen Feldes gegen die
normale, d. h. horiontale Ebene um den Winkel 3 ge-
neigt ist. Wenn dann H, die Feldstärke der Boden-
welle und k eine Apparatkonstante ist, so bestehen
für die beiden EMK E, und E, die in den beiden
Rahmen durch die Luft- und Bodenwelle induziert
werden, die folgenden Vektor-Gleichungen
y2-EK=H+2H’cosy-+2 Il’ sina sind (1)
V2 -E K = Ho 4- 2H’ cosy — 2 H’ sin sin (2)
1) Diese Annahmen werden durch spätere Versuche bestätigt.
80 l nn Ei Referate.
a EE E
Mißt man E, und E. und hat man mit dem oben
angegebenen Verfahren die Phasenverschiebung
zwischen Æ, und E. bestimmt, so läßt sich das Drei-
eck OBA (Bild 1) konstruieren, in dem die Vektoren
0 A= v2- 5K, 0 B—=y? -Eo K
und der X BOA = der Phasenverschiebung zwischen
E, und E. ist. Ist C die Mitte zwischen A und B, so ist
0C=H,+2H cosy CA=CB=2FHR' siny sin W.
Der Vektor AB hat als Differenz der Vektoren OB und
OA die Phase von H’ (vgl. die Gleichungen 1 und 2).
Schlägt man also mit dem Radius H, einen Kreis um.
0, der AB in den Punkten D und E schneidet, so ist
Drehung der
Ylarisahonsebene
SL
S
vf wele
o
ofh
Ta
S
Phasenverschieb
zwischen Boden ul
IN
Ry
— am =
-o e | D a
-æ —— a | =e
Reflexions -
Coefficient
2200
S
2130
Z A / Greennich 1)
Bild 3.
entweder CD oder CE =2 H’.cosn (ob CD oder CE,
muß durch eine besondere Ueberlegung ermittelt
werden). Man erhält aus dem Dreieck also alle ge-
suchten Größen.
3. Ergebnisse. Als Beispiel ist in Bild 2 ein
Satz von tatsächlichen Beobachtungen dargestellt —
der Sonnenuntergang fiel im Mittelpunkt zwischen
Sender und Empfänger auf 21,05 — und Bild 3 enthält
die daraus berechneten Größen, Drehung der Polari-
sationsebene gegenüber der normalen Lage (n),
Phasenverschiebung zwisc"en der Luft- und Boden-
welle und endlich das, was der Verfasser den Re-
flexionskoeffizienten nennt. Er versteht darunter das
Verhältnis der tatsächlichen Feldstärke der Luftwelle
zu derjenigen Feldstärke, die die Luftwelle haben
müßte, wenn die Reflexion in der Atmosphäre voll-
kommen und wenn die Luft ein vollkommenes Dielek-
trikum wäre. l |
Bei Sonnenaufgang ist der Uebergang zwischen
den Tag- und Nachtwerten plötzlicher, so daß der
2030
i
Zeitpunkt der Aenderung festgelegt werden kann. Eı
fällt immer zusammen mit der Zeit, in der sich die
Sonne etwa 7° unter dem Horizont im Mittelpunkt
zwischen Sender und Empfänger befindet. Die Sonnen-
strahlen durchsetzen in diesem Moment die Atmo-
sphäre über diesem Punkt in einer Höhe von 47 km.
Dies würde also die untere Grenze für die von den
Sonnenstrahlen ionisierte Schicht sein. Es ist aber
anzunehmen, daß die Höhe, in der die lonisation ein
Maximum hat, höher liegt, da die Sonnenstrahlen, die
in der Mitte zwischen Sender und Empfänger einer
Höhe von 47 km entsprechen, einen so langen Weg
in der Atmosphäre zurückgelegt haben, daß sie noch
kaum viel ionisieren können.
Der Verfasser stellt ausführliche Messungen nach
dieser Methode in Aussicht. Gleichzeitig sind Be-
obachtungen auf Entfernungen unter 400 km im Gange.
J. Zenneck.
K. Pohlhausen. Die Feldkräfte auf die
Glühdrähte vonElektronenröhren. Wis.
Veröff. a. d. Siemenskonzern, 7, S. 109—119, 1928
(Heft 1).
Beim Bau von Hochvakuum-Ventilröhren, die zum
Gleichrichten sehr hoher Wechselspannungen (100 kV
und darüber) benutzt werden, ist man zur Erzielung
größerer Leistung gezwungen, Kathoden-Mehrdraht-
systeme zu verwenden, bei denen im Gegensatz zu
einem von der Anode koaxial umgebenen Kathoden-.
draht durch den Potentialunterschied zwischen Ka-
thode und Anode erheblich Kräfte auftreten, die zu
unzulässigen Ausbiegungen und zur Zerstörung der
Glühdrähte führen können.
Der Verfasser berechnet daher die elektrischen
Kräfte für die praktisch wichtige Anordnung mit zylin-
drischer Anode, bei der die Glühdrähte auf der
Mantelfläche eines mit der Anode koaxialen Zylinders
in gleichen Abständen verteilt sind. Gleichzeitig
werden Ort und Größe des Kraftminimums innerhalb
des Anodenzylinders bestimmt, da man an diese Stelle
bei der Röhrenkonstruktion die Glühdrähte anordnen
muß.
Es ergibt sich, daß die Kraft auf einen Glühdralt
bei Vorhandensein von 5 Glühdrähten ein Maximum
hat und mit zunehmender Drahtzahl gegen Null geht.
Bei Vorhandensein einer zentralen, auf dem Kathoden-
potential befindlichen Metallstütze tritt eine beträcht-
liche Vergrößerung der Kraft für Anordnungen mit
weniger als 5 Glühdrähten ein, während der Einflub
der Stütze bei mehr als 10 Drähten praktisch zu ver-
nachlässigen ist. An einem Zahlenbeispiel, berechnet
für ein praktisch ausgeführtes Rohr für 100 kV mit;
10 Glühdrähten, wird die Kraft zu ca. 2 g pro Zenti-
meter Drahtlänge berechnet, die sich bei Vorhanden-
sein einer Zentralstütze um 7% erhöht.
(Anm. d. Ref.: Aus dem bekannten Zusammenhang
zwischen der nach den Formeln d. Verf. berechneten
(jesamtseitenkrait und der Längskraft bei einer be-
stimmten noch zulässigen Durchbiegung des Drahtes
läßt sich mit Hilfe der dem Praktiker geläufigen Wert
der Belastbarkeit von Kathodendrähten verschiedene!
Durchmessers für die betreffende Arbeitstemperatur
ohne weiteres die maximal zulässige Beanspruchung
der Kathodenanordnung berechnen.) W. Espe
-Cn a —Ř e SE. 2
~oa Ț m hl a a U A T a N ea mn
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\ A Ap 5
März 1929
" Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
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| | mm A
5 4
|| Gegründet 1907 i
3 |
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| Unter Mitarbeit
= e von E
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz ;
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau =
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V. Poulsen
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld 7
München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
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Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (1> Jahr) RM. 20.—, Preis des
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„Würzburg.“
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A mittels Hochfrequenz _ | a
4 Rundfunksender jeder Leistung 3 S ee.
| ; Sende=-, Verstärker- und Gleichrichter-Röhren 5
| Empfänger und Röhren für den Rundfunk
| —
I Ä
1879 1 März 1929
| i optisch? Anstay,
$ | physihalisch-astronomische Werkstätte
i
E i JAHRE =
Sa diesem Namen eröffnete Eugen Hartmann am
> ELEKTRISC HH . März 1879 in Würzburg eine Werkstätte zum Bau 3
i ee. Apparate auf Anregung von Friedrich
MESSGERATE Kohlrausch. Dadurch wurde der Grundstein zu Unsere
: | Unternehmung gelegt. Wir werden in diesem Gedenk-
=}
L
jahr des 50jährigen Bestehens einige Rückblicke geben
auf die Entwicklung der elektrischen Meßtechnik, soweit
23 PX wir durch eigene Schöpfungen daran beteiligt waren.
HARTMANN :BRAUN
A-G FRAN KFURT M
Il
in
WE nt en PET, a h a “E DRR u
[ a -m
Band 33
März 1929
Heft 3
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
Leiischriit iir hochireguenztechnik
INHALT
Seite Seite
P. Hermanspann: Untersuchungen an Drosseln mit ge- Referate
schlossenem Hypernik-Kern. (Mit 10 Bildern im Text.) . 81 | @. W. Pierce (A. Scheibe): Magnetomechanische Oerillatoren,
K. Krüger und H. Plendl: Ueber die Ausbreitung der izen (Mit 2 Bildern im Text.) . . 117
Wellen bei kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich. am
8 Bildern im Text.) . 85
M. H. Gloeckner: Der Bordpeilempfänger im Flugzeug. Oit
17 Bildern im Text.) 92
H. E. Hollmann: Zua ntmenfassender Bericht. Die Kizöngüng
kürzester elektrischer wen mit ln Pu
8Bildern im Text.) . . 101
Carl Lübben: Patenteei: Mit 17 Bildern im Text.) : . 108
Referate:
B. S. Cohen (E. Lübcke):Normalgeräte für Telephonie und die
Prüftechnik von UOP ROnSR T und TEIeBDODEn: nl 14 udn
im Text) . à. .112
W. Ogawa (W. Espe): Das anlage Verhalten eines Kristall-
detektors und eiker Vakuumröhre ; . 119
T. Wamsley (J. Zenneck): Zur Konstruktion von Isolatoren
für drahtlose Telegraphie ;
C. B. Aiken (J. Zenneck): Eine Präzisionsmethode zur "Messung
hoher Frequenz N 5 . 119
C. B. Jolliffe und E. M. Zandonini: Literatur über drahtlose
Telegraphie im Luftfahrtwesen . . 119
W. G. Cady (J. Zenneck): Piezo-Elektrizitit í À ; . 119
ı Literaturübersicht (J. Zenneck) ; ; ; ; ; ; . 119
Bücherbesprechungen . ; : ‚ g ; ; ; è . 119
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischierfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleituag Dr. E. Mauz, Frankfurt a. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts Ihrer Arbelt jedem Manuskript beizufügen.
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Untersuchungen an Drosseln mit geschlossenem HyperniK-Kern.
Von P. Hermanspann').
Inhaltsübersicht.
1. Messungen bei konstanter Frequenz.
2. Die Frequenzabhängigkeit von Selbstinduktion
und Verlustwiderstand.
3. Eine Eigentümlichkeit der
lagerung.
4. Schwierigkeit bei der Bestimmung der wirk-
lichen Wechselfeldstärke.
Zusammenfassung.
Gleichstromüber-
Hypernik ist der Name einer modernen amerika-
nischen Eisen-Nickel-Legierung, die in Amerika
fabriziert wird und ausgezeichnete magnetische Eigen-
schaften besitzt. Wir erhielten die zur Untersuchung
benötigten Hypernik-Bleche von der Westinghouse
Co. durch die gütige Vermittlung der Siemens-
Schuckert-Werke.
Empfohlen wird die Verwendung von Hypernik für
Stromwandler, da durch seine hohe Anfangsperme-
abilität und seine geringen Ummagnetisierungsverluste
Uebersetzungs- und Phasenfehler klein werden’).
Von Bedeutung ist Hypernik ferner für die Fernmelde-
technik, wo Eisenlegierungen mit hoher Anfangs-
permeabilität besondere Vorteile bieten.
In Bezug auf diese Anwendungen sind die Eigen-
schaften von Hypernik bekannt. Die vorliegenden
Untersuchungen sollen zeigen, wie sich Spulen mit
geschlossenem Hypernik-Kern in Schwingungs-
kreisen verhalten.
1) Dissertation der Tech. Hochschule München (I. Teil).
2) E. T. Z. 43, S. 1575, 1927.
1. Messungen bei konstanter Frequenz.
Die Kerne hatten die im Bild 1 angegebenen
Dimensionen. Die Dicke eines einzelnen Bleches be-
trug einschließlich l.ackisolierung 0,39 mm. Die ein-
zelnen Bleche eines Kernes wurden nicht durch
Bolzen verbunden, sondern nur sehr fest mitein-
ander verschnürt. Außerdem wurden die einzelnen
| Alle Maße in "Um
Bild 1.
Bleche noch durch zwischengelegtes Oelpapier ge-
trennt, so daß \Virbelströme nur innerhalb der Bleche
fließen konnten.
Die Messungen wurden nach der von R.S trig el)
angegebenen Nullmethode durchgeführt, und zwar zu-
nächst mit Wechselstrom der Frequenz 500/sec. Der
magnetisierende Strom wurde durch eine Resonanz-
leitung mit sehr großer eisenfreier Selbstinduktion
praktisch sinusförmig gestaltet. Die Ergebnisse dieser
Messungen zeigen die Bilder 2 und 3, und zwar so-
wohl ohne Gleichstromvormagnetisierung (Kurven a),
3) Jahrbuch der drahtl. Tel. 29, S. 10, 1927.
82.
als mit den Gleichstromvormagnetisierungen von 0,24
Gauss (Kurven b), 0,94 Gauss (Kurven c), 1,88 Gauss
(Kurven d).
In diesen Bildern sind als Abszissen die Effektiv-
werte der Wechselstromfeldstärke und als Ordinaten
Le (Bild 2) und —- (Bild 3) auf-
getragen’). Darin e L.die an der
Drossel und Re ihren Verlustwiderstand. Re und Le
sind definiert durch die Beziehung
e=i(R,+jwL,),
worin è den sinusförmigen Strom, e die Grundschwin-
gung der Spannung an der Drossel bedeutet.
die Verhältnisse
Die Größe Lo*) ist eine Rechengröße, die physika-
lisch die Induktivität der Drossel bedeutet für den
Fall, daß der- Eisenkern fortgenommen würde und die
geometrische Form des magnetischen Feldes dabei
ad bliebe. Die Einführung der Verhältnisse
e
L;
hält, die nur vom Material und von der Feldamplitude
abhängen; sie lassen sich leicht mit den entsprechen-
den Werten anderer Materialsorten vergleichen.
und T hat also den Vorteil, daß man Werte er-
o
R
Der allgemeine Charakter der Kurven T (Bild 3)
o
weicht wenig ab von den entsprechenden Kurven, die
4) H. Winter-Günther, Jahrb. der drahtl. Tel. 29, S. 10,1927
P. Hermanspann:
R. Strigel für hochlegiertes Dynamoblech fand.
L
Dagegen zeigt die Kurve 1 (Het) (Bild 2) für
schwache Felder ein ganz verschiedenes Verhalten.
Während bei Dynamoblech die Eiseninduktivität von
einem ziemlich niedrigen Wert für die Feldstärke
H =0 zu einem scharf ausgeprägten Maximum an-
steigt, zeigt die Hypernik-Kurve für kleine Feld-
stärken einen Wert, der nicht viel kleiner ist als der
maximale. Merkwürdig ist auch das Minimum bei
ungefähr 0,35 Gauss’).
L ,
Der eigentümliche Unterschied der Werte T bei
oO
Hypernik und normalem Dynamoblech zeigt sich
natürlich auch schon in der statischen Magnetisie-
rungskurve, und zwar in der Weise, daß die B-9-
Kurve bei Hypernik sehr steil ansteigt. Die Bilder 4
3
gr
1/4
Bild 4.
und 5 zeigten die ballistisch aufgenommenen Magne-
tisierungskurven für Hypernik und hochlegiertes
Dynamoblech. Die Vorteile von Hypernik zeigen sich
also eigentlich nur bei sehr schwachen Feldern.
2. Die Frequenzabhängigkeitvon
Selbstinduktion und Verlust-
widerstand.
Um die Frage der Frequenzabhängirkeit von
Selbstinduktion und Verlustwiderstand bei Hypernik-
Lo
| R.
= f (H) und T. = f (B) für verschiedene Frequenzen
Kernen zu untersuchen, wurde die Abhängigkeit
aufgenommen. Die Bilder 6 und 7 zeigen das Ergeb-
nis. Die Frequenzabhängigkeit zeigt sich also in der
Weise, daß die Selbstinduktionswerte mit steigender
Frequenz stark abnehmen und die Verlustwiderstände
stark zunehmen.
Zweifellos sind für diese Zu- bzw. Abnahme die
Wirbelströme in den Blechen allein oder in erster
5) Nach H. Winter-Günther (l. c.) läßt sich die Selbst-
induktion der Eisendrossel in folgender Form darstellen:
T
7/8 cos? w tdt
o
L d$
Für 7- ist also in erster Linie die Größe von > maßgebend.
Lo 48
Untersuchungen an Drosseln mit geschlossenem Hypernik-Kern.
Linie verantwortlich zu machen: die Art, wie die
Induktivität und der Verlustwiderstand von der
Aa I IT
AE
te AA I E
AH
UI ERRE
u ð.
—
AREE
HSR LENE
Hen
Bild 6.
Frequenz abhängt, kann kaum anders gedeutet
werden. Es war bedauerlich, daß uns keine dünneren
Bleche zur Verfügung standen.
83
3. Eine Eigentümlichkeit
der Gleichstromüberlageruneg.
Bei Spulen mit Kernen aus Dynamoblech drückt
Gleichstrommagnetisierung sowohl die Selbstinduk-
tionswerte wie auch die Verlustwiderstände für ge-
gegebene Wechselstromfeldstärke herab. Wie aus
„aTITIIITT
I I toda
FRAAIE
M Nahoi
PANNI TS
e N N L
TA NIENTE
76
7
Bild 7.
den Kurven im Bild 2 hervorgeht, kann dagegen die
Selbstinduktion einer Hypernikdrossel durch eine
schwache überlagerte Gleichstrommagnetisierung er-
höht werden. Besonders deutlich tritt dies im Bild 8
7
Bild 8.
hervor, das sich auf schwache Gleichstrommagneti-
sierung bezieht.
Diese Erscheinung nimmt aber nach kleinen
Frequenzen zu ab. Bei 100 Perioden/sec läßt sich
die Erhöhung der Selbstinduktion bei Gleichstrom-
überlagerung durch direkte Messung ihres Betrages
nicht mehr sicher feststellen.
Es wurde nun versucht, mit einer Anordnung, die
im Bild 9 wiedergegeben ist, diese Erscheinung auch
für 50 Perioden/sec, wenigstens qualitativ, nachzu-
weisen. D ist die Hypernikdrossel, deren Win-
84 P. Hermanspann: Untersuchungen an Drosseln mit geschlossenem Hypernik-Kern.
| l
dungen w, über eine Resonanzleitung X =uol-
=0 und ein Amperemeter mit 50- periodigem
Wechselstrom magnetisiertt wurden. Die Gleich-
stromquelle E magnetisiert die Drossel D vor über
zwei große Drosselspulen Ds. Die Klemmen der
Drosselwicklung w, liegen an Gitter und Kathode
8
(tii
Bild 9.
einer Dreielektroden-Röhre R. Variiertt man die
Spannung zwischen Gitter und Kathode, so äußert
sich dies in bekannter Weise durch Aenderung des
Anodengleichstroms ta
Für den Anodenstrom wurde ein Zeiger-Galvano-
meter von Hartmann & Braun verwandt mit
einer Empfindlichkeit von 3,6-10°° Amp./Skalenteil.
2 /enfeile
07
02
03 0,4
Bild 10.
Bei konstanter Gittervorspannung und konstantem
Wechselstrom J wurde nun die Gleichstrommagnelti-
sierung geändert und in Abhängigkeit davon der
Anodenstrom i. gemessen (Bild 10). Eine schwache
Erhöhung des Anodenstromes ist festzustellen. Das
bedeutet aber, daß auch hier eine Vergrößerung der
Selbstinduktion eintrat.
4. Schwierigkeit bei der Bestimmung
der wirklichen Wechselfieldstärke.
Bei allen hier angeführten Messungen wurde die
Stärke des Wechselfeldes aus dem Effektivwert Jeff
des Wechselstroms bestimmt, der die Windungen r,
durchströmte:
Heff = kewi Jef .
Dabei ist k der Proportionalitätsfaktor zwischen Feld
und magnetisierenden Amperewindungen. Nun ist es
aber auffällig, daß in den Bildern 6 und 7 die Maxima
der Kurven mit zunehmender Frequenz zu größeren
Feldstärken verschoben werden. Die Lage des
L
Maximums von T ist bedingt durch die Beziehung
o
zwischen % und 9, die sich im Bereich der unter-
suchten Frequenzen kaum ändert‘). Die Verschiebung
der Maxima zu größeren Feldstärken kann also nur
eine scheinbare sein und hat folgende Ursache: |
Die Magnetisierungskomponente Jim des magne-
tisierenden Stromes liegt stets in Phase mit dem :
magnetischen Flusse Ø. Senkrecht auf Jim bzw.
p steht die induzierte Spannung E. Wegen der
auftretenden Eisenverluste muß aber eine Strom-
komponente vorhanden sein, die senkrecht zu Jim
verläuft, da sie mit der Spannung Arbeit leisten muß
(Jıw)-. Der gesamte Strom Jio, den der Strommesser
anzeigt, ist demnach
Jo=) Inst Ji w.
Der Strom (Jim) der für das magnetische Feld /
maßgebend ist, ist also kleiner als der gemessene
Strom (Jio), und zwar um so kleiner, je größer Jıw
oder je größer die Verluste sind.
Da mit höherer Periodenzahl die Eisenverluste
zunehmen, wird das Feld, das einem bestimmten ge-
messenen Strom entspricht, kleiner.
Zusammenfassung.
1. Bei Spulen mit einem Kern aus MHypernikblechen
wird die Induktivität und der Verlustwiderstand in
Abhängigkeit von der Feldstärke untersucht und die
erhaltenen Kurven mit entsprechenden bei legierten
Dynamoblechen verglichen.
2. Induktivität und Verlustwiderstand werden in
Abhängigkeit von der Frequenz und in Abhängigkeit
von einer überlagerten Gleichstrommagnetisierung ge-
messen. In letzterer Beziehung zeigt sich, daß es
möglich ist, die Induktivität einer Spule mit Hy pernik-
Kern durch Ueberlagerung einer Gleichstrommagneti-
sierung zu erhöhen.
i A-
n RD nn
3. Zuletzt wird auf die Schwierigkeiten bei der
Bestimmung der wirklichen Feldstärke hingewiesen.
München, Physikalisches Institut der
Technischen Hochschule. |
(Eingegangen am 15. September 1928.)
6) W. Kaufmann und E. Poker, Phys. Ztschr. 25, S.597,1925
-3
-
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J
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i
d
5
K. Krüger und H. Plendi: Ueber die Ausbreitung der kurzen Wellen bei kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich. 85 |
3 Veber die Ausbreitung der kurzen Wellen bei Kleiner Leistung
im 1000 Kilometer - Bereich.
Von K. Krüger und H. Plendil.
124. Bericht der Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt, E. V., Berlin-Adlershof,
(Abteilung für Funkwesen und Elektrotechnik),
Inhaltsübersicht.
Geräte.
Versuche:
a) bei gleichbleibender Entfernung;
b) bei veränderlicher Entfernung.
Zusammenfassung.
In früheren Veröffentlichungen!) wurde von der
Abteilung für Funkwesen und Elektrotechnik der
Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt bereits auf
die Vorteile hingewiesen, welche die Verwendung der
kurzen Wellen im Flugfunkverkehr gegenüber den
bisher ausschließlich benutzten langen Wellen mit
sich bringt. Als solche Vorzüge erwiesen sich schon
bei den ersten Versuchen die großen Reichweiten,
welche mit Geräten von verhältnismäßig kleinen Ab-
messungen und Gewichten erzielt wurden.
Es lagen bisher zwar eine große Anzalıl von Un-
tersuchungen?) über die Ausbreitung der kurzen Wel-
len auf sehr große Entfernungen vor. Für den heu-
tigen Luftverkehr mit Flugzeugen kommen aber Ent-
fernungen bis zu etwa 500 km und in Ausnahmefällen
bis zu 1000 km in Betracht, welche von den Bord-
funkstellen durchgehend überbrückt werden sollen.
Systematische Untersuchungen über die hierfür ge-
eigneten Wellenlängen und erforderlichen Sender-
leistungen sind jedoch bisher nicht bekannt geworden.
Die Funkabteilung stellte sich daher die Aufgabe,
eine Klärung dieser Fragen herbeizuführen. Es kam
dabei vor allem auf die Untersuchung der Frage an,
ob es möglich ist, mit einer einzigen Welle bzw. einem
mehr oder minder breiten Wellenband den gesamten
Entfernungsbereich durchgehend zu überbrücken, ohne
durch das Auftreten von Schwächungszonen wesent-
lich beeinträchtigt zu sein. Ferner war der Einfluß
der Leistung sowie der Tages- und Jahreszeit auf die
Ausbreitung dieser Wellen zu ermitteln.
Geräte.
In Tafel I sind die bei den jetzigen Versuchen be-
nutzten Geräte zusammengestellt.
Das unter Nr. 1 in der Tafel genannte Lorenz-
gerät erzeugt seine Hochfrequenzenergie in einer ein-
zigen quarzgesteuerten Stufe. Damit ist seine untere
Wellengrenze auf etwa 40 m festgesetzt, da Quarz-
kristalle mit heutigen Mitteln nur bis zu dieser Wel-
Icnlänge herab betriebssicher hergestellt werden kön-
nen. Die Tastung erfolgt dabei durch Unterbrechung
der Anodenspannung, so daß die Quarzschwingung
1) H. Faßbender, K. Krüger u. H. Plendl, Naturwissen-
schaften 15, S. 357, 1927; H. Plendl, Zeitschr, f. techn. Physik
11, S. 456, 1927; H. Faßbender, Luftfahrtforschg. 1, S. 121, 1928.
K. Krüger, H. Plendl, Jahrb. d. drahtl. Tel. 31, S. 169. 1928;
2) Literaturzusammenstellungen bei: A. Sacklowsky, E.N.T.
4, S. 62, 1927; R. Mesny, Les Ondes Electriques Courtes, Paris,
1927; R. Mesny, L’Onde Electrique 76, S. 129, 1928; L. W.
Austin, Proc. Inst. Rad. Eng. 16, S. 348, 1928.
bei jedem Niederdrücken der Taste von neuem ein-
setzen muß. Diese Art der Tastung hat zwei Nach-
teile: Durch den Stoß beim Einsetzen wird unter Um-
ständen statt der Hauptwelle eine von den Neben-
wellen des Quarzes, wie diese bei Kristallen geringer
Abmessungen häufig auftreten, angeregt, was im
Empfänger einem Umspringen des Tones bis zur Un-
hörbarkeit entspricht. Ferner macht sich im Empfang
die beim Einschwingen leicht auftretende geringe
Frequenzänderung als Tonänderung störend bemerk-
bar, besonders bei schnellem Tempo.
Bild 1.
Flugzeug-Kurzwellensender Bauart DVL-Telefunken
(verbesserte Ausführung)
Zur Behebung dieser Nachteile wurde zunächst
der unter Nr. 2 in Tafel I beschriebene 2-Watt-
Flugzeug-Kurzwellensender entwickelt. Dieses Ge-
rät besteht nach Schaltart b (Tafel I) aus zwei Stu-
fen. Die erste Stufe wird.von einem Quarzkristall
gesteuert und hat einen Wellenbereich von 40 bis
80 m. In der zweiten Stufe wird die Quarzfrequenz
verdoppelt, die untere Wellengrenze also auf 20`m
herabgedrückt. Getastet wird bei diesem Gerät die
Anodenspannung (etwa 200 Volt) in der Verdoppe-
lungsstufe, während sich die quarzgesteuerte Stüfe
dauernd im Schwingungszustand befindet. Der von
einem solchen Sender im Empfänger erzeugte Ueber-
lagerungston ist völlig rein und frequenzkonstant,
hebt sich daher aus den Störgeräuschen gut heraus
und ist auch für schnelles Telegraphiertempo gut ge-
eignet. Dieser Vorteil wäre auch dann vorhanden,
wenn man in der getasteten zweiten Stufe an Stelle
der Frequenzverdoppelung etwa eine Leistungsver-
stärkung bei der Quarzfrequenz vornähme. In die-
sem Falle wäre aber in den Pausezeiten, d. h. bei
gehobener Taste, die Kopplung der durchschwingen-
den Quarzstufe auf die Antenne zu groß infolge der
auf die Quarz-Welle abgestimmten Kreise des Ver-
stärkers. Beim Tasten eines solchen Senders würde
daher der Ueberlagerungston im Empfänger während
der Pausezeiten nicht aussetzen, sondern nur seine
Intensität verringern. Dies würde aber die Lesbar-
keit der Zeichen erschweren.
86
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Ae
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K. Krüger und H. Plendl:
Die quarzgesteuerte erste Stufe kann auch allein
verwendet werden, wobei aber die eingangs geschil-
derten Nachteile auftreten. Der zur Behebung der-
selben erforderliche Mehraufwand durch Verwendung
der Verdoppelungsstufe lohnt sich aber im allgemei-
nen für Betriebsgeräte.e. Daher wurde in der ver-
besserten Ausführung des Flugzeugkurzwellensenders
(Nr. 3 in Tafel I) Quarzsteuerung und Frequenzver-
doppelung in einen Kasten zusammengebaut. Der
Wellenbereich der Verdoppelungsstufe beträgt 30 bis
70 m. Bild 1 zeigt eine Ansicht dieses Gerätes und
Bild 2 das Prinzipschaltbild desselben.
i Bild 2.
Prinzipschaltbild eines quarzgesteuerten Senders
mit Frequenzverdopplung.
Der Empfang im Flugzeug wird durch die vom
umlaufenden Motor herrührenden Störungen wie Mo-
tor- und Propellerlärm, Erschütterungen und Zünd-
funken ziemlich erschwert. An einen guten Flugzeug-
Kurzwellenempfänger werden daher besonders An-
forderungen gestellt. Bei möglichst geringem Ge-
wicht und Raumbedarf soll er eine sehr große Ver-
stärkung geben, um den von außen auf das Ohr tref-
fenden Störlärm zu übertönen. Ferner muß er stabil
Bild 3.
Flugzeug-Kurzwellenempfänger Bauart DVL-Telefunken.
gebaut und gegen akustische Einflüsse geschützt sein,
damit die stets vorhandenen mechanischen und
akustischen Erschütterungen keine störende Einwir-
kung auf den Empfang hervorrufen. Hauptsächlich
wegen der unvermeidlichen Zündgeräusche ist es von
Wichtigkeit, daß man beim Empfang einen reinen,
konstanten Ton erhält, der sich gut heraushebt.
Durch Erfüllung dieser Forderung wird der Empfang
in der fliegenden Maschine selbst dann noch nicht
vereitelt, wenn die Zeichenstärke einmal etwas unter
den verhältnismäßig hohen Störspiegel sinken sollte.
Für den größten Teil der Empfangsbeobachtungen
im Flugzeug wurde der unter Nr. 5 aufgefülirte Emp-
fänger verwendet. Derselbe stellt eine Spezialaus-
führung des Telefunken-Großstations-Empfängers dar,
und unterscheidet sich von letzterem dadurch, daß er
statt des Ueberlagerers eine dritte Niederfrequenz-
Verstärkerstufe und statt des Kupferkastens eineu
leichteren Aluminiumkasten erhielt. Dieser Empfän-
ger bewährte sich im allgemeinen gut, ergab aber
keinen reinen Ueberlagerungston bei den Erschütte-
rungen im Flugzeug. Ueber Zwischenstufen führte
die Entwicklung zu dem in Tafel I unter Nr. 6 auf-
geführten und in Bild 3 gezeigten Flugzeug-Kurz-
wellenempfänger, der bei gleicher Empfindlichkeit im
Gewicht und Raumbedarf bedeutend verbessert und
auch in bezug auf Erschütterungen erheblich unemp-
findlicher geworden ist.
Die im folgenden Kapitel behandelten Unter-
suchungen dienten außer der Schaffung von Be-
obachtungsmaterial über Ausbreitungsvorgänge auch
der Entwicklung und Erprobung der oben beschrie-
benen Geräte.
Gang der Versuche und Ergebnisse.
Zur Lösung der eingangs erwähnten Aufgabe war
es notwendig, die Versuche in folgender Weise ein-
zuteilen.
Bei gleichbleibender Entfernung
wurde die Zeichenstärke in Abhängigkeit von der
Tageszeit beobachtet mit verschiedenen Wellenlän-
gen als Parameter. Außerdem wurden hierbei ver-
schiedene Flugzeugantennen verglichen. Die Sende-
leistung betrug im allgemeinen 2 Watt.
Bei veränderlicher Entfernung wurde
deren Einfluß auf die Zeichenstärke untersucht mit
verschiedenen Wellenlängen als Parameter. Diese
Beobachtungen wurden im allgemeinen nur bei vollem
Tageslicht auf der ganzen Strecke vorgenommen. Sie
verteilen sich über ein ganzes Jahr. Als Antennen
wurden hierbei stets Horizontal-Dipole verwendet.
Die vom Sender auf die Antenne übertragene Lei-
stung betrug immer etwa 2 Watt.
a) Versuche bei gleichbleibender Ent-
fernung.
Diese Versuche wurden zum großen Teil von zwei
ortsiesten Stationen ausgeführt, deren eine in Berlin-
Adlershof lag, während sich die andere in München
befand. Die Entfernung beider Stellen von einander
betrug 500 km. Gesendet wurde im allgemeinen von
Adlershof aus, während in München der Empfang be-
obachtet wurde. Um die Sendestelle in Adlershof
über die ieweiligen Empfangsergebnisse ständig zu
unterrichten, war in München neben dem Empfänger
ein kleiner 2-Watt-Sender aufgestellt, der auf An-
fragen sofort Nachrichten durchgeben konnte. Für
die Vergleiche an Flugzeugantennen wurden über
einer der beiden Stationen Rundflüge ausgeführt,
während die andere Station den Empfang beobaclı-
tete, so daß die Entfernung zwischen Sender und
Empfänger praktisch konstant blieb.
Die bei den Versuchen benutzten Sender waren
in Adlershof im Hauptgebäude der Funkabteilung auf-
gestellt, dessen Einrichtungen in früheren Arbeiten?)
beschrieben sind. Soweit in Adlershof Empfangs-
beobachtungen in Frage kamen, wurden diese zur
Vermeidung von Störungen in einem abseits stehen-
den Empfangshäuschen vorgenommen. Dieses Häus-
chen war mit dem Hauptgebäude durch eine Doppel-
3) vergl. Fußnote 1 u. ferner H. Faßbender, Jahrb. d. drahtl.
Tel. 30, S. 173, 1927.
Ueber die Ausbreitung der kurzen Wellen bei kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich. 87
— oo] oo.
leitung verbunden, so daß die Sender auch von dieser
Beobachtungsstelle aus getastet werden konnten.
Auch in München waren die Geräte in einem eige-
nen kleinen Häuschen?) untergebracht. Die Antenne
war hier ebenso wie in Adlershof ein Horizontaldipol
von etwa 2 mal 8 m Länge mit bifilarer Energie-
leitung.
Die Versuche zwischen den beiden festen Sta-
tionen bezweckten vor allem die Schaffung von Be-
obachtungsmaterial über das Verhalten verschiedener
Wellenlängen zu verschiedenen Tageszeiten. Es sollte
festgestellt werden, ob und wieweit sich eine brauch-
bare Verbindung über den vollen Tag mit Leistungen
von 1 bis 10 Watt auf 500 km Entiernung herstellen
läßt. Die verwendeten Wellen lagen zwischen 30 m
und 65 m, wobei die Sender ausschließlich mit un-
gedämpfter Telegraphie arbeiteten.
Empfangsbeobachtung ber gleıchbleidender Entfernung SooAm)
Jercertestung ewa 2 War
EE i eer 00 ee a
DIT Ai irren ungeeignet TEEN,
u Bild 4.
Darstellung der Empiang oona hang bei gleichbleibender
ntfernung.
Bild 4 zeigt einen Ausschnitt aus den Ergebnissen
dieser Versuche für die drei hauptsächlich benutzten
Wellen 37,2 m, 48,6 m und 65,2 m. Die schwarz an-
gelegten Stellen geben die Zeiten des brauchbaren
Verkehrs auf diesen Wellen an, während zu den
durch weiße Stellen gekennzeichneten Zeiten keine
Verbindung oder nur eine sehr schwache zustande
kam. Die angegebenen Figuren beziehen sich auf
Mitte April. Sie ändern sich mit der Jahreszeit ent-
sprechend der Tageslänge. Das Bild stellt lediglich
eine schematische Zusammenfassung einer größeren
Versuchsreihe dar und erhebt keinerlei Anspruch auf
quantitative Bewertung.
Interessant ist, daß die in der Figur angegebenen
Grenzen des Verschwindens und des Wiedererschei-
nens bei den kürzeren Wellen verhältnismäßig selır
scharf sind’). Der Uebergang von großer Lautstärke
bis nahezu zur Unhörbarkeit vollzieht sich im all-
gemeinen in wenigen Minuten. Zu diesen: Zeitpunkt
wird der Empfang plötzlich sehr flackerig, d. h. die
Schwunderscheinungen (Fadings) nehmen an Häufig-
keit und Tiefe um ein vielfaches zu, während die
Amplituden der Zeichenstärke rasch abnehmen. Die
Empfangsintensität schwankt in dieser kritischen Zeit
im Verlauf von wenigen Sekunden und zum Teil in
4) Dieses Häuschen stand auf dem Gelände der Elektrotech-
nischen Versuchswerkstätte G. m. b. H., welche auch die Hilfs-
mittel, wie Anodenakkumulatoren, Heizbatterien usw., zur Ver-
fügung stellte.
5) vgl. auch R. A. Heising, Proc. Inst. Rad. Eng. 16, S. 75,
1928; Ref. d. Jahrbuch 32, S. 138, 1928.
88
K. Krüger und H. Plendl: -
Bruchteilen von Sekunden im Verhältnis 1:1000 und
mehr.
Aufstellung der Überlandflüge.
Tafel II.
a Te N Fe Sn ee en u wg ee 2 en a ey ee ea a ee]
2 Beobach-
; | Datum |Tageszeit | u% Flugstrecke tungsort
— [Lfd 2
| 2. VI. 28 | 120—1330 | 27,6 | Königsberg—Danzig | München
| 6. VI. 28 115178 Danzig—Adlershof ;
2| 2. VI. 28 120—1330 Königsberg—Danzig | Adlershof
| 6. VI. 28,115 —17®@| „ | Danzig—Königsberg a:
3125.1V.28, 9%W_—-1430 | 32,6 | Adlershof— München | Adlershof
4 s 2 R s 5 München
5/27.1V.28| 90—145] „ | München—Adlershf ,„
6 ; s ; ; » | Adlershof
7; 1.V1.28 11015—189%| „ Adlershof—Königsberg 5
8 í n . Š E München
9| 19. I11.28' 90—15% | 37,2 |Adlershof—Königsberg| Adlershof
10 i | % à 3 München
11 | 23. 1,28 | 915—214% „ |Königsberg-Tempelhof x
12 3 " B í 2 Adlershof
13 | 11.V11.28' 9% —-17%| „ |Adlershof—
| Friedrichshafen
14 13. V11.28 | 950_1230| „ Fürth— Adlershof i
15 | 28. IX; 27 | 1315—16% ! 40,0 | Norderney—Adlershof | Adlershof
16 | 18.11.28 115—123; „ | Hamburg—Adlershof :
17 | 27.11.28 | 130—170; „ Adlershof—Danzig 2
28.11.28 | 105—131) , Danzig—fTilsit 2
18 | 27.11.28 |130%0— 17%; „ >- Adlershof—Danzig | München
28.11.28 105—1315) , Danzig—Tilsıt 2
19 | 6. II. 28 | 100 _ 150 „ Adlershof — München | Adlershof
20! 6.11.28 | 10% 15% | 40,0 ! Adlershof—München | München
21: 8. 111.28 12®%—155| „ :München—Schkeuditz „
| £ | u | ; i ' Adlershof
9, I-28 | 930—1100] „ ‚Schkeuditz—Adlershof: :
23 |26.VII.28, 980—175) „ ` Adlershof—Köln |
24|27.V1.28| 95—135| „ ; Köln—Adlershof ` ,
25!18.V11.28 | 830—1230 | 41,6 | Adlershof—München | Adlershof
26 19.V11.28 |10%—1430) „ ; München—Adlershof ee
27|31.V11.28 980—16%: „ , Adlershof—Köln A
28 1.V111.28:100%—138 „ — Köln—Adlershof p
29 124.VII.27 1330—1445 | 46,3 | Adlershof—Leipzig | Adlershof
30 7 145—155; , Leipzig—Adlershof 2
31 129.V111.27 110% 12% „ Adlershof—Hannover n
32 = 1515-170. „ |! Hannover—Adlershof x
33 /31.V11l.27: 930—145 , Adlershof—Köln . i
34 | 1. 1X, 27 180—185 , Köln—Adlershof k
35' 7.1X.27 1100—1550. „ Adlershof—München | y
36! 9.1X.27 135—1830. „ ' München—Adlershof | :
37| 13. X.27 105—175" , Essen— Adlershof | Flugzeug
38 . " . » » | Adlershof
39, 16.11.28 j101°—13%) „ | Adlershof—Hamburg | Adıershof
40| 7.X.27 | 110—1330 | 49,8
4] R 1545—17%
42| 12. X. 27 | 1200—1730] ,
43 p l » »
441 13.v111 28 1015—1430]
45|4.VII.28 | 70—115 ,
46 6. VII. 28 110—179] _
47, 5. 1X.28 |100_16%| ,
48| 2.X.28 | 915—1730
49! 3.X.28 | 100— 151 j
50 | 8.VIII. 28 95—15% | 52,7
51] 4. IX.28] 75—138] ,
52
3 ,
' Adlershof—Hannover | Adlershof
Hannover—Adlershof | 5
Adlershof— Essen ; Flugzeug
; ZW. Stolp u.
. . | Königsberg
‚Adlershof-Königsberg, Adlershof
Königsberg-Adlershof =
Adlershof— |
Friedrichshafen £
Friedrichshafen— | A
Adlershof
Adlershof— Fehmarn a
- Fehmarn— Adlershof |
'Friedrichshafen—
Adlershof; Adlershof
‚Adlershof—
l
| 1.111. 28 2 |Königsberg-Adlershof
| > |
Friedrichshafen, e Y
München
Š ; Adlershof
Kurzzeitige Aenderungen in der Intensität treten
vielfach auch zu den anderen Zeiten, besonders um
die Mittagszeit, auf, nur in erheblich geringerem
Maße, etwa 1:10 und seltener 1:100, abgelesen am
Meßinstrument. Mit Rücksicht auf die logarithmische
Empfindlichkeit des Ohres machen sich Intensitäts-
schwankungen im Verhältnis 1:10 in der Tiörbarkeit
nur wenig bemerkbar. Zu anderen Zeiten, besonders
in den Abend- und Nachtstunden, schwankte die
Empfangsstärke nur in geringen Grenzen, etwa 1:1,5,
in mehreren Fällen wurde sogar eine völlige Konstanz
der Zeichenstärke über mehrere Stunden am Gleich-
richtermeßgerät beobachtet. E
Eine wesentliche Beeinträchtigung des Empfanges
durch Luftstörungen war bei allen Beobachtungen
kaum feststellbar, sofern nicht gerade in der Nähe der
Beobachtungsstelle Gewitterstimmung herrschte. Die
Bild 5.
Schemat. Darstellung des Grenzstrahles der Schwächungszone.
Zeichenstärke lag mit 2 bis 8 mA, maximal sogar 30
mA im allgemeinen erheblich über dem atmosphäfri-
schen Störspiegel, der selten über 0,05 mA hinaus-
ging. Unangenehm machten sich dagegen zeitweise
Störungen örtlicher Herkunft (Kollektorfunken, Zünd-
funken u. a.) bemerkbar, die sich aber bei geeigneter
Wahl des Beobachtungsortes weitgehend vermeiden
ließen.
Ein Bild über die Ausbreitungs-Vorgänge könnte
man sich etwa auf folgende Weise machen.
Die bei Nacht bzw. in den frühesten Morgenstun-
den auftretenden Fehlstellen der kürzeren Wellen
(37,2 und 48,6 m in Bild 4) werden offenbar hervor-
gerufen durch eine Verschiebung der kleinsten Ent-
fernung, bei welcher die Raumstrahlung zur Erd-
oberfläche zurückkehrt, d. h. durch ein nächtliches
Auswandern der „Sprungentfernung“ vom Sender
weg. Diesen Vorgang kann man sich etwa so vor-
stellen, daß bei Nacht infolge der geringeren lonisie-
rung der tieferen Schichten die Wellenstrahlung erst
in größerer Höhe zurückgebogen wird, als wie am
Tage. Die schematische Darstellung des Bildes 5°)
veranschaulicht diese Vorgänge. Die untere Grenze
der Heavisideschicht rückt bei Nacht allmählich
in die Höhe von I nach Ill, wodurch der innerste zur
Sprungentfernung gehörende Strahl von A nach C
wandert. Zu einem gewissen Zeitpunkt passiert die-
ser Grenzstrahl den Ort B des Empfängers, was ein
rapides Absinken der Lautstärke zur Folge hat. Am
Morgen läuft der Vorgang in umgekehrter Richtung
ab und es erfolgt ein entsprechend rapides Zuneh-
men der Empfangslautstärke am Orte B. Es ist also
nicht notwendig, anzunehmen, daß die plötzliche
Lautstärkenänderung beim Verschwinden und Wie-
6) In der Abbildung ist der Übersichtlichkeit halber einfache
Reflexion der Strahlen gezeichnet. Ferner ist zwecks Verein-
fachung angenommen, daß sich der Grenzwinkel mit der Tages-
zeit nicht merklich ändert. l
|
De e u y a e,
)
Ueber die Ausbreitung der kurzen Wellen bei kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich. 89
dererscheinen der Welle durch eine entsprechend
plötzliche Höhenänderung der Heavisid,e,schicht
bedingt ist.
. [m Gegensatz zu den bisher betrachteten kürzeren
Wellen, bei denen der Empfang bei Nacht bzw. ‘in
den frühen Morgenstunden ausfällt, liegen bei den
ctwas längeren Wellen (z. B. 65,2 m in Bild 4) die
Fehlzeiten um die Mittagsstunden herum. Der Ueber-
gang erfolgt hier im Gegensatz zu den kürzeren
Wellen allmählich. Die Ursache ist darin zu suchen,
daß mit zunehmender. Wellenlänge die Bodenwelle
“iger nn a PA ar“
$ 4 =: = nen `
4 = om s s
ES
"Bild 6.
Flugzeug Junkers F 13 mit Kurzwellen-Dipol-Antenne
(Drähte verstärkt nachgezeichnet).
auf immer größere Entfernungen wirksam wird, wäh-
rend die innere Grenze der Raumstrahlen mehr an
den Sender heranrückt, so daß sich Raumstrahlung
und .Bodenwelle überlappen. Es treten also
Schwächungszonen, die, wie oben gezeigt, die Ur-
sache für die plötzliche Lautstärkenänderung waren,
hier nicht mehr auf.
Ein ähnliches Ergebnis wie die oben beschriebenen
Versuche zwischen den beiden festen Stationen hatten
zahlreiche Rundflüge über Berlin-Adlershof und über
Königsberg i. Ostpr.. welche zu verschiedener Tages-
zeit und auch nachts ausgeführt wurden. Hierbei
wurde mit verschiedenen Wellen aus der fliegen-
den Maschine gesendet und der Empfang in Mün-
chen beobachtet, wobei die Entfernung rund 500
bzw. 1000 km betrug. Es zeigte sich bei diesen Ver-
suchen, daß die am Boden gewonnenen Erfahrungen
sich weitgehend auf die Verbindung zwischen Flug-
zeug und Boden übertragen lassen. Bei den zahl-
reichen Aufstiegen und Landungen ergab sich ferner
kein merklicher Unterschied im Empfang, wenn das
Flugzeug am Boden oder in der Luft sendete. Ebenso
konnte kein wesentlicher Einfluß der Höhe’), in
welcher vom Flugzeug gesendet wurde, festgestellt
werden.
Außerdem wurden bei diesen Rundilügen Ver-
gleiche zwischen verschiedenen Arten von Sende-
antennen durchgeführt. Der sonst stets verwendete
Dipol wurde verglichen mit einer eindrähtigen
Schleppantenne, die in einer Viertel-Welle bzw. Drei-
viertel-Welle erregt wurde. Hierbei zeigte sich, daß
der festverspannte Dipol der niemals ganz ruhig
liegenden Schleppantenne in bezug auf Frequenz-
konstanz, d: h. Reinheit des Ueberlagerungstones im
?) Ein ähnliches Ergebnis wurde auch bei langen Wellen (900 m)
gefunden, vergl. F. Eisner, H.Fassbender u. G. Kurlbaum,
Jahrb. d. drahtl. Tel. 31, S. 109, 1928. Allerdings ändert sich dies,
wenn auf der Uebertragungsstiecke Gebirgszüge liegen, deren
Schatienwirkung die Langwellenverbindung mitunter erheblich be-
einflussen kann. Dagegen können bei der Kurzwellenverbindung
dazwischen: liegende Gebirgszüge keine Störung verursachen, da
die hauptsächlich wirksame Raumstrahlung dieselben: überbrückt,
einerlei, in welcher Höhe das Flugzeug sich befindet.-
Empfänger, grundsätzlich überlegen war. Bezüglich
der Lautstärke war die Dreiviertel-Schleppantenne
dem Dipol etwas überlegen, während die Einviertel-
Schleppantenne bedeutend unterlegen war.
b) Versuche bei veränderlicher
Entfernung.
Während das vorhergehende Kapitel in erster
Linie die Klärung. der Kurzwellenausbreitung in Ab- -
hängigkeit von der Tageszeit zum Gegenstand hatte,
dienen die im folgenden beschriebenen Versuche
dazu, den Einfluß der Entfernung zwischen Sender
und Empfänger auf die Empfangsstärke zu ermitteln.
Für diesen Zweck standen Metallflugzeuge des Bau-
musters Junkers F 13' zur Verfügung‘), die mit
Dipolantennen ausgerüstet und mit entsprechenden
Einbauten versehen waren. Die Außenansicht eines
solchen Flugzeuges zeigt Bild 6, die Innenansicht mit
dem neu entwickelten Kurzwellen-Sende- und Emp-
fangsgerät für Flugzeuge stellt Bild 7 dar.
Mit diesen Flugzeugen wurden zahlreiche Ueber-
landflüge nach verschiedenen Richtungen innerhalb
Deutschlands durchgeführt, bei denen in der Flaupt-
sache vom Flugzeug aus ungedämpit mit 2 Watt
Leistung gesendet wurde. Die Empfiangsbeobachtung
wurde stets in Adlershof vorgenommen und vielfach
Bild 7,
Kurzwellengerät im Flugzeug Junkers F 13.
gleichzeitig in München. Da bei allen Flügen Adlers-
hof den Ausgangs- und Endhafen bildete, war bei
Empfangsbeobachtungen von Berlin aus die größte
Entfernung innerhalb Deutschlands auf etwa 600 kni
beschränkt. Um auch Untersuchungen auf größere
Entfernungen ausdehnen zu können, ohne dabei
Deutschlands Grenzen zu verlassen, wurden einige
Flüge nach Königsberg bzw. Tilsit durchgeführt, wo-
bei die Empfangsbeobachtung in München eine größte
Entfernung von über 1000 km zuließ. Außer dem
2-Watt-Sender wurde bei den Flügen stets eig Emp-
fänger mitgeführt, der einerseits zur Sender-
überwachung diente, andererseits die Rückverbin-
dung mit den beiden Beobachtungsstellen .ermög-
lichte. Bei jedem dieser Ueberlandflüge wurde der
eingebaute Flugzeugsender ständig in Betrieb ge-
halten. Die Tastunz erfolgte automatisch durch einen
mit Uhrwerk angetriebenen Zeichengeber. Außerdem
wurden Standort- und Wettermeldungen durch-
gegeben. |
8) Auch in einem Dornier-Wal, dessen Flächen Stoffbe-
spannung trugen, wurden Versuchsflüge ausgeführt.
90 K. Krüger und H. Plendi:
Bild 8 stellt die Beobachtungsergebnisse in Ab-
hängigkeit von der Entfernung dar, wobei sich der
Empfänger stets bei O befindet, während der Flug-
zeugsender als sich in Richtung der Abszisse be-
wegend vorzustellen ist. Jeder Empfangsbeobachtung
eines Ueberlandfiluges entspricht ein wagerechter
Streifen, wobei die mit A bezeichneten in Adlershof
aufgenommen sind, die mit M bezeichneten in
München. Die Streifen sind durchlaufend numeriert
mm EAE Am Entfernung
Empfänger |
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3 m 26 Jür Verkehr ungeeignet
Š agod a | II kein Emgfang
$ m \28 A
N Beodachtungsart
E P A = Adlershof
A M = München
A F œ Flugzeug
A
A
A
A
nıcht beobochrer F
aaa dhh
d a |
»
GIIBIDITT IST IB BBITTITTTB h
Bild 8.
und nach Wellenlängen geordnet. In der Darstellung
entspricht der schwarz angelegte Teil einer für Ver-
kehr gut brauchbaren Verbindung, die schrafiierten
Stellen bedeuten flackernden, unsicheren Empfang,
während die weißen Stellen den empfaiglosen Ent-
fernungsbereich bezeichnen. Nähere Angaben zu den
einzelnen Flügen, wie Datum, Tageszeit und Strecke,
sind aus Tafel I] zu ersehen.
Bei einem Ueberblick über die Darstellung des
Bildes 8 tritt deutlich der wesentliche Unterschied
zwischen den kürzeren und den längeren Wellen
im Bereich von 27—55 m hervor. Die kleineren
Wellen unterhalb etwa 38 m zeigen ausgeprägte
Schwächungszonen, wogegen sie auf größere Ent-
fernungen gut durchkommen. Zwischen etwa 40 m
und 46 m treten Schwächungszonen nur noch verein-
zelt auf, so daß die Sicherheit der Verbindung auf
kleinere Entfernungen zunimmt. Bei größeren Wel-
len von etwa 50 m und darüber machen sich keine
Schwächungszonen mehr bemerkbar. Dieses Wel-
Empfongsbeobachtungen eines Flugzeug -2 Watt - Senders dei verönderlicher Entfernung.
lenband (um 50 m) erwies sich daher als geeignet für
eine ständige Verbindung über den Entfernungs-
bereich von etwa 600 km.
Bestätigt wurde dieses für das 50-m-Band gün-
stige Ergebnis durch mehrere in Bild 8 nicht er-
wähnte Ueberlandflüge, bei welchen mit einem Eınp-
fänger im Flugzeug die Zeichenstärke eines stationä-
ren Senders beobachtet wurde. Dieser Sender ar-
beitete in der Mehrzahl der Fälle ungedämpft auf
48,6 m oder benachbarten Wellen mit etwa 60 Watt
Antennenleistung. Von diesen Flügen erstreckten
sich vier auf 600 km und ebensoviel auf 300-450 km
Entfernung. Hierbei konnte mit genügend empfind-
lichen Empfängern (Audion und 3 N. F. V.) durch-
gehend eine genügende Zeichenstärke ohne Schwä-
chungszonen beobachtet werden.
In Bild 8 liegen die Schwächungszonen bei den
Wellen 27 m und 32 m etwa zwischen 100 und
400 km. Die beiden Grenzen dieser Zonen zeigen
dabei ein völlig verschiedenes Verhalten: Während
bei der inneren der Empfang allmählich abflaut, tritt
bei der äußeren eine sprunghafte Aenderung der
Lautstärke ein, entsprechend dem plötzlichen Ein-
setzen der Raumstrahlung. Im Gebiet der Schwä-
chungszone tritt durchaus nicht immer ein völliges
Auslöschen des Empfanges ein, mitunter bleibt viel-
mehr der Sender selbst mit dieser geringen Lei-
stung von nur 2 Watt dauernd schwach hörbar.
Ueberhaupt lassen sich für diese Zonen keine stren-
gen Grenzen angeben, wie das Beispiel der Beobach-
tung 6 in Bild 8 zeigt: mitten in dem Bereich, das
sich bei allen anderen Beobachtungen in diesem Wel-
lenband als ausgeprägte Schwächungszone erwiesen
hatte, kam hier über einen größeren Entfernungs-
bereich (ca. 120 km) eine gute Verbindung zustande.
Es ist durchaus anzunehmen, daß die hier bei
2 Watt Senderleisiung beobachteten Zonen starker
Schwächung oder völliger Empfangslosigkeit bei ge-
nügender Steigerung der Leistung etwa im Verhält-
nis 1:1000 bis 1:10 000 nicht mehr störend hervortre-
ten würden entsprechend den früher!) mit großen
Leistungen (8 kW) gemachten Erfahrungen. Bei den
damaligen Versuchen mit großer Leistung wurde ex-
perimentell gezeigt, daß selbst bei erheblich kleine-
ren Wellenlängen (15, 18 und 28 m) keine absolut
toten Zonen feststellbar sind, im Gegensatz zu den
Ergebnissen von Reinartz, Taylor-Hulburt
und Heising’). Es wurden lediglich Zonen starker
Schwächung der Empfangsstärke beobachtet, in
Uebereinstimmung mit den etwa gleichzeitig ver-
öffentlichten Untersuchungen von T. L. Eckers-
ley'’), die außer ähnlichen Beobachtungsergebnissen
auch eine theoretische Begründung dieser Erschei-
nungen enthalten.
9) Reinartz, Q.S.T., 9, S.9, 1925; A. H. Taylor, Proc.
Inst. Rad. Eng. 13, S. 677, 1925; Rt. ds, Jahrbuch 28, S. 66, 1926;
A.H.Taylor u. E. O. Hulburt, Q.S.T., 1, S. 13. 1925; A. H.
Taylor und E. O. Hulburt, Phys. Rev. 27, S. 189, 1926; Rf. d.
Jahrbuch 28, S. 30, 1926; E. O. Hulburi, Journ. Frankl. Inst.
201, S. 597, 1926; R. A. Heising, J. C. Schelleng und G. C.
Southwort, Proc. Inst. Rad. Eng. 14, S. 613, 1926; Ref d. Jahr-
buch 29, S. 92, 1927.
i0) T. L. Eckersley, Journ. Inst. El. Eng. 65, S. 600—644,
1927; vergl. auch A. H. Taylor, Proc. Inst. Rad. Eng. 15, S. 707,
1927; Rf. d. Jahrbuch 31, S. 57, 1928.
Baii
Bei der nächst höheren Welle von 37 ın waren
die Beobachtungsergebnisse sehr verschieden. Wäh-
rend sich im Falle 9 und 12 durchgehend ein schwä-
chungsloser Empfang ergab, zeigten sich im Falle
13 und 14 Stellen unsicheren Empfanges. Der Unter-
schied kann in der verschiedenen Jahreszeit begrün-
det sein: die ersten Beobachtungen sind Ende März,
die letzteren Anfang Juli gewonnen.
Im anschließenden Wellenband 40 bis 46 m zeig-
ten sich bei etwa 20 beobachteten Flügen nur noch
in drei Fällen Schwächungszonen mit einer größten
Länge von 90 km. Hierbei ist zu bemerken, daß
sowohl auf der Sendeseite wie auch am Empfänger
ausschließlich horizontale Dipolantennen verwendet
wurden. Neuere Erfahrungen aber lassen es durch-
aus möglich erscheinen, daß bei Verwendung von
Vertikalantennen oder einer Kombination verschie-
dener Antennenarten auf der Empfangsseite die oben
erwähnten Schwächungszonen nicht in diesem Maße
in Erscheinung getreten wären.
Abgesehen von diesen drei Ausfällen ergaben die
Beobachtungen auf diesen Wellen und noch deut-
licher diejenigen auf Welle 50 m durchgehend eine
große Empfangslautstärke, die im allgemeinen einen
sauberen Lautsprecherempfang lieferte. Es war stets
möglich, mit dem Gleichrichtermeßgerät hinter den
zwei Niederfrequenzverstärkerstufen des Empfängers
kräftige, gut meßBbare Ausschläge zu erhalten.
Der durchschnittliche Verlauf der beobachteten
Zeichenstärke war etwa folgender. Bewegte sich
das mit dem Sender ausgerüstete Flugzeug vom Be-
obachtungsort weg, so nahm die Zeichenstärke inner-
halb der ersten 20 km von etwa 15 mA ab bis auf
5 mA und blieb dann während des ganzen übrigen
Fluges bis zu einer gewissen kritischen Entfernung
auf dieser Höhe. Bei den verwendeten Röhren im
Meßgerät entsprach dieser Ausschlag einem starken
Lauthörerempfang ohne Beeinflussung durch den
Störspiegel.e. Bei Ueberschreitung dieser Entfernung
fiel die Zeichenstärke rapide ab, es blieb aber immer
noch ein brauchbarer Kopfhörerempfang bestehen.
Diese kritische Entfernung ist in Bild S durch einen
senkrechten Strich markiert. Sie wurde für die 37-
und 40-m-Welle bei etwa 800 km, für die 53- und
55-m-Welle bei etwa 400 km gefunden, während sic
für die 50-m-Welle etwa bei 600 km crreicht war.
Sie wächst also mit kleiner werdender Wellenlänge.
Die Breite dieser kritischen Entfernung betrug etwa
10—20 km und war in wenigen Minuten durchflo-
gen. Es wurde sowohl die plötzliche Lautstärken-
abnahme mit zunehmender Entfernung, als auch die
ebenso rasche Lautstärkenzunahlme mit kleiner wer-
dender Entfernung wiederholt beobachtet. Im Falle
der Beobachtungen 10 und 11 in Bild 8 wurde z. B.
für Welle 37,2 m bei Hin- und Rückflug dieselbe kri-
tische Entfernung (780 km) festgestellt.
Die beim Senden aus der fliegenden Maschine
beobachteten Schwunderscheinungen (Fadings) wa-
ren von derselben Größenordnung, wie sie bei kon-
stanter Entfernung normalerweise beobachtet wur-
den. Innerhalb der kritischen Entfernung, in wel-
cher die Zeichenstärke groß und praktisch konstant
war, konnte durch die etwa auftretenden Fadings
niemals eine Beeinträchtigung der Verbindung fest-
gestellt werden. Erst bei Ueberschreitung dieser
Ueber die Ausbreitung der kurzen Wellen bei kleiner Leistung im 1000 Kilometer-Bereich. 91
Entfernung machte sich der Einfluß der Fadings un-
ter Umständen kurzzeitig störend bemerkbar. Die
kritische Entfernung stellt daher die sichere Ver-
kehrsreichweite der betreffenden Welle dar.
Der oben beschriebene Verlauf solcher Bevbaclı-
tungen erwies sich als unabhängig von der Flug-
höhe. Die Zeichenstärke blieb ungeändert, einerlei,
ob die Maschine während des Fluges sendete oder
sich in derselben Entfernung am Boden befand. In
mehreren Fällen war sogar dann noch Empfang mög-
lich, wenn sich das Flugzeug, 500 km vom Beobaclı-
tungsort entfernt, mitsamt seiner Sendeanlage in
einer geschlossenen, eisenbewehrten Halle befand.
Außer den oben beschriebenen Versuchen, bei
denen sich der Sender im Flugzeug befand, wurde,
wie schon erwähnt, auch eine Reihe von Empfangs-
beobachtungen im Flugzeug vorgenommen. Diesel-
ben dienten hauptsächlich der Entwicklung eines
Flugzeug-Kurzwellenempfängers und hatten auch den
Zweck, über die für den Verkehr mit Flugzeugen er-
forderliche Leistung eines Bodensenders Aufschluß
zu geben. Hierfür wurde hauptsächlich das bei den
obigen Untersuchungen als günstig erwiesene Wel-
lenband von 46-50 m benutzt. Die Erfahrungen
wurden auf 10 größeren Ueberlandflügen gewonnen,
deren größte Entfernungen zwischen 300 und 600 km
lagen.
Solange sich das Flugzeug mit stillstehendem
Motor am Boden befindet, lassen sich die bisher aui-
geführten Beobachtungen ohne weiteres auf den
Empfang in der Kabine übertragen. Bei umlaufcen-
dem Motor treten jedoch die bereits erwähnten Stö-
rungen auf, welche die Klarheit und relative Zei-
chenstärke des Empfangs beeinträchtigen. Infolge
dieser Störungen wird hier die Senderleistung von
2 Watt im allgemeinen nicht mehr ausreichen, jeden-
falls wird man den für den Verkehr mit Flugzeugen
bestimmten Bodensendern sehr viel größere Leistun-
gen geben. Mehrfach gelang es trotzdem, mit dem
unter Nr. 5 Tafel I beschriebenen Empfänger, einen
Bodensender mit 2 Watt Leistung, auf ungedämpfter
Telegraphie durchgehend bis auf 450 km Entfernung
mit ausreichender Lautstärke im Flugzeug zu emp-
fangen. In den übrigen Fällen wurde vom Boden
aus mit etwa 60 Watt Leistung gesendet, wobei der
Empfang bis auf 600 km ausgefilogener Entfernung
eine gute Zeichenstärke ergab.
Die bisherigen Empfangsbeobachtungen in der
fliegenden Maschine zeigen, daß die bei den vorher
behandelten Versuchen gewonnenen günstigen Er-
fahrungen mit den Wellen um 50 m auch hier cin
vorteilhaftes Ergebnis liefern. Diese Untersuchun-
gen sind aber noch nicht abgeschlossen. Sie be-
dürfen vielmehr noch einer weiteren Klärung der
Frage nach der für einen betriebssicheren Verkehr
ausreichenden Leistung des Bodensenders.
Ein wichtiger Punkt für weitere Untersuchungen
ist ferner die Ausgleichung der Schwunderscheinun-
gen (Fadings). Dieselbe bezweckt eine Verbesserung
der Kurzwellenverbindung durch Schaffung einer
gleichmäßigen, über längere Zeit konstanten Emp-
fangslautstärke. Die Lösung dieser Aufgabe ist
hauptsächlich in der Wahl geeigneter Antennen auf
der Bodenseite zu suchen.
92
Zusammeniassung.
Die vorliegende Arbeit dient zur Klärung der
Frage, ob mit geringen Leistungen eine durchgeliend
sichere Kurzwellenverbindung im Entfernungsbereich
bis zu 500 bzw. 1000 km möglich ist. Die Versuche
wurden teils zwischen zwei ortsfesten, 500 km von-
einander entfernten Stationen durchgeführt, um die
Abhängigkeit der Empfangsstärke von der Tageszeit
aufzunehmen, teils zwischen Flugzeug- und Boden-
station zur Ermittelung des Einflusses veränderlicher
Entfernung.
Als Ergebnis zeigte sich, daß tatsächlich eine
ständige Verbindung mit 2 Watt Sendeleistung bei
Verwendung qauarzgesteuerter ungedämpfter Tele-
graphiesender möglich ist. Die günstigste Wellen-
länge liegt hierfür bei etwa 50 m. Für diese Welle,
die keine Schwächungszonen mehr zeigt, beträgt die
sichere Verkehrsreichweite mit lautstarken Zeichen
bei Tag etwa 600 km für die angegebene Leistung.
Ein zweites Ergebnis der Untersuchungen ist die
Feststellung einer: gewissen kritischen Entfernung,
welche für jede Welle ein ähnliches Charakteristi-
kum darstellt, wie die Schhwächungszone. Es ist dies
die Entfernung, innerhalb welcher die betreffende
Welle, abgesehen von zeitweise auftretenden
Schwunderscheinungen, eine große und praktisch
konstante Empfangsintensität liefert. In der Arbeit
ist diese Entfernung auch als sichere Verkehrsreichh-
weite bezeichnet.
Die Erfahrungen bei veränderlicher Entfernung
wurden auf einer größeren Zahl von Ueberlandflügen
M. H. Gloeckner:
(insgesamt 20000 km durchflogene Strecke) gewon-
nen, bei denen im allgemeinen vom Flugzeug aus
mit 2 Watt gesendet und am Boden empiangeıı
wurde.
Die dab
Ausbreitungsbeobachtungen zeigen,
|
C
|
|
|
Schwächungszonen für Wellen unterhalb etwa 38 ın :
bei 2 Watt Senderleistung stets auftreten, zwischen
38 und 48 m aber nur noch vereinzelt, im Sommer
stärker als im Winter. Das plötzliche Einsetzen der
bei den Wellen unterhalb 50 m auftretenden Ausiall-
zeit bei Nacht wird auf das Wandern der Schwä-
chungszonen mit wechselnder Höhe der lonisierungs-
schicht zurückgeführt.
Von den weiter erhaltenen Ergebnissen sei beson-
ders hervorgehoben, daß die Empfangslautstärke von :
der Flughöhe unabhängig ist, ähnlich wie es bei den
langen Wellen nachgewiesen wurde, und daß die
Zeichenstärke die gleiche ist, einerlei ob von dein am
Boden oder in der Luft befindlichen Flugzeug ge-
sendet wird.
Die für den Flug-Funkverkehr entwickelten Kurz-
wellen-Bordgeräte werden beschrieben. Entsprechend
den geringen Leistungen können Ausmaße und Ge- `
wichte der Flugzeugstationen sehr klein gehalten
werden. Ein Generator für Energiebelieferung des
Senders ist nicht nötig, vielmehr genügen hier
Trockenbatterien.
geug fest angebrachten Dipolantenne besteht die
Möglichkeit, am Boden vor Start oder nach Lan-
dung ebenfalls zu senden und zu empfangen.
(Eingegangen am 11. Dezember 1928.)
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
Von M. H. Gloeckner.
126. Bericht der Deutschen Versuchsanstait für Luftfahrt, E. V., Berlin-Adlershof (Abteilung für Funkwesen
und Elektrotechnik).
Die Arbeit behandelt den neuen Telefunken-Flug-
zeugbordpeiler und bringt die Ergebnisse einer Reihe
von Versuchsflügen, die mit diesem Gerät ausgeführt
wurden.
Inhalt:
I. Die Entwicklung des Flugzeugpeilers.
H. Der Bordpeiler spez. 173 N.
a) Allgemeine Anforderungen.
b) Grundsätzliche Schaltung.
c) Allgemeine theoretische Grundlagen.
d) Erzeugung eines absoluten Peilminimums.
e) Seitenbestimmung.
f) Aeußere Anordnung.
g) Grundsätzliches über die Funkbeschickung.
h) Aufnahme der Funkbeschickung.
Die Anwendung des Bordpeilers im Zielflug.
a) Allgemeines.
b) Reiner Zielflug.
c) Flug zwischen zwei Sendern.
d) Zielflug nach Kompaß und Funkpeiler.
IM.
IV. Zusammenfassung.
I. Entwicklung des Flugzeugpeilers.
Die technischen Voraussetzungen für den erfolg-
reichen Einsatz von Luftfahrzeugen in den regel-
mäßigen Luftverkehr und in den Flugdienst über
große Entfernungen liegen nicht allein in der Güte
des Flugzeuges und seines Motors, sondern im be-
sonderen auch in der Zuverlässigkeit und Zweck-
mäßigkeit der zur Anwendung kommenden: naviga-
torischen Hilfsmittel.
Unter diesen verdient der Funkpeilempfänger
weitestgehendes Interesse. Ursprünglich für die
Zwecke der Seeschiffahrt entwickelt und in dieser
vielfach und erfolgreich erprobt, hatte er in der Luft-
fahrt zunächst auf dem „Amerika-Zeppelin“ L. Z. 126
Verwendung gefunden. Die navigatorischen Aufgaben
waren zwar auf See wie in der Luft im wesentlichen
die gleichen, doch gestalteten Abmessungen und Ge-
wicht des seemäßig durchgebildeten Marinebord-
peilers seinen Einsatz in die Luftfahrt unwirtschaft-
lich; auch war der Wellenbereich von 575 bis 1300 m
für die kontinentale Luftfahrt ungeeignet, und die
Rahımenantennen-Konstruktion genügte nicht den Be-
anspruchungen der Staudrücke, die bei den großen
In Verbindung mit der am Flug-
nung
| #Fluggeschwindigkeiten auftraten. Endlich störten die
"iZündfunken der Explosionsmotore den Empfang, ins-
"besondere die aufgenommenen Telephoniesendungen.
i Diese Gründe führten notwendigerweise dazu, von
. der planmäßigen Ausrüstung der Flugzeuge mit Peil-
é
gerät zum Zweck der Eigenpeilung so lange Abstand
‚ zu nehmen, bis ein geeigneter Peiler entwickelt und
- im regelmäßigen Fabrikationsgang hergestellt war.
T Um auf die Vorteile der Funkpeilung nicht ver-
Zichten zu müssen, beschritt die Entwicklung den
“ gleichen Weg, den sie bereits vor Jahren bei der
Bild 1.
Bordpeilempfänger spez. 47 N zu Versuchszwecken in ein Junkers
Flugzeug F 13 eingebaut. Das Gerät findet zur Zeit Verwendung
in Seeflugzeugen und ortfesten Peilstationen.
Seeschiffahrt genommen hatte: die Peilstelle boden-
ständig zu machen und den Sender ortveränderlich,
d. h. die sogenannte Fremdpeilung einzuführen.
Solche Flughafen-Peilfunkstellen sind in Deutsch-
land von der Zentralstelle für Flugsicherung ein-
gerichtet und zum Teil bereits in Betrieb genommen.
Aber auch hier treten aus Einflüssen des Geländes
und der Flugzeugantenne gewisse Schwierigkeiten auf,
die es zunächst nicht erlauben, mit derselben Ge-
nauigkeit zu arbeiten, mit der Peilungen über See
genommen werden können.
Die beiden Verfahren, die „Fremd“- und „Eigen“-
Peilung, gegeneinander abzuwägen, ist nicht der
Zweck dieser Zeilen. Wertvoll sind zweifellos beide.
Für Peilungen über große Entfernungen wird jedoch,
um eines hervorzuheben, die Fremdpeilung immer
ausfallen, da die Energie des Bordsenders und damit
die Reichweite des „Peilstrahles“ begrenzt sind, wäh-
rend die Sender am Boden außerordentlich stark ge-
macht werden können.
So entstand sehr bald in Zusammenarbeit der
Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt mit der Tele-
funken-Gesellschaft aus dem Marinebordpeiler ein
a Der Bordpeilempfänger im Flugzeug. | 93
Zwischengerät, der Bordpeiler spez. 47 N, der in
ein Junkers-Flugzeug (Baumuster F 13) eingebaut
(Bild 1), in einer Reihe von Flügen erprobt wurde
und sich grundsätzlich als brauchbar erwies. Vor
allem gelang es, die Störungen vom Zündfunken des
Motors zu beseitigen und den Telephonieempfang ver-
ständlich zu machen, was für die sichere Erkennung
eines als Funkbake dienenden Telephoniesenders von
wesentlicher Bedeutung ist. l
II. Der Bordpeiler spez. 173 N.
a) Allgemeine Anforderungen
Die Versuche und Erfahrungen mit diesem Gerät
gaben die Richtlinien für den Bau des ersten eigent-
lichen f UEZENEVOTADÇIIEPS der Telefunken-Gesell-
schaft.
Die Gesichtspunkte, die für die Durchbildung des
Peilers maßgebend waren, lassen sich, wie folgt, zu-
sammenfassen:
Der Peilempfänger sollte
mechanisch stabil sein,
geringes Gewicht und kleine Abmessungen
haben,
leicht bedienbar sein,
den normalen Betriebsempfänger ersetzen,
elektrisch mindestens dasselbe leisten wie der
bisher verwendete Peiler spez. 47 N.
Der neue Bordpeiler wird allen diesen An-
forderungen weitgehend gerecht. Bei gleichen elek-
trischen Eigenschaften ist er bei einer Raumersparnis
von rund 60% auf etwa die Hälfte des Gewichtes ge-
bracht. Die gesamte Gewichtsersparnis einschließlich
Tafel 1.
Vergleichende Uebersicht über die Peilempfänger spez.
47 N und spez. 173 N,
ee ee
Peiler Peiler
Gegenstand spez. 47 Nispez. 173N
Gewicht Empfänger . | 15 kg | 7,6 kg
Deckenlager mit Peilscheibe
und Zuführungskabel zum
Empfänger . . .... 61, 3,71,
Rahmeniing . . e.. 78, 30 „
Gewicht des Gerätes 28,9kg | 14,31 kg
Heizakkumulator . . . . . 3,7 kg | 3,7 kg
Anodenbatterie . .. .. ~ 43 5.
= |Steuerzeiger. ......| l1 jl . l x
Gesamt-
gewicht | Peilanlage (s. 0.) . . 37,9 kg | 23,3 kg
585 mm Se 275 mm
Abmes- | Empfänger: Höhe
sungen Breite 550 „ |375 „
Tiefe. 200 „ |252 „
Raum- Empfänger einschließlich Auf-
bedarf hängung . . «| 95 dm? | 38 dm?
Heizakkumulator . 20 „ 20.
Anodenbatterie 38 „ 38 „
| Stemerzeiger. . . . . | 38. | 385 38 „ 38
Platz- Platz- | Empfänger einschließlich Aut- | T einschließlich Auf-
bedarf hängung: Höhe 630 mm | 350 mm
Breite 585 „ 435 „
Tiefe. . . 260 „ 252 „
94
Rahmen mit Deckenlager, Zuführungskabel und Peil-
scheibe beträgt rund 40 %. Eine vergleichende
Zusammenstellung enthält Tafel 1.
Die Wirkungsweise des Gerätes erhellt aus dem
'Schaltbild (Bild 2).
b) Grundsätzliche Schaltung.
= Der Rahmenkreis 1—2—3 wird mit Hilfe des Dreh-
kondensators 2 auf die zu empfangende Welle ab-
gestimmt und durch den Rückkopplungskondensator 4
entdämpft. Die aufgenommene Energie gelangt über
dere Flugzeugkörper
A
7 BD
LH
Aa DR
3 Jseite
9 Saleppantenne
omi Flugzeughörper
M. H. Gloeckner:
toafreguenzrerslarkung —
PENAC a El
c)AllgemeinetheoretischeGrundlagen.
Befindet sich die Rahmenantenne im Strahlungs-
feld eines Senders, so wird bekanntlich nur dann eine
Spannung in ihr induziert, wenn der Vektor des elek-
tromagnetischen Feldes eine Komponente besitzt, die
auf der Ebene des Rahmens senkrecht steht. Wird
der Rahmen (Bild 3) um eine senkrechte Achse in
einem homogenen, normal polarisierten Feld um 360°
gedreht, so wird während der Drehung die Durch-
flutung der Schleife zweimal einen größten Wert an-
Audon _ 2.
Auaectequerzverstachung
Bild 2.
Grundsätzliches Schaltbild des neuen Flugzeugbordpeilers spez.
173N. Bemerkenswert ist die Anordnung für die Seitenbestimmung.
einen Vier - Röhrenhochfrequenz - Drosselverstärker
I—IV zu dem Audion V, dessen Gitterkreis gleich-
falls abzustimmen ist. Auf die Gitterkreisspule 10 ist
der Anodenkreis durch die Spule 11 induktiv rück-
gekoppelt. Die Rückkopplung dient entweder eben-
falls zur Dämpfungsreduktion beim Empfang modu-
lierter Sender oder zur Erzeugung der Ueber-
lagerungsfrequenz bei Anpeilung ungedämpfter Funk-
Fortpflanzungsrintung
der Wellen
Bild 3.
Schematische Darstellung des Empfangsrahmens im elektro-
magnetischen Feld.
baken. Die vom Audion gleichgerichteten, nunmehr
hörbar gemachten Zeichen gelangen über den Filter-
kreis 12 zum Drei-Röhren-Niederfrequenzverstärker
VI, VIL, VIII und schließlich zu dem als Empfangs-
indikator dienenden Telephon.
Die letzte Röhre arbeitet mit besonderer Gitter-
vorspannung. Zur Beeinflussung der Empfangslaut-
stärke dient der Widerstand 13, der die Heizung der
Hochfrequenzverstärkerröhre III regelt.
nehmen, nämlich dann, wenn die Ebene des Rahmens
senkrecht zum Feld steht (Fall a—a), und zweimal
wird die Durchflutung der Schleife Null sein, wenn die
Rahmenebene in die Richtung des Flusses fällt (Fall
c—c). Die Durchflutung der Schleife und die Größe
der im Rahmen induzierten elektromotorischen Kraft
Bild 4.
Schematische Darstellung der wirksamen Normalkomponente des
elektromagnetischen Feldvektors Sn.
sind abhängig vom Betrage der Normalkomponente
Ondes Vektors H. Ist p der Winkel zwischen Rah-
mennormale und Verbindungslinie Peiler-Sender, so
ergibt sich aus Bild 4
Hn = H cos (g—90°)
Nach einer Drehung des Rahmens um 180° ändert
sich in bezug auf den Rahmen die Seite, von der der
Vektor Ö durch die Schleife hindurchtritt, d. h. in der
|
|
i
|
|
|
|
]
gewählten Darstellung wird $r negativ. Die Ver-
hältnisse sind in Bild 5 wiedergegeben. Dieses Schau-
bild, das die Engländer mit „Kosinusdiagramm‘“ be-
zeichnen, veranschaulicht die Richteigenschaften der
Rahmenantenne. Es gibt ebenfalls Aufschluß darüber,
daß das Peilen nach dem „Minimum“ zu genaueren
Werten führen muß als das Peilen nach dem „Maxi-
mum“, da die Aenderung von Ón mit dem Drehwinkel
7? dort am größten ist.
dOn d(® cos (pP —90°))
t — = -— l
do do
— Ñ cos g.
Die maximale Peilschärfe liegt also bei ¢ = 0°, d. h.
im Peilminimum.
Es is — H sin (9—90°)
Kosinusdiagramm.
d) Erzeugung eines absoluten
Peilminimums.
In der Praxis zeigt sich nun, daß der Rahmen nicht
allein von der magnetischen Komponente, sondern
auch von der elektrischen des elektromagnetischen
Feldes induziert wird. Dieser sogenannte „Antennen-
cifekt“ führt dazu, daß es zunächst nicht möglich ist,
ein absolutes Minimum — also völliges Verschwinden
Bild 6.
Der Einfiuß des „Antenneneffektes* auf das Peilminimum äußert
sich dadurch, daß der Empfangston nicht verschwindet und die
Peilschärfe zurückgeht. Eine Verlagerung des Minimums findet
nicht statt.
— des Empfangssignals im Telephon zu erhalten. Da
nun eine Hochantenne von allen Seiten gleich gut
empfängt, ist ihre Richtcharakteristik ein Kreis. Die
aus beiden Feldern induzierten Spannungen setzen
sich zu einer Resultierenden zusammen. Bild 6, in
dem die den Feldern proportionalen Spannungen ein-
getragen sind, zeigt das reine „Kosinus-Diagramm“
des Rahmenempfanges, das Kreisdiagramm des An-
tenneneffektes und den daraus resultierenden
„Rahmenempfang mit Antenneneffekt“. Bei der
Addition beider Spannungen ist zu beachten, daß ihre
Vektoren zeitlich um 90° in der Phase gegeneinander
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug. 95
—— oo m nn a nn
nn e —
verschoben sind, was durch folgende Betrachtung
leicht verständlich wird. Aus den Hertz schen
Gleichungen der Wellenausbreitung folgt, daß im
Gebiet reiner Strahlung, also bei genügender Entfer-
nung vom Sender, der elektrische und magnetische
Vektor in Phase sind. Das elektromagnetische Feld
induziert eine Spannung &,„ im Rahmen, die seiner
Aenderungsgeschwindigkeit proportional ist, also in
ihrer Phase um 90° gegen den magnetischen Vektor
des Feldes verschoben ist. Die vom elektrischen
Vektor 5 herrührende Spannung Ee pulsiert aber in
gleicher Phase mit dem elektrischen, also auch dem
magnetischen Vektor des Feldes. Demnach sind beide
Spannungen um 90° gegeneinander verschoben. Der
Radiusvektor der Resultierenden Cres hat also für die
Ralımenstellung (9 — 90°) den Betrag:
Eres = VE; + Ei, cos? (9—90°)
Der Antenneneffekt verursacht zwar keine Ver-
lagerung des Minimums, beeinträchtigt jedoch die
Schärfe der Peilung erheblich. Daher ist im Emp-
fänger Vorsorge getroffen worden, den „Antennen-
effekt“ des Rahmens zu beseitigen (vgl. Bild 2).
Bild 7.
Diagramm der nicht abgestimmten Hilfsantenne. Antennenstrom
und Spannung sind phasenverschoben.
Die Spule 3 des Rahmenkreises ist induktiv an
eine Hilfsantenne — verwendet wird die normale
Flugzeugschleppantenne — angekoppelt. Die Kopp-
lung ist stetig veränderlich und gestattet, den Hilfs-
antennenbedarf zur Beseitigung des schädlichen An-
tenneneffektes nach Größe und Phase entsprechend
zu entnehmen. Die Hilfsantenne wird in stark ver-
stimmtem Zustand verwendet. In diesem Falle (Bild 7)
eilt der Strom Sa in der Hilfsantenne wegen der stark
kapazitiven Charakteristik ihres Widerstandes der
Antennenspannung Ça um 90° voraus. Der Strom
induziert in der Spule 3 eine Kompensationsspannung
Ex, die in Gegenphase zur Spannung des Antennen-
effektes liegt.
e) Seitenbestimmung.
Wie aus den Bildern 3 und 5 ersichtlich, fallen
auf eine volle Umdrehung des Ralımens zwei Minima.
Auf Grund der bisherigen Erörterung ist dadurch die
Peilung solange nicht eindeutig, als nicht festgestellt
werden kann, auf welcher Seite der Rahmenebene
der Sender liegt. Die „Seitenbestimmung“ ist durch-
führbar, wenn es gelingt, denjenigen Hilfsantennen-
bedarf aufzubringen, der die Kompensationsspannung
für die im Rahmen induzierte Aequivalentspannung
des elektromagnetischen Feldes liefert und die
Phasenbedingungen erfüllt.
96
War zur Erzielung eines absoluten Peilminimums
eine Hilfsspannung zu erzeugen, die mit dem
Antenneneffekt in Gegenphase schwingt, so wird
jetzt zur Bestimmung der „Seite“ eine Spannung €;
benötigt, die gegen die Antennenspannung Ẹa um 90°
verschoben ist und in (Gegenphase zur Rahmen-
spannung €, liegt (Bild 8), d. h. es muß sein:
Ç, = = En.
Ein einfaches bisher angewandtes Verfahren be-
steht darin, die Hilfsantenne abzustimmen. Man er-
reicht damit, daß im Gegensatz zum Fall der nicht
abgestimmten Antenne (Bild 7) der Antennenstrom
Ja mit der vom elektrischen Feld $ in der Antenne
induzierten Spannung &, in Phase ist. Die vom
Antennenstrom im Rahmenkreis induzierte Spannung
Pr Im
Bild 8.
Diagramm des abgestimmten Rahmenkreises, Strom und
Spannung sind in Phase,
fällt dann, je nach dem Windungssinn der Koppel-
spule in Phase oder Gegenphase zur Spannung €,
im abgestimmten Rahmenkreis (Bild 8), die durch die
elektromagnetische Komponente 9 des Feldes er-
zeugt wurde und geeignet ist, diese bei entsprechen-
der Einstellung der Kopplung Hilfsantenne—Ralımen
(Amplitude und Richtungssinn) und Hilfsantennen-
abstimmung (Phase) zu kompensieren.
Dieses Verfahren erfordert jedoch Bedienung und
ist für die Verwendung inı Flugzeug wenig geeignet.
Einen Ausweg bringt eine gemeinsam mit der Ma-
rine von der Telefunken-Gesellschaft entwickelte
Schaltung, die hier Verwendung findet und die vor-
liegende Aufgabe in eleganter Weise löst.
Parallel zur Kopplungsspule (7) der Schleppantenne
ist der veränderliche Widerstand (5) in Reihe mit der
Induktionsspule (6) geschaltet (Bild 2). Der ver-
änderliche Widerstand gestattet, die Phase 9a
zwischen der in der Schleppantenne erzeugten Span-
nung Ea und dem in der Spule 7 fließenden Strom
X, und damit auch die Phase zwischen der Kompen-
sationsspannung €, und der Ralhımenspannung En» zu
beeinflussen. Die Wirkungsweise wird durch Bild 9
und 10 erläutert. Bild 9 zeigt das Ersatzschema für
die Hilfsantenne. C ist die dynamische Kapazität der
Antenne, R ihr ohmscher Widerstand, 2 und %, sind
die Induktivitäten der Schleppantenne und der Koppel-
spule (7); R, ist der Widerstand und 2%, die Selbst-
induktion (6) im Zusatzkreise.. SS, und %, sind die
Zweigströme, und &, ist die den Zweigen gemein-
same Spannung.
Wie oben erwähnt, kommt es also bei der Seiten-
bestimmung darauf an, die Rahmenspannung Èm zu
kompensieren. Die benötigte Kompensationsspannung
Œ, kann aber ein in der Antennenspule (7) fließender
Strom Š, nur dann in der Rahmenkreisspule (8)
M. H, Gloeckner:
(Bild 2) induzieren, wenn sein Vektor senkrecht steht
zu dem der Rahmenspannung €,.. Dieser Strom muß
demnach in Phase sein mit der in der Schleppantenne
vom elektrischen Feld $ erzeugten Spannung Ca,
d. h. es muß Pa =Q sein.
Bild 9.
Ersatzschema des Antennenkreises für die Seitenbestimmung.
Die Phasenbedingung läßt sich mit Hilfe des ver-
änderlichen Widerstandes R, erfüllen, wenn die
Kapazität C der verwendeten Schleppantenne ge-
nügend groß ist. Die Verhältnisse lassen sich im
allgemein gültigen Vektordiagramm des Bildes 10 gut
übersehen:
| Bild 10.
Vektordiagramm für die Seitenbestimmung. Es wird angestrebt,
den Phasenwinkel pa zwischen Œa und Œo klein zu halten.
S0 + 3, = ŞS ist der Strom in der Antenne. An
Q, (Spule [7]) liegt die Spannung &,, die dem Strom
So um 90° voreilt.
Die in der Schleppantenne vom elektrischen Feld
erzeugte Spannung €, stellt sich dar als Summe aller
Spannungsabfälle im Antennenkreis. Es ist also:
Sr BEER: e 7 d€
e=2E€=F, IR +j oL I+ 3
SR ist in Phase mit $, also // X zu zeichnen; jo Q%
l
und ToC X eilen X, also auch X.R um 90° vor bzw.
nach. €. ergibt sich als Schlußlinie des Spannungs-
diagramms.
——— 0 a nn
aA A
|
ne S Bann nn,
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug. 97
Aus Bild 9 u. 10 läßt sich ersehen, daß die Auf-
teilung der Spannung Ea in &.— €, und &, von der
Größe des komplexen Widerstandes
3 _ Rj w Po— w? L, £,
ý R, +j w (£o + £)
abhängig ist.
Dieser ist aber in Betrag und Richtung eine Funk-
tion von R,. Wird z. B. R, verkleinert, so werden
auch %, und somit ©, kleiner und entsprechend
Ea—E, größer, weil €a konstant bleibt. Da aber
E.—E, in der Hauptsache aus dem Spannungsabfall
1
TC S bestimmt ist, wird sich der Vektor €, in
J @
der Richtung nach X, drehen. Gleichzeitig bewirkt
die Verkleinerung von R, daß die Ströme I, und $,
Kennzeichen fürdie
Serfendestimmung
Bild 11.
Funkpeilskala mit Seitenkennzeichen „rot“ und „blau“ sowie
„Punktmarke* zum Ablesen der Peilung. Die Skala ist im Flug-
zeug so angeordnet, daß die Linie 00-1800 in Flugzeuglängs-
richtung liegt. 09 voraus; 180° achteraus.
mehr und mehr in Phase fallen, was ebenfalls zur
Verkleinerung von Qa beiträgt.
Xo induziert also für Pa = 0 eine Spannung €, in
der Spule (8) — diese wird durch den Schalter 9 zur
Bestimmung der „Seite“ an Stelle der Spule (3) in
den Rahmenkreis geschaltet —, die X, um 90° voreilt,
und somit in Phase oder Gegenphase zur Rahmen-
spannung Ẹ,, liegt, je nachdem, in welchem Sinne
die Spule 8 durch die gewählte Stellung des Schal-
ters 9 (Stellung 2 oder 3) an die Spule 7 an-
gekoppelt ist.
Die vorstehend dargelegte Anordnung ermöglicht
eine einfach und schnell auszuführende Bestimmung
der „Seite“, auf der ein angepeilter Sender liegt, denn
zwischen der Stellung der Rahmenantenne und der
des Schalters für die „Seitenbestimmung“ (Bild 2,
Ziffer 9) besteht ein zwangläufiger Zusammenhang
derart, daß jeder der beiden Stellungen des in das
Empfangsmaximum gedrehten Rahmens nur eine Stel-
lung (2 bzw. 3) des Kippschalters (9) (Bild 2) ein-
deutig zugeordnet ist, in der der Empfangston ge-
schwächt und damit für die „Seite“ bestimmend wird.
Die entsprechenden Stellungen sind durch die
Farben blau und rot am Schalter und an der Peil-
scheibe (Bild 11) ein für allemal gekennzeichnet.
Ist ein deutlicher Unterschied der Empfangslaut-
stärken in beiden Schalterstellungen nicht vorhanden,
so wird die Nachregelung des Phasenschiebers (5)
Abhilfe schaffen, ohne daß die Phasen und Ampli-
tudenbedingungen streng zu erfüllen wären. Bild 12
zeigt das Diagramm der Seitenbestimmung für den
allgemeinen Fall, daß die Hilfsspannung esıı weder
in der Phase noch in der Amplitude auf die Rahmen-
spannung €» abgeglichen ist (Kurve II). Dem gewähl-
ten Beispiel ist eine Phasenverschiebung von 45°
zugrunde gelegt. Die in den beiden Schalter-
stellungen wirksamen Spannungen verhalten sich
etwa wie 1:2. Die Kurve I zeigt das Diagramm für
den Fall der streng durchgeführten Kompensation
(Herzkurve). Die Hilfsspananung es ist dem Betrag
nach gleich dem der Rahmenspannung em und liegt
in Phase oder Gegenphase zu ihr.
| Sender
Allgemeines Diagramm
Bild 12,
Diagramm der Seitenbestimmung. Für den idealen Abgleich von
Rahmen und Hilfsantenne auf Größe und Phase ergibt sich die
„Herzkurve* (I). Auf eine volle Drehung des Rahmens um 360°
fällt nur ein Minimum. Die Peilung wird eindeutig (Seitenbe-
stimmung). Auch bei nur angenäherter Erfüllung der Abgleich-
bedingungen ergibt sich — wenn auch weniger ausgeprägt —
nur ein Minimum (I).
f) Aeußere Anordnung.
Die angestellten Betrachtungen über die innere
Wirkungsweise des Peilempfängers werden es, ge-
rade im Hinblick auf seine Verwendung als Meßgerät,
verständlich erscheinen lassen, daß das Aeußere des
Empfängers durch eine Anzahl von Schaltern und
Einstellvorrichtungen auffällt, die an die Uebung und
Erfahrung desjenigen, der das Gerät bedient, gewisse
Anforderungen stellen. In Bild 13 ist der Bord-
empfänger in der Frontansicht dargestellt. Auf die
Bedeutung der einzelnen Schaltelemente ist durch
entsprechende Stichworte hingewiesen. Besonders
erwähnt seien die Wellenschalter, durch die gleich-
zeitig Rahmenkreis, Audionkreis und Hilfsantenne für
98 M. H. Gloeckner:
nn
den gewählten Wellenbereich entsprechend geschaltet
werden, und der Ueberspannungsschutz, der, parallel
zum Rahmen gelegt, den Empfänger vor Ueber-
spannungen schützt, wie sie beim Wechselverkehr
durch den eigenen Sender hervorgerufen werden
können. Diese Einzelheiten sind aus Gründen der
PO w TEISAL
Hanınen Sbst mag `
4 f~
$ feinste Amp‘
KL s
© Alfsuntrmnenköpeling
Hulfantenee
| Marten
Rahmererdung.
Seallung auf: Peilern—
Fhagensarder w
Anschlüsse for den Rahmen . TEI A
tostor ren
j Jhal! ung auf 2 eilene stimmung. Rahmenriccppl. ung Peilempförger: Rus Ein
Zur Uebermittlung der Peilergebnisse an den Flug-
zeugführer dient der Fernanzeiger. Er besteht aus
einem Drehspulinstrument mit einer nach links
zählenden Backbord- und nach rechts zählenden
Steuerbordskala.. An das Instrument wird über einen
entsprechend geeichten Spannungsteiler Spannung ge-
Hodfrequtareiteizung
Audion Alsfmeung
_ Fernstellimggf = `
Keilensoailer =
Au dionrätkagplung
Anslüssefürdie `
S/romquelioen " -
Ansouis fa den frmanzeıger
\ N opfhörer
Bild 13.
Frontansicht des Peilempfängers spez. 173‘N.
Uebersichtlichkeit im grundsätzlichen Schaltbild
(Bild 2) fortgelassen. Die gedrungene Bauart des
Peilers macht naturgemäß eine sorgfältige Ab-
schirmung im einzelnen und im ganzen zur not-
legt. Das im Führersitz eingebaute Gerät zeigt das
Bild 14. Es besitzt ferner Anschlußbuchsen für das
Mithörertelephon und einen Schalter zum Einschalten
des Empfängers. Die links sichtbare Glühlampe soll
Bild 14.
Fernanzeiger (Empfänger) im Fühiersitz des Flugzeuges D 570
(Junkers F 13) zur Uebertragung der Kursberichtigung. Der
Geber befindet sich am Funkpeilstand. Der in dem Bilde (Mitte
oben) sichtbare Schalter gestattet dem Piloten, den Peilempfänger
einzuschalten, um selbst mithören zu können.
wendigen Bedingung, so daß auch das Gehäuse durch-
weg aus Aluminium gefertigt ist. Die 8 Röhren
(Type RE 144) sind durch eine in der Aufsichtsfläche
angeordnete Klappe zugänglich. Die Stromversorgung
der Röhren erfolgt durch einen Akkumulator von
4 Volt Spannung. Den Anodenstrom liefert eine
Trockenbatterie von 60 bis 100 Volt.
den Flugzeugführer darauf aufmerksam machen, daß
der Fernanzeiger betätigt wird.
g) Grundsätzliches über die Funk-
beschickung.
Der in ein Flugzeug eingebaute Peiler ist an sich
nicht ohne weiteres verwendungsfähig, denn der ein-
-O
ww
JE u rn amea o, y ERREGT
N o,
1
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug. 99
kommende Peilstrahl' eines Senders wird durch die
Metallmassen des Flugzeuges abgelenkt. Diese „Bord-
ablenkungen“, die aus der Seefahrt genügend bekannt
und erforscht sind!), haben zwei grundsätzliche Ent-
stehungsherde, die ihren funktionellen Zusammenhang
ınit der rohen Funkpeilung, d. h. der Ablesung auf
der Peilscheibe, kenrzeichnen. Und zwar wirken die
Metallmassen des Flugzeuges in ihrer Anordnung wie
Hoch- oder Rahmenantenne und führen zu einer Ver-
zerrung des Empfangsfeldes, die rechnerisch erfaßbar
ist.
Da die strahlenden Teile des Flugzeuges nicht
chne weiteres erkennbar sind, geht man in der
Praxis den umgekehrten Weg und ermittelt aus der
gebilden, die wie Hochantennen wirken und längs
achteraus (+B) oder voraus (—B) bzw. an Steuer-
bord (+C) oder Backbord (— ©) liegen. Diese
antennenähnlichen Rückstrahler gehen also „halb-
kreisig“ in die Funkbeschickungs-Charakteristik ein,
da ihre Erregung richtungsunabhängig ist. Ihr Ein-
fluß ist im Gegensatz zum A-Wert frequenzabhängig.
Als Auswirkung schleifenähnlicher Rückstrahler in
der Flugzeug-Längs- oder Querachse tritt das viertel-
‚kreisige „D“ auf, das positiv ist, wenn der Peil-
rahmen im Außenfeld einer Längsschleife oder im
Innenfeld einer Querschleife steht, und negatives Vor-
zeichen besitzt, wenn er dem Einfluß des Innenfeldes
einer Längsschleife oder dem Außenfeld einer Quer-
Bild 15.
Versuchsflugzeug der DVL mit Peileinrichtung (Junkers F 13)
und fest verspannter Hilfsantenne.
Als Hilfsantenne ist jedoch
im allgemeinen die normale Schleppantenne vorgesehen. `
empirisch festgestellten Bordablenkung durch . har-
monische Kurvenanalyse Lage und Wesensart der
Fehlerquelle. Dieses Verfahren gibt Mittel und Wege
zu einer wirksamen Kompensation”), die zwar auf
Schiffen oft angewendet, für‘ das Flugzeug jedoch
nicht in Frage kommt, da sie mit dessen Eigenarten
schwer vereinbar ist. |
Aus Zweckmäßigkeitsgründen wird die Peilscheibe
im Flugzeug so angebracht, daß die Linie 0°-—-180°
in die Flugzeuglängsachse fällt und 0° voraus, 180°
achteraus liegt. Die Ablesung ergibt dann die ‚rohe
Funkseitenpeilung‘“ q, die um den Betrag der „Funk-
beschickung“ f zu berichtigen ist, um den „Steuer-
bordwinkel“ oder die „Funkseitenpeilung“ » zu er-
halten. Es ist also:
p=q4+ f
Aus der Fischerschen Funkbeschickungs-
theorie!) ergibt sich, daß die Funkbeschickung all-
gemein darstellbar ist durch die Beziehung:
f =F? (q) = 4 +B sing + C cos q -+ D sin 2q
+ E cos 24 + K sin 4g,
wobei den Koeffizienten der Glieder eine physika-
lische Bedeutung zukommt.
Der konstante Beiwert A ist 0, wenn der Rahmen
symmetrisch im Flugzeug angeordnet und die Peil-
skala zum Rahmen richtig orientiert ist. Die Bei-
werte B und C rühren her aus Einflüssen von Leiter-
1) F. A. Fischer, Die allgemeine Funkbeschickungsgleichung
Ann. d. Hydr. Bd. 54, S. 340, 1926.
2) Maurer u. F. A. Fischer, Die vom Schiff hervorgerufene
Pun e g und ihre Kompensation ETZ, Bd. 46, S, 1901,
H. 51, :
schleife ausgesetzt ist. Eine notwendige Begleit-
erscheinung des Beiwertes D ist der achtelkreisige
Wert K. Die Zusammenhänge ergeben sich rein
rechnerisch aus der Tatsache, daß die Erregung einer
Längsschleife proportional ist dem Cosinus des
Steuerbordwinkels (des unabgelenkten Funkstrahles),
aiso proportional cos p. Das ausgestralilte Störfeld
ist aus Symmetriegründen quer zur Flugzeuglängs-
achse gerichtet und setzt sich mit dem ungestörten
Feld des fernen Senders zu einer Resultierenden zu-
sammen. Es ergibt sich die Proportionalitäts-
beziehung:
sin fœ sin q-cos p
und da
p=qa+tf
ist, ergibt sich die Näherungsformel'):
f = D sin 2q + K sin 4q
Das Bestehen eines „E-Wertes“ in der Funk-
beschickungskurve deutet auf das Vorhandensein von
Schleifen in Richtungen, die um 45° rechtsdrehend
gegen die D-Schleifen verschoben sind. Die an-
gestellten Betrachtungen lassen sich auch hier ent-
sprechend verwenden.
Bild 15 stellt ein Junkers-Flugzeug, Baumuster
F 13, dar, das mit der neuen Peilanlage versuchsweise
ausgerüstet ist. Die Funkbeschickung wurde für diese
Maschine aufgenommen und ist in Bild 16 wieder-
gegeben. Die Beiwerte der untersuchten Wellen-
längen enthält Tafel 2.
Für den Verlauf der Funkbeschickungskurve ist
der positive D-Wert von ausschlaggebender Be-
100
-- S -- u e a A
deutung. Der Rumpf des Flugzeuges wirkt also ähn-
lich dem des Schiffes wie eine induktive Längs-
schleife, in deren Außenfeld der Peilrahmen steht.
Der Wert A ist praktisch konstant und besagt, daß
der Ralımen symmetrisch zur Flugzeuglängsachse
liegt. Auch die B- und C-Werte sind verhältnismäßig
EP TI Bo TIP T
PTa ER Ha HE HE 1 RE N a AT
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|
Bild 16.
Funkbeschickungskurven eines Junkers-Flugzeuges F 13 für ver-
schiedene Wellenlängen.
klein, so daß wesentliche Störstrahlungen aus Lei-
tungsgebilden, die wie Hochantennen wirken, nicht
auftreten.
h) Die Aufnahme der Funkbeschickuneg.
Da die Aufnahme der Funkbeschickung für ein in
der Luft befindliches Flugzeug erhebliche Schwierig-
keiten bereitet, muß sie auf dem Erdboden erfolgen.
Dabei ist in folgender Weise verfahren worden.
Tafel 2.
Beiwerte der Funkbeschickung für ein Junkers-Flugzeug
Baumuster F 13.
BP Co
0,2 | 0,1
—0,03 —0,45 |—0,2
—0,15 I—0,05
—08 | 0,1
0,25 i—0,15
hölzernen Dreh-
scheibe, wie sie für die Kompensation von Magnet-
Das Flugzeug wurde auf einer
kompassen Verwendung findet, in Fluglage auf-
gebockt und sorgfältig festgemacht. Der Peilrahmen
befand sich im reinen Strahlungsfeld eines rund
20 km entfernten ortsfesten Senders. Gegen diesen
M. H. Gloeckner: Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
wurde das Flugzeug geschwojit und die jeweilige
Drehung « durch optische Einpeilung eines Gelände-
festpunktes mit einer auf der Drehscheibe aufgebauten
Peilscheibe ermittelt.
So ergab sich für jede Ablesung a der optischen
Peilscheibe eine zugeordnete rohe Funkseitenpeilung
q (Bild 17).
Für die Ablesung a = 0 liege im Funkpeiler das
Minimum bei q,; das bedeutet, daß die optische und
die Funkpeilskala gegeneinander scheinbar um go
verschoben sind. Die Funktion:
(.to)—a=h=r(d
gibt dann zwar den Verlauf der Funkbeschickung
richtig wieder, nicht aber die Funkbeschickung selbst,
da g, bereits mit dem Fehler der Bordablenkung be-
haftet ist. Um diesen Betrag erscheint dann die
Funkbeschickungskurve in der Ordinatenrichtung
verschoben.
Pen PAR en des
VER ig Bezugsiinie für | | Alstrahls
N, @tische funkpeiling® z
Bild 17.
Darstellung der Funkbeschickungsaufnahme eines Flugzeuges.
Die tatsächliche Peilung des
Strahles wäre für a = 0
Po = da Ffos
wobei /, der zu q, gehörige Beschickungswert ist.
Der Uebergang von der optischen zur Funkpeilung
ist für einen beliebigen Winkel a damit gegeben durch
die Beziehung:
a tpo =p; da p=q4 +f und f= fot f
ist, ergibt sich:
einkommenden
} = p—q = a + p — 4 = a — (lau) + h
Zur Ermittlung der Unbekannten f, blieb nur der
etwas umständlicle Weg, das Flugzeug von der Drel-
scheibe zu entfernen und den Peiler in gleicher
Stellung und Anordnung für sich gesondert auf der
Drehscheibe wieder aufzubauen. Für a = 0 ergab
sich nunmehr die verbesserte Funkseitenpeilung p,
unmittelbar, da ja die im Flugzeug liegenden Ursachen
für die Funkstrahlablenkung beseitigt waren.
Damit war auch f bestimmt aus
fo = Po — Qo
und die Funkbeschickung für jeden Wert von a ein-
deutig festgelegt.
Da die Richtung des einkommenden Funktstrahles,
abgesehen von den Einflüssen des Flugzeuges, auch
|
\
|
3
solchen des Geländes zwischen Sender und Empfänger |
ausgesetzt war, konnte einerseits die Kenntnis der
Lage des Senders zur Ermittlung von f nichts bei-
tragen, solange die Wegablenkung nicht ermittelt
war, andererseits mußte für jede untersuchte Wellen-
A O
H. E. Hollmann: Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren. 101
länge die Bestimmung von /, erneut erfolgen, da die
\Wegablenkung von der Wellenlänge abhängig ist.
Es wäre denkbar, daß ein inhomogener Boden in
der unmittelbaren Nähe der Drehscheibe den Funk-
beschickungsverlauf dadurch fälschte, daß sich die
Kapazitäten der an der Störstrahlung teilnehmenden
Teile des Flugzeuges änderten. Obgleich diese Fehler
gering sein dürften, ist beabsichtigt, Nachprüfungen
vorzunehmen, die den Einfluß der Bodennähe auf die
Funkbeschickung erfassen sollen. Die Drehscheibe
selbst blieb auf die Funkbeschickung ohne Einfluß,
denn für den in einem Holzgestell auf die Drehscheibe
gesetzten Peiler war die Differenz zwischen optischer
und Funkpeilung konstant.
(Eingegangen am 25. Oktober 1928.)
(Schluß folgt.)
Zusammenfassender Bericht. _
Die Erzeugung Kürzester elelitrischer Wellen
mit Elelitronenröhren.
Von H. E. Hollmanı.
Physikalisches Institut der Technischen Hochschule Darmstadt.
Schluß*).
3. Theoretische Untersuchungen
der Elektrodenschwingungen.
Die mannigfaltigen, in den bisher angeführten
Arbeiten beschriebenen Erscheinungen beweisen, daß
die einfachen Vorstellungen von Barkhausen und
Kurz nur in groben Umrissen beibehalten werden
können, und daß eine eingehende Erweiterung der
Theorie erforderlich ist. Zur Zeit ist eine solche,
allen Anforderungen genügende Theorie noch nicht
vorhanden, doch sind verschiedene Ansätze gemacht
worden, welche auf eine baldige Lösung des Problems
schließen lassen.
Die hauptsächlichen Punkte, welche durch die
Theorie von Barkhausen-Kurz nicht erfaßt
werden, sind:
a) Das Auftreten eines, der negativen Anoden-
spannung entgegenfließenden Anodenstromes.
b) Die phasengleiche „gewisse“ Ordnung in der
Elektronenbewegung.
c) Die gleichzeitige Abhängigkeit der Frequenz i
von den konstanten Zwischenelektrodenfeldern
einerseits und von der Abstimmung des äußeren
Schwingungskreises andererseits.
a) Wenn nach Barkhausen und Kurz alle,.
Elektronen vor der Anode umkehren und zum Gitter
zurückfliegen, kann kein Anodenstrom auftreten; es
muß daher eine Zahl von Elektronen geben, die nicht '
an der Umkehr vor der Anode teilnehmen, sondern
auf dieselbe zufliegen. Zilitinkewitsch!“”)
gibt an, daß ein Teil der Elektronen „auf irgendeine
Weise eine additive lebendige Kraft“ erhalten muß,
welche sie befähigt, sich widersetzende Niveauflächen
zu durchdringen und gegen die abstoßende Anode an-
zulaufen. Damit steht auch die Tatsache in Einklang,
daß die freie Anode sich beim Einsatz von Schwin-
gungen stark negativ auflädt, wie es Nettleton,
Breit, Sahanek, Hollmann u. a. beobachtet
haben. Ä ee
Nach Kohl! *) ist der Anodenstrom nur ein
energieverzehrendes Dämpfungsglied, hervorgerufen
durch die Wechselspannungen an der Anode. Dabei
setzt Kohl so hohe Amplitudenwerte voraus, daß die
Anodengleichspannung kompensiert wird, und daß die
Anode somit während der positiven Halbwelle ein
positives Potential erhält. Seine Anschauung erfährt
eine Stütze durch die Feststellung, daß beim Ersatz
des vollen Anodenzylinders durch eine Spirale die
Schwingungsenergie bis auf den fünffachen Betrag an-
steigt.
b) Pfetscher*) erklärt die Unterteilung der
durch das Gitter hindurchfliegenden Elektronen in
.
fe a ae UT 1
230’wt 320°
Bild 24.
Elektronenbewegungen im Wechselfeld nach Kapzov.
solche, die auf die Anode zufliegen und solche, die
wieder zum Gitter zurückkehren, durch die an den
Elektroden auftretenden Wechselspannungen, wie es
auch breits Gill und Morrell angegeben haben.
Kapzov°) nimmt ebenfalls an, daß infolge der
Wechselfelder zwischen den Elektroden ein Teil der
Elektronen auf die Anode aufprallt, und somit aus
dem weiteren Schwingungsvorgang ausscheidet, daß
es aber andererseits auch Elektronen gibt, welche bei
ihrer Rückkehr in den Gitter-Kathodenraum auf den
Glühfaden mit endlicher Geschwindigkeit auftreffen.
Die Aussonderung der Elektronen durch die Anode
oder Kathode bewirkt nach Kapzov eine Ein-
schränkung aller bei dem Elektronentanz vor-
kommenden Phasen und ist die Ursache für die von
102
Barkhausen und Kurz geforderte „gewisse
Ordnung“ in der Elektronenbewegung, wobei die
Auslese durch den Heizfaden auch bei negativer
Anode, bei der kein Anodenstrom melır auftritt, den
Schwingungseinsatz rechtfertigt.
Kapzov stellt die Bewegungsgleichung auf für
alle unter der Einwirkung eines Wechselfeldes von
der Frequenz wi stehenden Elektronen und führt
unter vereinfachenden Annahmen eine numerische
Integration seiner Gleichungen durch. Für einen be-
stimmten Fall
("a= 0,8 cm; r, = 0,31 cm; Bg = 100 Volt;
E, == Ea = 10 Volt)
erhält er die in Bild 24 wiedergebenen Balınkurven
von 6, zu verschiedenen Zeiten wi den Heizfaden ver-
lassende Elektronen. Dabei bedeutet wt = 0 den An-
fang einer Schwingungsperiode der Gitterspannung,
während wE=360° die nach der Formel von
Scheibe ermittelte, und der Berechnung zugrunde
gelegte Periode des Wechselfeldes ist. Wie man sicht,
kehrt ein im Moment wt = —80° den NHeizfaden
verlassendes Elektron wieder zu demselben zurück,
wogegen ein bei wt = +80° ausgehendes Elektron
auf die Anode aufprallt. Alle, die Kathode zwischen
ot = — 70° und + 70° verlassende Elektroden führen
eine Pendelbewegung um das Gitter aus, deren
Periode in Uebereinstimmung mit der Theorie von
Hollmann unterhalb der nach Scheibe errech-
neten liegt; Kapzov errechnet die Elektronen-
frequenz für eine beliebige Erregerfrequenz wi des
Wechselfeldes; setzt man beide einander gleich, da
die Wechselfelder ia durch die Elektronenschwin-
gungen hervorgerufen werden, so geht die Theorie
von Kapzov in die von Hollmann, allerdings
unter weitgehenden Vereinfachungen aufgestellte über.
In einer bereits zitierten, umfassenden und über-
sichtlichen Arbeit legen Tank und Schilt-
knecht!“*) dar, daß die Steuerung der Elektronen-
bewegung unter Mitwirkung eines äußeren Schwin-
gungskreises stattfindet, indem die Raumladungs-
dichte des Emissionsstromes durch die den
Elektrodengleichspannungen überlagerten Wechsel-
spannungen periodisch geändert wird. Ihre Theorie
führt zu einem Ausdruck für die Raumladung ọọ, der
sich aus zwei Teilen zusammensetzt, nämlich der
statischen, konstanten Raumladung o» und einer ver-
änderlichen Komponente Ao vom Charakter einer
stehenden Welle, welche trotz konstanten Emissions-
stromes eine variable Feldstärke hervorruft. Tank
und Schiltknecht geben auf Grund dieser theo-
retischen Unterlagen eine Erklärung dafür, daß die
Schwingungen nur im Sättigungsbereich auftreten,
also an eine bestimmte Gittermindestspannung ge-
bunden sind, daß aber ebenso auch nach zunehmen-
den Gitterspannungen hin eine Grenze gesetzt ist,
weil der „Anfachungsfaktor“, welcher in Analogie
zum rückgekoppelten Röhrensender die „Güte“ der
Schaltung und der Röhre erfaßt. %, umgekehrt pro-
portional ist. Für die Abhängigkeit der Wellenlänge
vom Eınissionsstrom finden sie die Beziehung:
Ia- å? = const.
Um den Wellenbereich auf die Hälfte herab-
zusetzen, muß die Gitterspannung vervierfacht und
der Emissionsstrom verachtfacht werden, und aus
H. E. Hollmann:
diesem Grunde ist der experimentellen Erzeugung
sehr kurzer Wellen rasch eine Grenze gesetzt, welche
zur Zeit bei 20—30 cm liegen dürfte.
Die vorstehenden, von verschiedenen Autoren ge-
teilten Meinungen, daß die Gleichphasigkeit der Elek-
tronen nur durch die unter Mitwirkung eines äußeren
Schwingungskreises in den Elektroden induzierten
Wechselspannungen bewirkt wird, glaubt Holl-
mann!“*) experimentell widerlegt zu haben, indem
er jede Einwirkung eines äußeren Schwingungs-
systems auf den Elektronenmechanismus durch beider-
seitige kapazitive Ueberbrückung der Elektroden
unterdrückte. Es ergab sich, daß in diesem Fall nur
die Gill- und Morrell-Schwingungen ver-
schwanden, daß hingegen die Barkhausen-
Kurz - Schwingungen, ohne daß eine Aenderung der
Frequenz festzustellen war, bestehen blieben. Nach
diesen Beobachtungen muß daher noch dahingestellt
bleiben, auf welche Weise tatsächlich eine Unter-
teilung der Elektronen vor der Anode stattfindet.
c) Die von verschiedenen Autoren mitgeteilte Be-
obachtung, daß die Wellenlänge der Elektronen-
bewegung von zwei verschiedenen Faktoren, nämlich
den Elektrodengleichspannungen und den Wechsel-
feldern des äußeren Schwingungskreises beeinflußt
wird, gibt Anlaß zu verschiedenen theoretischen Deu-
tungen und Untersuchungen.
Kohl!°?) sucht die synchrone Bewegung der
Elektronen durch eine Steuerung durch die Elek-
tronen-Wechselspannungen und die hierdurch ver-
ursachte periodische Verlagerung des Elektronen-
umkehrpunktes vor der Anode zu erklären. Er setzt
damit voraus, daß die Frequenz seiner Schwingungen
durch die Eigenperiode des Schwingungskreises fest-
gelegt ist. Den auch bei unveränderter Abstimmung
des Senders vorhandenen Einfluß der Spannungen er-
klärt Kohl’) mit einer Aenderung der Gitter-Anode-
Kapazität, deren Wert durch das „Elektronen-Gas-
Dielektrikum“ zwischen den Elektroden bestimmt
wird. Die Dielektrizitätskonstante hängt nach Ein-
stein ab von der Elektronendichte und Wellen-
länge. Kohl findet in Uebereinstimmung mit dem
Experiment bei zunehmender Gitterspannung und bei
zunehmendem Emissionsstrom eine Abnahme der
Wellenlänge.
Pfetscher!*) entwickelt eine eingehende
mathematische Theorie, welche die beiden Faktoren,
das Schwingungssystem und die Elektrodenpotentiale,
gleichzeitig zu erfassen sucht. Seine Betrachtungen
beschränken sich indessen auf den Fall eines Anoden-
potentials Null und die Annahme einer totalen Unter-
teilung vor der Anode, d. h. die Hälfte aller Elek-
tronen soll auf die Anode auftreffen, die andere
Hälfte soll zum Gitter zurückfliegen.
Tank und Schiltknecht!“*) erklären die
gleichzeitige Abhängigkeit der Frequenz von den
obigen Faktoren als einen Koppeleffekt, indem sie
das äußere System und die zwischen Kathode und
Anode oszillierende Raumladung als zwei miteinander
gekoppelte Schwingungsgebilde aufffassen. Die Ver-
minderung der EFlektronenfrequenz mit zunehmender
Wellenlänge des Abstimmsystems und ebenso die
Verbreiterung der einzelnen, in Bild 20 angegebenen
Schwingungsbereiche folgt aus der allgemeinen
Theorie der Koppelschwingungen.
—
_——
Sahanek?) ergänzt seine Theorie von einem
dynamischen negativen Widerstand zwischen Gitter
und Anode. Er setzt ebenfalls voraus, daß den kon-
stanten Elektrodenpotentialen periodisch wechselnde
Spannungen überlagert sind und betrachtet den
Energiegehalt, den ein durch das Gitter in den
Anodenraum eindringendes Elektron abgibt bzw. auf-
nimmt. An diese Betrachtungen knüpft Sahanek
die Schlußfolgerung, daß eine Schwingungserzeugung
mit ebenen Elektroden unmöglich ist, was jedoch mit
Versuchen von Romanoff!“”) in Widerspruch
steht; dieser konstruierte nämlich eine Röhre mit
plattenförmigen Elektroden, wobei die ebenfalls
plattenförmige Oxyd-Kathode durch Elektronen-
bombardement geheizt wurde.
Entgegen den obigen Beobachtungen findet Holl-
mann, daß sich beide, sowohl durch die Spannungen
als auch durch das äußere System gekennzeichneten
Schwingungsformen unabhängig voneinander er-
zeugen lassen, daß aber die Erscheinung einer gleich-
zeitigen Abhängigkeit von beiden Faktoren nur auf
den zwischen beiden „reinen“ Schwingungsformen
auftretenden Uebergangsbereich beschränkt ist (vgl.
Bild 22). So scheinen beispielsweise die von Gre-
chowa angegebenen und in Bild 18 dargestellten
Kurven darauf hinzudeuten, daß es sich bei der Mehr-
zahl der von Grechowa ausgemessenen Schwin-
gungsbereiche um ein Uebergangsgebiet handelt, denn
es lassen sich Kurven finden, die unabhängig von Ly
sind und nahezu horizontal verlaufen.
Eine theoretische Erfassung der Uebergangs-
bereiche dürfte danach erst dann Aussicht auf Erfolg
haben, wenn die Vorgänge bei den charakteristischen
(irenzformen der Elektronenbewegung, den Bark-
hausen-Kurz- und den Gill- und Morrell-
Schwingungen einer vollständigen theoretischen Deu-
tung zugänglich geworden sind.
4. Verschiedene Arten
von Elektronenschwingungen.
a) Elektronenschwingungen im Gitter - Anodenraum.
Unter bestimmten Bedingungen fand Scheibe
gleichzeitig zwei verschiedene Frequenzen, wobei sich
eine gute Uebereinstimmung seiner Theorie mit der
„längeren“ Welle ergab. Er konnte nachweisen, daß
die „kürzeren“ Wellen ebensolche Abhängigkeiten
von den maßgebenden Faktoren zeigten, wie die
„längeren“, doch bestätigte das Experiment die An-
nahme, die „kürzeren“ Wellen seien Oberschwin-
gungen der „längeren“, nicht, sondern ergab erheblich
von 2 abweichende Verhältniszahlen; zudem wurde
die „kürzere“ Welle auch allein gefunden, ohne daß
die „längere“ vorhanden war.
Ebenso beobachtete Wechsung!“*) die „län-
geren“ und „kürzeren“ Wellen und fand stark von 2
abweichende Verhältnisse.
Auch von Kapzov!”) wurden zwei ver-
schiedene Frequenzbereiche festgestellt, die z. T.
gleichzeitig auftraten, und ihrer Ursache nach eng mit
den vorstehenden Schwingungsformen identisch sein
dürften. Er konnte die eine oder andere Frequenz
durch Veränderung der Länge des Abstimmsystens
in der Schaltung‘ II (Bild 17) hervorrufen; auch nach
seinen Messungen ergibt das Verhältnis beider Wellen
nur angenähert 2,
Zusammenfassender Bericht. Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren.
Auf Grund eingehender experimenteller Unter-
suchungen gelang es Hollmann!# Tell), die
Ursache der kurzwelligen Schwingungen anzugeben.
Dieser variierte nämlich die Durchlässigkeit des
Gitters, inden er die Windungszahlen der Gitter-
spiralen zwischen 2 und 22 für den Zentimeter Gitter-
länge änderte, und stellte fest, daß die „längeren“
Barkhausen-Kurz-Schwingungen bei um so
niedrigeren Gitterspannungen in die „kürzeren“ über-
gingen, je engmaschiger das Gitter war. Hollmann
beobaclıtete ferner, daß, wenn das Verhältnis beider
Wellen nahe an 2 herankam, ein Springen der
„kürzeren“ auf genau die Oberwelle der „längeren“
stattfand, daß also die Oberschwingung bevorzugt
Acm N
120 pn a
„Längere” Wellen =
100
80 z
60 THR ee Ba ne aa
„Kürzere Wellen
40
— 18mm System
20
--- 26mm System
120 240 360 480 Eg
Bild 25.
„Längere“ und „kürzere“ Wellen in Elektrodensystemen
mit verschiedenen Anodendurchmessern.
wird. In Uebereinstimmung mit Scheibe zeigte
sich, daß die „kürzeren“ Wellen ebenso von den Be-
triebsbedingungen abhingen, wie die „längeren“, so
daß beide ihrer Natur nach eng zusammenhängen
müssen.
Pendeln nach der Vorstellung von Bark-
hausen und Kurz die Elektronen um das Gitter,
so erklärt Hollmann die kurzwelligen Schwin-
gungen mit einer Pendelbewegung der Elektronen
ausschließlich im Gitter-Anodenraum. Seine An-
schauung findet eine Stütze in der Beobachtung, daß
die „kürzeren“ Wellen bei einem engmaschigen Gitter
bevorzugt werden: Dann durchfliegen nämlich die
Elektronen das Gitter nur ein einziges Mal, prallen
aber nach ihrer Umkehr vor der Anode sogleich auf
die Gitterstäbe auf, oder vollführen eine Pendel-
bewegung zwischen Gitter und Anode. Hollmann
erbringt einen experimentellen Beweis seiner An-
schauung, indem er die „längeren“ und „kürzeren“
Wellen in Systemen mit gleichen Gitteradien, aber
verschiedenen Anodendurchmessern mißt. So zeigt
Bild 25 beide Wellen als Funktion der Gitterspannung,
und zwar beziehen sich die ausgezogenen Kurven auf
einen Anodendurchmesser von 18, die gestrichelten
auf einen solchen von 26 mm, während der Gitter-
durchmesser in beiden Fällen 7 mm betrug. Daraus
ist zu ersehen, daß beide Wellen in Uebereinstimmung
mit der Theorie und früheren Beobachtungen mit an-
steigender Gitterspannung abnehmen, und daß die
104
Wellenlänge bei dem größeren Anodenzylinder
größer ist. Nach der Theorie von Hollmann muß
jedoch der auf den Gitter-Kathodenraum entfallende
Frequenzanteil, der sich aus der Differenz der
„längeren“ und „kürzeren“ Welle ergibt, in beiden
Fällen gleich sein, weil ja die Dimensionen dieses
Raumes nicht geändert worden sind; diese An-
schauung wird durch die wiedergegebenen Kurven
vollauf bestätigt. Ebenso zeigt das Experiment, daß
die Anodenspannung auf den imaginären Frequenz-
anteil im Gitter-Kathodenraum keinen Einfluß auszu-
üben vermag, sondern daß sich ihre Einwirkung auf
den Gitter-Anodenraum beschränkt, wie es nach der
Theorie nicht anders zu erwarten ist.
b) Gill- und Morrell- Schwingungen höherer
Frequenz.
Von den „Elektronenschwingungen geringerer Fre-
quenz“ erhielt Hollmann wiederum, wie bei den
„längeren“ Barkhausen-Kurz- Schwingungen
=:
Fig. 26.
Kurzwellengenerator von Hollmann.
„Gill- und Morrell-Schwingungen höherer Fre-
quenz“, indem er ein äußeres Schwingungssystem mit
den Elektronenschwingungen nahezu in Resonanz
brachte. Um die verhältnismäßig großen Elektroden
von 20 mm Durchmesser und 10 mm Länge auf die
hohen Frequenzen abstimmen zu können, mußten sie
in der Halbwelle erregt werden, indem beiderseitig
ein Abstimmsystem mit den Elektroden verbunden
wurde. So entsteht ein Kurzwellenoszillator, wie ihn
Bild 26 im Lichtbild wiedergibt. Die Welle ändert
sich linear mit dem Abstand der beiden Konden-
satoren, wobei sich bei einem kleinsten Abstand von
23 mm eine kürzeste Welle von 20,8 cm ergab. Die
Intensität der „kurzwelligen Gill- und Morrell-
Schwingungen“ war im Vergleich zu den „reinen“
Elektronenschwingungen recht beträchtlich.
c) Elektronenschwingungen zwischen den Gitter-
stäben.
Pierret’) beschreibt einen Zweiröhrengene-
rator, mit dem er neben den bekannten Schwingungs-
formen bis zu etwa 30 cm Länge einen zweiten Fre-
quenzbereich von 14—18 cm Wellenlänge erhält. Er
benutzt zwei französische Kurzwellenröhren der Type
H. E. Hollmann:
TMC, deren Gitter und Anoden durch zwei gerad-
linige Drähte in Verbindung stehen. Das Gitter er-
hielt eine Spannung von -++ 280, die Anode eine solche
von —40 Volt. Die Intensität der Schwingungen war
etwa gleich der der Barkhausen-Kurz-
Schwingungen im Wellenbereich von 45—50 cm.
Pierret erklärt die Schwingungen mit einer oszil-
lierenden Bewegung der Elektronen zwischen den
Gitterstäben, und zwar infolge der durch eine Rück-
wirkung zwischen beiden Röhren hervorgerufenen
Wechselspannungen.
Bei Versuchen mit der gleichen Röhrentype ge-
lang es Hollmann%), die Frequenz der Gill- und
Morrell-Schwingungen bis auf etwa 36 cm herab-
zusetzen. Zwischen diesen Bereichen fand er eben-
falls kurzwellige Schwingungen von etwa 17 cm
Wellenlänge, doch arbeitete er im Gegensatz zu
Pierret mit einer einzigen Röhre. Die Gitter-
spannung betrug 240 bis 320 Volt, und die Anoden-
spannung konnte zwischen 0+4 Volt variiert
werden, ohne daß sich eine bemerkenswerte
Aenderung der Frequenz ergab. Sie nahm hingegen
stark mit dem Emissionsstrom ab, und so erhielt
Hollmann bei stärkster Belastung der Röhre als
kürzeste Welle 13,2 cm. Die Schwingungen wurden
durch einen auf das Gitter aufgesetzten Draht, der
durch eine verschiebbare Metallplatte abgestimmt
werden konnte, verstärkt.
In einer folgenden Arbeit beschreibt Pierre t°°)'®)
die gleiche Anordnung, wie sie Hollmann angibt.
Er erweitert seine Theorie und stützt sich auf Unter-
suchungen von McCarty’”). Dieser gibt an, daß
auf ein in Richtung auf das Gitter fliegendes Elektron
neben der in radialer Richtung wirkenden Kraft eine
senkrecht dazu gerichtete Komponente auftritt, die
von den einzelnen Gitterstäben herrührt. Mitten
zwischen zwei Gitterstäben heben sich diese Kompo-
nenten auf, und die auf das Elektron einwirkende
Kraft ist Null. Wird das Elektron von diesem In-
differenzpunkt aus ein kleines Stück x senkrecht zum
Gitter ausgelenkt, so entstehen Kräfte, die es wieder
in den Indifferenzpunkt zurückzubringen suchen. Setzt
man die Gitterstäbe als geradlinig voraus und ist ihr
Abstand gleich 2 a, so ergibt sich die Rückstellkraft zu
4.g.e-%
+r?
worin q die Ladung pro Längeneinheit der Gitter-
stäbe bedeutet. Bei den hohen Frequenzen kann «r
gegen a vernachlässigt werden, und es ergibt sich die
Frequenz der Elektronenbewegung zu
2 T
w —— q Re
a m.
Diese Elektronenschwingungen rufen nun im Gitter
Wechselspannungen der doppelten Frequenz hervor.
analog einem unter Einwirkung einer senkrecht ge-
richteten periodischen Kraft stehenden Pendels, so
daß sich die Frequenz der stehenden Wellen des |
Gitterdrahites ergibt zu
4 e
vd) = — er
ay m |
Zusammenfassender Bericht.
Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren,
Se LER
Pierret errechnet die Gitterladung seiner Röhre
aus der Gleichung:
und erhält eine Wellenlänge von 11,7 cm, während
das Experiment 16,5 cm ergibt. V,„geht in die Glei-
chung von Pierret unter der Wurzel ein, so daß
eine Abhängigkeit der Frequenz von der Gitter-
spannung wie bei den Barkhausen-Kurz-
Schwingungen zu erwarten ist. Damit stehen indessen
die Beobachtungen von Hollmann im Widerspruch.
Ferner soll im Gegensatz zu Barkhausen und
K ur z die Frequenz nicht allein vom Gitterradius ?,,
sondern auch von dem Abstand zweier Gitter-
drähte 2a abhängen*).
5. Die Energie der
Elektronenschwingungen.,
Im Vergleich zu den Rückkoppelanordnungen, mit
denen Bergmann!) bei einer Welle von 92 cm
noch kleine Glühlämpchen im Lechersystem zum
Aufleuchten brachte, ist die Energie der durch Elek-
tronenbewegung verursachten Schwingungen nur ge-
ring. Zahlenmäßige Angaben, welche auf die Energie
schließen lassen, finden sich nur bei wenigen Autoren
und exakte Leistungsmessungen sind bei Frequenzen
von 10° bisher überhaupt noch nicht bekannt ge-
worden.
Kohl) gibt als Maßstab den mittels eines Detek-
tors oder Thermoelements in einem linearen Dipol-
empfänger gemessenen Strom an, wobei natürlich
auch die Entfernung maßgebend ist. So erhält er mit
seiner 30-cm-Kurzwellenröhre in einer Entfernung von
60 cm einen hochfrequenten Schwingungsstrom von
maximal 1 mA.
Hollmann weist die Intensität seiner Schwin-
gungen auf die von Gill und Morrell angegebene
Weise mittels eines in Strombauch des Schwingungs-
kreises angebrachten Thermoelementes nach (vgl.
Bild 15). Dabei zeigt sich, daß sich die Bark-
hausen-Kurz- Schwingungen überhaupt nicht im
äußeren System bemerkbar machen, daß aber die
Gill- und Morrell- Schwingungen eine beträcht-
liche Intensität erreichen. So erhielt Hollmann
mit einer Schott-K-Röhre“ bis 0,5 Amp. bei einer
Welle von 66 cm und mit einer französischen TMC-
Röhre 0,12 Amp. bei 38 cm Welle.
Entsprechend erreichten auch die Wechsel-
spannungen im Schwingungsbauch des Abstimm-
systems beträchtliche Werte. So kam z. B. ein
zwischen die Drähte gebrachtes Neonröhrchen zum
Aufleuchten, ohne daß die Elektroden mit den Drähten
verbunden waren. Zahlenmäßige Angaben lassen sich
aber daraus nicht entnehmen, weil die Zündspannung
einer Glimmentladung bei Hochfrequenz stark herab-
gesetzt wird?’)*).
In einer späteren Arbeit beschreibt Hollmann“)
eine Sendeanordnung für kurze Wellen, die haupt-
sächlich die Gill- und Morrell- Schwingungen
auszunutzen gestattet. Er untersucht die bei Rück-
*) Eine nähere Untersuchung des von Pierret und
Hollmann beobachteten kurzwelligen Schwingungs-
bereichs folgt demnächst in dieser Zeitschrift.
koppelanordnungen gebräuchlichen Modulationsver-
fahren mit dem Ergebnis, daß die Modulation des
Steuerelektrodenpotentials am wirksamsten ist. Mit
dieser Apparatur konnten unter Benutzung eines
Röhrenempfängers Entfernungen bis zu 500 Wellen-
längen bei einer Welle von 75 cm überbrückt werden,
ohne daß Reflektoren zur Anwendung kamen.
Von verschiedenen Autoren sind Versuche an-
gestellt worden, durch Parallelschalten mehrerer
Röhren die Schwingungsenergie zu erhöhen. Der
Zweiröhrengenerator yon Gr echo w a! ?!)) wurde
bereits besprochen. Durch Hinzufügen weiterer
Röhren nach Art des Bildes 27 konnte Grechowa
die Schwingungsintensität weiter steigern, wie
Messungen mittels eines Rahmenempfängers und De-
tektors zeigten. Grechowa gibt an, daß die Aus-
schläge des Detektorgalvanometers im Empfangskreis
Bild 27.
Mehrröhrengenerator von Grechowa.
linear mit der Röhrenzahl steigen, so daß kein
Hindernis besteht, durch Vermehrung der Röhren die
Schwingungsenergie beliebig zu erhöhen.
Auf ähnliche Weise koppelte Scheibe) zwei
und mehrere Röhren miteinander. Er fand, daß durch
das Parallelarbeiten zweier Röhren die Energie um
mehr als das Doppelte der Einzelröhre, sogar bis auf
das Siebenfache ansteigt. Dabei ist es nicht erforder-
lich, daß beide Röhren mit ihren Systemen genau die
gleiche Frequenz erzeugen, wenn sie getrennt erregt
werden. Vielmehr findet beim Parallelarbeiten eine
Mitnahme der Frequenz statt, wie beim fremd-
gesteuerten Röhrensender.
Ferner findet Scheibe, daß bei Fremderregung
durch die eine Röhre die angekoppelte zweite schon
bei 30—50% geringeren Emissionsströmen zu schwin-
gen beginnt, als sie zum selbständigen Schwingen be-
nötig. Hollmann nimmt an, daß es sich bei den
von Scheibe erzeugten Schwingungen um Gill-
und Morrell-Schwingungen handelt, was auch die
Mitnahme der Frequenz erklären würde. Die Erwei-
terung der Schwingbereiche wird dann dadurch be-
wirkt, daß durch die Fremderregung der einen Röhre
im zweiten Schwingungssystem eine Dämpfungs-
reduktion stattfindet, die sich naturgemäß umgekehrt
auswirkt, wie eine Dämpfungsverstärkung. Hierfür
wies Hollmann eine Verkleinerung der Schwin-
gungsbereiche nach, so daß sich im obigen Fall eine
Verbreiterung ergeben muß. Auf Grund dieser gegen-
seitigen Beeinflussung ist denn auch die von
Scheibe angegebene Energiesteigerung auf mehr
als das Doppelte zu erklären.
Scheibe erhielt mit zwei parallelarbeitenden
„Schott“-Röhren in einem angekoppelten Reso-
nanzkreis, in dem ein Hitzdrahtluftthermometer lag),
1,3 Milliwatt bei einer Wellenlänge von 80,8 cm, doch
dürften diese Angaben weit unterhalb der tatsäch-
lichen Senderleistung liegen.
106 H. E. Hollmann:
6. Elektronenschwingungen im
Magnetfeld.
Eine besondere Erscheinungsform von Elektronen-
schwingungen beobachtete B reit). Er variierte
den Gitterstrom und damit das Gitterpotential durch
einen veränderlichen Widerstand. Den Einsatz und
die Intensität seiner Schwingungen stellte er durch
elektrometrische Messungen des Anodenpotentials
fest. Aus der Deformation der Anodenpotential-
Gitterstromkurve fand er, daß die Schwingungen
einer starken Beeinflussung durch ein senkrecht zu
100 Volt
Bild 28.
Die Schwingungsbereiche im Magnetron.
den Elektroden gerichtetes Magnetfeld von Bruch-
teilen eines Gauss unterliegen. Weitere Angaben
über eine etwaige Aenderung der Wellenlänge usw.
werden nicht gemacht.
Tank!) gibt an, daß ein magnetisches, den
Elektrodenachsen parallel gerichtetes Feld den Ein-
satz von Elektronenschwingungen erleichtert. Treten
bei positiver Anode normalerweise keine Schwin-
gungen auf, weil alle Elektronen von der Anode an-
gezogen werden und nicht zum Gitter zurückkehren,
so gelingt es Tank und Schiltknecht!“®), durch
ein Magnetfeld die Elektronenbahnen derart abzu-
krümmen, daß noch bei einer Anodenspannung von
-+ 100 Volt ein Anschwingen stattfindet.
Ein ebenfalls in Richtung der Elektrodenzylinder
verlaufendes Magnetfeld wendet Zä&ek°®) an. Er
benutzt zur Schwingungserzeugung eine Diode, die
lediglich aus dem Heizfaden und einer zylindrischen
Anode besteht, und findet, daß die Frequenz von
einem äußeren System unabhängig ist, dagegen in
gleicher Weise von der Intensität des Magnetfeldes
wie des elektrischen Feldes zwischen Anode und
Kathode abhängt. Hierfür gibt er die Beziehung an:
Zen U u A
E Hy E V Ea—B
worin Hx die kritische magnetische Feldstärke, bei
der die Schwingungsenergie ein Maximum aufweist,
und a, A und B Konstanten sind. Žáček erhielt als
kürzeste Welle 29 cm bei einer Anodenspannung von
300 Volt.
Auch Y a g i“) und O ka be) benutzen eine Zwei-
elektrodenröhre innerhalb eines Magnetfeldes. Wird
die Stärke des Magnetfeldes geändert, so ist zu er-
warten, daß der Anodenstrom nach Ueberschreiten
eines kritischen Wertes der Feldstärke bis auf Null
absinkt, in welchem Fall alle von der Katlıode emit-
tierten Elektronen kreisförmige Bahnen beschreiben,
deren Durchmesser kleiner als der Anodenradius
bleibt, und wie es die unterste Kurve des Bildes 28
für eine Anodenspannung von 100 Volt wiedergibt.
Experimentell zeigt sich aber bei höheren Spannun-
gen, daß der Strom nicht plötzlich auf Null absinkt,
sondern daß ein Reststrom bestehen bleibt. In diesem
Bereich setzen die Schwingungen ein, wie die weite-
ren Kurven des Bildes 28 erkennen lassen. Um das
Elektrodensystem auf die sehr hohen Frequenzen ab-
stimmen zu können, schlitzten Yagi und Okabe
den Anodenzylinder auf, wie es aus der schematischen
Darstellung des Bildes 29 zu ersehen ist. Durch Ver-
schieben des Punktes B sind die einzelnen Segmente
samt ihren Zuleitungen auf 4A abzustimmen. Für
dieses „Schlitzanodenmagnetron“ ergibt sich, daß die
Wellenlänge nur von der Intensität des Magnetfeldes
abhängt, während der Einfluß der Anodenspannung
unmerklich gering ist; für ein gegebenes Anoden-
potential ist dann jeweils durch Einstellung des
Magnetisierungs- und Heizstromes ein Energie-
maximum zu erhalten. Auf diese Weise erzielten
beide Autoren äußerst kräftige Schwingungen von
40 cm Welle, und konnten dieselben mittels eines
Röhrenempfängers noch in 1 km Entfernung nach-
weisen. Sie bedienten sich hierbei allerdings gerich-
teter Antennenkombinationen. Bei einem Anoden-
durchmesser von 2,2 mm und einer Anodenspannung
von 1250 Volt erhielten sie eine kürzeste Grundwelle
von 12 cm.
Feldspvule
IR WW x NN
RR
4 I
NZ OA
ZEZEN
RERNI G
BH I .ılı
Ih v,
Bild 29.
„Schlitz-Anodenmagnetron“ von Yagi und Okabe.
N
In einer neueren Arbeit untersucht Okabe°®) auch
die Einwirkung eines Magnetfeldes auf die in einer
Dreielektronenröhre auftretenden Schwingungen. Seine
Anordnung stimmt schaltungsmäßig mit dem in
Bild 15 dargestellten Oszillator überein, nur daß die
Röhre sich innerhalb einer. axialen Magnetisierungs-
spule befindet. Die Beziehungen zwischen Wellen-
länge, Magnetfeld und Elektrodenpotentialen sind im
wesentlichen gleich denen bei der Zweielektroden-
röhre. Es zeigen sich indessen unter den angegebenen
Kurven verschiedene Frequenzbereiche, sodaß es
sich teilweise um Barkhausen-Kurz-, teilweise
um Gill- und Morell-Schwingungen handeln
— dt
|
H. E. Hollmann: Zusammenfassender Bericht,
Die Erzeugung kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren.
107
dürfte. Okabe beobachtete die Schwingungen auch
ohne Magnetfeld, betont indessen, daß sie unter der
Einwirkung eines magnetischen Bremsfeldes nicht nur
intensiver, sondern auch leichter zu erhalten seien.
Unter Zuhilfenahme einer mit dem äußeren Parallel-
drahtsystem verbundenen Hilfselektrode erhielt
Okabe in einer geschlitzten Zweielektrodenröhre
einen maximalen Detektorstrom von über 0,1 Amp.;
danach müssen die Hochfrequenzströme im Schwin-
gungssystem ein Vielfaches dieses Betrages erreichen.
Ta
Zz
0 25 50 . 75 100 en
Bild 30.
Jw = Detektorstrom im Wellenmessersystem, z = Brückenstellung
im Wellenmessersystem. Röhre SchottM. Ea = —10 Volt,
Sattigungsstrom 15 MA.
Oberwellen im Schwingungssystem nach
Schiltknecht und Tank.
7. Die Aussiebung von Oberwellen.
Auf Grund der verschiedenen Verweilzeiten der
Elektronen in der Gitter-Kathode und im Gitter-
Anodenraum ist zu erwarten, daß die Bark-
hausen-Kurz -Schwingungen keinen rein sinus-
förmigen Verlauf aufweisen, und daß sich daher Ober-
schwingungen aussieben lassen werden. Versuche,
auf diese Weise sehr kurze Wellen zu erhalten,
schlugen jedoch größtenteils fehl, wenn auch, wie z. B.
von Schaefer und Merzkirch!“®) in einzelnen
Fällen an Stelle der nach dem Kurvenverlauf zu er-
wartenden Grundwelle plötzlich die Oberwelle ge-
funden wurde.
Demgegenüber weisen jedoch Schiltknecht
und Tank), ausgehend von einer Grundwelle von
472 cm, eine Reihe von ÖOberschwingungen nach.
Die Intensität der einzelnen Oberwellen hing von der
Art der Erregung der Grundwelle, d. h. von den
Spannungen und der Abstimmung des äußeren
Systems ab. Messungen auf dem Lechersystem
ergaben für obige Grundwelle die im Bild 50 dar-
gestellte Verteilung der Maxima; die auf den ersten
Blick völlig unsymmetrisch scheinende Kurve läßt
sich bis zur neunten Harmonischen analysieren.
H eim :!¢°?!) erregt zunächst das äußere System in
der Grundwelle. Ungefähr im ersten Strombauch des
Schwingungskreises I koppelt er dann auf die aus
Bild 31 ersichtliche Weise ein zweites Drahtsystem Il
an, dessen Länge für die erste Oberwelle A,/, betragen
muß. Ausgehend von einer Grundwelle von 120 cm
© erhielt Heim in diesem System auch die zweite
® Oberschwingung mit 36 cm Wellenlänge sowie die
dritte Harmonische, doch war deren Intensität bereits
so gering, daß sie nicht mehr gemessen werden konnte.
Grechowa'°) berechnet für ihren Zweiröhren-
generator die sich aus den Gleichungen von
Abraham’!) ergebenden Obertöne des Schwin-
gungsgebildes. Diese stehen nicht in einem ganz-
zahligen Verhältnis, weil die in den Schwingungs-
bäuchen und -Knoten konzentriert zu denkenden
Elektrodenkapazitäten je nach der Frequenz und dem
Erregungszustand des Systems verschiedene Größe
haben. Experimentell läßt sich nur eine geringe Zahl
der aus der Rechnung hervorgehenden Obertöne an-
regen.
Zum Schluß sei noch eine Bemerkung hinzugefügt
über die kürzesten bisher mit Elektronenröhren er-
Bild 31.
Anordnung zur Aussiebung von Oberwellen nach Heim.
zeugten Wellen. Potapenko') benutzte eine
Modifikation der Barkhausenschen Bremsield-
schaltung und verhältnismäßig geringe Gitterspannun-
gen von 100—150 Volt; er erhielt unterhalb der
Barkhausenschen Formel 2°. Eg = const. Wellen
bis zu 3,5 cm*).
*) Nach einer brieflichen Mitteilung an den Verfasser.
Literaturverzeichnis zu Abschnitt II, 3—7.
4) O. Pfetscher: Phys. ZS. 29, S. 395, 1928.
5) N. Kapzov: ZS. f. Phys. 49, 'S. 395, 1928.
51) K. Kohl: Verhandl. d. D. Phys. Ges. 9. S. 36, 1928.
5) J. Sahanek: Phys. ZS. 29, S. 640, 1928.
5) M. E. Pierret: Compt. rend. 186, 'S. 1284, 1928.
5) H. E. Hollmann: Ann. d. Phys. 86. S. 1062, 1928,
5) M. E. Pierret: Journ, de Phys. 9, S. 97, 1928,
5%) M, E. Pierret: Compt. rend. 186, S. 1601, 1928.
5) L: F. McCarty: Phys. Rev. 30, S. 878, 1927.
5) K. Kohl: Phys. ZS. 28, S. 878, 1928.
5) F. Kirchner: Ann. d. Phys. 77, S. 287, 1925.
60) E. Penning: Physica 1927, S. 80.
6) H. E. Hollmann: Elektr. Nachr. Techn. 5, > 268, 1928.
62) A. Scheibe: Jahrb. d. drahtl. Tel. 27, S. 1, 1926,
63) A. Scheibe: Jahrb. d. drahtl. Tel. 25, S. 1, 1925.
6) G. Breit: Journ. Franki. Inst. 197, S. 355. 1924, Journ.
Opt.Soc.Am.9, S. 709, 1924, Phys. Rev. 23, S. 300, 1924.
5) A. Zacek: Cas. pro pest. mat. 53, S. 378, 1923. Vgl.
auch Jahrb. d. drahtl. Tel. 32, S. 172, 1928.
66) H., Yagi: Proc, of Inst. Radio Eng. 16, S. 715. 1928.
6), K. Okabe: Journ. Inst. E. E. Japan 1928, S. 284.
8 K. Okabe: Techn. Rep. of the Tohoku Imp. Un. 7,
S. 241, 1928.
‘9E. Schiltknecht und F. Tank: Arch. de Geneve
5, S. 215, 1925.
10) M. T. Grechowa: Phys. Z S. 29, S. 726, 1928.
71) M. Abraham: Theorie der El. Bd. 1, 6. Aufl.
72) G. Potapenko: Im Erscheinen.
108 Patentschau.
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Beseitigung von Oberwellen.
D.R.P. 467692, Klasse 21a‘, Gruppe 1 (Lorenz),
Pat. vom 4. August 1827 — identisch mit brit. Pat.
294 977 —, ausgegeben am 1. November 1928.
Die Entstehung von Oberwellen oder Nebenwel-
len bei Röhrensendern ist sehr oft darauf zurückzu-
führen, daß infolge von Streuinduktivitäten bzw. Ka-
pazitäten in Verbindung mit einzelnen Abstimmele-
menten Schwingungskreise gebildet werden, die eine
Erregung der Störwellen veranlassen. Erfindungs-
gemäß sollen die störenden Wellen dadurch unter-
drückt werden, daß die Bildung von solchen Neben-
kreisen verhindert wird. Eine solche Anordnung
4
Bild 1.
zeigt z. B. das Bild 1, wobei der Schwingungskreis
derart ausgebildet ist, daß zwischen den Elektroden
der Röhren unmittelbar nur Kapazitäten liegen, so
daß die Bildung von Nebenkreisen erschwert ist.
Störbefreiung bei Hochfrequenzmaschinen.
Franz. Pat. 643013 (Lorenz, 28. Oktober und 11.
Dezember 1926), veröffentlicht am 8. September 1928.
Bei Hochfrequenzmaschinen treten häufig stö-
rende Trillertöne auf, die durch Ungenauigkeiten in
der Ausbalanzierung der schwingenden Teile verur-
sacht werden. Erfindungsgemäß sollen diese Stö-
rungen dadurch beseitigt werden, daß besondere
Ausgleichsmassen (Quecksilber) angebracht werden,
um die Ausbalanzierung vollständig durchzuführen.
Frequenzvervielfachung mittels Eisendrosseln.
D.R.P. 468672, Klasse 2ia*, Gruppe 6 (Dornig),
Pat. vom 5. März 1926, ausgegeben am 19. Novem-
ber 1928.
00?
Bild 2.
Bei der in Bilü 2 dargestellten Schaltung zur
Frequenzvervielfachung werden zwei eisengeschlos-
sene Drosseln 1 und 2 so erregt, daß ihre Selbst-
induktionsspitzen zcitlich voneinander getrennt sind,
wie dies Bild 3 zeigt.
Bei richtiger Abgleichung der
Amperewindungen beider Drosseln erfolgt ein pha-
senrichtiges Zusammenarbeiten auf den gemeinsamen
Nutzkreis.
94
Bild 3.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Franz. Pat. 642969 (Radiofrequenz, 26. Oktober
1926), veröffentlicht am 2. September 1928.
In Bild 4 ist eine neue Schaltung für einen piezo-
gesteuerten Röhrensender wiedergegeben, bei deın
der Piezokristall P zwischen Gitter und einer Spule L
geschaltet ist, die im Anodenkreis liegt.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Amer. Pat. 1683130 (Gebhard, 16. Dezember
1926), Pat. am 4. September 1928.
Bild 5 zeigt die Schaltung eines piezogesteuerten
Röhrensenders mit Rückkopplung. Um mit wenig
NS
S
OOOO QQQ
2
ıIne----Aill
Bild 5.
Röhrenstufen eine möglichst große Energie zu er-
zielen, ist zwischen Gitter und Anode ein Konden-
sator Creingeschaltet, mit dem die Schwingungs-
erzeugung so geregelt werden kann, daß eine mavi-
male Energieabgabe erfolgt.
Herstellung von Piezokristallen.
D.R.P. 467593, Klasse 21a‘, Gruppe 8 (Telefun-
ken), Pat. vom 20. Juli 1927, ausgegeben am 5. No-
vember 1928 — identisch mit Brit. Pat. 294 174.
|
f
EEE g oa, Js O ii 0 ne
£
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b
El!
“
——
Vergleiche das Referat in dieser Zeitschrift 33,
1929, Heft 1.
Kurzwellen-Röhrensender.
D.R.P. 468629, Klasse 2la*, Gruppe 9 (Lorenz),
Pat. vom 6. Dezember 1927, ausgegeben am 19. No-
vember 1928.
Um ein einfaches leichtes Kurzwellensendegerät
zu schaffen, soll erfindungsgemäß zur Steuerung des
Senders ein Piezokristall verwendet werden und der
Schwingungskreis bzw. der mit diesem gekoppelte
Antennenkreis aperiodisch ausgebildet sein. Für die
verschiedenen Wellenlängen sind verschiedene
Piezokristalle vorgesehen, die mit unverwechselbaren
Bild 6.
Anschlußvorrichtungen versehen sind, durch die beim
Einführen des betr. Piezokristalles die erforderlichen
Schaltänderungen selbsttätig vorgenommen werden.
In Bild 6 ist die Schaltung eines solchen Gerätes
dargestellt. Der Anodenkreis ist ebenso wie der
Gitterkreis aperiodisch ausgebildet und beide sind
miteinander gekoppelt, um eine Rückkopplung zu er-
zielen. Diese ist in vielen Fällen erforderlich, weil
bei der Art der Schaltung der Piezokristall nicht
immer ausreicht, die betr. Schwingung anzuregen.
Kurzwellensender.
Brit. Pat. 297 328 (TKD Nürnberg, 17. September
1927), veröffentlicht am 7. November 1928.
Zur Erzeugung kurzer Wellen wird die in Bild 7
wiedergegebene Anordnung vorgeschlagen. In einer
Röhre sind zu beiden Seiten der Glühkathode X
Elektroden E, und E, angeordnet, die einen Konden-
sator bilden. Mit diesen Elektroden ist der Schwin-
= gungskreis S und mit diesem die Antenne A ver-
- bunden.
Patentschau.
109
Kurzwellensender.
Brit. Pat. 297 775 (Marconi, 27. September 1927),
veröffentlicht am 21. November 1928.
Die Antenne A (Bild 8) ist zusammen mit den
Elektroden der Röhre in einem gemeinsamen Behäl-
ter eingebaut. Die Zuführungen a und 5 zu den Elek-
troden und die Antenne 4 sind so angeordnet, daß
die Uebertragung der erzeugten Schwingungen aui
die Antenne durch die Zuleitungen a, b erfolgt. Die
Kapazität der Antenne kann durch Metalizylinder C
geändert werden, die an den Röhrenenden außen
verschiebbar angeordnet sind. Die ganze Anordnung
kann in einem parabolischen Reflektor eingebaut
sein.
Fading-Beseitigung.
Brit. Pat. 298 463 (Siemens & Halske), 8. Oktober
1927 — Zusatz zum Brit. Pat. 290 273, veröfient-
licht am 5. Dezember 1928.
Zur Beseitigung von Fadingstörungen verwendet
man Kontrollfrequenzen, die am Empfänger die Laut-
stärke steuern. Es wird vorgeschlagen, diese Kon-
trollfrequenz zu modulieren und am Empfänger den
Mittelwert des ganzen Kontrollirequenzbandes zur
Kontrolle auszunutzen, um Interferenzstörungen
zwischen der Raum- und der Oberflächenwelle der
Kontrollfrequenz zu verringern.
Beseitigung des Fadingelffektes.
D.R.P. 467595, Klasse 21a’, Gruppe 9 (Telefun-
ken), Pat. vom 8. Mai 1926, ausgegeben am 2. No-
vember 1928.
Zur Beseitigung der Fadingstörungen sendet man
das gleiche Signal auf verschiedenen Wellen aus.
Gemäß der Erfindung sollen die beiden Sendefrequen-
zen so gewählt werden, daß sie ungefähr um die
doppelte Schwingungszahl eines gut hörbaren Tones
auseinanderliegen. In diesem Falle kann man auf
der Empfangsseite beiden Wellen die gleiche Hilfs-
frequenz überlagern, die gleich der kleineren Sende-
frequenz vermehrt um die halbe Differenz beider
Sendefrequenzen ist. Beide Schwebungswellen ha-
ben unter diesen Verhältnissen die gleiche Tonfre-
quenz, so daß beim Ausfall einer Welle die andere
hörbar bleibt. Als Differenz der beiden Sendefre-
auenzen nimmt man zweckmäßig 2000.
Fading-Beseitigung.
Brit. Pat. 297 015 (Robinson, 12. April 1927), ver-
öffentlicht am 7. November 1928.
110
An ee ee meter nn rn
Zur Beseitigung der Fadingstörungen verwendet
man bekanntlich auf der Empfangsstation mehrere
Richtantennen, die in verschiedenen Ebenen liegen.
Bei der in Bild 9 dargestellten Anordnung ist mit
den Richtantennen 1 und 2 je eine Audionröhre Kè,
R, verbunden. Durch einen kleinen Hilfssender Zt,
werden die Gittervorspannungen der beiden Röhren
Bild 9.
It, und X, wechselseitig so gesteuert, daß jeweils nur
eine Röhre wirksam ist und sich im gemeinsamen
Empfangskreis der Empfang beider Antennen ge-
trennt nacheinander überlagert. Bei der in Bild 10
Bild 10.
wiedergegebenen Anordnung erfolgt durch den Hilfs-
sender eine abwechselnde Verstimmung der Gitter-
kreise beider Rölıren mit dem gleichen Effekt wie bei
der Schaltung nach Bild 9.
Modulation von Röhrensendern.
Brit. Pat. 298481 (Westinghouse Electric & Man.
a 8. Oktober 1927), veröffentlicht am 5. Dezember
928.
Bei der in Bild 11 wiedergegebenen Anordnung
zur Modulation von Röhrensendern ist parallel zuni
Anodenkreis LC des piezogesteuerten Senders über
einen Blockkondensator C, eine Selbstinduktion Lp
geschaltet, die im Anodenkreis der Modulationsröhre
M liegt. Die Größe der Selbstinduktion wird bei der
Modulation beeinflußt, so daß entsprechende Fre-
Patentschau.
Zylinders vertikal orientiert ist, so entsteht eine ver- \
quenzänderungen im Anodenkreis der Hauptröhre aui-
treten. v D i
Bild 11.
Verbesserung der Rundfunkübertragung.
D.R.P. 467 596, Klasse 2lat, Gruppe 14 (Skinner Ft
Organ Co., New York), Pat. vom 19. April 1923. Ẹ-
amer. Priorität vom 8. Februar und 26. März 19%. |-
ausgegeben am 29. Oktober 1928. à
Bekanntlich wird die Qualität der Rundfunkdar-
bietungen beim Senden und Empfangen oft stark ver-
ändert. Erfindungsgemäß sollen diese Verzerrungen
dadurch ausgeglichen werden, daß am Sender derf
Vortragende mit einem Schallisolierhelm versehen |‘
ist, so daß er seine eigene Darbietung nicht hört.
so daß der Darbietende den tatsächlichen Empiang $
hört und danach seine Darbietung regeln kann. N
Richtantenne. |
s
Franz. Pat. 643 559 (Soc. Franc. Radioel., 12. April
1927), veröffentlicht am 19. September 1928. li
Zur Erzeugung einer scharf gerichteten Strahlung |:
wird ein Antennensystem vorgeschlagen, das aus
einem fortlaufenden Antennenleiter besteht, der im
Zickzack auf einer Zylinderfläche angeordnet ist. In
Bild 12 und 13 sind zwei verschiedene Antenncenior- o
Bild 13. T
t
Wenn die Achse des |
Bild 12.
men dieser Art wiedergegeben.
3 ; f A Als
tikal polarisierte Strahlung, die sich horizontal aus- m
breitet. Für die Feldstärke der in Bild 12 dargestell- |..
ten Anordnung ergibt sich:
| 1 5 n? d
343 [4-31 10.51 2°
ki
N
| cos a3 cosoti
wo d der Durchmesser des Zylinders ist. Aehnliche) |
Formeln ergeben sich für andere Systeme. Es kön- |}.
nen auch mehrere Zylinder zusammenwirken, die];
verschiedene Dralıtzahl besitzen. Sr
Patentschau.
i Richtantennensystem.
Brit. Pat. 298 131 (Koomans, 3. Oktober 1927), ver-
fentlicht am 28. November 1928.
Es sollen gemäß der Erfindung Antennenpaare
:rwendet werden, deren jedes aus parallelen Dräh-
"n a, b (Bild 14) besteht, und die voneinander eine
"be oder ganze Wellenlänge entfernt sind. Bei
nem Abstand gleich einer halben Wellenlänge (wie
Bild 14 dargestellt) sind die Zuführungsleitungen
Bild 14.
2kreuzt, um eine phasenrichtige Erregung der Ein-
r
-zldrähte zu erzielen. In bestimmten Intervallen
„nd die Antennendrähte kürzer oder es ist an diesen
tellen ein Antennenpaar fortgelassen.
Verhinderung des Anpeilens.
. D.R.P. 467 693, Klasse 21a‘, Gruppe 48 (Telefun-
“en), Pat. vom 27. Mai 1925, ausgegeben am 9. No-
„ember 1928.
© Versuche haben ergeben, daß die Peilung eines
„enders unmöglich wird, wenn der Sender gerichtet
endet und die Ausstrahlungsrichtung einem raschen
Vechsel unterworfen wird. Man kann in der Weise
“erfahren, daß man eine Richtantenne rotieren läßt
der mehrere Richtantennen wechselweise nachein-
nder einschaltet. Gewöhnlich besitzen gerichtete
antennen noch eine kleine ungerichtete Strahlung.
Viese ist zweckmäßig durch eine zusätzliche un-
‚erichtete Antenne zu kompensieren.
u Peilgerät. '
: D.R.P. 430339, Klasse 21a‘, Gruppe 48 (Telefun-
‚en), Pat. vom 20. April 1923, ausgegeben am 23.
lovember 1928.
Das Peilgerät, das dazu bestimmt ist, scharfe und
indeutige Peilungen zu ergeben, besitzt einen Ralı-
ıen, der mit Hilfe eines federgespannten Drahtseil-
uges gedreht wird. Der Rahmen kann z. B. aui
)eck eines Schiffes in einem Schutzkasten eingebaut
ein, während die Empfangsapparatur unter Deck
eschützt untergebracht sein kann. Um Rückwirkun-
en zwischen Rahmenantenne und Hilfisantenne zu
'ermeiden, wird eine reichlich große Hilfsantenne
‚erwendet und diese nur sehr lose mit dem Rahmen-
„reis gekoppelt. Zur Beseitigung der Rückwirkung
„ann auch zwischen Hilfsantenne und Rahmenkreis
‚in rückwirkungsfreies Kopplungsorgan (Röhre) ein-
ebaut sein.
Abnahme von Hochirequenzschwingungen von
Starkstromleitungen.
.. D.R.P. 468 884 (Maschinenfabrik Oerlikon), Klasse
“lat, Gruppe 59, Pat. vom 8. Juli 1925, schweiz. Pri-
t rität vom 15. Juni 1925, ausgegeben am 23. Novem-
"er 1928.
{o
111
Zur Abnahme der Hochfrequenzschwingungen von
Starkstromleitungen verwendet man Stromwandler.
Da die Röhren und Empfänger gewöhnlich hohen
Ohmschen Widerstand besitzen, so können an den
Klemmen des Stromwandlers leicht gefährlich hohe
— 00 ——
7
DOOU VQOQ
00000
Bild 15.
Spannungen auftreten. Um dies zu verhindern, soll
parallel zum Stromwandler T (Bild 15) eine Spule L
von hoher Selbstinduktion geschaltet werden, die für
die Hochfrequenz einen hohen Widerstand bietet,
während das Auftreten hoher Ueberspannungen ver-
hindert wird.
Synchronisierung bei der Bildtelegraphie.
D.R.P. 469012, Klasse 2la', Gruppe 32 (Dieck-
mann, Hell), Pat. vom 28. November 1926, ausgegeben
am 29. November 1928.
Bei dem d’Arlincourtschen Synchronisierungsver-
fahren läuft die Empfangswalze etwas schneller als
die Sendewalze und ‚wird bei jeder Umdrehung so
lange aufgehalten, bis die Bremsung durch das Syn-
chronisierungszeichen gelöst wird. Durch eine Stö-
rung, die in das Synchronisierungszeichen fällt, wird
die Bremsung ebenfalls ausgelöst und dann unter
Umständen während mehrerer Umdrehungen durch
ein Bildzeichen synchronisiert. Erfindungsgemäß soll
dieser Nachteil dadurch beseitigt werden, daß die
Bremsung nur durch eine bestimmte Folge mehrerer
Synchronisierungszeichen gelöst werden kann.
Fernbildübertragung.
D.R.P. 467 977, Klasse 21a’, Gruppe 32 (Lorenz),
Pat. vom 6. April 1927, ausgegeben am 3. November
1928.
Für die telautographische Methode bei der Bild-
übertragung verwendet man entweder mechanische
Schreibeinrichtungen oder chemische Verfahren. Die
Erfindung schlägt vor, ein Papier mit farbigem Un-
tergrund zu verwenden, das mit einer dünnen Wachs-
schicht bedeckt ist. Es genügt dann nur ein gerin-
ger Druck, um diese Waclısschicht abzuschaben, so
daß der Untergrund frei liegt und sich markiert. Es
sollen sich auf diese Weise haarfeine Striche erzeu-
gen lassen. Die Wachsschicht kann so dünn (0,001
bis 0,003 mm) sein, daß ganz geringe Bewegungen
eines Ankers oder einer Membran die Markierung
hervorrufen.
Bildtelegraphie.
D.R.P. 468256, Klasse 21a, Gruppe 32 (Karolus),
Pat. vom 5. April 1925, ausgegeben am 9. November
1928.
Die Erfindung betrifft eine mehrfache Bildüber-
tragung, bei der mehrere Bildsendungen mit verschie-
denen Trägerwellen gleichzeitig übertragen werden.
112
Zur Synchronisierung soll in diesem Falle nur eine
einzige gemeinsame Synchronisierungsfrequenz ver-
wendet werden.
Röhre mit indirekt beheizter Kathode.
Brit. Pat. 297 886 (Bullimore, 30. März 1927), ver-
öffentlicht am 21. November 1928.
In Bild 16 ist eine Röhre im Schnitt wiedergege-
ben, die in der Achse eine Metallröhre als Anode A
und außen die Kathode K besitzt. Die Kathode be-
steht aus einem Zylinder aus einem geeigneten Iso-
K SA S K
Bild 16.
lierstoff, der innen einen Oxydbelag und außen die
Heizwicklung besitzt. Der innere Anodenzylinder
kann zur Kühlung der Anode von einem Kühlmittel
durchflossen sein.
Wechselstromgeheizte Röhre.
Brit. Pat. 297847 (Marconi, 29. Septeinber 1927),
veröffentlicht am 21. November 1928.
Bild 17.
Zur Beseitigung des Wechselfieldes im Innern
einer Röhre, deren Kathode unmittelbar mit Wechsel-
strom beheizt wird, soll außerhalb der Anode A (Bild
17) eine Hilfswicklung H angeordnet werden, die von
469 013
Referate,
dem Heizwechselstrom ebenfalls durchflossen wird
und bei geeigneter Windungszalil bzw. Abstand von
der Anode das Wechselfeld des Heizfadens kompen-
siert.
Die neuesten deutschen Hochireguen?- Patente.
Klasse
und
Gruppe
| Ahseaber| |
tag |
Nr. In h á
23. 11.28
21a1/32 |29. 10. 28
21a4/8 | 5.11.28
2lat/9 | 3.11.28
21a4/14 |29. 10.28
21a4/22 |29.
21g/13 |29.
2lai/1
21a4/48
21a?/11
21a1/32
21a?/22
21g/10
21a2/21
21g/13
218/13
21a4/70
21a4/70
21a!/32
21g/10
21a4/14
21a4/14
21a4/9
21a4/6
21g/10
21g/13
21g/10
21g/10
3lg/3l
21a?/15
21a1/72
21c/22
2121/59
21a!/77
21g/13
21al/32
2121/32
*430 330
467 591
#467 593
#467 595
*467 596
467 597
467 674
*467 692
#467 693)
467 941
+467 977
468 087
468 092
468 130
468 164
468 165
468 221
468 222
*468 256
468 270
468 352
468 353
*468 629
*468 672
468 686
468 723
468 761
468 787
468 788
468 818
468 819
468 821
*468 884
468 885
468 956
469 012
21a4/48 Peileinrichtung
Bildübertragung
Herstellung von Piezokristallen
Fadingbeseitigung
tragung
Störbefreiung beim Empfang
Röhrengleichrichter
Beseitigung von Oberwellen
Verhinderung des Anpeilens
Lautsprecher
Bildübertragung
Fadingbeseitigung
regelbarer Kondensator
Kopftelephonbügel
Entladungsgefäß
Kühlung bei Metallröhren
Abstimmvorrichtung
Feineinstellvorrichtung
Bildtelegraphle
Kondensator
Drosselmodulation
Drosselmodulation
Kurzwellen-Röhrensender
Fregzenzvervielfachung
Drehkondensator
Glühkathodenröhre
Mehrfach-Kondensator
Kondensator
Entkoppelung von Stromkreisen
Modulationseinrichtung
Kurz-lang-Schaltung
Federstecker
Übertrager von
schwingungen
Röhrenfassung
Heizung von Röhren
Bildtelegraphie
Bildtelegraphie
DO OITEEIIN. ET
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus
führlicher referiert.
Referate.
B. S. Cohen. Normalgeräte für Telephonie und die
Prüftechnik von Mikrophonen und Telephonen (Appa-
ratus standards of telephonic transmission, and the
technique of testing microphones and receivers).
Journ. Instit. Electr. Eng. 66, S. 165—203, 1928.
Die weitgehende Verbindung der Telephonnetze
der einzelnen Staaten untereinander führte dazu, auch
international die einzelnen Bestimmungsstücke einer
Telephonverbindung festzulegen. Die Schaffung ge-
eigneter Normale bzw. Prüfvorschriften ist ein Teil
der Aufgaben des Comité Consultatif International des
Communications Telephoniques à Grande Distance
(abgekürzt CCI). Verf. berichtet über diese Ar-
beiten, insbesondere über solche, die in der Versuchs-
abteilung der englischen Postbehörde durchgeführt
sind. Die Untersuchungen über die Leitungen selbst
interessieren nur indirekt,
schnitte über Mikrophon- und Telephonprüfungen auch
für Zwecke der drahtlosen Telephonie Bedeutung,
zumal die drahtlose Verbindung von Postnetzen bei
Ueberseegesprächen bereits praktisch durchgeführt
wird.
Die sogenannte Verständlichkeit einer
Telephonübertragung hängt von drei Faktoren ab:
1. Volumen.
2. Verzerrung.
3. Störgeräusche.
Dabei ist unter Volumen auch die Lautstärke
oder Amplitude zu verstehen. In absoluten Werten
Verbesserung der Rundfunküber- |
Membran für elektrodynamische
Hoc’ ‚frequenz-
r
|
—
|:
f
|
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|
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e
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X:
4
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er -
dagegen haben die Ab- !
|
|
|
|
kann es akustisch in Amplitude, Druck oder Leistung ,
\
. zedrückt werden.
Referate.
und elektrisch in Strom, Spannung oder Leistung aus-
Für Vergleichszwecke kann es
auch in den später definierten Uebertragungseinhei-
ten angegeben werden.
Die Verzerrung beruht auf unvollkommener
Wiedergabe der Wellenform. Die Abhängigkeit der
Amplitude von der Frequenz ist die sichtbare Dar-
stellung, außerdem ist noch die nicht lineare Ver-
zerrung zu berücksichtigen. Hier bleibt das Verhält-
. nis zwischen Eingang und Ausgang nicht konstant,
d
4
|
|-
N
y dem Namen „Bel“ (nach dem Amerikaner Bell) und
al
f
dabei werden Obertöne den Eingangsfrequenzen
hinzugefügt.
Die Störgeräusche beruhen 1. auf Uebersprechen,
2. induktive elektrische Störungen von anderen elek-
trischen Quellen, 3. äußere Geräusche, die sich dem
eintretenden oder austretenden Schall überlagern,
4. innere Geräusche, z. B. Brodeln und Knacken des
Mikrophons. |
Der Wirkunglsgrad von Mikro- und Telephonen
wird durch das akustisch-elektrische bzw. elektrisch-
akustische Verhältnis ausgedrückt. Diese können
Druck- oder Leistungsverhältnisse sein.
Der akustisch-elektrische Wirkungsgrad (Druck)
ist für Mikrophone V/P, wo V die Mikrophon-Wechsel-
spannung in Millivolt oder Volt und P die Schall-
intensität ausgedrückt in dyn/cm? oder Mikrobar ist..
Hierbei ist die meteorologische Druckeinheit ein Bar
(= 10° dyn/cm?). In der Physik wird häufig 1 bar
— 1 dyn/cm? definiert. .Die Schallintensität wird also
in Mikrobar und die Druckamplitude in der Schall-
welle in dyn angegeben. — Der akustisch-elektrische
Wirkungsgrad (Leistung) ist für ein Mikrophon
W,./W,. wo W, die akustische Leistung in Mikrowatt
und W., die elektrische Leistung in Mikrowatt in
einem Kreis ist, welcher die gleiche Impedanz wie
das Mikrophon hat. Für Telephone ergeben sich
analoge Werte.
Absolute und Vergleichsnormale
für die Leitung.
Wenn es Methoden gäbe, die akustisch-elektrischen
Wirkungsgrade von Mikro- und Telephonen leicht und
sicher zu messen, und zwar entweder mit Sprache
oder mit einem der Sprache äquivalenten Schall-
gemisch, dann könnte man eine absolute Normale für
die Telephonübertragung aufstellen. Leider sind diese
Messungen nicht leicht und bequem durchzuführen,
deshalb begnügt man sich mit Vergleichsnormalen.
Dazu nimmt man entweder hochwertige Stücke aus
der normalen Fabrikation oder besondere Normalien,
die annähernd eine vollkommene Uebertragung erge-
ben und auf Grund ihrer physikalischen Daten repro-
duzierbar sind, wobei die Amplitudenabhängigkeit von
der Frequenz sowie die akustisch - elektrischen
Wirkungsgrade genau bestimmt und annähernd un-
verändert gehalten werden können.
Als künstliches Kabel kommen Stücke von 48 km
Länge in Frage, welche für 1 km folgende Werte
haben: R=59 Ohm, C = 0,033 uF, L = 0,00061 Hy,
G = 0,61 uS. Die beobachtete Lautstärke durch „km
Normalkabel“ anzugeben, ist veraltet und überholt.
Man nimmt jetzt definierte Verhältnisse von Leistung,
Strom oder Spannung als Maß für die Uebertragung.
Vorgeschlagen ist der Briggsche Logarithmus des
Verhältnisse zweier Leistungen log!" P,/P, = 1 unter
-struktion.
10. log! P/P,=1 als „Decibel“ (Zehntel Bel)
Für diese Einheit ist in Amerika der Ausdruck „T.U.“
(transmission unit) gebräuchlich. Er findet auch in
England Anwendung. Andere Postverwaltungen be-
nutzen noch #& Dieses ist der natürliche Logarith-
mus des Stromverhältnisses:
In® Jı/Ja = l.
Diese Einheit wird auch „Neper“ genannt. Zwischen
diesen verschiedenen Maßsystemen bestehen folgende
Beziehungen:
Einheit Formel èni aa En
Bel | log? PJP, N
Dezibel TU 10-10g!0 P,/Ps 10
Neper li, Ine P/P 1,15
Standardmeile bei
800 Hertz — 10,88
|
Das Kohlekörner-Mikrophon.
Das sogenannte Solid-Back-Kohlemikrophon für
Zentral-Batteriebetrieb ist zahlenmäßig in der Welt
Das Bild la zeigt die Kon-
Dem Sprechtrichter gegenüber steht eine
Metallmembran, welche am Rande mit weichem
am meisten verbreitet.
IM
u
geschliffen ALL
zum Änpressen
der Membran
ru 1
N
LA WY) |
wur
MN
-
A €
IN =:
17 ;
= q vord. Kohleelekt
N! N PIONERIE Doliert A gelofet
N hintere Kohleelektr. geschellachter
Glimmer ii ng
Membran
Bild 1.
Gummi gehalten wird. In der Mitte ist sie fest ge-
koppelt mit einer kleinen Glimmermembran des
Kohlemikrophons. Die Metallmembran ist zusammen
mit dem Mikrophon auf etwa 1200 Hertz abgestimmt.
Einzelheiten der Mikrophonkonstruktion sind aus
den Bildern 1b und Ic zu ersehen. Die mit ca. 0,5 g
Kohlegries gefüllte Kammer hat 16 mm ( und etwa
3,5 mm Tiefe. Die größte Dimension eines Kohle-
kornes ist 0,18 mm. Im Mikrophon sind also mehr
als 100000 Körner und etwa 1 Million sogenannte
Mikrophonkontakte enthalten. Der Ruhestrom fließt,
wenn kein Schall oder mechanische Erschütterungen
auftreten; seine Stärke hängt von der angelegten
Spannung und räumlichen Lage ab.
Das Bild 2 zeigt in Kurve A die Abhängigkeit
des Mikrophonwiderstandes vom Strom in mA
beim Zentral-Batteriebetrieb und in B beim Orts-
114
batteriebetrieb. Der Mikrophonstrom schwankt
zwischen 10 und 400 mA. Das ZB - Mikrophon
arbeitet noch bis 253 mA Strom. Kippt man das
Mikrophon, dann nimmt der Ruhewiderstand zu,
und zwar bei einer Neigung von 25° gegen die
Senkrechte um etwa 50 v.H. Wird das Mikrophon
besprochen, dann nimmt sein Widerstand zu infolge
des Packeffektes und zwar mit steigender Lautstärke
des auffallenden Schalles, vgl. Bild 3. Das Bild 4
Ohm
Q
honwiderst
S
Mikrop
RS
&
O 2004
7° O 720 bo 20 360 B
Bild- 2.
zeigt den Verlauf des Widerstandes für eine längere
Zeit. Ein Mikrophon war 24 Std. in Ruhe (a), dann
wurden 5 Min. lang 25 mA Strom hindurchgeschickt (b),
eine Minute gezählt mit gewöhnlicher Stimme (c),
darauf das Mikrophon ruhig gehalten (d). Bei e
wurde der Strom 2 Min. ausgeschaltet und bei /5 Min.
Ohm
X
S ý Neigung 25°
N Strom 95 mA
dD W
N
$
u Negung 0°
N SHOM 45mÄ
Laltstärne
Bild 3.
wieder eingeschaltet. Im allgemeinen nimmt bei
schwachem Schall der Widerstand zu. Große Schall-
intensität hebt den Packeffekt auf und schafft nor-
male Widerstandswerte.e Das Bild 3 enthält die
Mittelwerte von 12 Mikrophonen für zwei Strom-
stärken und Neigungen gegen die Senkrechte in Ab-
hängigkeit von der Schallintensität.
Schallmessungen am Mikrophon.
Zur Messung der auf das Mikrophon auffallenden
Schallintensität ist ein elektrodynamisches Telephon
entwickelt. Dieses besitzt eine einigermaßen gleich-
mäßige Frequenz-Amplitudenkurve. Die bewegte Spule
wirkt über einem zweistufigen Transformator-Ver-
stärker auf ein Gleichrichterrohr mit Mikroampere-
meter. Das Feld des Mikrophons wird mit 200 mA
erregt. Spricht man mit normaler Stimme auf das
Mikrophon, dann erhält man 40 Skt. Ausschlag. Dieses
entspricht etwa einer Schallenergie von 0,7 u Watt/cm?.
Referate.
Auf die Uebertragung ist noch die Schwächung durch |
die Leitung selbst von Einfluß. Der Unterschied ;
zwischen den längsten und kürzesten Verbindungs-|
leitungen kann im Maximum zu 13 T. U. angenommen
werden, also ein Leistungsverhältnis von etwa 20.
Akustisch-elektrische Werte
der Solid-Back-Mikroplone.
Die in einer früheren Arbeit!) veröffentlichten
Frequenz-Amplitudenkurven zeigen einen großen Ein- ı
fluß des Mundstücks auf die Resonanzkurve. Material, '
Form und Dimensionen ändern den Wirkungsgrad um
2—4 T.U. Im allgemeinen ist das S. B.-Mikrophon
unterhalb 500 und oberhalb 2000 Hz unempfindlich,
bei etwa 1000 Hz liegt eine scharfe Resonanz und '
eine breite zwischen 1500 und 2000 Hz.
In einer Leitung ohne besonderen Widerstand er-:
gab ein mit normaler Schallstärke besprochenes '
Mikrophon bei 1 cm Abstand 488 mV im Mittel und,
bei 10 cm Abstand 65 mV. Die Leistungsabgabe desl
Mikrophons ist bei 1 cm Abstand etwa 1800 „uW und
SS Ohm |
PNA ;
SQ
NN 40 |
2 0
2 4 0 1 ç 16
-a>| icl de >
Ir Ferm Min -i |
Bild 4.
bei 10 cm Abstand 32 uW. Nach Crandall und |
Mackenzie) ist die mittlere Sprechenergie
12,5 uW. Nach Rayleigh steht der Druck p in
„bar mit der Energie P in „W/cm? für eine Schall- ;
welle in freier Luft in der Beziehung p = y P. 215.
Die aus dem akustischen Widerstand abgeleitete !
Zahl 415 gilt nicht für ein Mikrophon, sondern
für eine Schallwelle in freier Luft. Da die akü-
stischen Widerstände für die einzelnen Mikrophon-
typen nicht stark differieren, kann man die Forme!
für Vergleichswerte benutzen. Man erhält jetzt für
den Abstand d des Mundes des Sprechers von demi
Mikrophontrichter folgende Werte:
Akust.-elektr; Druck-Span. .
d | Gesamt- | Auffallende Druck s -
in cm | schallenergie! Schallenerg. 5 :
Wirkungsgr.! Wirkungsgr
l cm 10 u W| 9,7uWj/cm? | 17 u bar 180 29
lOcm| 0,15 « W | 0,01 2o 2 u bar 213 32
10cm] 0,225 uW — 125 u bar 107 | 16 bis 22 '
Das S.B.-Mikrophon ist also ein Leistungsverstär-,
ker mit dem Verstärkungsfaktor 200.
Neuere direkte Vergleichsversuche mit einem
Kondensatormikrophon nach Wente, welches mit
der Rayleighschen Scheibe geeicht ist, ergaben
die etwas abweichenden Werte der letzten Zeile. Die
Mikrophone mit 50 mA Ruhestrom wurden aus
10 cm Entfernung besprochen. Die Zahlen sind Mittel- :
werte für 13 Standardmikrophone:
EMK = 32 bis 55 mV.
Elektrische Leistung 24 uW.
1) B. S. Cohen, A. J. Aldridge u. Ws West, Journ. Inst
Electr. Eng. 64, S. 1023, 1926, Abb. 14a und b auf Seite 10%. l :
2) J. B. Crandall u. D. Mackenzie, Phys. Rev. Bd. 19,
S. 221, 1922,
Referate.
115
Das Bell-Telephon.
Das Bell-Telephon mit 60 Ohm Spulenwiderstand
ist ebenso verbreitet wie das Solid-Back-Mikrophon.
Konstruktionseinzelheiten zeigt das Bild 5. In Eng-
land werden folgende Zahlenwerte innegehalten:
Mittlerer Luftspalt zwischen Membran und Polschuh
= 0,34 mm; Windungszahl = 1210; Magnetische In-
duktion = 445; Membran 4,75 cm (), 0,24 mm Stärke
eG,
mit 0,02 mm Lacküberzug; Membranresonanz frei
~. 940 Hz, am Ohr œ~ 1100 Hz. Die Frequenz-
Amplitudenkurven sind veröffentlicht?). Die Impedanz-
diagramme des Telephons zeigen die Bilder 6. 6a ent-
spricht einem akustisch ungedämpften Bell-Tele-
phon, 6b dasselbe Telephon am Ohr, 6c dasselbe am
künstlichen Ohr. Die Zahlen bedeuten Frequenzen in
2 z Sekunden.
700 . 140
-> Wirkwiderstand
760 220
Die Verständlichkeit ergab bei der Prüfung mit
einer sonst verzerrungsfrei arbeitenden Apparatur
beim S. B. Mikrophon 81 v. H., beim Bell-Teleplion
93 v. H. Das Spannungsdruck-Verhältnis wurde mit
einem Kondensatormikrophon bestimmt, welches
durch Vergleich mit der Rayleighschen Scheibe
geeicht war. Für die Normalien der britischen
Postbehörde ergab sich dies Verhältnis zu 0,271
„bar/mV. Bei anderen Telephonen für normalen
Gebrauch lag dieser Wert zwischen 0,183 und 0,291,
im Mittel 0,22 u bar/mV. Ersetzt man die Sprache
durch einen besonderen Sender, dessen Frequenz
. periodisch in 0,2 sec. von 600 bis 1200 Hz. variiert
3, Vgl. 1) S. 1035, 1039, 1059 und Abb. 15, 26 u. H.
wird, dann wurde die charakteristische Leistung des
Bell- Telephones im Mittel zu 84,5 u bar für 1 mW
elektrische Energie nach der 3-Voltmetermethode
gemessen.
Von Interesse werden noch einige Beispiele der
akustisch-elektrisch-akustischen Umsetzung sein. Für
ein S. B.-Mikrophon erhält man im Mittel bei einer
Schalldruck von 1 „ bar eine EMK von 16 mV. Der
Telephon-Wirkungsgrad ist 0,22, also erhält man
unter Vernachlässigung des Widerstandes in den Lei-
tungen eine akustische Ausgangsenergie von 3,5
ubar. Das Mikrophon verstärkt wesentlich mehr, als
das Telephon an Energie verschluckt, so daß im
ganzen noch eine Verstärkung übrigbleibt.e Nimmt
man eine Zertralbatterieschaltung mit 300 Ohm
Widerstand, so sinkt der akustisch-elektrische Wir-
kungsgrad des Mikrophons auf 14,5 und der des
Telephons auf 0,0495. Dann erhält man für jedes
Mikrobar auf das Mikrophon auffallende Energie nur
0,72 u bar abgegebene. Das entspricht einer Schwä-
chung um 3T. U., während im ersten Falle die Ver-
stärkung 11 T. U. betrug. Diese Zahlen stimmen
sicherlich der Größenordnung nach.
Vergleichsnormalien.
Die bisherigen Normalien der Telephonübertragung
schlossen sich eng an die verbreiteten Mikro- und
Telephone an. An wirkliche Vergleichsnormalien muß
man folgende Ansprüche stellen:
1. Die Apparatur besteht aus 3 Teilen: Empfangs-
seite, künstliche Leitung und Senderseite.
2. Die Frequenz-Amplituden-Charakteristik aller
drei Stücke muß für den Tonfrequenzbereich an-
nähernd gleichmäßig und leicht zu messen sein. Nicht
lineare Abweichungen sollen nicht auftreten.
3. Die akustisch - elektrischen Wirkungsgrade
müssen den handelsüblichen ähnlich gemacht werden
können.
4. Die Apparatur muß stabil und reproduzierbar
sein.
5. Ein Gerät, mit dem man den handelsüblichen
Telephonen entsprechende Verzerrungen hervorrufen
kann, muß eingeschaltet werden können.
Die Empfangsseite enthält Mikrophon, geeignete
Verstärker usw., und ist definiert durch den akustisch-
elektrischen (Druck) Wirkungsgrad. Die äußeren
Dimensionen des Mikrophons und die Art seiner Be-
nutzung müssen festgelegt werden. Als Normal-
mikrophon ist das Wentesche Kondensatormikro-
phon mit gespannter Membran von 4,286 cm () an-
116
genommen. In einem Abstand von 4,1 cm ist ein
Ring von 4,1 cm © bei 0,3 cm Drahtstärke befestigt,
durch den die Stellung des Mundes fixiert ist.
Der Schalldruck wird nach der Thermophon-
methode von Arnold, Crandallund Wente oder
mit der Rayleighschen Scheibe oder nach der Kom-
pensationsmethode von E. Gerlach gemessen. Für
l u bar Schallenergie soll das arithmetische Mittel
der EMK 50 mV im Frequenzbereich von 500 bis
2500 Hz betragen. Die Spitzenintensität ist für „o“
und „e“ 76 „ bar, für alle Vokale im Mittel 34 „ bar.
Die Intensität der Konsonanten ist geringer. Das Ver-
hältnis der maximalen zur mittleren Spitzenintensität
ist 2,3:1 und der maximalen Spitzen- zur Durch-
schnittsintensität ist 9:1. Zwischen 100 und 5000 Hz
soll die Frequenz-Amplituden-Charakteristik so gleich-
mäßig sein, daß der akustisch-elektrische Wirkungs-
grad um nicht mehr als +2 T. U. schwankt. Für den
Vergleichsempfänger
A À y
o IL 2.27 — N D,
aw
M — I!
u N _ Akustische Kopplung
Bild 7.
gleichen Frequenzbereich soll die Ausgangsimpedanz
600 Ohm + 5 % und einen Winkel + 10° sein. Das
Gerät muß in Stufen von 1 T. U. zwischen + 10 T. U.
verändert werden können.
Die künstliche Leitung soll eine Charakteristik von
600 Ohm + 1% und einen Winkel + 2° im Bereich
von 100 bis 5000 Hz besitzen. Sie ist zwischen 0 und
100 T. U. in Stufen von 0,2 T. U. einstellbar.
Die Senderseite enthält das Telephon usw. und ist
wieder durch den elektrisch-akustischen (Druck)
Wirkungrad festgelegt. Als Telephon wird ein Bell-
sches mit besonders gedämpfter Membran oder ein
elektrodynamisches benutzt. Die Dimensionen der
Telephonmuschel sowie der akustischen Kopplung sind
festgelegt. (Bild 7.) Letztere ist nötig, um das
Telephon auf eine geeichte akustische Meßeinrichtung
wirken zu lassen. Der am Ende der akustischen Kopp-
lung gemessene Druck soll sich zu der Eingangs-
spannung des Telephons annähernd wie beim nor-
malen handelsüblichen Telephon verhalten und ist
vorläufig zu 50 u bar pro Volt im Frequenzbereich
von 500 bis 2500 Hz festgelegt. Zwischen 300 und
3000 Hz soll der elektrisch-akustische Wirkungsgrad
um nicht mehr als + 4 T. U. und zwischen 100 und
5000 Hz um nicht mehr als + 10 T. U. schwanken. Die
Apparatur des Bell- Telephon-Laboratoriums ist von
L. J. Sivian*) veröffentlicht.
Die europäische Hauptnormale wird im Laborato-
rium des Conservatoire National des Artes et Metiers
in Paris aufgestellt werden.
Kopien dieser Hauptnormale werden von den Ver-
waltungen und Lieferfirmen der einzelnen Länder auf-
gestellt werden, die man in Normalien 1. und 2. Ord-
4) L. J. Sivian, Electr. Communication, Bd. 3, S. 114, 1924.
Referate.
nung einteilen kann. Hierbei entsprechen die 1. Ord-
nung der Form der Hauptnormale und sind in ab-
soluten Werten geeicht, während die 2. Ordnung aus
praktisch verzerrungsfrei arbeitenden, hochqualifi-
zierten Geräten bestehen werden. Vom Verfasser ist
ein solches System angegeben’). Es besteht aus
einem Wirbelstrommikrophon mit einer Empfindlich-
keit von 0,0002 eines normalen Mikrophons, ange-
koppelt mit einem Transformator 1:14 an einer
Leitung mit einer Charakteristik von 600 Ohm, in
a
S
`~
“Stufen von 0,1, 1 und 10 T. U. bis 96 T. U. ver-
änderlich, einem 3stufigen Widerstandsverstärker
und einem elektrodynamischen Telephon mit be-
wegter Spule. Sie besitzt bei 300 Windungen von
25 mm () eine Impedanz von 500 Ohm, wiegt mit
ihrem Holzkern 1 g und ist an einer Membran aus
geölter Seide befestigt. Der Abstand vom Ohr beträgt
5 mm. Das Bild 8 zeigt die Frequenz-Amplituden-
Charakteristik des Mikrophons einschließlich seines
Verstärkers (Kurve A), zum Vergleich ist die des nor-
malen Zentral - Batterie - Mikrophons danebengestellt
(Kurve B). Dasselbe ist für das Telephon in Bild 9 A
&00
dyn pro cm?/Volt
9
z.
0 2000
Bild 9.
geschehen. Bild 9B gibt die Kurve für ein Bell-
Mikrophon, das an das Ohr gedrückt ist. Die Gleich-
mäßigkeit des ganzen Systems ist aus dem Bild 10
ersichtlich. Hier das Verhältnis des Druckes auf das
Mikrophon P, zum Druck hervorgerufen von dem
Telephon P, dargestellt. Bei 100 Hz ist das Ver-
hältnis 40, bei 1000 Hz liegt das Maximum von
84 und bei 4000 Hz ist es auf 14 gesunken.
Maximum und Minimum unterscheidet sich durch
den Faktor 6 oder 15,4 T. U. Die Apparatur ar-
beitet so vorzüglich, daß eine Verständlichkeit von
annähernd 100 v. H. erzielt wird. In Deutschland ist
eine ähnliche Apparatur entwickelt worden. Der
Hauptvorteil dieser Normalien liegt in der Vermeidung
der Ungleichmäßigkeiten der Kohlemikrophone.
5) B. S. Cohen, Post Office Electr. Eng. Journ. Bd. 19.
S. 237, 1926/27.
|
O y S bka
-y En | E O e a nn D -o a G a
|
|
- partikelchen.
. 8 mm Ø und 0,025 mm Stärke.
Referate.
Die Rayleighsche Scheibeals
Schallmeßinstrument.
Von der britischen Postbehörde ist zu absoluten
Messungen im Schallfeld stets die Rayleigh sche
Scheibe benutzt, da sie einfach und unveränderlich ist,
und im Schallfeld die geringsten Störungen hervor-
ruft. Man mißt mit ihr die Geschwindigkeit der Luft-
Sie war eine Glimmerscheibe von
Die Masse ist etwa
: 0,002 g. Der Spiegel war O,lcm? groß und wog
0,0005 g. Sie war an einem Glas- oder Quarzfaden
von 30—40 cm Länge und einem Torsionsmoment von
etwa 0,0017 dyn. cm aufgehängt. Man konnte mit ihr
an
Nwo
N
Ñ 60
3
X 2
S
0 2000 4000 Hz |
Bild 10.
bis zu Geschwindigkeiten von 2,5 mm pro Sekunde
arbeiten. Bis 8000 Hz kann man mit der Scheibe
ohne große Fehler messen. Es kommt hier darauf an,
daß die Wellenlänge noch etwa 5mal größer als der
Scheibendurchmesser ist. Ein Vergleich mit der Kom-
pensationsmethode von Gerlach?) ergab Ueberein-
stimmung bis auf 5 v. H., lag also im Bereich der
Meßifehler.
Der für Sprach- und Musikwiedergabe
erforderliche Frequenzbereich.
Dieser ist von der CCJ in Verbindung mit den
Rundfunkorganisationen in folgende drei Bereiche ein-
geteilt:
1. Der ideale Frequenzbereich für vollkommene
Wiedergabe von Sprache, Musik und der meisten Ge-
räusche reicht von 30 bis 10 000 Hz. |
2. Für die Wiedergabe von Sprache und Musik in
hoher Qualität sind die Frequenzen von 100—5000 Hz
erforderlich.
3. Gut verständliche Sprache wird durch Frequen-
zen von 200—3000 Hz wiedergegeben.
E. Lübcke.
G.W.Pierce.MagnetomechanischeOszil-
latoren. Eine Anwendung der Magnetostriktion
zur Kontrolle nieder- und hochfrequenter elektrischer
Schwingungen, zur Erzeugung von Schallwellen und
zur Messung der elastischen Konstanten von Metallen.
(Magnetostriction oszillators. An application of mag-
netostriction to the control of frequency of audio and
radio elektric oscillations, to the production of sound,
and to the measurement of the elastic constants of
metals.) Proc. of the Amer. Acad. of Arts and
Sciences. 63, 1-47, 1928.
Die Magnetostriktion magnetischer Stäbe, d. h. die
Stablängenänderung unter dem Einfluß eines magne-
tischen Feldes, wird zur Erzeugung von elastischen
Longitudinalschwingungen derartiger Stäbe aus-
6) E. Gerlach, Wiss, Veröff. a. d. Siemenskonzern, III, 1,
S 139, 1923.
u a a a E a a A
117
genützt. Pierce benützt solche schwingenden Stäbe
weniger als Resonatoren, sondern mehr als Stabili-
satoren elektrischer Schwingungskreise, wobei das
zur Erregung des Stabes nötige magnetische Wechsel-
feld von dem Schwingungskreis selbst geliefert wird.
In Bild 1 ist eine Selbsterregerschaltung gezeichnet,
die von Pierce mit gutem Erfolg benutzt wird. Der
magnetische Stab R liegt auf einer Schneide frei be-
weglich auf. Ueber ihn sind zwei Selbstinduktions-
spulen L, und L, geschoben, die in der angedeuteten
Weise mit den Röhrenkreisen vcrbunden sind. Die
Spulen dürfen natürlich dem Stab nicht anliegen, um
die Beweglichkeit des Stabes nicht zu verhindern. Die
zum Verst3rKder
Bild 1.
beiden Spulen L, und L> müssen in ihrem Wicklungs-
sinn so orientiert und mit Gitter, Anode und Kathode
verbunden sein, daß der von der Kathode über die
Spule Z, nach der Anode und ein — angenommener —
von der Kathode über L, nach dem Gitter fließender
Strom im Stab magnetische Felder in gleicher Rich-
tung hervorbringen. Ein variabler Plattenkonden-
sator C liegt zwischen den beiden zu Anode und Gitter
führenden Spulenenden von L, und L. Der Emissions-
stromanzeiger A dient gleichzeitig dazu, das Einsetzen
der Schwingungen anzuzeigen. Die Größen der Selbst-
induktion von L, und L, und der Kapazität C sind
so zu wählen, daß innerhalo des Variationsbereiches
von C die Resonanz zwischen der Frequenz des elek-
trischen Schwingungskreises und der Eigenfrequenz
des Stabes liegt. Bei Abstimmung des Kondensators C
macht sich das Einsetzen der durch den Stab ge-
steuerten Schwingungen in einem sehr starken Strom-
anstieg an A bemerkbar.
In vielen Fällen wird es nützlich sein, die von dem
magneto-mechanischen Oszillator gelieferte Energie zu
versiärken. Dann koppelt man mit dem Oszillator
von Bild 1 zweckmäßig einen Verstärker nach Bild 2,
der mit dem Oszillator an den Punkten 1, 2, 3 zu-
sammengeschaltet wird. Die Dimensionen dieses Ver-
stärkers sind so gewählt, daß sie für die Verstärkung
von Hör- und Hochfrequenzen passend sind. Es ist:
C=0,luF; ,=2uF; R =0,5 MR. |
Diese Oszillatorschaltung ist für Frequenzen von
500 bis 3000 Hz gut geeignet. Bei Erzeugung von
Frequenzen von 3000 bis 300000 Hz ist es vorteil-
118
hafter, die Enden der Spulen L, und L, in Bild 1 in
der bei Sendern üblichen Weise so mit Gitter, Anode
und Kathode zu verbinden, daß Schwingungen auch
bei Abwesenheit des Stabes vorhanden sind. Der
Stab dient dann nur zur Stabilisierung der Frequenz;
das Einsetzen der Stabschwingungen erkennt man am
Strommesser bei Variation von C durch ein Hinauf-
schnellen des Stromes von dem ein- oder halbfachen
des normalen Wertes auf das Mehrfache. Der Konden-
sator C kann nach dem Einschwingen des Stabes be-
trächtlich ohne wesentliche Aenderung der elek-
trischen und mechanischen Frequenz des Systemes
geändert werden.
C,
Ausgang
zum Oszillator
Bild 2.
Um Frequenzverdopplung zu verhindern, sind die
Stäbe zu polarisieren. Die meisten magnetischen
Substanzen besitzen genügend starken remanenten
Magnetismus, um Jahre hindurch als Oszillatoren ge-
nügend empfindlich zu bleiben.
Verschiedene Metalle und Metallegierungen wur-
den in ihrer Eignung für die Oszillatoren untersucht.
Insbesondere wurde die Stärke des Eiffektes der
Magnetostriktion, der Frequenzkonstanz, der elek-
trischen Einflüsse des Röhrenkreises untersucht.
Reines Eisen und Fisen mit Kohlenstoffzusatz war
wenig brauchbar; reines Nickel ist als Vibrator gut
geeignet, hat aber andere Nachteile; Legierungen von
Nickel und Eisen in bestimmter Zusammensetzung,
z. B. mit 36% Nickel und 64% Eisen, ähnlich dem
„invar“ oder „Stoic“, geben gute Vibratoren, haben
aber große Temperaturkoeffizienten der Frequenz;
Chromnickeleisen ist sehr gut brauchbar; „Monel“,
bestehend aus 68% Ni, 28% Cu und geringen Zu-
sätzen von Fe, Si, Mn, C gibt sehr kräftige Oszil-
latoren, muß jedoch dauernd durch Hilfsmittel polari-
siert werden.
In zwei Tabellen wird die Abhängigkeit der Fre-
quenz von der Länge der Stäbe mitgeteilt. Es ergibt
sich für das käufliche „Stoic“-Metall folgende Be-
ziehung:
2% Länge (in m) X Frequenz = 4160 bei 20° C;
für Nickelchrom:
2 X Länge (in m) X Frequenz = 4981 bei 23° C.
In der Tab. 1 sind experimentelle Daten mitgeteilt.
die die Abhängigkeit der Temperaturkoeffizienten der
Frequenz g, der Schallgeschwindigkeit kh und der
Elastizität 5 vom magnetischen Material wieder-
gegeben. Man sieht aus dieser Tabelle, daß der
Temperaturkoeffizient g für Nickeleisen von — 171.10—*
bis auf + 224 .10— steigt, er ist 0 bei 33% Ni und
47% Ni leider ergeben Stäbe dieser Legierungen nur
Referate.
Tabelle 1.
v = Schallgeschwindigkeit, g = Temperaturkoeffizient der
Frequenz, h = Temperaturkoeffizient der Schallgeschwindigkeit,
b = Temperaturkoeffizient der Elastizität.
v g h b
ee m/sec | x106 | x106 | x106
Eisen 5074 — 171 — 159 — 354
Nickel 4937 — 132 — 120 — 276
Stoic 4161 -+ 224 -+226 -- 446
Nichrome 4981 — 107 — 97 — 226
Monel 4549 — 151 — 137 — 316
Stainless-Steel 5430 — 136 — 135 — 282
Steinles-Iron 5133 — 130 — 130 — 270
Nickel-Eisen
0/ Ni
0 5074 — 171 — 158 — 355
10 4919 — 164 —155 | — 337
20 4582 — 159 — 151 — 326
30 4527 -+135 + 144 -+ 261
32 4540 — 101 — 98 — 205
34 -+ 182 -+ 184 -+ 362
36 4161 — 224 -+ 226 —- 446
40 4075 +218 + 223 -+ 431
50 4352 — 64 — 54 -— 138
60 nicht schwingfähig
70 l ,
80 4908 — 124 — 112 — 260
90 4990
100 4937 — 132 — 120 — 276
Chrom-Eisen
o Cr
10 5290 — 153 — 143 — 316
20 5448 — 90 — 80 — 190
30 5392 — 102 — 92 — 214
40 4329 — 9 — 8 — 192
Si Cr Fe
%% o tlo
5 5 90 5166 — 118
5 10 85 5285 — 111
5 15 80 5192 — 112
5 20 75 4806 — 144
5 25 70 5473 — 140
5 30 65 5387 — 133-
5,16 4,53 90 — 82
Kohlenstoff-Stahl
o C
0,8 5233 — 110 — 90 — 231
1,0 5209 — 137 — 126 — 285
1,5 5217 — 123 — 112 — 257
schwache ÖOszillatoren. Pierce hat daher zur Er-
zielung eines kleinen Temperaturkoeffizienten der Fre-
quenz bei genügender Empfindlichkeit als Oszillatoren
die Vibratoren aus verschiedenen Metallsorten zu-
sammengesetzt und erzielte Koeffizienten von — 50000
; l l ,
bis — 5000: Er setzt zu diesem Zwecke z. B. die
Vibratoren so zusammen, daß er einen Kernstab aus
einem Metall mit positivem Temperaturkoeffizienten
. deren
Er er-
der Frequenz mit einer Metallhülse umgibt,
Frequenztemperaturkoeffizient negativ ist.
reicht es hierdurch, daß eine praktische Unabhängig-
"keit von der Temperatur eintritt.
i
Der Verfasser gibt ferner Anwendungsbeispiele für
die Oszillatoren als Frequenznormale und für ihre
* Eichung. Fin Anhang gibt theoretische Erläuterungen.
A. Scheibe.
W. Ogawa. Das analoge Verhalten
eines Kristalldetektors und einer Va-
kuumröhre. (Analogy between the crystal detec-
. tor and a vacuum tube.) Phil. Mag. 6, S. 175—178,
1928.
- findet,
Der Verfasser hat die Elektroden eines Kupfer-
, Bleiglanz-Detektors in geringer Entfernung als Elek-
troden in ein Vakuumentladungsrohr eingebaut, in dem
durch Anlegen einer hinreichend großen Wechsel-
spannung eine Glimmentladung erzeugt wird. Er
daß eine solche Röhre einen Gleichrichter-
' effekt‘) in derselben Richtung liefert, wie man ihn mit
' dem analogen Kupfer-Bleiglanz-Detektor erhält, trotz-
dem bei beiden Elektroden auf gleiche Größe und Be-
schaffenheit geachtet war. Versuche mit anderen
: Detektorkomponenten bestätigten das analoge Ver-
halten der als Detektor- und Vakuum - Elektroden
: untersuchten Materialien.
Auf Grund dieser Ergebnisse und der Ueber-
- legung, daß der Raum zwischen zwei sehr nahe bei-
einanderliegenden Detektorelektroden als Vakuum-
raum angesprochen werden kann, kommt der Ver-
-~ fasser zu dem Schluß, daß ein Kristalldetektor nichts
weiter ist als eine kalte Vakuumröhre mit zwei Elek-
. troden, die eine gegeneinander verschiedene Elek-
tronenemission (Austrittsarbeit) aufweisen. Der ein-
zige Unterschied gegenüber der Vakuumröhre besteht
-< beim Detektor nach Ansicht des Verfassers darin, daß
bei ihm infolge der nicht zu vermeidenden metallischen
“ Berührung an einigen Punkten eine schlechte lso-
-lation der Detektorelektroden gegeneinander vorliegt
(Rückstrom!), weshalb zur Aufrechterhaltung des not-
Í
r
hoa
zur Messung hoher Frequenz.
wendigen Potentials an den eigentlichen Detektor-
punkten eine schlechte Eigenleitfähigkeit des Detektor-
kristalls verlangt werden muß. W. Espe.
T. Wamsley. Zur Konstruktion von Iso-
latorenfürdrahtloseTelegraphie. (Notes
on the design of radio insulators.) Proc. Inst. Radio
Eng. 16, S. 361—372, 1928.
In der Arbeit werden eine Reihe von prinzipiellen
Fragen besprochen über das Material und besonders
über die Form von Isolatoren und ihre Verbindung
mit den leitenden Teilen der Sendestationen, z. B.
über den Einfluß von Rippen und ähnliches.
J. Zenneck.
Eine Präzisionsmethod«e
(A precision
method for the measurement of high frequencies.)
C. B. Aiken.
- Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 125—136, 1928.
je
1. Die Methode beruht auf Folgendem. Wenn man
1) Der Gleichrichtereffekt wurde in etwas roher Weise elek-
` trolytisch mit Hilfe aer Elektrodenrotfärbung einer vom Röhren-
strom durchflossenen NaSO, — Phenolphtalein — Lösung nach-
"gewiesen. Quantitative oszillographische Messungen sind leider
j.
y
fr
be
A
et
er
f
nicht gemacht (Anm. d. Ref.).
Jahrbuch der Elektrotechnik. Uebersicht über die
Referate.
119
mit einem Röhrengenerator einen Wellenmesser lose
koppelt und die Frequenz des Wellenmessers f all-
mählich variiert, so ändert sich die Frequenz der
Schwingungen des Röhrengenerators in der Weise,
wie es das nebenstehende Bild zeigt. Solange die
Frequenz des Wellenmessers weit ab von der Reso-
nanz ist, bleibt die Frequenz des Röhrengenerators
ungeändert fə. Je mehr man sich der Resonanz nähert,
um so mehr ändert sich die Frequenz des Röhren-
generators. Die Aenderung erreicht kurz vor Eintritt
der Resonanz ein Maximum (A), um nach demselben
rasch im Resonanzpunkt auf Null abzufallen. Nach
Ueberschreiten der Resonanz wiederholt sich die Er-
scheinung in entgegengesetzter Richtung.
A
Beobachtet man nun Schwebungen des Röhren-
generators mit irgendeinem Hilfsoszillator und stellt
man diesen so ein, daß für /, die Frequenz der
Schwebungen Null wird, so läßt sich der Resonanz-
punkt B sehr scharf festlegen.
Als Hilfsoszillator kann man insbesondere einen
Fernsender von irgendeiner bekannten Normal-
frequenz oder dessen Harmonische verwenden.
2. Die Theorie dieser Methode wird von dem Ver-
fasser sehr sorgfältig diskutiert und es wird gezeigt,
welche Bedingungen erfüllt sein müssen, wenn man
größte Genauigkeit erreichen will. J. Zenneck.
C. B. Jolliffe und E. M. Zandonini. Bureau of
Standards. Literatur über drahtlose e-
legraphieim Luftfahrtwesen. (Bibliogra-
phy on aircraft radio.) Proc. Inst. Radio Eng. 16,
S. 985—999, 1928.
Eine Liste von 275 Arbeiten, die sich auf die Ver-
wendung der drahtlosen Telegraphie im Luftiahrt-
wesen im weitesten Sinn des Wortes bezieht.
J. Zenneck.
Piezo-Elektrizität. In den Proc. Inst. Radio Eng.
16, S. 521—535, 1928, veröffentlicht W. G. Cad y eine
selr sorgfältige Zusammenstellung der Literatur mit
Einschluß der Patent-Literatur über Piezo-Elektrizi-
tät, insbesondere ihre Anwendung im piezo - elek-
trischen Quarzoszillator und Resonator.
J. Zenneck.
Literaturübersicht.
In den Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 1000—1014,
1028, findet sich eine vom Bureau of Standards ange-
fertigte Zusammenstellung der Literatur über die Ar-
beiten, die vom Januar bis April 1928 über drahtlose
Telegraphie und verwandte Gebiete erschienen sind.
J. Zenneck.
Bücherbesprechungen.
Elektrotechnik. Unter Mitw. zahlreicher Fachgen. u.
t wichtigeren Erscheinungen auf dem Gesamtgebiet der m. besond. Unterstütz. des Zentralverb. der Dt. Elek-
trotechn. Ind. Hrgg. v. Dr. K. Strecker. Il.
Jahrg. Das Jahr 1922. Mit VHI u. 241 S. in 8°. Ver-
lag von R. Oldenbourg, München und Berlin 1924.
Dasselbe 13. Jahrg. Das Jahr 1924. Mit X
und 269 S. in 8°. München und Berlin 1926. Preis
geb. 15,40 RM.
Das Streckersche Handbuch, dessen 11. und
13. Jahrg. hier vorliegen, stellt sich bekanntlich die
Aufgabe, jeweils über die wichtigeren Veröfientlichun-
gen und Ereignisse eines verflossenen Jahres zusam-
menhängend zu berichten. Das Gesamtgebiet der
Flektrotechnik ist in vier große Abschnitte (Elektro-
mechanik, Elektrochemie, Elektr. Nachrichten- u.
Signalwesen, Messungen und wissensch. Untersgn.)
eingeteilt, denen ein allgeineiner Abschnitt (Rechts-
verhältnisse, Techn.-Wirtschaftliches usf.) vorange-
stellt ist. Jeder dieser Abschnitte ist in äußerst über-
sichtlicher Weise in viele Kapitel unterteilt, in denen
ein auf dem betr. Einzelgebiet namhafter Fachmann
referiert. Hierdurch sowie durch die weitgehende
Berücksichtigung der gesamten techn. Literatur (das
Verz. führt über 250 in- und ausländische Zeitschrif-
ten, Industrieorgane, Patentblätter usf. an) ist eine
gewisse Gewähr dafür gegeben, daß Arbeiten von
einigem Interesse nicht übersehen wurden. Da der
Umfang eines Bandes nicht mehr als 250 Seiten be-
tragen soll, so konnte natürlich selbst über wichtige
Arbeiten nur mit wenigen Sätzen berichtet werden.
Besonders für eine erste Orientierung ist das Jalır-
buch vorzüglich geeignet, so daß es schon längst für
jeden, der auf dem Gebiet der Elektrotechnik oder
der Elektrophysik selbständig arbeitet, ein unentbehr-
liches Hilfsmittel geworden ist.
H. Winter-Günther.
Grundzüge der Elektrotechnik. Ein Lehrbuch mit
Aufigabensammlung zum Gebrauch beim Unterricht
an höheren technischen Lehranstaltenı und zum
Selbststudium. Von Prof. Dr. G. Maier. Mit
219 Abbildungen im Text und zahlreichen Uebungs-
aufgaben. VHI und 271 S. in 8°. M. Krayn, Berlin
1926. Brosch. 12.— RM. RM. 14.— geb.
Das vorliegende Werk ist entstanden auf Grund
der Erfahrungen, die der Verfasser bei seiner Lehr-
tätigkeit an der Höheren techn. Staatslehranstalt von
Kaiserslautern gesammelt hat. Es soll in erster
Linie Lehrern und Studenten eines Technikums beim
Unterricht in den Grundlagen der Elektrotechnik die-
nen. Mit Rücksicht auf den Lehrplan dieser Anstalten
mußte vom Gebrauch der Diff.- und Integr.-Rechnung
fast vollkommen Abstand genommen werden, ohne
daß hierdurch die Exaktheit der Darstellung etwas `
einbüßte. Durch eine große Zahl praktisch wichtiger
Anwendungsbeispiele sowie durch die vielen in den
Text eingestreuten VUebungsaufgaben werden die
erundlegenden Gesetze der Elektrotechnik dem Ver-
ständnis des Lesers näher gebracht.
Das Werk bildet neben seinem eigentlichen Ver-
wendungszweck eine wertvolle Hilfe beim Selbst-
studium für Ingenieure der Praxis und für Hochschul-
studenten im 1. und 2. Semester.
Die Ausstattung des Buches ist vorzüglich.
H. Winter-Günther.
un nn nn nn nn nn nam m nn nn mn ann nn nn mn I en nn a e o a ee
I —————mnnn er nen ŘŮŘĖŮŘŮ———
Die Krankheiten des Bleiakkumulators, ihre Ent- !
stehung, Feststellung, Beseitigung, Vermeidung. Für
die Praxis. Von Ing. F. E. Kretzschmar. 3. verb. |
Aufl. 188 S. 98 Bilder. 8°. 1928. München, R.,
Oldenbourg. Brosch. Mk. 9.—, in Leinen gebunden
Mk. 10,50.
Fehler in Maschinenanlagen machen sich im Be-
trieb meist augenfällig bemerkbar, oder werden —
selbst wenn sie geringfügig sind — durch ein wohl-
ausgebildetes Ueberwachungssystem so rechtzeitig ;
entdeckt, daß größere Schäden vermieden werden
können. Bei den für die Sicherheit eines Betriebes oft
ebenso wichtigen Akkumulatorenanlagen fehlt eine
gleiche Selbstverständlichkeit sachverständiger Ueber-
wachung öfter als man bei der Höhe des in ihnen |
investierten Anlagekapitals erwarten sollte. Deshalb |
erfüllt das dankenswerte Büchlein von Kretzsch- |
mar eine doppelte Aufgabe, einmal für die eine zu-
verlässige Richtschnur zu sein, denen die Wartung
größerer oder kleinerer Sammlerbatterien anvertraut
ist, zum anderen aber allen mehr oder weniger |
Ahnungslosen, die mit Akkumulatoren als Hilfsmittel
zu tun haben, zu zeigen, an wie vielen Stellen in der ‘
Pflege der Akkumulatoren gesündigt werden kann.
Das Buch ist in seiner jetzigen Gestalt so inhalts-
reich und gründlich, daß selbst der gewissenhafte
Fachmann noch manches daraus lernen wird, was er
bisher zum Nachteil für die Wirtschaftlichkeit einer
Batterie übersehen hat.
Betriebsleiter und Autobesitzer, Maschinenmeister
und Wissenschaftler gehören ebenso zu denen, die aus |
dem Büchlein Nutzen ziehen werden, wie Installateure,
Bauunternehmer und Villenbesitzer. Und viele von
diesen werden ahnungslos zu denen gehören, die keine
klare Vorstellung davon haben, wie oft sie ihre Akku- |
nulatoren mißhandeln. Sie alle werden aus den
Studium des Kretzschmarschen Büchleins so
viele Vorteile ziehen, daß der Preis des Buches dem-
gegenüber nicht ins Gewicht fällt.
»
Alten
O. v. Auwers.
O. Kappelmeyer. Funkmusik und Schall-
plattenmusik. Richtige Einzelteile und
erprobte Schaltungen. IX und 161 Seiten mit
125 Bildern. Berlin 1928. Jul. Springer. Kart. Mk. 6,60.
Der Titel ist vielleicht etwas vielsagender als der
Inhalt, da von Musik in dem Bändchen nicht die Reit
ist, sondern nur von Geräten zur Aufnahme und Ver-
stärkung von elektrischen Schwingungen (Rundfunk)
und der Verstärkung von Tonfrequenzen (von der
Schallplatte abgenommen). Es wird dabei vor |
|
——.
Wert auf einen leistungsfähigen Endverstärker gelegt.
Dieser ist in der letzten Stufe fast ausnahmslos in der
Gegentaktschaltung ausgebildet. Von Interesse isl
dabei die Angabe, daß die Amplituden beim Rund-
funk im Verhältnis von 1:500, bei der Schallplatte
von 1.10000 wiedergegeben werden müßten. Im
übrigen ist das Heft nach den Angaben des Verfassers
ein „zusammengefaßtes Laboratoriumstagebuch“. Eine
noch stärkere „Zusammenfassung“ wäre dem Leser
sicher angenehm., da dann die wesentlichen Punkte
ohne unnötige Längen und Wiederholungen schärfer |
hervortreten würden. E. Lübcke.
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Band Bear April 19239, a | | Heft4
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Jahrbuch der drahtlosen Telegranhe
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Unter Mitarbeit
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Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
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(Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin), 5:
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller R
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V. Poulsen E-
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin), ;
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg), A
- Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld 4
(München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena), ai
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.) &
herausgegeben von 3
Professor Dr. Dr. ing. E. h. J Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz E
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
iE
3 Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (t/> Jahr) RM. 20.—, Preis des
E > 121—160 einzelnen Heftes RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
EINE Heft 4 stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
~S Bei Wiederholung Ermäßigung.
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; für Sender : für 2000-10 000 Volt spannung e
offene Bauart und Marineausführung (DGM.) TEST AA Far:
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Doppelstrom- -Generatoren
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(Gleichstrom-Gleichstrom-Doppelstrom-Umformer) maximale Leistung 1200 Volt, 120 Watt
besonders geeignet für Funk- Kurzwellensender usw. >
Verlangen Sie bitte Prospekte 17 und 44! Verlangen Sie bitte Prospekte 17 und |
~ -| ]
Bayerische Elektricitäts- -Werke ||
Fabrik Landshut Bayen
Vor 50 Jahren am 1. März 1879 eröffneie
Eugen Hartmann in Würzburg eine Prä-
zisionswerkstätte für wissenschaftliche Ge-
räte und begründete damit unser Werk.
Als einer der ersten baute er Telephon- -
anlagen und wurde ein Hauptlieferer an die
deutsche Reichspost. In späteren Jahren
gaben wir den Bau von Fernsprechern gar 2
auf um uns verstärkt dem ureigeniliche
GebietelektrischerMehgerätezuzuwenden.
Solche liefern wir auch für Telegraphie u d
Telephonie vorbildlich in Ausführung und
Form. Teil | der eben erschienenen =
Liste gibt darüber Auskunft.
HARTMANN< BRAUN
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Band 33
April 1929
Heft ’
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie |
Leitschrilt für hochireguenztechnik
Seite Seite
P.Hermanspann:Hochfrequenz-Gleichrichter-Anlage mit auto- Referate
matischer Konstenibaltung der Do ERI 24 Bildern
im Text.) W. Pfitzer: Die Selbsterregungsbedingungen bei Rückkopp-
H.E.Hollmann: Jont Peobleni Merk ung kurzer elektrischer a en enee für sehr kurze Wellen. yea 5 Bildern
Wellen durch Bremsfelder. (Mit 6 Bildern im Text. . 128 m Text.) Ze ee . 156
M. H. Gloeckner: Der BOrCDe) MDITUEER im Flugzeug: (Mit G. W. Pickard (J.Zenneck): Ueber die en der
8 Bildern im Text.) . . 132 Empfangsintensität zu Lufttemperatur und Luftdruck. . 157
R. Hell: Direktzeigendes tunkentelegraphisches Peilverfahren.
(Mit 12 Bildern im ‚Text.) A P
K. Teucke: Mitteilung aus der Praxis: Nie Glimmlichtgleich-
richter. (Mit 7 Bildern im Text.) . ; ; . 145
Carl Lübben: Patentschau. (Mit 25 Bildern im Text.) . 148
Referate:
Pierre David (E. Busse): Ueber Superregeneration. Bu
einem Bild im Text.) ; s ; o o í ; . 153
W. A. Schneider (J. Zenneck): Oszillographische Aufnahme
von Röhrencharakteristiken ; P : ; : . 158
R. T. Beatty (J.Zenneck): Die Stabilität eines Röhrenver-
stärkers mit abgestimmten Kreisen und Rückkopplung. 158
Eingegangene Bücher . 158
159
Bücherbesprechungen
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit Klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleitung Dr. E. Mauz, Frankfurt a. M., Physik alisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts Ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen.
Abonnemeuts und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandlung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berliu 32647.
Hochfreqauenz-Gleichrichter-Anlage mit automatischer
Konstanthaltung der Gleichspannung.
Von P. Hermanspann*).
Inhaltsübersicht.
l. Der Transformator für hohe Frequenz.
Il. Die Gleichrichtung bei 8000 Perioden/sec.
. Automatische Konstanthaltung der Verbraucher-
spannung.
. Die praktische Ausführung der
Spannungs-Konstanthaltung.
1. Die Abstimmung des Kompensationskreises.
2. Die Stärke der Gleichstrommagnetisierung.
3. Die Größe der Mehrbelastung des Generators
durch den Kompensationskreis.
automatischen
` Zusammenfassung.
In vielen Gebieten der Technik und Physik!) ist
, ein Bedürfnis nach Gleichstromquellen für konstante
“ Gleichstrom-Aochspannung vorhanden. Da die Gleich-
> strommaschinen für Spannungen über 20 kV nicht in
; Frage kommen und Akkumulatorenbatterien zu teuer
_ und zu umständlich im Betrieb sind, so geht man im
allgemeinen so vor, daß man Wechselstrom zunächst
: auf die erforderliche hohe Spannung transiormiert
und dann gleichrichtet. Die so aufgebaute Anlage
hat aber folgende Nachteile:
1. Der gleichgerichtete Wechselstrom zeigt Fluk-
tuationen, die man durch Drosseln und Kapazitäten
unterdrücken muß.
2. Die Ohmschen und induktiven Widerstände
von Transformator, Gleichrichtern und Drosselspulen
*) Dissertation der Techn. Hochschule München (Il. Teil).
1) Insbesondere kommt hier die Röntgentechnik in Frage.
bewirken eine relativ stark abfallende Belastungs-
charakteristik der Anordnung.
Daß die hier angegebene Art, Gleichstrom zu er-
zeugen, eigentlich nur für Hochspannungsquellen in
Frage kommt, brauchte bei der vorliegenden Unter-
suchung nicht berücksichtigt zu werden. Denn be-
züglich der hohen Spannung liegen grundsätzlich
keine Schwierigkeiten vor.
Die Untersuchung hatte zum Ziele:
1. Die Fluktuationen der Gleichspannung durch
Verwendung hoher Periodenzahl zu beheben.
2. Die Stromspannungscharakteristik der Anlage
durch Verwendung von Eisendrosseln in eine nicht
abfallende Belastungscharakteristik zu verwandeln.
Es ergaben sich demgemäß folgende Aufgaben:
I. Der Bau eines Transformators für hohe
Frequenz.
ll. Die Untersuchung der Gleichrichtung bei hoher
Frequenz.
III. Automatische Konstanthaltung der Spannung.
I. Der Transformator für hohe Frequenz,
Es liegen schon Versuche vor, derartige Anlagen
mit Periodenzahlen bis zu 20000/sec zu betreiben?).
Bei den hier wiedergegebenen Messungen wurde ein
Einphasen-Generator mit 3000 Umdr./Minute und
einer Frequenz von 8000/sec, der dem Physikalischen
Institut von C. Lorenz A.-G. freundlicherweise
überlassen worden war, verwendet.
2) Journ. Franklin Inst., 202, S. 693, 1925. (Ref. E. T. Z. 20,
S. 687, 1927).
„122
Man kann allgemein einen Transformator mit
Streuung ersetzen durch das Schema in Bild 1: Darin
bedeutet k L, bzw. k L, denjenigen Teil der Induk-
tivitäten L, bzw. L,, dessen Magnetfeld beiden Kreisen
gemeinsam ist (1—k) L, bzw. (1—k) L, die Streu-
induktivität.
Beim Bau eines Transformators für hohe Frequenz
treten nun folgende Schwierigkeiten auf:
1. Die Reaktanz der Streuinduktivität wœ (1—k) Lı
bzw. œ (1—k) L} (und damit der Spannungsabfall)
wird sehr groß, da sie der Frequenz proportional ist.
2. Die Eisenverluste werden bedeutend. Hinsicht-
lich der Eisenverluste erschien es überhaupt fraglich,
ob ein Transformator mit Eisenkern gegenüber einem
Lufttransfiormator vorzuziehen sei.
r, TA)L, (7-A)L, p
Bild 1.
Diese Fragen wurden experimentell durch Unter-
suchung von Modelltransformatoren beantwortet. Es
wurden zwei Transformatoren gebaut, die die gleichen
Kerndimensionen besaßen. Zur Erreichung einer mög-
lichst kleinen Streuung wurde eine Ringkernform ge-
wählt. Die Dimensionen der Kerne gibt Bild 2. Der
erste Kern diente zu einem Lufttransformator und
war aus trocknem Holz gedreht. Der zweite Kern
bestand aus äußerst dünnen Eisenblechen, wie sie für
Frequenzwandier Verwendung finden (mehrere
solcher Kerne waren von der Gesellschaft für draht-
lose Telegraphie freundlichst zur Verfügung gestellt
worden).
Maße in "Vm
Bild 2.
Un: nun Lufttransformator und Eisentransformator
hinsichtlich des Spannungsabfalls zu vergleichen,
wurden die Windungszahlen so abgeglichen, daß beide
Transformatoren für eine bestimmte Spannung den
gleichen Magnetisierungsstrom hatten, und zwar hatte
bei einer Primärspannung von 28 Volt und einem
Leerlaufstrom von 3,6 Amp. der Eisentransformator
primär und sekundär je 8 Windungen, der Lufttrans-
formator je 174 Windungen.
Bild 3 gibt die absolute Größe des sekundären
Spannungsabfalles in Abhängigkeit vom sekundären
Strom: Kurve a gilt für den Lufttransformator und
Kurve b für den Eisentransformator. Kurve c gilt
ebenfalls für den Eisentransformator und zwar für
den Fall, daß der Ohmsche Widerstand von Primär-
und Sekundärwicklung auf die gleichen Werte er-
P. Hermanspann:
\
gänzt wurde, wie die entsprechenden Ohmschen
Widerstände des Lufttransformators. | |
Wie zu erwarten, ist die Streuung des Lufttrans- !
formators trotz der günstigen Kernform erheblich
größer als die des Eisentransformators.
Mm Volt
DENSE
N ®
iE
E
—
La
w
A
®
=
ISAN
Bild 3.
AG gpa mit En G D E En nn / ee
Es liegt nun nahe, die Wirkung der Streuinduk-
tivität des Transformators durch einen in Reihe mit
dem Verbraucher geschalteten Kondensator aufzu-
heben. Ist die Streuinduktivität (1—k) L und œ die
Kreisfrequenz, so ist
C:
u OES. EE
-wa (1—k) L,
g M, E
|
die Kapazität, die vor die Primärseite des Trans-
formators zu legen ist, und
1 1
S L,
SE
MENDAUR
TNN S
CN A
0 7 A J 4 JS
. Bild 4.
die entsprechende Kapazität auf der Sekundärseite.
Die Kompensation der Transformatorstreuung ist be-
sonders günstig bei hohen Frequenzen, da man dann
mit verhältnismäßig kleinen Kapazitäten auskommt.
Uin dies experimentell zu bestätigen, wurde ein
mit Wechselstrom von der Frequenz von 8000/sec
Hochfrequenz-Gleichrichter-Anlage mit automatischer Konstanthaltung der Gleichspannung.
gespeister Transformator mit Eisenkern?) auf der
Sekundärseite mit Ohmschen Widerstand belastet und
zwischen Sekundärwicklung und Verbraucherwider-
stand Kapazitäten verschiedener Größe gelegt. Dabei
wurde jedesmal abhängig vom sekundären Be-
lastungsstrom der Spannungsabfall gemessen. Das
Ergebnis zeigt Bild 4. Die Kurve 2„F stellt den
Resonanziall dar, da sie nur noch den Spannungs-
abfall aufweist, der von den Verlustwiderständen
herrührt.
Um zu erkennen, inwieweit bei 8000 Perioden/sec
sich die Eisenverluste im Magnetisierungsstrom be-
merkbar machen, wurde wie folgt verfahren:
Setzt man den Wechselfluß im Eisenkern
Ø — Dmax: sin w t
so läßt man sich auf Grund der Beziehung zwischen
Flußänderung und induzierter Spannung
„I?
‘dt
Bild 5.
die Transformator-Gleichung ableiten:
Eep n: V2 -w-f- Dmax
Darin bedeuten: Eeyr den Effektivwert der Spannung,
f die Periodenzahl.
“wurde nun die Abhängigkeit
Bmax = f (Hepp)
berechnet, indem verschiedene Spannungen angelegt
und dabei die zugehörigen Stromwerte gemessen
wurden. Aus den Stromwerten ergab sich Heff und
aus der Spannung Pmax bezw. Bmax
Da hier zur Bestimmung der effektiven Wechsel-
feldstärke der gesamte Magnetisierungsstrom benutzt
wurde, so muß das errechnete Heff wegen der Eisen-
verluste zu groß ausfallen. Nimmt man also die
Kurven für verschiedene Periodenzahlen auf (wie dies
in Bild 5 geschehen ist), so zeigen die Abweichungen
der Kurven den Einfluß der Eisenverluste. Dieser
Finfluß ist nach Bild 5 verhältnismäßig gering. Das
verwandte Material ist also bei 8000 Perioden/sec
noch sehr gut verwendbar.
In den Bildern 6 und 7 ist ferner der gesamte
Magnetisierungsstrom (Leerlaufstrom) beider Trans-
formatoren angegeben in Abhängigkeit von der
3) Der Transformator war hierbei der gleiche, wie er weiter
unten (S. 124) beschrieben ist.
Auf Grund dieser Beziehungen
123
Primärspannung. Parameter der Kurven ist die pri-
märe Windungszahl mw..
Aus diesen verschiedenen Messungen geht hervor,
daß der Transformator für Eisenkern dem Lufttrans-
formator bei 8000 Perioden/sec überlegen ist, wenn
ein so hochwertiges Kernmaterial verwendet wird.
12 /
5 —TIrLELLTD
. ZA ZZ
SEN
4-1
20 40 60 00 0% 10
Günstig ist für den Eisentransformator auch noch
der Umstand, daß sich, wie Bild 7 zeigt, ein sehr
kleiner Leerlaufstrom mit kleiner primärer Windungs-
zahl vereinigen läßt. Dieser Umstand ist besonders
dann wichtig, wenn es sich um ein hohes Ueber-
setzungsverhältnis handelt, denn dann kann die sekun-
däre Windungszahl ebenfalls verhältnismäßig klein
sein.
II. Die Gleichrichtung bei 8000 Perioden/sec.
Wie schon zu Anfang gesagt wurde, soll die vor-
liegende Arbeit als Endziel eine Gleichstrom -Hoch-
spannungs-Anlage haben. Nun bietet aber die
Gleichrichtung hinsichtlich der Hochspannung keine
besonderen Schwierigkeiten; derartige Gleichrichter
werden von mehreren Firmen listenmäßig geliefert.
Hier ist bezüglich der Gleichrichtung vor allem der
Einfluß der hohen Periodenzahl zu untersuchen.
Wegen der bei Hochspannung auftretenden meB-
technischen Schwierigkeiten wurde die Gleichrichtung
bei ca. 200 Volt untersucht. Er wurde mit einem
Quecksilberdampf-Gleichrichter der A.E.G. (5 Amp.,
maximal 220 Volt) gearbeitet, der sich für die Gleich-
richtung des Wechselstroms von 8000 Perioden/sec
vorzüglich bewährte.
124
Die prinzipielle Schaltung des Gleichrichters zeigt
Bild 8. Der Transformator T hatte den auf S. 122 be-
schriebenen Eisenring-Kern. Die primäre Windungs-
zahl betrug 80, die sekundäre 2 X 80. Der Ohmsche
Widerstand R, der den Verbraucher darstellt, war
ein Kurbelwiderstand mit Widerstandsgittern von ge-
ringer Induktivität.
Bekanntlich ist es bei niederer Periodenzahl (z. B.
50/sec) für den Betrieb ohne dauernd brennende
Hilfszündung nötig, in den Kathodenkreis eine Drossel
zu schalten, so daß der Momentanwert des Kathoden-
stromes einen gewissen Minimalwert nicht unter-
schreitet. Es zeigte sich nun, daß von ca. 800 Peri-
oden/sec an aufwärts der Quecksilberdampf - Gleich-
richter auch ohne Kathodendrossel und ohne ständige
Nilfszündung brannte.
Die hinter dem Gleichrichter am Verbraucher
wirksame EMK kann dargestellt werden in der Form
e =o +n È a, sin (n w t—on).
'
Die Kathodendrossel wird also für den Teil
ny an sin (n w 1— 9n)
N
eine um so größere Reaktanz darstellen, ie höher die
Periodenzahl ist, d. h. bei gegebener Kathodendrossel
Bild 9.
muß die Stärke der Fluktuationen im Gleichstrom-
kreis mit zunehmender Periodenzahl abnehmen.
Um dies experimentell zu bestätigen, wurde der
Gleichrichter unter sonst gleichen Bedingungen mit
verschiedenen Periodenzahlen betrieben und die im’
Gleichstromkreis auftretende Wechselamplitude des
Stromes mit der Braunschen Röhre oszillo-
graphiert. Die Kathodendrossel wurde so bemessen,
daß bei 50 Perioden der Gleichrichter gerade noch
P. Hermanspann:
brannte. Die Bilder 9—11 gelten sämtlich für den
Fall, daß der Effektivwert der Wechselspannung (ge-
messen zwischen den beiden Anoden) 180 Volt betrug
und ein im Kathodenkreis liegendes Drehspul - Am-
peremeter 3,6 Amp. anzeigte.
Kenn
W
Dan AT
Bild 10.
Die Oszillogramme gelten für folgende Frequenzen:
Bild 9 50/sec,
Bild 10 800/sec,
Bild 11a 8000/sec.
Bild 11b gilt für 8000/sec bei eemalne der
Kathodendrossel.
Bild 11b.
HI. Automatische Konstanthaltung der Verbraucher-
- spannung.
Der Ohmsche Widerstand eines Wechselstrom-
Generators ist im allgemeinen gegenüber dem induk-
tiven Widerstand zu vernachlässigen. Dies gilt um
Bild 12. Bild 113.
so mehr, je höher die Frequenz ist. Belastet man eine
solche Maschine nur mit O h m schem Widerstand, so
verursacht die Maschinen-Induktivität (Lo Bild 12)
einen Abfall der Klemmenspannung mit zunehmendem
Verbraucherstrom. Dieser Spannungsabfall ist im all-
gemeinen um so größer, je höher die Frequenz ist.
Anders liegen die Verhältnisse, wenn der Wechsel-
1
strom-Generator mit der Reaktanz X=% L— wC
belastet ist (Bild 13). R stellt den unvermeidlichen
Verlustwiderstand dar. Bemerkenswert ist dieser
Fall für negative Werte von X. Da sich die Teil-
spannungen des Stromkreises wie die entsprechenden
Widerstände verhalten, so ergibt sich für das Ver-
hältnis der Amplituden von Klemmenspannung U und
der inneren EMK des Generators:
U RX
E |r (o Lo + X)
—
bod
Hochfrequenz-Gleichrichter-Anlage mit automatiseher Konstanthaltung der Gleichspannung. 125
In Bild 14 ist dieses Verhältnis in Abhängigkeit
wiedergegeben. Wenn man von negativen X-Werten
also die Reaktanz X von — X, nach — X, ändert,
erhält man eine Erhöhung der Klemmenspannung, die
um so beträchtlicher ist, je kleiner der Verlustwider-
stand R ist.
ug DIS
X, %4 — (A)
Bild 14.
Der Grundgedanke der Spannungskonstanthaltung
ist nun eine Parallel-Schaltung, wie sie Bild 15 zeigt:
Parallel zum Verbraucherkreis I liegt der Kompen-
sationskreis H. Damit bei Zunahme des Verbraucher-
stromes Jy die Klemmenspannung U nicht abfällt,
Wy
AAN
in}
1
W,
Bild 16.
Bild 15.
. wird entsprechend der Aenderung der Belastung die
1
< Reaktanz X = w L — zC passend geändert. Diese
: Aenderung von X soll durch Variation der Induk-
-: tivität L bewirkt werden.
Ein einfaches Mittel, um die Größe von L zu
. ändern, bietet die Gleichstrommagnetisierung einer
Fisendrossel (Bild 16). Die Induktivität von D wird
- hier verringert, wenn man durch die Hilfswindungen
.w, der Drosseln D einen Gleichstrom überlagert.
Die in Bild 12 angegebene Schaltung bietet nun
.. aber die Möglichkeit, die Steuerung des Kompen-
: sationskreises II (Bild 15) durch den Verbraucher-
< strom
selbst zu bewirken. Da die ganze Unter-
suchung die Schaffung einer Gleich - Stromquelle
bezweckt, so kann man den Verbraucherstrom (der
hier also Gleichstrom ist) selbst zur Magnetisierung
der Steuerdrossel verwenden, so daß sich die An-
ordnung Bild 17 ergibt.
IV. Die praktische Ausführung der automatischen
Spannungs-Konstanthaltung.
Bei der praktischen Ausführung der Spannungs-
Konstanthaltung wurde zwischen Maschine und Ver-
braucherkreis ein Transformator gelegt, weil eine
Transformierung der Spannung beabsichtigt war. Der
Transformator T in Bild 18 besaß den auf S. 122 an-
gegebenen Eisenblechring-Kern. Seine primäre Win-
dungszahl war 80, die sekundäre 160, der Gleich-
richter G war der auf S. 123 angegebene Quecksilber-
dampf-Gleichrichter. Der Kompensationskreis II konnte
W, } T.
j
n
Bild 17.
an verschiedene Anzapfungen der Sekundärwicklung
des Transformators gelegt werden. Die Begründung
dieser Maßnahme wird später gegeben werden.
Bild 19 zeigt nun zwei experimentell aufgenommene
Belastungsdiagramme: Kurve b gilt, wenn der Kom-
pensationskreis nicht angelegt ist, Kurve a gilt für
die vollständige Schaltung. Dabei hatte der Kompen-
sationskreis folgende Dimensionen: w, = 20; w, =7;
C = 0,2 uF.
Lla hlUSS
erbelastung
£
Wy Q
tti
Wo
Bild 18.
Anzapfung = 2 X 64 Windungen;
R=2 Q; Uz» = 210 Volt.
Für die praktische Verwertung der Methode ist
nun eine Untersuchung notwendig, wie der Kompen-
sationskreis dimensioniert sein muß. Dabei sind
folgende Punkte zu untersuchen: |
1. Die Abstimmung des Kompensationskreises.
2. Die Stärke der Gleichstrommagnetisierung.
2. Die Größe der Mehrbelastung des Generators
durch den Kompensationskreis.
126
1. Die Abstimmung
des Kompensationskreises.
Aus den Ueberlegungen auf S. 125 geht hervor, daß
1
die Reaktanz X = œ L— sc stets negativ sein muß.
Ferner gibt es nach den Kurven in Bild 14 eine
Vorpraueher S OGNIN.
günstigste Abstimmung (Bereich — X, —X.). Um
dies experimentell zu bestätigen, wurden mehrere
Belastungscharakteristiken aufgenommen und bei
jeder Kurve die Abstimmung des Kompensations-
kreises dadurch geändert, daß jeweils eine andere
ER -Spannung
0
Die Er-
Konstant
Drosselwindungszahl w, genommen wurde.
gebnisse sind in Bild 20 wiedergegeben.
gehalten wurde bei allen Kurven:
wə = 1; C =0,2 uF; Anzapfung = 2 X 64 Windungen;
R = 2 Q; Uz = 210 Volt.
2. Die Stärkeder
Gleichstrommagnetisierung.
Die auf der Drossel angebrachte Hilfswindung w.
muß so bemessen sein, daß die Spannungserhöhung
des Kompensationskreises gerade den Spannungs-
abfall des Verbraucherkreises aufhebt. Ist die Win-
P. Hermanspann:
dungszahl w, zu groß, so tritt Ueberkompensation ein
(Kurve w, = 10 in Bild 21), ist dagegen wə zu klein,
so fällt die Spannung stärker ab, als der Kompen-
sationskreis nachsteuert (Kurve w, = 5).
De Spannung
IF
L4
EN
N
N
N
N
BES
N
Bild 21.
3. Die Größe der Mehrbelastung des
Generators durch den Kompen-
sationskreis.
Hinsichtlich der Mehrbelastung des Generators
durch den Kompensationskreis ist die Frage zu be-
antworten, ob es vorteilhaft ist, den Kompensations-
kreis an die gesamte Sekundärwicklung des Trans-
formators zu legen; denn wenn es sich um einen
Verbraucherspannung
[en a
AN
No
N
AIN
afıon
/
ALA N
60
5 HEN
27 3 7%
Bild 22.
- Hochspannungstransformator handelt, würde eine be-
deutende Spannung am Kompensationskreis liegen. In
diesem Falle müßte zusätzlicher Ohm scher Wider-
stand in den Kompensationskreis gelegt werden, da
sonst sowohl eine Ueberkompensation als auch eine ;
kn im. _
he m —
En
Hochfrequenz-Gleichrichter-Anlage mit automatischer Konstanthaltung der Gleichspannung.
zu große zusätzliche Belastung des Generators ein-
trifft. |
Um dies zu zeigen, ist Bild 22 aufgenommen
worden, bei einer Anzapfung, die schon zu hoch war.
Der zusätzliche Ohm sche Widerstand It; ist Para-
meter der Kurven. Dieser Zusatzwiderstand hat un-
nötige Verluste und eine Verschlechterung der Reso-
nanzschärfe des Kompensationskreises zur Folge.
Um diese Schwierigkeit zu umgehen, kann man
den Kompensationskreis an eine geeignete Anzapfung
der Sekundärwicklung des Transformators legen, wie
dies schon Bild 18 zeigte.
Ö0
29 x EBEN o
75 nie
70 4
II.
60
35 7) 7 2 J
Bild 23.
In Bild 23 sind eine Reihe von Charakteristiken
wiedergegeben, die mit dieser Schaltung auf-
genommen wurden. Zu diesem Bilde gehören folgende
Daten des Kompensationskreises:
w, = 20; w, = 10; C = 0,2 u F;
Anzapfung = 2 X 72 Windungen; Us = 210 Volt.
Gleichzeitig ist der gesamte Maschinenstrom J,
aufgetragen (Bild 24), so daß man ein Maß für die
zusätzliche Strombelastung des Generators erhält. Bei
der Aufnahme dieser Kurven wurde der Kompen-
sationskreis an verschiedenen Transformator - An-
zapfungen angeschlossen und dabei jedesmal die
Dämpfung so eingestellt, daß die Verbrauchergleich-
spannung konstant (ungefähr 46 Volt) war.
Zu den einzelnen Kurven von Bild 23 und 24 ge-
hören folgende zusätzliche Widerstände:
2 X 80 Windungen 15 Q
2 X 72 = AE
2 X 64 j 2 45
2X 61 si 0,
2 X 56 Ar 0 ,„
Die optimale Anzapfung, d. h. die Anzapfung, die
bei minimalster zusätzlicher Strombelastung des
Generators noch konstante Spannung liefert, ist also
dadurch gekennzeichnet, daß dabei gerade der zu-
sätzliche Widerstand zu Null wird. Das würde in
diesem Falle zutreffen bei 2 X 64 Windungen.
Diese und die vorhergehende?) Arbeit wurde im
- Physikalischen Institut der Technischen Hochschule
127
München ausgeführt. Herrn Geheimrat Professor Dr.
J. Zenneck bin ich für die Anregung hierzu, wie
auch für die ständige Beratung zu größtem Danke
verpflichtet. Mein besonderer Dank gilt auch der
Notgemeinschaft der Deutschen Wissenschaft, deren
MaSchtnenstron
7
©
Verbraucher Sram
Bild 24.
Entgegenkommen die Durchführung der Arbeit er-
möglichte. Bei der Arbeit fanden auch Apparate Ver-
wendung, für die das Institut der Helmholtz-
Gesellschaft und dem Bund der Freunde der Tech-
nischen Hochschule München zu Dank verpflichtet ist.
Zusammenfassung:
1. Der Vergleich eines eisenlosen Transformators
und eines solchen mit einem Eisenkern aus soge-
nannten Hochfrequenzblechen, wie sie für Frequenz-
wandler benutzt werden, ergibt bei einer Frequenz
von 8000/sec eine bedeutende Ueberlegenheit des
Transformators mit Eisenkern.
2. Um den günstigen Einfluß hoher Frequenz auf
die Gleichrichtung zu zeigen, werden die Fluktua-
tionen bei der Gleichrichtung von Wechselstrom der
Frequenz 50, 800 und 8000/sec mit der Braunschen
Röhre oszillographiert.
3. Es wird ein Verfahren angegeben und unter-
sucht, das gestattet, die Klemmenspannung einer
Gleichrichteranlage unabhängig von der Belastung
automatisch konstant zu halten.
München, Physikalisches Institut der Technischen
Hochschule.
(Eingegangen am 15. September 1928.)
5) P. Hermanspann, ds Jahrb.
128 H. E. Hollmann :
Zum Problem der Erzeugung Kurzer eleKtrischer Wellen
durch Bremsfelder.
Von H. E. Holimann.
(Physikalisches Institut der Technischen Hochschule Darmstadt.)
Inhaltsübersicht.
Die Arbeit behandelt die verschiedenen, in einer
Spezialröhre auftretenden Schwingungsbereiche. Der
neben den bekannten Barkhausen-Kurz-
Schwingungen von Pierret und von Hollmann
beobachtete Frequenzbereich von 13—18 cm Wellen-
länge wird z. T. auf Oberschwingungen, z. T. auf
die Eigenwelle des Gittersystems zurückgeführt.
Schienen nach den ersten Versuchen die Verhält-
nisse in der Bremsfeldschaltung von Barkhausen
und Kurz (1) recht einfach und übersichtlich zu lie-
gen, so weisen die weiteren Untersuchungen der ver-
schiedensten Forscher eine Fülle von Erscheinungen
auf, die mit der Theorie von Barkhausen und
Kurz sowie von Scheibe (2) nicht in Einklang
zu bringen sind. Der stärkste Widerspruch, daß
nämlich nach Angaben von Gill und Morell (3),
Grechowa (4, Kapzov (5) und anderen die
Frequenz der Elektronenschwingungen nicht nur
durch die Zwischenelektrodenfelder, sondern in eben-
solchem Maße durch ein mit den Elektroden verbun-
denes Schwingungssystem bestimmt wird, ist durch
die Untersuchungen von Kapzov und Gwos-
dower (6) und von Hollmann (7) geklärt, wäh-
rend die von Scheibe (l.c. 2), Kapzov (l.c. 5),
Wechsung (8) und anderen beobachteten „Elek-
tronenschwingungen höherer Frequenz“ von Holl-
mann (l.c. 7) als eine Pendelbewegung der Elek-
tronen zwischen Gitter und Anode nachgewiesen
wurden.
In neuerer Zeit berichtet Pierret (9) über
Schwingungen, welche völlig außerhalb der bisher
bekannten Schwingungsbereiche liegen; damit stim-
men ähnliche Versuche von Hollmann (10) über-
ein, der in dem kurzwelligen Bereich ein von frühe-
ren Beobachtungen völlig abweichendes Verhalten
der Schwingungen findet’).
Sowohl Pierret als auch Hollmann benutz-
ten bei ihren Versuchen französische Kurzwellenrölr-
ren der Type Metal TMC, deren Gitter und Anode
nicht durch den Röhrensockel, sondern getrennt nach
außen geführt sind, wodurch die Kapazität der Zu-
leitungen auf ein Minimum heruntergesetzt ist?). Das
Gitter dieser Röhren ist als Wendel von 15 Windun-
gen auf eine Länge von 12,5 mm und mit einem
Durchmesser von 3,5 mm gewickelt; die Anode hat
einen Durchmesser von 7 mm.
Auf Grund der Untersuchungen von Hollmann
(l.c. 7) sind bei dem groben Wendelgitter der TMC-
Röhre „Elektronenschwingungen höherer Frequenz“,
d. h. eine Pendelbewegung der Elektronen zwischen
Gitter und Anode nicht zu erwarten. Ueberraschen-
1) Vgl. den Zusammenfassenden Bericht in ds. Ztschr. 33,
S. 27, 66 u. 101, 1929.
2) Vgl. Bd. 32, ds. Ztschr. Bild 1 auf Seite 182, 1928.
. derweise tritt indessen über der erreichbaren Gill
und Morrell-Frequenz ein Schwingungsbereich
mit einer Wellenlänge von 13—18 cm auf. Dieser
Bereich ist nicht mittels des zwischen Gitter und
Anode liegenden Schwingungskreises abzustimmen,
sondern es können nur in der Gitterzuleitung ste-
hende Wellen erhalten werden, wenn das Gitter aui
die aus Bild 1 ersichtliche Weise mit einem Kup-
ferdraht, auf dem sich eine Metallplatte ver-
schieben läßt, verbunden wird; beim Verschieben der
Bild 1.
Kurzwellenoszillator mit abstimmbarem Gittersystem.
Platte treten periodisch Maxima und Minima des
Anodenstromes auf, deren Abstand sich zu 1, } er-
gibt. Charakteristisch für die kurzwellicen Schwin-
gungen ist der Umstand, daß ihre Frequenz weder
durch die Abstimmung des Gittersystems, noch durch
die Betriebsspannungen bemerkenswert beeinflußt zu
werden scheint; erst mit zunehmendem Emissions-
strom verschiebt sich der Bereich nach höheren
Gitterspannungen hin unter gleichzeitiger Verringe-
rung der Wellenlänge.
Pierret arbeitete zunächst mit einem Zwei-
röhrenoszillator und führt seine Schwingungen auf
eine Rückwirkung zwischen beiden Röhren zurück:
später gibt er jedoch einen Einröhrenoszillator an
(11/12), der mit dem von Hollmann beschriebe-
nen und in Bild 1 abgebildeten völlig übereinstinimt.
Pierret stellt für die von ihm beobachteten:
Schwingungen eine Theorie auf, die von der An-
a > E. y femme mE En m O
|
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|
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! t
i
Zum Problem der Erzeugung kurzer elektrischer Wellen durch Bremsfelder. 129
schauung von Barkhausen und Kurz in zwei
Punkten abweicht. Er nimmt zwar ebenfalls eine
Pendelbewegung von Elektronen um das Gitter an,
doch soll die Elektronenfrequenz nicht nur von den
Radialabmessungen und Spannungen der Röhrenelek-
troden, sondern auch vom Abstand zweier benach-
barter Gitterdrähte abhängen.
Der zweite Punkt, der eine Abweichung von der
Theorie von Barkhausen und Kurz aufweist, .
ist folgender: Pendeln die Elektronen mit der Fre-
quenz » um das Gitter, so rufen sie in demselben -
Wechselspannungen von der Frequenz 2» hervor.
Der Vorgang läßt sich mit einem über einer Spule
pendelnd laufgehängten Magneten vergleichen, der
0 60 70 8 90 100 I,mÄA
Bild 2.
Die verschiedenen Schwingungsberelche einer TMC Röhre.
in der Spule eine Wechselspannung von der doppel-
ten Frequenz seiner Eigenschwingung induziert.
Pierret errechnet für seine Röhren eine Wellen-
länge von 11,7 cm, während seine Messung 16,5 cm
ergab; die starke Abweichung führt er auf verein-
fachende Annahmen in seiner Theorie zurück.
Die vorliegende Arbeit hat eine experimentelle
Nachprüfung der von Pierret vertretenen An-
schauung zum Ziel. Wurde bei den früheren Ver-
suchen des Verfassers mit der TMC-Röhre (l. c. 10)
nur bei einem Anodenpotential Null oder bei schwach
positiver Anode Elektronenströme der Größenord-
nung von mehreren Milliampere im Anodenkreis
beobachtet, welche gleichzeitig einer periodischen
Beeinflussung durch die Abstimmung des Gitter-
systems unterlagen, so ergaben die weiteren Ver-
suche in Uebereinstimmung mit den Angaben
Pierret’s, daß auch bei stark negativer Anode
noch Schwingungen auftreten. In diesen Bereichen
war die Intensität des Anodenstromes Ia außer-
ordentlich gering und konnte bei einer Anodenspan-
nung von — 40 Volt nur noch mittels eines hoch-
empfindlichen Galvanometers nachgewiesen werden.
Wurde unter konstanten Betriebsbedingungen der
FEmissionsstrom Ie stetig verstärkt, so traten an ver-
schiedenen Stellen Maxima von Ía auf, wie es in
einem besonders anschaulichen Fall Bild 2 darstellt.
Dieses gibt allerdings die Verhältnisse nur qualitativ
wieder, weil die Intensität und die Bereiche der
Anodenströme in hohem Maße von den Abstimniver-
hältnissen der Elektroden, insbesondere des Gitters,
* abhängen. Wellenmessungen ergaben, daß die ein-
zelnen Maxima ganz verschiedenen Frequenzberei-
chen entsprechen, die sich somit durch passende Ein-
regulierung der Heizung willkürlich einstellen lassen.
Um die Röhre beliebig belasten zu können, wur-
den besondere Elektrodensysteme angefertigt, die in
den Abmessungen von Gitter und Anode der fran-
zösischen TMC-Röhre vollkommen nachgebildet, je-
doch mit einer stärkeren Kathode ausgerüstet wa-
ren. Bild 3 zeigt ein solches System, bei dem
neben der Kathode auch die Gitterwendel auswech-
selbar vorgesehen ist. Im Gegensatz zu der TMC-
Röhre ist die Anode durch den Quetschfuß nach
außen geführt, und nur die Gitterleitung verläuft in
entgegengesetzter Richtung. Das ganze System ist
auf einen Glasschliff aufmontiert und wird in ein mit
einer Pumpanordnung in Verbindung stehendes Glas-
gefäß eingesetzt, wobei die Abdichtung der Gitter-
zuleitung mit Pizein vorgenommen wird.
Bild 3.
Elektrodensystem mit auswechselbarem Gitter.
Wie bei dem in Bild 1 abgebildeten Oszillator,
war es auch bei diesem System erforderlich, die
Anode durch eine Drosselspule abzuriegeln, weil
sonst bei entsprechender ‚Abstimmung des Gitter-
drahtes Gill und Morrell-Schwingungen auftra-
ten und die Verhältnisse in unübersichtlicher Weise
trübten. Unter besonderen Umständen, nämlich bei
schwach positiver Anode und bei starkem Gasgehalt
der Röhre, wurden Anodenströme bis zu 20 mA be-
obachtet, die zwar von Schwingungen herrührten,
ohne daß es indessen möglich war, auf dem Gitter-
draht und im Lechersystem eine Abstimmung zu
erhalten. Es ergab sich, daß in diesem Fall der ganze
Schaltungsaufbau einschließlich der zur Speisung
von Gitter und Anode dienenden Batterien angeregt
wurde, naturgemäß in einer entsprechend langen
Welle A = 30 — 40 m). Vermutlich sind diese
Schwingungen auf einen negativen Röhrenwiderstand
zurückzuführen, wie es von Gill (13) angegeben
worden ist.
Bei der Ausmessung der neuen Elektroden-
systeme konnten durch Variation der Betriebsbedin-
gungen, d. h. des Emissionsstromes und der Span-
nungen zwei Schwingungsbereiche erhalten werden,
deren Wellenlängen genau im Verhältnis 1:2 stan-
den. Auf den bei der TMC-Röhre noch beobachteten
dritten Bereich wird weiter unten eingegangen wer-
den. Die Wellenlänge wurde in allen Fällen durch Ein-
130
H. E. Hollmann:
LT a a e aa a e a e a e ner
— a e e ni
stellung der Maxima oder auch Minima von a auf dem
Gitterdraht ermittelt und hin und wieder durch Ver-
gleichsmessungen mit dem Lechersystem bestä-
tigt. War bei geringeren Emissionsströmen die
Oberschwingung stark ausgeprägt, so trat sie bei Er-
höhung der Heizung mehr und mehr zurück, bis
schließlich nur noch die Grundwelle übrig blieb.
In Bild 4 sind nun beide Bereiche, soweit sie
durch Variieren des Emissionsstromes zu erhalten
waren, über verschiedene Gitterspannungen auf-
genommen bei einer konstanten Anodenspaunung
e TMC System
o 10 Gilterwdgen.
a TMC Röhre
x Unsymm. System
o d” 9mm
2 4
00 300 00 Eg i
Bild 4.
Die Wellenlängen als Funktion der Gitterspannungen bei
verschiedenen Gitterwendeln und Anodendurchmessern.
von — 10 Volt. Dabei war es nur innerhalb eines
Gitterspannungsbereiches von etwa 200—250 Volt
möglich, beide Schwingungen nebeneinander hervor-
zurufen; unterhalb dieses Spannungsbereiches ver-
schwand die Ober-, darüber die Grundwelle. Bei
den Messungen wurden verschiedene Elektroden-
systeme benutzt, so einmal das in Bild 3 ab-
gebildete System, dessen Gitterwindungen vari-
iert wurden, ferner unbrauchbar gewordenen,
französischen Röhren entnommene Elektrodensyste-
me, in die neue Heizfäden eingezogen wurden,
und schließlich sind einige einer französischen
Röhre unmittelbar entnommene Werte eingezeich-
net. Eirsichtlich fallen die mit den verschieden-
sten Systemen erzeugten Wellenlängen mit hinrei-
chender Genauigkeit zusammen. Gitter mit 5 und 20
Windungen ergaben überhaupt keine Schwingungen,
sondern nur die dazwischen liegenden Gitter mit 10
—,—
und 15 Windungen. Nach diesen Messungen steht
eindeutig fest, daß für die vorliegenden Elektroden-
abmessungen das Wellenverhältnis 2 nicht als Zufalls-
ergebnis anzusprechen ist, sondern allgemeine Gül-
tigkeit hat.
Vergleicht man die Wellenlänge der Grund-
schwingung mit früheren Messungen (l. c. 10), so ist
ohne weiteres ersichtlich, daß es sich hier um reine
Barkhausen-Kurz-Schwingungen handelt. Ein
Bereich, innerhalb dessen die von Pierret gefor-
derte Abhängigkeit der Frequenz von dem Abstand
der Gitterdrähte vorhanden ist, wurde nicht gefun-
den. Da im Bereich höherer Gitterspannungen die
Grundschwingung nicht mehr gemessen werden
konnte, wurde ihre Kurve, der doppelten Oberwelle
entsprechend, extrapoliert. Dieser gestrichelt ein-
gezeichnete Kurventeil gleicht sich dem direkt ge-
messenen Kurvenverlauf gut an.
Es könnte der Einwand erhoben werden, daß die
Radialabmessungen der TMC-Röhre und der hier
benutzten Systeme zufällig so beschaffen seien, daß
der kürzere Wellenbereich als Oberschwingung des
längeren erschiene. Er wäre dann als „Elektronen-
schwingung höherer Frequenz“ zu deuten, was zwar
mit früheren Beobachtungen (l. c. 7), wonach die
Schwingungen höherer Frequenz an ein engmaschi-
ges Gitter gebunden sind, im Widerspruch stehen
würde. Um diesem Einwand experimentell zu be-
gegnen, wurden die Messungen mit einem neuen Sy-
stem wiederholt, dessen Anodendurchmesser von
7 auf 9 mm vergrößert war. Die mit diesem System
erhaltenen Wellenlängen sind ebenfalls in Bild 4 ein-
gezeichnet. In Uebereinstimmung mit der Theorie
liat die Vergrößerung des Anodenzylinders eine Ver-
längerung der Welle bewirkt. Für den kurzwelli-
gen Bereich ergibt sich jedoch auch hier, daß seine
Wellenlänge genau die Hälfte des langwelligen Be-
reichs beträgt, und auch hier erweist sich eine Extra-
polation sowohl nach höheren wie nach niedrigeren
Gitterspannungen hin als gerechtfertigt.
Wie die mit den verschiedenen Elektrodensyste-
men erhaltenen Werte zeigen, sind Oberschwingun-
gen nicht immer zusammen mit der Grundwelle zu
erhalten, sondern sie treten erst von bestimmten
Gitterspannungen an auf. Es ist danach anzunehmen,
daß die Ausbildung von Oberwellen an bestimmte
Bedingungen geknüpft ist, so z. B., daß die Laufzeit
der Elektronen beiderseits des Gitters angenähert
dieselbe ist. Gestützt wird diese Annahme dadurch,
daß das Auftreten der Oberwelle durch Unsymnie-
trien der Elektroden verschoben wird, wie es in
Bild 4 die durch Kreuze bezeichneten Werte erkennen
lassen. Diese wurden nämlich mit einem System
mit 10 Gitterwindungen erhalten, dessen Kathode
sich infolge ungenügender Befestigung beim Aushei-
zen verlagert hatte. Bei starken Unsymmetrien wa-
ren entweder überhaupt keine Schwingungen zu er-
halten, oder aber die Wellenlängen fielen völlig aus
dem bei symmetrischen Systemen auftretenden
Wellenverlauf heraus.
Auf Grund obiger Vorstellung Pierrets vom
Zustandekommen der Oberschwingung ist zu erwar-
ten, daß die Grundschwingung, wenn auch nicht auf
dem Gitterdraht, so doch im Lechersystem in
allen Fällen neben der Oberwelle nachzuweisen ist.
——
gm DE pes Reya
a a
Zum Problem der Erzeugung kurzer elektrischer Wellen durch Bremsfelder.
m,
131
aVersuche, diesen Nachweis durch Ausmessen der
"Maxima auf dem Lechersystem zu erbringen,
führten zu keinem Erfolg, weil die Oberwelle die
t Grundschwingung an Intensität weit übertraf und
die schwachen Maxima derselben vollkommen zu-
:deckte.
Bild 5 gibt nun die unter denselben Umständen,
“wie die Kurven des Bildes 4 unmittelbar mit der
x. Anordnung des Bildes 2 aufgenommenen Schwin-
li gungsbereiche wieder. Zunächst zeigt die Kurve,
: daß der langwellige Bereich genau mit den vorher
i; Acm
Röhre TMC
o Mi? Mantel
A nach Pierret
40
30
LEE Se |
20
10
00 300 “0r
Bild 5.
Die Frequenzbereiche einer TMC Röhre.
gemessenen Wellenlängen übereinstimmt. Im Be-
reich der Oberwellen waren jedoch nur vereinzelt
Messungen möglich, dafür trat unterhalb derselben
innerhalb der Gitterspannung von 180—250 ein voll-
° kommen neuer Bereich auf. Dieser unterschied sich
von den bisherigen Schwingungen vor allem da-
= durch, daß seine Wellenlänge nahezu unabhängig
von der Gitterspannung war, und sich nur mit der
‘ Anodenspannung um wenige Prozent änderte. Mit
dieser Schwingungsform stimmen offensichtlich auch
' die von Pierret beobachteten Schwingungen über-
£in, denn seine Wellenlänge von 16,5 cm fällt mit
hinreichender Genauigkeit in den hier angegebenen
Bereich. Die geringe Abweichung mag darauf zu-
- rückzuführen sein, daß die von Pierret benutzten
; Röhren nicht die übliche Handelsware war, wie sie
‚ bei den vorliegenden Untersuchungen zur Anwen-
dung kam, sondern daß sie einen etwas verminder-
ten Anodendurchmesser besaßen.
Der geradlinige Verlauf der Frequenzkurve des
Bildes 5 beweist, daß es sich hier um einen, von den
vorigen Schwingungen völlig verschiedenartigen
Schwingungsprozeß handelt, und es bleibt nur die
ba n O taá
Annahme, daß ein innerhalb der Röhre befindliches
Schwingungssystem in seiner Eigenperiode angeregt
wird. -Zum Nachweis dieser Vermutung wurde zu-
nächst versucht, die Schwingungen auf irgendeine
Weise von außen zu beeinflussen. Eine Abstimmung
der Anode auf ähnliche Weise wie für das Gitter
brachte keinen Erfolg; es gelang jedoch, die Schwin-
gungen zum Aussetzen zu bringen, als die Röhre mit
einem Metallmantel umgeben, und dieser mit der
Anode verbunden wurde. In diesem Fall konnten
sowohl die Barkhausen-K urz -Schwingungen
als auch ihre Oberwelle erhalten werden, wie die
in Bild 5 eingezeichneten Werte erkennen lassen. Ein
bestimmter Anhaltspunkt ergab sich indessen erst,
als mitten während der Messungen der kurzwellige
Bild 6.
Elektrodensystem mit abstimmbarem Gitterkreis.
Bereich plötzlich verschwand. Die Ursache konnte
erst an der geöffneten Röhre festgestellt werden,
denn es ergab sich, daß das Wendelgitter an einer
Stelle seine Verbindung mit den Haltedrähten ver-
loren hatte und durchgeschmolzen war. Daraus geht
hervor, daß das aus der Gitterwendel und ihren
Haltedrähten gebildete System einen Schwingungs-
kreis darstellt, der durch die Elektronenschwingun-
gen in irgendeiner Weise angeregt wird. Bestätigt
wird dieses Ergebnis durch neuere Untersuchungen
von Grechowa (14), welche ebenfalls beobachtet,
daß das gewundene Gitter ihrer Röhren angeregt
wird, und dies auch durch die Abhängigkeit der
Wellenlänge von den Dimensionen dieses Schwin-
gungskreises wenigstens qualitativ nachweist.
Auf Grund dieser Betrachtungen ist es auch ver-
ständlich, wenn der kurzwellige Bereich der TMC-
Röhren bei den selbst hergestellten Systemen nicht
auftrat, da hier das Haltesystem der Gitterwendel
wesentlich größere Abmessungen aufweist. Es wurde
versucht, das Gitter in zwei Paralleldrähte auslaufen
zu lassen, wie es Bild 6 zeigt, und dann durch Ver-
schieben einer außerhalb der Röhre befindlichen
Brücke eine beliebige Abstimmung des Gitterkreises
herbeizuführen; doch brachten diese Versuche keinen
Erfolg, vermutlich, weil die Dämpfung des in 3—4
Oberschwingungen zu erregenden Systems zu groß
war, um eine Aenderung des Schwingungsvorgangs
herbeizuführen. Nur die Barkhausen-Kurz-
Schwingungen und ihre Oberwelle machten sich in
132
diesem Gittersystem ebenso wie auf dem Gitter-
draht allein bemerkbar. Der von Pierret und
Hollmann beobachtete Schwingungsbereich von
13—18 cm Wellenlänge dürfte daher z. T. als Ober-
schwingung der Barkhausen-Kurz-Frequenz,
z. T. vor allem bei maximaler Energie, auf die Eigen-
welle des Gittersystems zurückzuführen sein.
Zusammenfassung.
Zur näheren Untersuchung der von Pierret und
von Hollmann an französischen Kurzwellenröh-
ren der Type Metal TMC beobachteten kurzwelli-
gen Schwingungen im Bereich von 13—18 cm Länge,
wurden Elektrodensysteme verwandt, bei welchen
neben den Abstimm- und Betriebsverhältnissen auch
die Anzahl der Gitterwindungen variiert werden
konnte. Schwingungen, die der Theorie von
Pierret entsprechen, wonach im Gegensatz zu
Barkhausen und Kurz die Frequenz auch von
dem Abstand der Gitterdrähte abhängen soll, wur-
den nicht gefunden. Es konnten jedoch im Gitter-
system Schwingungen der doppelten Frequenz des
Barkhausen-Kurz-Bereiches erhalten wer-
den, und zwar bis zu einer Wellenlänge von 13 cm.
Die intensiven Schwingungen im Bereich von 17—18
M. H. Gloeckner:
cm Wellenlänge werden auf einen, aus der Gitter-
wendel und ihren Haltedrähten gebildeten Schwin-
gungskreis zurückgeführt.
Der Notgemeinschaft der Deutschen Wissen-
schaft, die mir die Fortsetzung meiner Untersuchun-
gen ermöglicht, bin ich zu großem Dank verpflichtet.
Ferner danke ich meinem verehrten Lehrer, Herrn
Prof. Dr. H. Rau, für sein freundliches Interesse
und die bereitwillige Ueberlassung der Mittel seines
Instituts.
Literatur.
l) Barkhausen und Kurz, Phys. Ztschr. 21, S. 1, 1920.
2) Scheibe, Ann. d. Phys. 73, S. 54, 1924.
3) Gillmund Morrell, Phll. Mag. 49, S. 369, 1925.
4) Grechowa, Ztschr. f. Phys. 35. S. 50 und 59, 1926.
9) Kapzov, Ztschr. 35, S. 129, 1926.
6) Kapzovu. Gwosdower, Ztschr. f. Phys. 45, S.114, 1927.
7) Hollmann, Ann. d. Phys. 86, S. 129, 1928.
8) Wechsung, Jahrb. d. drahtl. Tel. 32, S. 58, 1928.
9) Pierret, Compt. rend. 186, S. 1284, 1928.
10) Hollmann, Ann. d. Phys. 86, S. 1062, 1928.
11) Pierret, Compt. rend. 186, S. 1601, 1928.
12) Pierret, Journ. d. Phys. 9, S. 97, 1928.
13) Gill, Phil. Mag. 49, S. 993, 1925.
14) Grechowa, Phys. Ztschr. 29, S. 726, 1928.
(Eingegangen am 18. Dezember 1928.)
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
Von M. H. Gloeckner.
126. Bericht der Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt, E. V., Berlin-Adlershof (Abteilung für Funk-
wesen und Elektrotechnik).
Schluß*).
HI. Die Anwendung des Bordpeilers im Zielilug.
a) Allgemeines.
Eine der wichtigsten und einfachsten An-
wendungen des Bordpeilempfängers geschieht beim
Zielflug.
Im vorstehenden war auseinandergesetzt, daß die
Funkpeilskala im Flugzeug so angeordnet ist, daß sich
der Zeiger der Rahmenstellung (Punktmarke) auf 0
einstellt, wenn der Rahmen senkrecht zur Flugzeug-
längsachse stelıt. Fliegt also ein Flugzeug eine
Funkbake an, so wird das Empfangsminimum auf die
Peilscheibenablesung „0“ fallen, wenn der Sender
genau vorausliegt. Jedes Herausfallen des Flugzeuges
aus dem Zielkurs hat ein entsprechendes Anschwellen
des Empfangstones zur Folge, so daß es leicht fällt,
eine Kursverwerfung zu erkennen.
Es liegt der Gedanke nahe, den Flugzeugführer
mit einer MHörkappe auszustatten und ihn unmittelbar
nach dem Minimum fliegen zu lassen. Wie die prak-
tischen Versuche jedoch gezeigt haben, ist dieser Weg
nicht gangbar. Ein Flugzeug liegt im allgemeinen
niemals ruhig im Kurs, sondern pendelt unter dem
Einfluß horizontaler und vertikaler Böen um den
mittleren anliegenden Kurs. Der empfindliche Funk-
peiler reagiert je nach der Entfernung der Funkbake
schon auf Kursänderungen von weniger als einem
Grad außerordentlich stark und belastet dadurch die
Aufmerksamkeit des Piloten in einem Maße, daß
*) I, Teil ds. Jahrb. Bd. 33, S. 92, 1929, H. 3.
dieser für die Beobachtung anderer wichtiger Bord-
geräte und für die Ueberwachung des Flugmotors
keinerlei Zeit und Ruhe mehr findet. Darüber hinaus
macht es große Schwierigkeiten, ein Minimum, das
einmal verlorengegangen ist, mit dem Flugzeug
wiederzufinden, denn die Steuerwirkung ist zumeist
so grob, daß das Flugzeug unbemerkt über das Mini-
mum hinwegdreht.
Q
oN
Bild 18.
Zeitlicher Verlauf des Hilfsantennenbedarfs bei einem Zielflug
für unveränderte Einstellung des Peilrahmens. Der Hilfsantennen-
bedarf ist abhängig von der wechselnden Lage der Hilfsantenne
zum Flugzeug und von der Eigenart des überflogenen Geländes.
Des weiteren tritt beim Zielflug mit dem Bord-
peiler in höherem Maße die bereits bei der Fremd-
peilung beobachtete Erscheinung auf, daß der für die
Erzielung eines absoluten Minimums bedingte Hilfs-
antennenbedarf sich ständig ändert. Der Flugzeug-
führer wird also zeitweise nach dem absoluten Mini-
mum vergeblich suchen, wenn dieses durch den un-
ausgeglichenen Antenneneffekt des Peilrahmens ge-
trübt ist. Bild 18 stellt die Verhältnisse dar für einen
Zielflug nach dem Langenberger Rundfunksender.
Atze
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
Der Kopplungsgrad Hilfsantenne-Rahmen, für den die
Peilung ein absolutes Minimum ergab, ist in Ab-
hängigkeit von der Zeit aufgetragen. |
Die Bedienung des Peilers würde demnach im
Großflugzeug dem Bordfunker oder Navigator ob-
liegen müssen, damit die Gewähr gegeben ist, daß
alle Vorteile und Feinheiten dieses Navigationsmittels
auch ausgenutzt werden können.
NM - ERDE UL
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133
Die akustischen Motorgeräusche äußern sich ferner-
hin so, daß die Minimumbreite zunimmt, d. h. die
beiden Grenzeinstellungen des Rahmens, bei denen die
einkommenden Signale gerade hörbar werden und
aus denen sich dann die Lage des Minimums ermitteln
läßt, rücken auseinander. So wurde beispielsweise
auf dem Flugplatz in Adlershof der Rundfunksender
Langenberg (Rheinland) vor dem Start mit einer
w”
Bild 20.
Flugkurven für Zielflüge:
Nr. | Flug-Strecke | Art des Fluges | |
Tag Start Ladung
l Hamburg—Königswusterhausen | reiner Zielflug ohne Vorhaltung 5. Juli’ 1928 17% h 1930 h
2 Berlin-Adlershof—Hamburg desgl. 5. Juli 1928 110% h 1350 h
3 Berlin-Adlershof—Leipzig desgl. 11. Juli 1928 115! h 135 h
4 Leipzig— Witzleben - desgl. 11. Juli 1928 16% h 1714 h
5 Berlin-Adlershof—Langenberg Flug zwischen zwei Peilsendern 6. August 1928 153 h 1945 h
6 | Langenberg—Königswusterhausen desgl. 7. August 1928 16% h 1918 h
7 | Königswusterhausen— Langenberg |Flug nach Kompaß u. Funkpeilung 20. August 1928 10% h 143° h
8 Langenberg—Zeesen desgl. 22. August 1928 15% h 1759 h
Ueber das Verhalten des Peileınpfängers während
des Fluges läßt sich aus den bisherigen Erfahrungen
folgendes angeben.
Die Rückkopplung im Rahmenkreis kann nicht in
dem Maße ausgenutzt werden, wie es vor dem Start
bei stillstehendem Motor möglich ist, da in diesem
Falle die Störgeräusche, die durch die Zündfunken
des Motors hervorgerufen werden, den Empfang zu-
decken. Damit verliert der Empfänger zwar an
Empfindlichkeit, jedoch läßt sich sagen, daß im allge-
meinen jeder Sender,.der vom Boden aus gut gepeilt
wird, auch im Zielilug sicher angeflogen werden kann.
Breite von + 11%” gepeilt; nach dem Start betrug
sie im günstigsten Falle + 5°. Die Peilbreite nimmt
beim Anflug eines Senders nicht gleichmäßig ab, son-
dern hat bei stark wechselnden Werten im Mittel
exponentialen Verlauf, wie aus Bild 19 hervorgeht.
Die Unbeständigkeit der Minimumbreite tritt um so
mehr in Erscheinung, je schwächer der Empfang
und je breiter das Minimum an sich schon ist. Beim
Ueberfliegen großer Ortschaften und Gewässer wurde
eine wachsende Verbreiterung des Minimums beob-
achtet, die sich jedoch in größeren Flughöhen (1500 nı
und mehr) zu verlieren schien. |
134
b) Reiner Zielflug.
Bei dem Anflug eines FT-Senders ist ein Flugzeug
bei seitlichen Winden einer Abdrift unterworfen, falls
nicht unter einem entsprechenden Vorhaltewinkel gc-
flogen wird.
In Bild 20 sind in den Kurven 1, 2, 3 und 4 Ziel-
flüge dargestellt, die von Hamburg nach Königs-
wusterhausen, von Adlershof nach Hamburg, von
Adlershof nach Leipzig und schließlich von Leipzig
8
4 Entfernung vom
erder Langenberg
2 e
0 700 200 300 w0 3500 Am
Bild 19.
Mittlerer Verlauf der Minimumbreite bei einem Zielflug. Die
Kurve zeigt exponentiellen Verlauf.
nach Berlin-Witzleben führten. Als Funkbaken dien-
ten in allen Fällen die Rundfunksender. Der Peil-
rahmen wurde auf 0° eingestellt, so daß das Minimum
recht voraus lag, und der Flugzeugführer auf den
entsprechenden Kurs eingewinkt. Infolge der Ein-
wirkung seitlicher Winde fällt die Flugbahn nicht mit
dem Großkreis zusammen, sondern nimmt einen Ver-
lauf, der durch das Verhältnis zwischen Flugzeug-
Eigengeschwindigkeit und Windgeschwindigkeit be-
stimmt ist.
Unter den vereinfachenden Annahmen eines über
dieFlugstrecke gleichmäßig in Stärke und Richtung
verteilten Windes ist der Zielflug von P. Franck?)
rechnerisch untersucht worden. Es ist zweifellos von
Wert, die theoretischen Ergebnisse auf einen aus-
geführten Flug anzuwenden.
In Bild 21 bedeuten:
AZ = a die betrachtete Flugstrecke in km
V die Flugzeugeigengeschwindigkeit in km/h
P den jeweiligen Standort des Flugzeuges
w den Abdriftwinkel (vom Ziel aus gesehen)
o die Entfernung Flugzeug—Ziel
E die Abdrift in km
v die Windgeschwindigkeit in km/h
ß die Windrichtung gegen ZA
(E
EA
B La psino in 9
Ri Zo dh | Bi
ee: |
A go,
Bild 21.
Entwicklung der Franckschen Gleichung.
Aus dem Ansatz
do _
gr cosß—w)—V
und
dw
ez TY Sin (6—w)
3) P. Franck, Le radio compas et la navigation aérienne.
Ou électrique Bd. 7, S. 109, 1928; Ref. ds. Ztschr. 32, S. 216,
M. H. Gloeckner:
ergibt sich das Franck sche Integral:
sin f Gi a
e= aie GD a
Für die Strecke Adlershof—Spandau—Hamburg
(s. Bild 20, Kurve 2), die am 5. Juli 1928 von 11.00
bis 13.50 Uhr im Zielflug beflogen wurde, lagen die
Windverhältnisse nach Angaben der Flugwetter-
warten in Berlin und Hamburg in 600 m Höhe wie
folgt:
SW 18 bis 30 km/h, auffrischend.
Um ein Bild über den Einfluß des Windes zu er-
halten, ist die Flugkurve unter sonst gleichen Ver-
hältnissen für die beiden Windstärken: v, = 20
km/h und v, = 27 km/h berechnet worden. Es er-
geben sich die Konstanten zu:
a = 247,5 km; V=120 km/h; 8 = 298 — 225 = 73°.
In Bild 22 sind die berechneten Kurven (1 und 2)
der geflogenen Flugbahn (3) gegenübergestellt.
Während des Fluges hat der Wind aufgefrischt. Dem-
nach ergibt sich für abnehmende Entfernung nach
Hamburg eine größere Versetzung, als sie bei kon-
stanten Windverhältnissen eintreten müßte, und für
den ersten Teil des Fluges überwiegt die Aehnlich-
keit mit der für 20 km/h Wind berechneten Kurve,
während im letzten Flugabschnitt die mit einem
Wind von 27 kmih berechnete Kurve zum Vergleich
herangezogen werden kann.
Wie sich aus Bild 20 ergibt, hat der Wind beim
Rückflug (17.00 bis 20.00 Uhr) zunächst noch mehr
aufgefrischt, die Abdrift entsprechend vergrößert und
erst gegen Ende des Fluges merklich nachgelassen.
Auch die Flüge nach Leipzig und zurück (Bild 20,
Kurve 3 und 4) zeigen ein ähnliches Bild. Die Flug-
bahnen sind unter gleichen Versuchsbedingungen ent-
standen und lassen sich aus den Einflüssen des Windes
leicht erklären. Merkliche Fehlweisungen des Peil-
strahles liegen nicht vor.
Der Rückflug von Hamburg nach Berlin fand am
späten Nachmittag statt. Da die Landung erst um
20.00 Uhr erfolgte und die Sonne um 20.22 Uhr unter-
ging, fielen die letzten Peilungen in die kritische Zeit
der Peilstrallwanderurg. Es zeigte sich auch tat-
sächlich eine gewisse Unruhe des Peilstrahles des
Witzlebener Senders (483,9 m), der das Gefühl auf-
kommen ließ, daß die Peilung nicht mehr zuver-
lässig sei. Aus flugtechnischen Gründen konnten
Untersuchungen in dieser Richtung mit diesem Flug
jedoch nicht verbunden werden. Es wurde deshalb
auf die längere Welle von Königswusterhausen
(1250 m) umgeschaltet, die sich einwandfrei verhielt,
und dieser Sender angeflogen.
Haben diese und andere Flüge bewiesen, daß es
immer möglich ist, ohne Zuhilfenahme weiterer
Navigationsmittel zur Vermeidung der Abdrift einen
Zielsender sicher anzufliegen, so bleibt doch die Tat-
sache bestehen, daß der reine Zielflug nicht auf dem
kürzesten Wege zum Sender führi. Ob trotz des ver-
bundenen Zeitverlustes ein solcher Flug für die Praxis
von Bedeutung ist, läßt sich mit Hilfe der Franck-
schen Gleichung ermitteln.
— MVT— ne I _____2 nn nn nn nn on, nn en N | peee — tn gu sn o a
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
Die für einen reinen Zielflug benötigte Zeit in
Stunden ist:
V—v
und die Zeit für einen Flug auf dem Großkreis bei
richtiger Wahl des Vorhaltewinkels:
a 1
Say Te an
1-(7) sin? b— posf
wobei ein über die Flugstrecke konstanter Wind an-
genommen ist und die Buchstaben der Gleichung die
bereits angegebene. Bedeutung haben.
135
sondern bei seitlich schiebendem Wind (8 = 105°).
Dieser scheinbare Widerspruch klärt sich auf, wenn
man beachtet, daß das Flugzeug solange der Abdrift
unterworien ist, wie sein Kurs nicht dem Winde ent-
gegen verläuft. Es wird also notwendigerweise das
Flugzeug im vorliegenden Falle in einem Bogen über
die Höhe. des Zielsenders hinausfliegen, um ihn
schließlich im Gegenwind zu erreichen. Der größte
Zeitverlust beträgt trotz der angenommenen sehr un-
günstigen Windverhältnisse nur etwa 17,5%, so daß
bei normaler Wetterlage dem Zielflug ohne Vorhal-
tung nach einem Peilsender sehr wohl eine praktische
Bedeutung zukommt, insbesondere, wenn die Abdrift
wenigstens einigermaßen berücksichtigt wird. Der
geringe Zeitverlust wird dann für den Vorteil einer
1 2 3
Am
Rundfunksender 50 700 150 200 Spandau
en
Hamburg Flugriohtung
Bild 22.
Vergleich zwischen zwei berechneten und einer durch Sichtortung
ermittelten Flugkurve eines reinen Zielfluges Berlin-Hamburg.
In Bild 23 sind für eine übliche Flugzeugeigen-
geschwindigkeit von 140 km/h und eine angenommene
Weglänge über den Großkreis von a = 500 km die
Flugzeiten mit und ohne Vorhaltewinkel in Funktion
der Richtung 8 eines Windes von 70 Stundenkilometer
Geschwindigkeit dargestellt. Bild 23 zeigt für 8 = 0
Windrichtung
3 60 J9 720 o 100 Grad
Wind In Wind
von von der von
vorn Serle schtern
Bild 23,
Zeitverlust für einen reinen Zielflug gegenüber einem Großkreis-
flug. Kurve 1 Flugzeit ohne Vorhaltewinkel, Kurve 2 Flugzeit
mit Vorhaltewinkel, Kurve 3 Prozentualer Zeitverlust eines Fluges
ohne Vorhaltewinkel gegen einen Flug mit Vorhaltewinkel.
den Fall des Fluges mit Gegenwind, für f = 180°
mit Rückenwind und für g = 90° mit Seitenwind.
Aus beiden Kurven ist eine dritte berechnet, die
für verschiedene Windrichtungen den reinen Zielflug
(ohne Vorhaltewinkel) in Beziehung setzt zum ortho-
dromischen Flug mit richtig gewähltem Vorhalte-
winkel, und den Zeitverlust gegen diesen prozentual
angibt.
T,
y = [== —1 } 100°/..
Y (7 lo
Der größte Zeitverlust tritt, wie aus dieser Kurve
ersichtlich, nicht bei reinem Seitenwind (g = 90°) auf,
einfachen Navigation immer in Kauf genommen
werden können.
c) Flug zwischen zwei Sendern.
Theoretisch wäre es wünschenswert, den Zielflug
auf dem Großkreis auszuführen. Da der Weg des
Peilstrahles orthodromisch ist, muß das Flugzeug bei
Benutzung des Funkpeilers auf dem größten Kreis
fliegen, sofern es gelingt, gegen die Abdrift richtig
vorzuhalten.
Die Flüge nach dem Rheinlandsender Langenberg
(Bild 20, Kurve 5 u. 6) hatten den Zweck, auf rein
funktechnischem Wege einen Zielflug zu versuchen
und durch die Funkpeilung allein die Abdrift aus-
zuschalten. Dem Versuch lag der Gedanke zugrunde,
das Flugzeug zwischen zwei Sendern fliegen zu
lassen. Solange es sich auf dem Großkreise befand,
mußten die Sender voraus und achteraus um 180° ver-
setzte Peilungen ergeben. Fällt das Flugzeug nach
Backbord aus dem Kurs, so erscheint die Peilstrahl-
ablesung des Senders „voraus“ rechts neben der des
Senders „achteraus“, wenn dieser mit der falschen
Rahmenseite gepeilt wird. Entsprechend fällt für eine
Kursversetzung nach Steuerbord die Vorauspeilung
links neben die Achterauspeilung. Um wieder in den
richtigen Großkreiskurs zu gelangen, muß dann das
Flugzeug gegen den Zielsender „übersteuert‘“ werden.
Da die Peilung der beiden Sender nicht gleich-
zeitig erfolgen konnte, war von vornherein damit zu
rechnen, daß das Verfahren praktisch nicht das leisten
konnte, was theoretisch möglich war. Dennoch
lieferte es gewisse Aufschlüsse über die Genauigkeit
eines Navigationsverfahrens, das sich allein auf die
Funkpeilung stützt und auf die Verwendung eines
Kompasses völlig verzichtet. Der Flugzeugführer
wurde also nach den Ergebnissen der Funkpeilung
eingewinkt, wobei als Richtlinie diente, das Flugzeug
auf den Großkreis zwischen den beiden Navigations-
sendern zu halten bzw. es schnellstens wieder auf
136 M. H. Gloeckner:
a
diesen Kurs zu bringen, wenn die Peilung einen ab-
seits liegenden Standort ergab. Unabhängig von der
Funkpeilung wurde durch einen zweiten Beobachter
der wahre Flugweg durch Sichtortung ermittelt und
fortlaufend in eine Geländekarte eingezeichnet.
Die Ergebnisse der am 6. und 7. August 1928
zwischen den beiden Rundfunksendern Langenberg
und Königswusterhausen unternommenen Flüge sind
in Bild 20 in der Kurve 5 u. 6 wiedergegeben. Der
Großkreis durch die Standorte der Sender Königs-
wusterhausen auf 52° 18° 23” n. B. 13° 360 55” ö. L.
und Langenberg auf 51° 21’ n. B. 7° 8° 2” ö. L. ist
berechnet und eingetragen. Der größte Kursfehler
gegen diesen fällt auf den Flug Langenberg—-Königs-
wusterhausen und beträgt rund 6° für Langenberg.
Grad
le
290
a aA AN T NAA N
AET
0 20 40 60 80 100 120 140 160 180 200 220 240 260 260 300 Sec.
Bild 24.
Kursschwankungen im”anliegenden Kurs durch Böen.
Die Größe der Fehler erklärt sich in der Haupt-
sache aus der Tatsache, daß das Umschalten des
Empfängers von der niedrigen Langenberger Welle
(4688 m) auf die höhere Königswusterhausener
(1250 m) etwa 1 min Zeit in Anspruch nahm. Inner-
halb dieser behält aber das Flugzeug infolge stets
vorhandener horizontaler und vertikaler Böen seinen
Kurs nicht bei. Obgleich die Wetterlage durchaus
nicht ungünstig war, blieben Schwankungen im
Kompaßkurs größer als der errechnete Flugfehler
gegen die Orthodrome. Eine Vorstellung von den
Schwierigkeiten der Peilung zweier Sender naclı dem
vorliegenden Umschalteverfahren gibt Bild 24, das
den zeitlichen Verlauf des Kompaßkurses ver-
anschaulicht, ebenso wie das oben erwähnte Bild 18,
das den zeitlichen Verlauf des Hilfsantennenbedarfs
darstellt.
Trotz der geschilderten Schwierigkeiten ist das
Ergebnis dieses Fluges zwischen zwei Sendern recht
günstig, wenn es auch für die Praxis zunächst kaum
in Frage kommen dürfte. Jedoch wird in dem Augen-
blick, in dem sich die Doppelpeilung in wenigen
Sekunden erledigen ließe, recht genau geflogen
werden können. Eine Verbesserung des Gerätes in
dieser Richtung ist zunächst nicht zweckmäßig, da es
in unzulässiger Weise an Umfang und Gewicht zu-
nehmen würde.
Bemerkt sei noch, daß die Langenberger Flüge am
späten Nachmittag in der Zeit von 16.00 bis 20.00 Uhr
stattfanden und, da die Sonnenuntergänge in Berlin
auf 19.42 und 19.40 Uhr fielen, in der kritischen Zeit
der Peilstrahlwanderungen ausgeführt wurden. lr-
gendwelche Einflüsse aus diesen traten beim Peilen
nicht in Erscheinung.
d) ZielflugnachKompaßundFunk-
peilung.
In Anlehnung an die auf See übliche Navigation
bei Zielfahrten blieb noch als dritte Möglichkeit für
die Durchführung eines Zielfluges auf kürzestem Wege
die gleichzeitige Benutzung von Kompaß und Funk-
peiler.
Für diese Versuche wurde ebenfalls die Strecke
Königswusterhausen— Langenberg und Langenberg —
Zeesen gewählt. Als Funkbake diente für den Hin-
flug der Sender Langenberg (468,8 m) und für den
Rückflug der Sender Zeesen (1250 m). Die Ergebnisse
zeigt Bild 20 in Kurve 7 u. 8.
Der Flug wurde zunächst als Kompaßflug an-
gesetzt. Abgangs- und Ankunftskurs wurden rechne-
risch ermittelt; diese ergaben sich zu 259° 8° und
254° 2° rechtweisend.. Die anzuwendende Kurs-
verbesserung betrug demnach — 5° 6°.
Da der Flug erfahrungsgemäß etwa 4 h 10 min
dauerte, wurde der Kurs jeweils nach 50 Flugminuten
um t/s dieses Wertes verbessert, um so eine mög-
lichst gute Annäherung an die Orthodrome zu
schaffen.
Zur Berücksichtigung der Deviation wurde wenige
Tage vor dem Flug das Flugzeug (Junkers F 15) auf
die Drehscheibe gesetzt, der Kompaß erneut kompen-
siert und die restliche Deviation kurvenmäßig fest-
gelegt. Für den mutmaßlichen Standort nach 50 Flug-
minuten konnte aus einer Isogonenkarte die Dekli-
nation entnommen werden. Damit war planmäßig
der Kurs für die fünf loxodromischen Flugabschnitte
festgelegt. Mit Rücksicht auf die Ablesegenauigkeit
des Kompasses ergaben sich die in Tafel 3 zusammen-
gestellten Kurse.
— _ gi y here — ,
een) 9 u u ne
Tafel 3.
Steuerkurse für die Flugteilstrecken.
1 2 3 4
Abschnitt Zeitintervall Mißweisd. Kurs! Kompaßkurs
I 0— 50 262 260
lI 50—100 262 260
II 100—150 262 260
IV 150—200 261,5 260
V 200—250 261,5 260
Dem Funkpeiler fällt nun die Aufgabe zu, die Ab-
drift durch seitliche Winde erkennen zu lassen, um
entsprechende Kursverbesserungen zu ermöglichen.
Bezeichnet man den (anliegenden) Kompaßkurs mit z,
die Deviation mit ô, die beschickte Funkseitenpeilung
mit Ps, so ergibt sich die mißweisende Funkpeilung pm
des Zielsenders durch folgende Beziehungen
Pm—pst+z+5=g+f+z+5 (s. S. 100)”
Die mißweisende Funkpeilung Pm ist aber nume-
risch stets gleich dem mißweisenden Kurs Zm, weni
sich das Flugzeug auf der vorberechneten Flugvahıı
befindet. Die Bedingungen für den fraglichen Ziel-
flug lauten also: Die Funkpeilung
P—=g9s+F
und der mißweisende Kurs
Zm =z +ô
müssen der Beziehung genügen
Zx =m + ps `
wobei 2, den in der Tafel 3, Spalte 3 angegebenen
Wert zo haben soll.
un m en y f o O _ INS. By ET EEE nn y ie EEE ~
EAR mmnm D y R P r,
l
Ergibt sich
Zx > Zo
so bedeutet das, daß das Flugzeug nach Backbord
versetzt ist, während
Zx < Zo
einer Versetzung nach Steuerbord gleichkommt.
Weg-Zeif Diagramm
S- fit)
5
14°?
16 oc 7 o 75
Bild 25.
Wegzeitdiagramm zum Kompaß-Funkpeilflug Berlin-Langenberg
und zurück (Bild 20, Kurve 7 und 8).
Apr
7
INS r N
UN
Ba ZN |
400 _ 300\ | 2 S
E de ~ 200R W m Y ed / ET Langen 79 1
my W E
137
Der Bordpeilempfänger im Flugzeug.
aussetzte und erst in der Gegend Magdeburg wieder
in Tätigkeit trat. Auf dem Rückflug (Kurve 8) geriet
das Flugzeug in der Gegend Paderborn in sehr
schlechtes Wetter mit stellenweise nur 500 m Sicht.
Aus Sicherheitsgründen und in Anbetracht der durch
starken Rückenwind auf rd 165 km/h gesteigerten
Fluggeschwindigkeit wurde der Harz nördlich um-
flogen, so daß diese Flugabschnitte nicht in die Be-
trachtung des Zielfluges einzubeziehen sind.
Wie vorstehend gezeigt, kam es bei diesem Flug
darauf an, die mißweisende Funkpeilung so genau wie
möglich zu nehmen. Es ist daher von großem Inter-
esse, die Peilfehler zu ermitteln. |
Zu diesem Zweck wurde in das Versuchsprotokoll
außer dem Kompaßkurs und der Funkseitenpeilung
auch die Zeitangabe aufgenommen, zu der die Peilung
erfolgte. Der mit Sichtortung betraute Beobachter
nahm für den jeweils überflogenen Geländepunkt
gleichfalls die zugehörige Zeit. Bei der Auswertung
des Versuches wurde dann das Wegzeitdiagramnı
gezeichnet (Bild 25) und daraus der Standort zur Zeit
der betreffenden Peilung ermittelt. Die rechtweisende
Funkpeilung P, ergab sich aus den beobachteten
Werten gs und z zu:
P=Ptm=g+tf/+2+5+m
wenn m die aus der Isogonenkarte entnommene ört-
liche Mißweisung, f die experimentell ermittelte Funk-
-—--flug. Könıgswusterhausen- Langenberg vom 20.8.28
flug: Langenberg-Zeesen vom 22.8 28
[Ara]
Mittlerer Peilfakler 5?
mie
UV
un BE:
Bild 26.
Peilfehler in Abhängigkeit von der Entfernung vom Zielsender
für den Kompaß-Funkpeilflug Berlin—Langenberg und zurück
(Bild 20, Kurve 7 und 8).
Dieser Versuchsflug sollte einen Einblick geben,
in welcher Größenordnung die Fiugfehler liegen. Bei
der Durchführung ist wieder dafür gesorgt worden,
daß die Funkpeilung und die Sichtortung völlig un-
abhängig voneinander durch verschiedene Beobachter
ausgeführt wurden, so daß eine gegenseitige Be-
einflussung ausgeschlossen blieb. Das Ergebnis der
Fliige ist aus Bild 20, Kurve 7 u. 8 zu ersehen. Be-
merkt sei, daß auf dem Hinflug (Kurve 7) etwa in
der Höhe von Potsdam der Zielsender Langenberg
beschickung und ð die Deviation ist. Das recht-
weisende Azimut A, des Zielsenders für den Ort der
Peilung errechnet sich aus der sphärischen Gleichung:
ng) TODE dr
sin AA
wobei 9s die geographische Breite des Zielsenders,
or diejenige des Flugzeugstandortes und AA der
Längenunterschied der beiden geographischen Punkte
bedeuten.
cot A, =
138
Der Unterschied
| P— 4, => A P
(in diesem Sinne positiv) ist dann der Fehler, mit dem
die Funkpeilung behaftet ist.
Eine Darstellung dieses Peilfehlers enthält Bild 26.
Er setzt sich zusammen aus dem Kompaßfehler und
dem Funkpeilfehler und beträgt im Mittel 4° für den
Hinflug und 6° für den Rückflug, im Gesamtmittel
also 5°. Eine Trennung der Teilfehler ließ die Ver-
suchsanordnung nicht zu. Jedoch findet die Annahme,
daß der Kompaßfehler am Gesamtfehler einen großen
Anteil hat, im Hinblick auf Bild 24 eine große Stütze.
Eine grundsätzliche Untersuchung über die Aufteilung
des gesamten Peilfehlers ist zur Zeit im Gange.
IV. Zusammenfassung.
Nach einer Uebersicht über die Entwicklung der
Flugzeugeigenpeilung wird der neue Telefunken-Flug-
zeugbordpeiler (Muster spez. 173N) eingehend be-
schrieben. Insbesondere wird eine vektorielle Dar-
- stellung des neuen Verfahrens für die Seitenbestim-
mung gebracht. Die Theorie und Aufnahme der Funk-
beschickung für ein Junkersflugzeug, Baumuster F 13,
wird behandelt. Sodann werden praktische Flug-
Rudolf Hell:
ergebnisse mit diesem Peiler mitgeteilt. Der Verlauf
der Minimumbreite in Abhängigkeit von der Ent-
fernung zwischen Flugzeug und Funkbaken und der
zeitliche Verlauf des Hilfsantennenbedarfs wird an-
gegeben. Zwischen drei Arten von Zielflügen wird
unterschieden:
1. Zielflug ohne Vorhaltewinkel gegen die Abdrift.
Die durch Sichtortung ermittelte Flugkurve wird
mit der berechneten verglichen. Für bestimmte
Windverhältnisse wird der prozentuale Zeit-
verlust des Fluges ohne Vorhaltewinkel gegen-
über dem Flug auf dem Großkreis in Abhängig-
keit von der Windrichtung errechnet.
2. Zielflug zwischen zwei Sendern. Es werden
die Vor- und Nachteile dieser Methode aus den
Ergebnissen eines Fernfluges dargelegt.
3. Zielfllug nach Kompaß und Funkpeiler. Der
Flug wird nach dem Kompaß ausgeführt, die
Abdrift durch Funkpeilung ermittelt und ent-
sprechend berücksichtigt. Die tatsächliche Flug-
kurve wird dureh Sichtortung ermittelt und der
Gesamtpeilfehler (Kompaß- und Funkopeilfeliler)
berechnet und im Mittel mit 5° angegeben.
(Eingegangen am 25. Oktober 1928).
Direktzeigendes funkentelegraphisches Peilverfahren.
Von Rudolf Hell*)
Inhaltsübersicht.
A. Experimentelle Voruntersuchungen.
B. Arbeitsweise und Theorie des Peilverfahrens:
a) Grundsätzliche Anordnung.
b) Schaltung und Wirkungsweise
schaltgerätes. |
c) Ableitung der Peilcharakteristik.
d) Diskussion der Charakteristik.
C. Erprobung der Geräte:
a) Flugversuche.
b) Laboratoriumsversuche.
Zusammenfassung.
des Um-
Bezeichnungen:
€ Eiffektivwert des elektrischen Vektors des Peilfeldes.
ez iaig hochfrequente Augenblickswerte.
Eg Ja Jr hochfrequente Effektivwerte,
P p hochfrequente Phasenwinkel.
€w iw te niederfrequente Augenblickswerte,
Ju Je niederfrequente Effektivwerte,
é niederfrequenter Phasenwinkel.
Jgl gleichgerichteter Empfangsstrom.
S Steilheit der Peilcharakteristik.
a Ausschlag des Richtungszeigers.
ô Winkel zwischen Peilstrahl und Rahmenfläche.
y Winkel zwischen Peilstrahl und Flugzeuglängsachse.
ab Antennenkonstanten,
Aufgabe der vorliegenden Arbeit ist die Ent-
wicklung und die Untersuchung eines direktzeigenden
funkentelegraphischen Peilverfahrens, das speziell den
Anforderungen der Luftfahrt gerecht werden soll.
®) Dissertation der Technischen Hochschule München.
A. Experimentelle Voruntersuchungen.
Bei den ersten orientierenden Voruntersuchungen
wurden nach einem von Prof. Dr. Dieckmann
angegebenen Verfahren zwei zu einander senkrecht
stehende Rahmenantennen als Empfangssystem ver-
Diese
wendet. wurden periodisch wechselnd an
Bild 1.
Direktzeigende Peilanordnung mit zwei Empfangsrahmen,
Galvanometer und mechanischem Umschalter.
einem gemeinsamen Empfänger und Gleichrichter an-
geschlossen. Im Ausgangskreis des Gleichrichters lag
ein polarisierter Stromindikator, dessen Anschlußrich-
tung periodisch mit der Umschaltung der Rahınen ge-
ändert wurde.
In Bild 1 ist das Schaltschema gezeigt. Die Wick-
lungsanfänge der beiden Rahmenantennen R, und R,
sind über zwei Schleiffedern zu den beiden Schalt-
segmenten eines Umschalters U geführt, der diese
über eine dritte Schleiffeder abwechselnd mit dem
Empfänger und Gleichrichter E verbindet. Die Wick-
lungsenden beider Rahmen liegen direkt an dem ge-
erdeten Pol des Empfängers. Die gleichgerichteten
ns | —. men women ee see [4 Rz EEE
—— 1 un _
Direktzeigendes funkentelegraphisches Peilverfahren.
Empfangsströme werden über den Stromwender S mit
periodisch wechselnder Richtung dem Galvanoıneter
Z zugeführt. Die Schaltsegmente des Stromwenders
S und des Umschalters U liegen auf einer gemein-
samen Welle, die von einer beliebigen Kraftquelle
angetrieben wird.
Das auf den Stromindikator ausgeübte Drehnio-
ment ist verschieden gerichtet, wenn der Rahmen R,
oder der Rahmen R, angeschlossen ist. Infolge der
Systemdämpfung wird ein mittlerer Ausschlag a an-
gezeigt, der berechnet werden kann zu:
const a = b. E { | cos ô| — | cos (ô+ e) | } (1)
wenn b eine Rahmenkonstante, & die elektrische
Feldstärke des Peilsenders, e den Winkel zwischen
beiden Rahmen und ô den Winkel zwischen einem
Rahmen und dem Peilstrahl bedeutet. Für cos ô und
cos (6 + e) sind in Gl. 1 nur die absoluten Werte
einzusetzen, da die Vorzeichen nur die, in vorliegen-
der Schaltordnung unwesentliche, gegenseitige Pha-
senzuordnung der in beiden Rahmen induzierten
Spannungen anzeigen.
Die mit Gleichung 1 gegebene Peilcharakteristik
weist vier Nullstellen auf. Es ist somit eine eindeu-
tige Bestimmung der Peilrichtung nicht möglich, da
keine Hilfsmittel zur Unterscheidung zweier um 180
Grad verschiedener Richtungen gegeben sind.
Die experimentelle Erprobung des Verfahrens
zeigte bei der Peilung von Sendern in geringen Ent-.
fernungen (z. B. 0,5 KW-Sender in 12 km Entier-
nung) gute Resultate. Bei Peilungen über größere
Entfernungen mit hochwertigen Empfangsanordnungen
beeinflußten die Unterbrecherfunken am Stromwen-
der den Empfänger, außerdem zeigten sich besonders
bei längerer Betriebsdauer Störungen bei der me-
chanischen Umschaltung der kleinen hochfrequenten
Spannungen.
Bild 2.
Peilanordnung mit kapazitiver Umschaltung der Rahmen
bei Verwendung eines Dynamometers als Richtungsanzeiger.
Es wurde deshalb eine neue Schaltung erprobt,
die ohne mechanische Kontaktgebung arbeitete. Da-
bei wurde gemäß Bild 2 das Galvanometer durch ein
Dynamometer D ersetzt, dessen bewegliches System
dauernd an dem Empfänger angeschlossen blieb, und
dessen feste Wicklung von einem Wechselstromgene-
rator G erregt wurde. Ein Kondensator K mit zwei
festen und einem beweglichen Plattensystemen schal-
tete beide Rahmen wechselnd an dem Empfänger.
Ein Motor M ließ den Kondensator K und den zwei-
poligen Wechselstromgenerator @ mit etwa 2000
Umdr. ! min. rotieren. Der Generator und der Kon-
densator ist so gekoppelt, daß der Hilfswechselstrom
139
seinen maximalen Wert erreicht, wenn jeweils einer
der beiden Rahmen an dem Empfänger angeschlos-
sen ist.
Die Wirkungsweise dieser Anordnung ist ähnlich
der in Bild 1 gezeigten, da die Richtung des auf das
Dynamometersystem ausgeübten Drehmomentes ver-
schieden ist, wenn der Rahnıen R, oder A, ange-
schlossen ist.
Bild 3.
Grundsätzliche Anordnung der direktzeigenden Peilung mit
Rahmen und Antenne als Empfangssystem.
Mit einer derartigen Anordnung wurde der Mün-
chener Rundfunksender (damals 0,5 KW) aus 45 km
Entfernung im Zielflug angesteuert.
Auf Grund einiger technischer Unzulänglichkeiten
-im rotierenden Kondensator wurde zur Vermeidung
I wit
Bild 4.
Strom- und Spannungsdiagramme der wichtigsten Stromkreise.
jeglicher bewegter Teile der Weg, zwei Rahmen
wechselnd an einem Empfänger anzuschließen, ver-
lassen und die im folgenden Abschnitt behandelte An-
ordnung entwickelt.
140 | | Rudolf Hell:
B. Arbeitsweise und Theorie des Peilveriahrens.
a) Grundsätzliche Anordnung.
Die für die direktzeigende Peilung nunmehr ver-
wendete Schaltung zeigt Bild 3. Eine ungerichtete
Antenne 4A ist unmittelbar und eine Ralımenantenne
X ist mit periodisch wechselndem Richtungssinn über
ein Rölırengerät U, das sogenannte „Umschaltgerät“,
mit dem gemeinsamen Empfänger E gekoppelt. Den
Richtungszeiger bildet das Dynamometer D, dessen
bewegliches System über den Empfänger E und den
Transformator T} von den Empfangsströmen becin-
flußt wird. Das ruhende System des Dynamometers
wird von dem im Generator @ erzeugten nieder-
frequenten Wechselstrom 2, gespeist, der gleichzeitig
dem Umschaltgerät zur Auslösung der periodisch
wechselnden Rahmenankopplung zugeführt wird.
Steht der Empfangsrahmen im Empfangsniinimuin,
so erhält das Dynamometer im beweglichen System
durch die stets gleichbleibende Empfangswirkung der
ungerichteten Antenne keinen Wechselstron zuge-
führt, es wird keinen Ausschlag zeigen. Wird der
Rahmen aus dem Empfangsminimum gedreht, so wird
der Empfang durch die periodisch wechselnde An-
kopplung des Rahmens wechselnd gestärkt und ge-
schwächt, so daß im Empfangsstrom eine Wechsel-
stromkomponente enthalten ist, die am Dynamometer
einen Ausschlag verursachen kann.
Die elektrischen Vorgänge in der gesamten An-
ordnung sind in den fünf Diagrammen des Bildes 4
dargestellt. Das Diagramın I zeigt den Verlauf der
vom Generator G erzeugten niederfrequenten Wech-
selspannung fw. Das Diagramm II zeigt — mit stark
vergrößerter Amplitude und Schwingungsdauer gegen
Diagramm I — den Verlauf des im Antennenkreis
fließenden hochfrequenten Stromes ia. Gleichzeitig
ist der Strom İy im Ausgangskreis des Umschalt-
gerätes eingezeichnet, der durch die in den Zeitpunk-
ten wt =o und wt =n wechselnde Rahmenankopp-
lung seine Amplituden und Phase periodisch ändert.
Die Amplituden von iv erreichen ihre maximalen
Werte bei wt = > und wt = = und den Wert Null
bei ww=o und wt = a. Die Phase zwischen iv und
ia ändert sich sprungweise um 180 ° in den Zeitpunk-
Bild 5.
Oszillographische Aufnahme der Ströme in beiden Wicklungen
des Dynamometers.
ten ni =o und wi=n. Dabei sind iy und ia
phasengleich beziehungsweise um 180° phasenver-
schoben, wenn beide Antennenkreise auf die zu pei-
lende Station abgestimmt sind.
Die Ströme iy und i4 induzieren im Empfänger
eine Spannung e £z (Diagramm IIl), die der vektoriel-
len Summe aus iv und i4 proportional ist. ex ist
infolge der Amplituden und Phasenänderung von ir
niederfrequent moduliert. Der gleichgerichtete Emp-
fangsstrom Jgl (Diagramm IV) wird ein Wellenstrom,
dessen Wechselstromkomponente te (Diagramm V)
über den Transformator T, dem beweglichen System
des Dynamometers D zugeführt wird.
Die maximale Amplitude von iv und die Phase
zwischen iv und i4 ist von dem im Rahmenkreis
fließenden Strom ir abhängig, und damit eine Funk-
tion von der Lage des Peilrahmens im Enıpfangsfeld,
die durch den Winkel ô zwischen Peilstrahl und sei-
R
Bild 6.
"Ausgeführte Schaltung des Umschaltgerätes,
ner orthogonalen Projektion auf die Rahinenfläche
gegeben ist. Bei konstantem Strom 2, ist der Aus-
schlag a des Richtungszeigers nur von 2, abhängig,
und damit Funktion von 6.
Das in Bild 5 gezeigte Oszilloeramm stellt die
Stromverhältnisse in den beiden Systemen des Dy-
namometers abhängig vom Winkel ô dar. Bei der
Aufnahme des Oszillogrammes wurde der Peilrahmen
durch das Empfangsminimum gedreht. Die obere der
beiden Kurven zeigt den Hilfswechselstrom čą (Bild 4
Diagr. I) und die untere Kurve die niederfrequente
- Empfangswechselstromkomponente îe (Bild 4 Diagr.
V). Die Amplituden von îe nehmen nach dern Oszillo-
gramm mit der Drehung des Peilrahmens ab, werden
gleich Null und wachsen wieder. Beaclıtet man die
Phasenzuordnung von ĉe und w, so erkennt man,
daß beide Ströme in der linken Bildhälite phasen-
gleich und in der rechten Bildhälite um 130° phasen-
verschoben sind. Der Ausschlag a des Richtungs-
zeigers mußte infolgedessen, wie auch während der
Aufnahme beobachtet wurde, erst kleiner werden,
dann zu Null werden und wieder in der entgegen-
gesetzten Richtung zunehmen.
b) Schaltung und Wirkungsweise des
Umschaltgerätes
Das Bild 6 zeigt die ausgeführte Schaltung des
Umschaltgerätes. Der Empfangsrahmen R wurde in
der Mitte über die Kondensatoren Cə geerdet und
damit in die beiden mit R, und R, bezeichneten Hälf-
ten geteilt. Die beiden Wicklungsenden des Rah-
mens sind zu dem Abstimmkondensator C und zu den
Gittern der beiden Verstärkerröhren V, und V, ge-
führt. Die geerdeten Kathoden dieser Röhren sind
über eine Gitterbatterie 3, mit der Mitte der sekun-
dären Wicklung eines Transformators T, verbunden,
-
Sy
_ A a, ii Er g mn mente 5 nen AA, meist, tn TE _ DEE. ann —
A
sr
mt mm. nm, m En U mn nn, nn —— ANA
44
Direktzeigendes funkentelegraphisches Peilverfahren.
dessen Wicklungsenden zu den mittleren Ralınen-
enden führen. Im gemeinsamen Anodenkreis der Röh-
ren liegt die Koppelspule L, und die Batterie B.. Die
Spule Z, induziert gemeinsam mit der Antennenspule
L. auf den Empfangskreis L, C}.
Die Schaltanordnung stellt in bezug auf den Git-
terkreis eine Gegentaktschaltung dar, und zwar so-
wohl für die im Rahmenkreis fließende Hochfrequenz
als auch für die dem Transformator zugeführte nieder-
frequente Spannung.
Die an beiden Gittern liegende negative Spannung
der Batterie 5, ist so zu wählen, daß kein Anoden-
strom fließt, solange keine Wechselspannung vorhan-
den ist. Wird dem Transformator T, Wechselspan-
nung zugeführt, so wird durch die Gegentaktschal-
{ung entweder im Rohr R, oder im Rohr R, Anoden-
strom fließen, es wird somit abwechselnd die in den
Rahmenhälften R, bzw. R, induzierte hochfrequente
Spannung verstärkt. Da diese Spannungen um 180°
phasenverschoben sind, wird auch die hochfrequente
Anodenstronıkomponente iv in den beiden Halbperi-
oden von w} um 180° phasenverschoben sein.
Die Amplituden von iv sind durch die Steilheit
der Röhrencharakteristik an den momentanen Ar-
beitspunkten gegeben. Diese ist durch die Krümmung
der Charakteristik am unteren Knick sehr klein und
nimmt zu, je mehr der Arbeitspunkt in den geraden
Teil der Charakteristik rückt. Während Verstärker-
anordnungen meist nur im geradlinigen Teil der
Charakteristik arbeiten, wird bei vorliegender Schalt-
anordnung der untere Knick mit veränderlicher Steil-
heit zur Erzielung einer wünschenswerten stetigen
Zunahme der Amplituden von iy ausgenützt.
Die den Gittern der Röhren zugeführten hoch-
frequenten Spannungen bleiben stets klein gegen die
niederfrequente Spannung ey, deren Amplituden den
mittleren Arbeitspunkt innerhalb einer Periode der
Hochfrequenz bis zum geradlinigen Teil der Cliarak-
teristik verschieben. Infolgedessen wird der Verlauf
der hochfrequenten Ströme angenähert den im Bild 4
angenommenen Werten entsprechen. Auf eine
quantitive Ableitung wird in dieser gekürzien Arbeit
verzichtet, da die quantitiven Verhältnisse von der
Charakteristik der verwendeten Röhren in hohem
Maße abhängig sind.
c) Ableitung der Peilcharakteristik.
Der Strom ia in der Linearantenne und die hoch-
frequente Anodenstromkomponente iy in der Koppel-
spule I, (Bild 3) induzieren im Empfangskreis eine
Spannung ex, die der vektoriellen Summe von ia und
iy proportional ist.
conster = i4 tiv (2)
Die durch die Kopplungskoeffizienten auftretenden
Konstanten werden unter const. zusammengefaßt, da
auch weiterhin nur die qualitativen Vorgänge betrach-
tet werden sollen.
Bei linearer Charakteristik des Gleichrichters ist
der gleichgerichtete Empfangsstrom Jgl
const Jg = Er (3)
Der Effektivwert der vektoriellen Summe aus i4
und iv kann bei einem Phasenwinkel ® nach dem
Cosinussatz dargestellt werden durch:
const Jgl = V Ja? + Ju? —2 J4 Jy cos (180°— p) (4)
Der Effektivwert Juy von iv ändert sich infolge
der veränderlichen Röhrensteilheit periodisch mit t.
Der Phasenwinkel Ø ändert sich sprungweise von
p — gim Bereiche o < wt < x
zu p — y + 180 im Bereichen <wt <27 (5)
Die Stärke des gleichgerichteten Empfangsstromes
Jgl ändert sich daher periodisch mit wł, der Strom
Jgl stellt einen Wellenstrom dar. Der Hauptwert J,
von Jgl beträgt bei wt =
const J, = VJ2 En Jè +2Ja Jr cos p (6)
37
und der Hauptwert J, bei wi = 5 beträgt
const J, = VJ2+ Ji? — 2 Ja Jucos o (7)
Bei wt = o, mt = z ist Jy = o und Jgl = Jo
const J = Ja (8)
Der Uebergang von J, zu J, ist dabei kontinuierlich.
Ist die ungerichtete Antenne und die Ralımen-
antenne auf die Welle des zu peilenden Senders ab-
gestimmt, so wird cos ? = 1 und
J — J = Jh’ — (9)
Für die weiteren Betrachtungen wird der Effektiv-
wert Je der Wechselstromkomponente te von Jgl
angenommen zu:
Sl. 1
J, = 2 5 P (10)
y2
Die Wechselstromkomponente ře beeinflußt, unter
Umständen erst nach weiterer Verstärkung, über den
Transformator T, (Bild 6) das bewegliche System
des Dynamometers.
Wirken auf ein Dynamometer zwei Wechselströme
gleicher Frequenz, so ist der auftretende Ausschlag a
des Instrumentes, unter Annahme von Proportionali-
tät zwischen den erregenden Strömen tw, ie und den
erzeugten Flüssen:
C a = Je Ju cos È
(11)
& ist dabei der Phasenwinkel zwischen beiden
Wechselströmen und wird im folgenden gleich 0°
gesetzt, da jede durch die zweimalige Transformie-
rung und Verstärkung der Wechselströme auftretende
Phasenverschiebung durch zusätzliche Kapazitäten
oder Induktivitäten ausgeglichen werden kann.
Unter Berücksichtigung der Gleichungen (6), (7),
(10) und (11) wird
consta = V J2 F Je £2 Ivo (19)
= VJa +J? — 2 JaJu cos p
wenn Jẹ konstant bleibt.
Setzt man
Ja =a@¢, (13)
wobei a eine durch die Dimensionierung des
Antennenkreises gegebene Konstante und & der
Effektivwert des elektrischen Feldvektors des Peil-
142
Rudolf Hell:
feldes ist, und entsprechend
Jy =b € cos ô, (14)
wenn b das Produkt aus Rahmenkonstante und Ver-
stärkungsfaktor des Unischaltgerätes, und 5 den
Winkel zwischen Peilstrahl und seiner orthogonalen
Projektion auf die Ralımenfläche darstellt, so läßt sich
aus Gleichung (12) die Peilcharakteristik, die a als
Funktion von ô enthält, entwickeln zu:
const a = È { a? + b? cos ô + 2 a b cos ô cos y (15)
— V a 4-0? cos ô — 2 a b cos ò cos g i:
d) Diskussion der Charakteristik.
Die Gleichung (15) stellt eine Kurvenschar dar,
wobei der Winkel ô die Veränderliche und der
Phasenwinkel # Parameter ist. Bei 6==90° wird
a = 0°, d.h. der Richtungsanzeiger zeigt keinen Aus-
schlag, wenn die Fläche des Peilrahmens senkrecht
zum Peilstrahl gerichtet ist, wenn der Peilrahmen im
Empfangsminimum steht.
Ist 270 < 8 < 90, so wird a positiv, ist 90 < ô < 270,
so wird a negativ. Dabei entsteht, wie die Ableitung
der Gleichung (15) zeigt, ein Maximum bei ô = 0° und
ein Minimum bei ô = 180.
Wird der Rahmen aus dem Empfangsminimum ge-
dreht, so schlägt der Richtungsanzeiger nach der
positiven oder nach der negativen Richtung aus, wenn
der Rahmen in verschiedener Richtung aus dem
Minimum gedreht wird. Maximaler Ausschlag tritt
auf, wenn der Peilstrahl in Richtung der Rahmen-
ebene liegt, wenn der Rahmen im Empfangsmaximum
steht.
a ist außer von ð auch von # abhängig. Wird der
Phasenwinkel # durch Verstimnen des Rahmens von
0° bis 180° geändert, so ändert sich nach Gleichung
(15) auch die Größe des Ausschlages, doch bleibt
dessen Richtung unverändert.
Bei cos ?=1 vereinfacht sich die Gleichung (15)
zu
const a = E{V (a + b cos ô)? — V (a — b cos ô)?} (16)
es tritt maximaler Ausschlag auf. Die richtige Ab-
stimmung der Rahmenantenne kann daher aus der
Anzeige des Richtungszeigers erkannt werden.
Bei a > b wird
const a = Ç b cos ô (17)
Wenn die von der Antenne im Empfänger indu-
zierte Leistung größer ist als die im Uimschaltgerät
verstärkte Leistung der Rahmenantenne, wird der
Ausschlag des Richtungszeigers unabhängig von der
Dimensionierung der ungerichteten Antenne und di-
rekt proportional dem Cosinus des Winkels zwischen
Peilstrahl und Rahmenfläche.
Bei a < b vereinfacht sich die Gleichung (16) für
a
cos 6 Sr zu
const a = E ù cos ò (18)
und für cos 6 > s zu
const a == E q, (19)
das heißt: Wird von der ungerichteten Antenne weni-
ger Leistung im Empfangsgerät induziert, als von
dem im Empfangsmaximum befindlichen Rahmen, so
wird bei Drehung des Rahmens aus dem Minimum der
Ausschlag des Richtungszeigers zunehmen und maxi-
malen Wert schon erreichen, bevor der Rahmen im
Empfangsmaximum steht. Bei weiterer Drehung des
Rahmens gegen das Empfangsmaximum wird dieser
Ausschlag beibehalten.
Bei der Dimensionierung der Geräte ist eine wün-
schenswerte Forderung: a > b. Durch entsprechende
Dimensionierung der Antennen oder der Kopplungen
ist diese Forderung leicht zu erfüllen.
Nach Gleichung (15) ist a direkt proportional €,
es ist der Ausschlag des Richtungszeigers eine Funk-
tion der am Empfangsort herrschenden Feldstärke des
Peilsenders und damit u. a. eine Funktion der Sender-
starke und Senderentfernung. Es ist eine unmittel-
bare Eichung des Richtungszeigers in Graden des
Rahmendrehwinkels nicht möglich. Sollte aus dem
Ausschlag unmittelbar die Senderrichtung erkannt
werden, so müßte, außer den Apparatkonstanten, die
Feldstärke am Empfangsort bekannt sein. Das Peilen
ist daher auf eine Nullmetliode zu beschränken, es ist
der Peilrahmen so lange zu drehen, bis der Richtungs-
zeiger keinen Ausschlag zeigt, wobei dann aus der
Rahmenrichtung die Richtung des Senders zu er-
kennen ist.
Definiert man als Peilschärfe den Ausschlag des
Richtungszeigers bei einem Grad Drehung des Peil-
rahmens aus dem Empfangsminimum, so ist diese
gleich der Steilheit S der Peilcharakteristik im Punkte
a=0°. Nach Gleichung (15) ist S bei cos =1:
const S = —:;b È (20)
Die Peilschärfe ist somit durch die Feldstärke am
Empfangsort und durch die Apparatkonstanten ge-
geben.
Betrachtet man für technische Zwecke etwa eine
Peilschärfe von 0,1 Skt./Grad als minimal zulässigen
Wert, so ist auch die Reichweite der Peilung gegeben,
wenn die Apparatkonstanten experimentell ermittelt
werden und — bei Annahme eines Abnahmegesetzes
für die Wellenausbreitung — die Stärke des Peil-
senders bekannt ist.
Bei Peilungen im Flugzeug, etwa bei Zielflügen,
wird die Peilschärfe besonders in Nähe des Senders
rasch zunehmen und unter Umständen so groß wer-
den, daß eine stetige Korrektur des Flugkurses nach
den Angaben des Richtungszeigers nicht mehr mög-
lich ist. In diesem Falle kann durch entsprechende
Nebenschlüsse zum KRichtungszeiger oder zum Ver-
stärker die Peilschärfe in zweckmäßigen Grenzen
gehalten werden.
Das hauptsächlichste Anwendungsgebiet
Peilverfahrens liegt
flügen.
Bei Flügen gegen den Sender ist & = 90° und
a=0. Bei einer Abweichung der Flugrichtung ge-
gen die Senderrichtung um y Grad nach einer Seite,
z. B. vom Flugzeugführer gesehen im Uhrzeiger-
dieses
in der Durchführung von Ziel-
sinn sei
ô = 90 +y (21)
somit nach Gleichung (17)
const a = — Ẹ sin y (22)
-o [m a y a y y- -m ' d u En dr
p a. o o
ea a. |
A
Eu IE M nn Deri
TN. a
“zoe ts
Direktzeigendes funkentelegraphisches Peilverfahren.
das heißt, der Zeigerausschlag ist nach links (negativ)
gerichtet. |
Bei Abweichung des Flugzeuges um w Grad nach
der anderen Seite, also entgegen dem Uhrzeigersinn,
ist dann
ô = 90° — y (23)
somit
const a = Ẹsin y, (24)
der Zeigerausschlag ist nach rechts gerichtet. Weicht
die Flugrichtung von der. Senderrichtung ab, so läßt
Bild 7.
Einbau der ersten Versuchsgeräte in ein Flugzeug.
sich aus der Richtung des Ausschlages am Richtungs-
zeiger der Richtungssinn der Abweichung des Flug-
kurses von der Senderrichtung erkennen.
Durch einmaligen richtigen Anschluß der Geräte
wird entsprechend der obigen Annahme festgelegt,
daß bei voraus liegendem Sender der Zeiger nach
Bild 8.
Richtungsanzeiger am Armaturenbrett des Flugzeuges.
| links ausschlägt, wenn der Sender links von der
-< zeiger nach rechts ausschlägt,
Flugrichtung liegt. Der Pilot muß daher Backbord
fliegen, um wieder in die Senderrichtung zu kommen.
Dabei wird der Zeigerausschlag immer kleiner und
endlich zu Null, wenn die Flugrichtung mit der Sen-
derrichtung übereinstimmt. Wenn der Richtungs-
gilt entsprechend:
” Steuerbord fliegen, um zum Sender zu kommen.
- zeitig achtern, d. h. 90 <w% < 180°,
Liegt der Sender links vom Flugzeug und gleich-
so wird nach
Gleichung (22) « negativ, der Zeiger schlägt links aus.
Um wieder in Richtung gegen den Sender zu kom-
men, muß der Pilot backbord fliegen. Dabei zeigt
sich, daß der Ausschlag erst größer wird, bis der
143
Sender genau seitlich von der Flugrichtung liegt
(w —=90°) und bei weiterer Drehung der Maschine
kleiner wird, bis bei Nullausschlag der Sender in der
Flugrichtung liegt. Daraus geht hervor, daß eine
Seitenbestimmung bei Zielflügen nicht notwendig ist.
Es genügt die Flugregel: Schlägt der Zeiger des In-
strumentes nach links aus, so ist backbord zu fliegen,
und schlägt er nach rechts aus, so ist Steuerbord zu
fliegen, und zwar stets so lange, bis der Zeiger wie-
der Null zeigt.
N
Beginn des Zielftvge3
Bild 9.
Skizze des am 8. V.27 überflogenen Gebietes.
C. Erprobung der Geräte.
a) Flugversuche.
Zur Erprobung der Geräte inı praktischen Flug-
betrieb wurden von Juni bis August 1927 in der
Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt, Berlin-
Adlershof, mehrere Versuche durchgeführt. Den Ein-
bau der laboratoriumsmäßigen Geräte in eine Jun-
kers-Maschine F 13 zeigt Bild 7. Auf der Tischfläche
steht das Umschaltgerät, der Empfänger und Verstär-
ker. Unter dem Tisch ist ein Röhrengenerator zur
Erzeugung der Hilfswechselspannung angeordnet. Ein
Richtungszeiger war in der Kabine angeordnet und
ein zweiter, in Bild 8 gezeigter Richtungszeiger hing
vor dem Flugzeugführer.
Die Rahmenantenne bestand aus zwei blanken
Drähten, die, vom oberen Ende des Staurohres aus-
gehend, gegen die Tragflächenenden gespannt waren,
und, gegen diese isoliert, ins Innere der Tragflächen
144
zurückführten. Die Zuleitungen vom Rahmen zum
Empfänger waren in mit dem Flugzeugkörper leitend
verbundenen Metallschläuchen geführt.
Die ungerichtete Antenne bestand aus einer
Schleppantenne üblicher Art von etwa 14 m Länge.
Umschaligerätl
Bmpfänger Uberlagerer a
Bild 10.
Vollständiges Peilempfangsgerät.
Bei den Versuchen wurde sowohl die Peilcharak-
teristik bei am Boden stehendem Flugzeug, als auch
im Fluge aufgenommen. Der Hauptwert wurde auf
die Durchführung von Zielflügen gelegt, wobei der
Flugzeugführer seinen Kurs lediglich nach den An-
gaben des Richtungszeigers einstellte. Der überflogene
© 4 Rahmenlage bei &-0°
ME BER RR a I BEE 3
80 90 100°
— Senderrichlung.
Bild 11.
Die Lage des Empfangsrahmens als Funktion der Senderrichtung
bei Nullausschlag des Dynamometers.
Weg wurde durch Beobachter in eine Karte eingetra-
gen. In Bild 9 ist die am 28. 7. 27 überflogene Weg-
strecke durch einen Pfeil gekennzeichnet. Die Ab-
weichungen der Flugstrecke von der kürzesten Ver-
bindungsstrecke zwischen Ausgangspunkt des Flu-
ges und Peilsender (Rundfunksender Berlin-Witz-
leben) lassen sich bei Berücksichtigung der Wind-
abtrift hinreichend erklären. Durch Vergleich der
Flugzeugrichtung mit der Bahnstrecke Trebbin—Ber-
lin konnte wiederholt Uebereinstimmung zwischen
Flugzeuglage und Senderrichtung festgestellt werden.
Rudolf Hell: Direktzeigendes funkentelegraphisches Peilverfahren.
Diese Flüge zeigten, daß die Lenkung eines Flug-
zeuges nach den Angaben des Richtungszeigers ohne
besondere Mehrbelastung des Flugzeugführers durch-
führbar ist. Eine Peilschärfe von etwa 16 Sklt./Grad
erwies sich am günstigsten, um auch noch bei un-
ruligem Wetter das Flugzeug dauernd nach den An-
gaben des Richtungszeigers steuern zu können. Die
Einregulierung der Peilschärfe auf diesen Wert war
ohne weiteres möglich und erlaubte die Durchführung
der Zielflüge bis in die nächste Sendernähe.
b) Laboratoriumsversuche.
Im Verlaufe weiterer, teilweise nach den Flugver-
suchen liegenden Untersuchungen wurde besonders
eine Erhöhung der Peilreichweite angestrebt. \WVäh-
rend das erste Gerät infolge des verwendeten Tele-
rx
Lim
œ
ERE
sle Je
|
EEE
ZB
-10
20° y~
“S
M E E
A GEBE
a Bild 12. b
Peilcharakteristiken.
phonieempfängers die Peilung des Rundfunksenders
Berlin bis in etwa 80 km Entfernung mit hinreichen-
der Peilschärfe ermöglichte, konnte diese durch Ver-
wendung von Ueberlagerungsempfang wesentlich ge-
steigert werden. Es ist mit dem in Bild 10 gezeigten
Gerät möglich, den Deutschlandsender Königswauster-
hausen in München mit einer Rahmenantenne von
1 m? Fläche bei einem maximalen Ausschlag des
Richtungszeigers von 20 Skalenteilen zu peilen. Die
Entfernung Königswusterhausen — München beträgt
ca. 500 km. Im allgemeinen kann mit genügender
Genauigkeit gepeilt werden, solange Telegraphie-
empfang mit mittlerer Lautstärke möglich ist.
Mit einer ortsfesten Peilanlage in Riederau am
Ammersee wurde ein Bootssender mit etwa 1 Watt
Antennenleistung angepeilt. Das Boot beschrieb in
ca. 1 km Entfernung von der Peilstation einen Halb-
kreis um diese. Bild 11 zeigt die Peilergebnisse. Auf
der Abszisse sind die mit einem Theodoliten beobach-
teten Winkel zwischen einer Standlinie und der
Bootsrichtung und auf der Ordinate die Winkel zwi-
schen der Standlinie und der Senkrechten zur Rah-
En
Pu ee nen Eu W vo s m/n aut 4 T
EE OE
” 1 Gm nn, NT 9 Q f
|
|
|
Mitteilungen aus der Praxis. Karl Teucke: Neue Glimmlichtgleichrichter.
menfläche aufgetragen, wobei der Rahmen stets bis
zum Nullausschlag des Dynamometers gedreht wurde.
Die Abweichungen der Meßpunkte von den unter
45 Grad eingetragenen Linien ergaben die Funk-
beschickung der Anlage.
Die Kurven des Bildes 12 zeigen die mit der glei-
chen Anlage aufgenommenen Peilcharakteristiken.
Bei deren Aufnahme wurde bei ruhender Senderstelle
der Peilrahmen gedreht und der Ausschlag des Rich-
tungszeigers abhängig von der Lage des Peilrahmens
eingetragen. Die Entfernung zwischen der Sende-
und Empiangsstelle betrug bei Aufnahme der Kurve
12a ca. 1000 m und bei Kurve 12b ca. 700 m. Die
Peilschärfe ist 0,8 bzw. 7 Skt./Grad.
Zusammenfassung.
Es wurden Versuche zur direktzeigenden Peilung
mit zwei gekreuzten Rahmenantennen als Empfangs-
system durchgeführt. Die Rahmen wurden mit einem
mechanischen Umschalter bzw. mit einem rotierenden
Kondensator wechselnd an einem gemeinsamen Emp-
fänger angeschlossen. Als Richtungszeiger diente ein
Galvanometer oder ein Dynamometer.
Auf Grund der Versuchsergebnisse wurde ein
neues Verfahren entwickelt, welches als Empfangs-
system die Kombination aus einer Rahrmmenantenne
und einer ungerichteten Antenne verwendet. Der An-
145
ordnung wird eine niederfrequente Wechselspannung
zugeführt, die die Verwendung eines Dynamometers
als Richtungszeiger ermöglicht. Durch eine Röhren-
anordnung, dem „Uimschaltgerät“, wird der Rahmen
mit periodisch wechselndem Richtungssinn mit der
ungerichteten Antenne und dem Empfänger gekoppelt.
Die theoretischen und experimentellen Untersuchun-
gen zeigen, daß der Ausschlag des Richtungszeigers
angenähert proportional dem Cosinus des Winkels
zwischen Peilstrahl und Rahmenfläche und von der
Feldstärke am Empfangsort und den Apparatkonstan-
ten abhängig ist. Die Meßmethode wird zweck-
miäßigerweise auf eine Nullmethode beschränkt.
Die Ergebnisse der durchgeführten Laboratoriums-
versuche und Zielflüge zeigen die praktische Brauch-
barkeit des Verfahrens.
Es ist mir eine angenehme Pflicht, Herrn Prof. Dr.
M. Dieckmann für zahlreiche Anregungen bei der
Durchführung der Arbeit, sowie für die Herstellung
der Versuchsgeräte in der Werkstätte der Drahtlos-
telegraphischen und Luftelektrischen Versuchsstation
in Gräfelfing zu danken.
Gleichzeitig möchte ich Herrn Prof. Dr. Faß-
bender, Berlin, für die gewährte Unterstützung bei
der Durchführung der Flugversuche danken.
(Eingegangen am 13. November 1928.)
Mitteilungen aus der Praxis.
Neue Glimmlichtgleichrichter.
Von Karl Teucke, Berlin-Schöneberg.
Mitteilung aus dem Laboratorium der Firma Dr. Georg Seibt, Berlin.
Hand in Hand mit der Entwicklung der Netz-
anschlußempfänger, Ladeeinrichtungen usw. geht die
Entwicklung der Gleichrichterröhren, durch welche
der dem Netz entnommene Wechselstrom in Gleich-
strom verwandelt wird. Für diese Zwecke wurden
bisher zumeist Röhren mit unselbständiger Ent-
ladung verwendet. Ihre Wirkungsweise ist an sich
zufriedenstellend. Indessen haben sie den Nachteil,
daß durch sie die Herstellung des betreffenden Ge-
rätes verteuert wird, und zwar dadurch, daß es zur
Heizung der Glühkathode des Gleichrichters erforder-
lich ist, eine besondere Heizwicklung auf der Sekun-
därseite des an das Kraftnetz angeschlossenen Trans-
formators anzubringen. Von dieser Erkenntnis aus-
gehend ist es an sich ratsam, den Glühkathoden-
gleichrichter durch eine Röhre mit selbständiger Ent-
ladung, eine Glimmröhre, zu ersetzen. Die Kompli-
ziertheit des Glimmentladungsvorganges sowie die
Unsicherheit in der Konstanthaltung der Röhrendaten,
insbesondere des Vakuums, haben jedoch zumeist
einen einwandfreien Betrieb verhindert.
In dem Laboratorium der Firma Dr. Georg Seibt
ist nun von Dr. Seibt, unter Mitarbeit von Dipl.-
Ing. Salomon, eine Glimmgleichrichterröhre ent-
wickelt worden, die sich seit ihrer Einführung in die
Praxis aufs beste bewährt hat, und die im folgenden
in ihrem Grundprinzip und in ihrer Konstruktion be-
schrieben wird.
Der unter der Bezeichnung: „Anotron“ be-
kannten Seibt’schen Glimmgleichrichterröhre lie-
gen zur Erzielung des eigentlichen Gleichrichter-
effekts im wesentlichen zwei Erscheinungen zu
grunde: Das ist einerseits die Tatsache, daß die
Stromstärke einer selbständigen Entladung bei ge-
gebener Entladungsspannung der Oberfläche der Ka-
thode proportional ist, und andererseits die Verschie-
denheit des Kathodenfalls bei verschiedenen Elek-
trodenmaterialien. Die Größe der Kathodenober-
fläche bestimmt somit die Stromstärke der in der
gewünschten Richtung stattfindenden Entladung, wäh-
rend von dem Kathodenmaterial im wesentlichen die
Mindestbrennspannung abhängig ist, bei der eine Ent-
ladung stattfinden kann. Die Mindestbrennspannung
ist außerdem noch vom Anodenfall und von dem
Spannungsverlust in der Gasstrecke abhängig. Ins-
gesamt stellt sie die Summe: Kathodenfall + Ano-
denfall + Spannungsverlust in der Gasstrecke dar.
Die beiden letzteren Größen treten jedoch zahlen-
mäßig hinter dem Kathodenfall erheblich zurück, so
daß es vorwiegend nur auf die Herabsetzung des Ka-
thodenfalls ankommt. Die folgende Tabelle zeigt
146
den normalen Kathodenfall an verschiedenen Me-
tallen, festgestellt an einer Röhre mit Argonfüllung:
Tabelle 1:
Metall Kathodenfall Metall Kathodenfall
Caesium . 59V Zink. . 145 V
Kalium . . . . . 64 „ Kadmium .145 „
Natrium . . . . 71 „, Eisen . 163 ,
Barium. . . . . 983 „ Kupfer . 170 ,
Magnesium 120 „ Gold. . 170 ,
Aluminium 140 „ Platin . 170,
Die Alkalimetalle weisen somit den niedrigsten
Kathodenfall auf.
Der Anodenfall ist für gewöhnlich unabhängig
vom Material der Anode und besitzt die Größe der
lonisierungsspannung des Gases, in welchem die Ent-
ladung stattfindet. Die Zahlenwerte dieser Span-
nung sind für einige Gasarten in der folgenden Ta-
belle verzeichnet:
Tabelle 2:
lonisierungs- Gas lIonisierungs-
Gas
spannung spannung
Quecksilber . 10,4 V Wasserstoff . 13,6 V
Argon . 15,1 „ Sauerstoff. 150 »
Neon . 21,4 „ Stickstoff. . . . 169 „
Der Spannungsabfall in der Gasstrecke kann
ebenfalls, bei geeignet gewählter Konstruktion des
Elektrodensystems auf einen sehr geringen Wert —
ca. 10 Volt und noch weniger — herabgedrückt wer-
den. — Aus den angegebenen Werten ergibt sich so-
mit beispielsweise bei Verwendung einer Natrium-
kathode, bei Argonfüllung und bei einem Spannungs-
verlust von 10 Volt in der Gasstrecke eine Mindest-
brennspannung von: 71 + 15,1 + 10 Volt, also von
insgesamt etwa 96 Volt in der Richtung Anode—
Kathode. In der Richtung Kathode—Anode ist diese
Mindestbrennspannung, z. B. bei Verwendung einer
Anode aus Kupfer, etwa 100 Volt höher. Außerdem
ist in diesem Falle der übergehende Glimmstrom in-
folge der sehr geringen Anodenoberfläche verschwin-
dend klein. Allerdings wird die Gleichrichterwir-
kung, die in dem Unterschied zwischen den Mindest-
brennspannungen und den beiden verschiedenen
Richtungen liegt, dadurch etwas herabgesetzt, daß
sich im praktischen Betriebe in Reihe mit der Ent-
ladungsstrecke ein Verbraucherwiderstand befindet.
Dieser bewirkt, daß bei schwachem Strome, also
beim Fließen in der Richtung Kathode—Anode, eine
höhere Spannung an den Elektroden des Gleichrich-
ters liegt, als bei starkem Strome, also beim Fließen
in der gewünschten Richtung Anode—Kathode. In-
folgedessen wird die Mindestbrennspannung in der
ungewünschten Richtung etwas rascher erreicht, als
man im Hinblick auf den Unterschied der Kathoden-
fälle in den beiden verschiedenen Richtungen an-
nehmen müßte. Die dadurch entstehende Vergröße-
rung des Stromes in Richtung Kathode—Anode ist
indessen infolge der an sich sehr geringen Größe
dieses Stromes so gering, daß sie im praktischen
Betriebe keine Beeinträchtigung des Wirkungsgrades
der Röhre zur Folge hat.
Einen Vergleich zwischen den Stromstärken in
den beiden entgegengesetzten Richtungen der Röhre
bieten die Kurven I bzw. II der Bilder la bzw.
lb. Kurve I stellt die Stromspannungsabhängigkeit
in der gewünschten Richtung Anode— Kathode dar und
zeigt, daß die bei etwa 100 Volt liegende Entladungs-
Karl Teucke:
spannung bei Stromstärken von 0—90 Milliampere
praktisch genügend konstant ist. In der entgegen-
gesetzten Richtung Kathode—Anode sind, gemäß
Kurve II, die Entladungsströme äußerst gering und
setzen außerdem erst bei einer Spannung ein, die
bald 200 Volt beträgt. Bei einer Elektrodenspannung
von 300 Volt beträgt der Entladungsstrom erst
3 Milliampere. Der Kathodenfall ist bei derartigen
Spannungen in diesem Falle nicht mehr normal.
Für die Herstellung der Gleichrichterröhre ist es
selbstverständlich nicht notwendig, die ganze Kathode
zur Erzielung eines geringen Kathodenfalls aus einem
Alkali- oder Erdalkalimetall herzustellen. Es genügt
I Stromrichtung „Anode - Kathode”
I ° , Kathode - Anode”
0 40 20 30 40 50 60 70 80 90 mfimp
Bild la. Bild 1b.
Gleichrichtwirkung durch Unterschiede der Oberflächengröße
der Elektronen.
vielmehr, nur für die Oberfläche der Kathode ein der-
artiges Metall zu nehmen, während deren Kernteil
aus irgendeinem anderen Metall besteht, das fabrika-
torisch leicht bearbeitbar und nicht teuer ist, dessen
Kathodenfall dagegen beliebig hoch sein kann. So
eignet sich für den Kernteil der Kathode am besten
Eisen, das zur Getterung mit Caesium, Kalcium, Na-
trium, Barium oder Magnesium bedeckt wird. Eisen
gehört zu den Stoffen, an denen das Gettermaterial
AR
re Y (E
Bild 3.
Amerikanisches Doppelweg-
Gleichrichterrohr
besonders gut haftet. Allerdings setzt sich das Getter-
material außer auf der Kathodenoberfläche auch auf
der Anode ab. Da diese jedoch infolge ihrer gerin-
gen Ausdehnung eine relativ starke Strom- und
Spannungsbelastung aufweist, so wird während des
Betriebes das (Gettermaterial auf ihr immer von
neuem verdampft, so daß praktisch nur die Getterung
der Kathodenfläche wirksam bleibt.
Die Konstruktion des Elektrodensystems von
Glimmgleichrichtern weist im wesentlichen eine topf-
förmige Kathode auf, in deren Inneres die stiftförmige
— bzw. bei Doppelweggleichrichtern beide Anoden —
ragt. Die Topfform der Anode bietet einerseits eine
große Kathodenoberfläche und gibt andererseits die
a y D , — mn EEE RER, by JOE p f N A mil __ ei —— OT T —
Mitteilungen aus der Praxis.
Gewähr für eine gleichmäßige Beteiligung der gan-
zen Oberfläche am Entladungsvorgang. Das Bild 2
zeigt im Schnitt ein derartiges System für Einweg-
gleichrichtung, Bild 3 ein System amerikanischer
Herkunft für Doppeiweggleichrichtung. Die neuesten
Elektrodenanordnungen der Seibt’schen „Anotron“-
Gleichrichterröhren enthalten jedoch noch weitere
konstruktive Merkmale von wichtiger Bedeutung.
Zunächst ist die topfförmige Kathode so ausgebildet,
daß die obere Oeffnung des Topfes durch einen be-
sonderen Deckel abgeschlossen ist, wobei alle Einzel-
teile des Systems durch bloßes Aneinanderfügen
oder Ineinanderstecken zusammengesetzt sind. Bild 4
zeigt eine derartige Anordnung. Der topfartige Teil
der Kathode sitzt auf den aus Steatit bestehenden
Isolierhüllen der Anoden auf, wobei die Ränder der
im Boden des Topfes befindlichen Oeffnungen, durch
die die Anoden in das Innere ragen, nach unten um-
geflanscht sind, so daß sie an der inneren Wandung
der Isolierhüllen anliegen. Letztere besitzen in ihrem
unteren Teile eine lichte Weite, die dem Anoden-
durchmesser gerade entspricht, während die lichte
d 4.
Anotron für kleinere Leistungen.
Weite ihres oberen Teiles wesentlich größer ist. Da-
durch wird erreicht, daß der Kathodentopf weder
gegen die Anoden noch gegen deren Isolierhüllen
verrückbar und somit die Gefahr eines Kurzschlusses
beseitigt ist. Der die obere Oeffnung des Kathoden-
topfes abschließende Deckel ist versenkt angebracht,
sein wagerechter Rand ragt jedoch etwas über den
oberen Topfrand seitlich hinaus und ist mit einigen
Oeffnungen versehen, durch die die vom Sockel her
reichenden Halte- und Zuführungsdrähte gesteckt und
darauf nach außen umgebogen werden. Die Herstel-
lung bzw. Montierung eines solchen Elektroden-
systems ist somit denkbar einfach, gewährleistet aber
trotzdem größte mechanische Festigkeit.
Von Wichtigkeit ist ferner die Ausbildung der
Anoden, die nicht wie bei den Röhren nach Bild 1
und 2 als kurze Stifte, sondern als verhältnismäßig
lange Drähte ausgebildet sind. Dieser Maßnahme
liegt folgende Ueberlegung zugrunde: Im Hinblick auf
den Spannungsabfall in der Gleichrichterröhre und
im Verbraucher, ferner im Hinblick darauf, daß bei
Vollweggleichrichtung die insgesamt zur Verfügung
stehende Wechselspannung mindestens das Doppelte
von Verbraucherspannung + Gleichrichterspannung
betragen muß, muß in der vor dem Gleichrichter lie-
genden Sekundärspule des primär an das Netz an-
geschlossenen Transformators eine verhältnismäßig
hohe Spannung, nämlich bei den üblichen Geräten von
etwa 400 Volt eff. erzeugt werden. Da nun die bei-
Neue Glimmlichtgleichrichter. 147
den Anoden mit den Enden der Sekundärspule ver-
bunden sind, so folgt, daß zwischen ihnen bei jeder
Wechselstromperiode Scheitelspannungen bis über
550 Volt auftreten. Diese hohen Spannungen haben
eine verhältnismäßig starke lonisierung des ganzen
Entladungsraumes im Innern der topfförmigen Ka-
thode zur Folge, und dies bewirkt, daß die Mindest-
brennspannung, die zur Einleitung einer Entladung
erforderlich ist, in erheblichem Maße herabgesetzt
wird. Diese Wirkung tritt um so stärker hervor, je
länger die Anoden bemessen sind. Man erzielt also
durch diesen Kunstgriff eine außerordentlich starke
50 40o 30 20 10
Bild 5.
Erhöhung des Wirkungsgrades der Röhre, die beson-
ders aus Bild 5 deutlich zu ersehen ist. In diesem
Bild stellt die Kurve a die Strom-Spannungsabhän-
gigkeit bei einer gewöhnlichen Glimmgleichrichter-
röhre mit kurzen Anoden dar, die Kurve b den Strom-
Spannungsverlauf einer Röhre, die gemäß Bild 4 mit
langen Anoden versehen ist. Man erkennt daraus,
daß die Gesamtentladungsspannung, die bei der der
Kurve a zugrunde liegenden Röhre durchschnittlich
bei etwa 100 Volt liegt, bei den neuen Röhren bis
auf etwa 15 Volt — bei 3 Milliampere gesunken ist
b b b b b
a) a a
a q
Bad U.
Vergleich der Stromkurven eines gewöhnlichen Gleichrichters (a)
mit einem Doppelweg-Gleichrichter (b) nach Bild 4.
und im Höchstfalle — nämlich bei 50 Milliampère —
etwa 65 Volt beträgt. Der Einfluß dieser Wirkung
auf den Verbraucherstrom ist aus Bild 6 zu ersehen,
in der die Kurve a sich wieder auf eine gewöhnliche
Röhre mit kurzen Anoden, die Kurve b sich auf eine
Röhre der neuen Konstruktion mit langen Anoden
bezieht. Allerdings hat die lonisierung des Ent-
ladungsraumes durch die Spannungsdifferenz zwi-
schen den beiden Anoden auch eine geringe Erhöhung
des jeweils in der ungewünschten Richtung fließen-
den Stromes zur Folge, dies tritt jedoch hinter der
Erhöhung des Wirkungsgrades durch die Herab-
setzung des Spannungsabfalles in der Glimmröhre '
völlig zurück. — Diese „Vor-lonisierung‘“ durch die
jeweils unbenutzte Anode ist somit in ihrer Wirkung
ein Analogon zu der Glühkathoden-Entladung, bei der
ja ebenfalls die Röhrenspannung durch Ausfüllen der
148
Entladungsstrecke mit Entladungsteilchen herab-
gesetzt wird. Nur unterscheidet sich die neue
Seibt-Glimmröhre von der Glühkathodenröhre da-
durch, daß keine besonderen Mittel (Heizkreis) zur
Erzeugung der Vorionisierung erforderlich sind, son-
dern dies von der ohnehin vorhandenen, im jeweili-
gen Augenblick unbenutzten 2. Anode bewirkt wird.
Bild 7.
Anotron D für größere Leistungen (1000 V. 250 m Amp).
Für besonders hohe Leistungen ist noch eine wei-
tere Seibt’sche Glimmröhre entwickelt worden, die
in Bild 7 dargestellt ist. Ihre wesentlichsten Unter-
schiede zu den übrigen Typen bestehen, abgesehen
von den vergrößerten Dimensionen, darin, daß die
Anoden seitlich in die Kathodenkammer eingeführt
sind, und daß sich zwischen den Spitzen der Anoden
eine Scheidewand befindet. Diese hat einerseits den
Zweck, Bogenentladungen zwischen den Anoden,
zwischen denen relativ hohe Spannungen auftreten,
zu verhindern. Gleichzeitig wird durch die Wand die
wirksame innere Fläche-der Kathode wesentlich ver-
Patentschau..
größert, wenn man, wie dargestellt, außerhalb der
geraden Verbindung zwischen den Anoden Oeffnun-
gen in der Wandung anbringt. Die Röhre, die die
Typenbezeichnung „Anotron D“ besitzt, kann mit
1000 Volt Spannung bei 250 Milliampere Stromstärke
belastet werden und ist insbesondere für kleine Sen-
der, Großlautsprecheranlagen usw. geeignet.
Die weiteruin von der Firma Seibt hergestell-
ten Glimmventiltypen sind das Anotron C (mai-
male Leistung bis 300 Volt und 200 Milliampere) so-
wie das Anotron B (maximale Leistung bei 200
Volt und 80 Milliamp£re). Die letztgenannte Type
ist für die Verwendung in Netzanschlußgeräten be-
stimmt und dient zur Gewinnung des Anodenstromes.
Zusammenfassung:
Es werden die von der Firma Dr. Georg Seibt
hergestellten Glimmgleichrichterröhren (,Anotron“)
in ihren physikalischen Grundlagen und in ihrer Kon-
struktion beschrieben. Ihre wesentlichsten Merkmale
sind: eine topfförmige und allseitig geschlossene Ka-
thode, deren Innenfläche durch „Gettern‘“ mit einem
den Kathodenfall herabsetzenden Material bedeckt ist,
ferner bei Doppelweggleichrichterröhren zwei län-
gere, drahtförmige Anoden, von denen jeweils die
vom Verbraucherstrom unbenutzte infolge ihrer ho-
hen Spannung gegenüber der anderen Anode eine
gewisse „Vor-lonisierung‘“ bewirkt, durch die die zur
Einleitung einer Glimmentladung erforderliche Min-
destbrennspannung der Gleichrichterröhre erheblich
herabgesetzt wird.
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Kühlung der Eisenteile von Hochfirequenzapparaten.
D.R.P. 470752, Klasse 21a*, Gruppe 6 (Lorenz),
Pat. vom 20. September 1925, ausgegeben am 30.
Januar 1929. f | |
Die Erfindung betrifft ein Kühlverfahren, das
hauptsächlich für magnetisch sehr hoch beanspruch-
tes Eisen in Frage kommt, wie es beispielsweise bei
Frequenzwandlern oder Tast- bzw. Telephonie-
drosseln verwendet wird. Bei diesem Verfahren soll
eine Kühlflüssigkeit oder ein Kühlgas zwangsläufig
zwischen dem zu kühlenden Eisen und der Wicklung
hindurchgepreßt werden, so daß das am stärksten
beanspruchte Eisen vollkommen von der Kühlflüssig-
keit umspült wird im Gegensatz zu bekannten Ver-
fahren, bei denen das Oel nur an einzelnen Stellen
des Eisens durch die Zwischenräume der Wickelung
hindurchgelangen kann, so daß die Abführung der
Eisenwärme im wesentlichen durch die Kupfer-
wickelung hindurch nach außen erfolgt. Bei Hoch-
frequenz muß man aus praktischen Gründen mit sehr
hohen Eisentemperaturen (ca. 300 Grad) arbeiten.
weil das warme Eisen geringere Verluste besitzt und
die Verringerung der Verluste bei Hochfrequenz mit
allen Mitteln erstrebt werden muß. Die Wickelung
dagegen darf wegen ihrer Isolationsbestandteile nur
einen Bruchteil der hohen Eisentemperatur — höch-
stens etwa 100 Grad — erhalten. Trotzdem die
Wickelung so nahe wie möglich am Eisenkern liegt,
muß durch die zwischen Eisen und Wickelung strö-
mende Kühlflüssigkeit eine gleichmäßige Wärme-
abführung erfolgen und die Wärmeübertragung vom
Eisen auf die Wickelung möglichst verringert werden.
In Bild 1 ist die Wickelung 3 (Torodit-Spule) auf
einem Isolationszylinder angeordnet. Im Innern der
Spule liegt der ringförmige Eisenkern 1, der mit
einem Kühlkanal umgeben ist. Das Oel wird bei 5
eingepreßt und tritt bei 6 wieder aus, so daß es den
durch die Pfeile angedeuteten Verlauf nimmt.
Piezoelektrische Wellenkontrolle.
D.R.P. 469 208, Klasse 21a‘, Gruppe 71 (Radio-
frequenz), Pat. vom 28. November 1925, ausgegeben
am 6. Dezember 1928.
A en iii (| Men > m bie |, nn, Finnen ön er "e —_ Aa o re
Patentschau.
Erzeugt man durch ein hochfrequentes Wechsel-
feld in mehr oder weniger evakuiertem Raum an
einem piezoelektrischen Kristall, so entstehen leuch-
tende elektrische Ladungen und zugleich niederfre-
quente elektrische Schwingungen, die wahrscheinlich
ihre Ursache darin haben, daß die Entladungen nicht
stetig, sondern intermittierend erfolgen. Erfindungs-
zemäß sollen diese niederfrequenten Schwingungen
zur Feststellung der Resonanz zwischen elektrischen
Schwingungen und den Eigenschwingungen des
Piezo-Kristalls verwendet werden. Dies kann z. B.
in der Weise erfolgen, daß mit dem Schwingungs-
kreis, der den Piezokristall erregt, ein aperiodischer
Detektorkreis gekoppelt ist, mit dem ein Telephon
oder Lautsprecher unter Zwischenschaltung eines
Verstärkers angeschaltet ist. Im Falle der Resonanz
hört man im Telephon zugleich mit der leuchtenden
Entladung einen musikalischen Ton. Fine andere
einfache Anordnung ist folgende: Man bringt in die
Nähe des Piezokristalls einen Leiter, der mit einer
Zuleitung des Telephons verbunden ist, während die
andere Telephonleitung geerdet ist. Man hört dann
auch ohne Verstärker im Telephon einen Ton, der
sich durch Verstärker erheblich verstärken läßt.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Amer. Pat. 1696626 (Crossiy, 30. April 1925).
Pat. vom 25. Dezember 1928.
Zur Erzielung konstanter Schwingungen bei einem
piezogesteuerten Röhrensender soll zur Beseitigung
von Frequenzschwankungen und zur Vermeidung
Bild 2.
einer zu hohen Belastung des Piezokristalles eine
bestimmte Gittervorspannung hergestellt werden.
Bei der in Bild 2 dargestellten Anordnung ist zu
diesem Zweck im Gitterkreis eine Hilfsbatterie B
unter Vorschaltung einer Hochfrequenzdrossel parallel
Bild 3.
zum Piezokristall P geschaltet. Bei der in Bild 3
dargestellten Anordnung ist ein Widerstand W vor
die Kathode so geschaltet, daß er sowohl im Gitter-
als auch im Anodenkreis liegt.
Piezoelektrische Einrichtung.
Amer. Pat. 1692074 (Burtes, 21. April 1927). Pat.
vom 20. November 1928.
Bei der gewöhnlichen Anordnung von Piezo-
kristallen zwischen 2 Metallplatten tritt häufig ein
Sprühen auf, das zur Zerstörung des Kristalles
149
führen kann. Dieses Sprühen soll erfindungsgemäß
dadurch verhindert werden, daß zwischen dem Piezo-
kristall P (Bild 4) und den Elektroden E eine
Schutzschicht Z von besonderer Beschaffenheit an-
geordnet ist. Diese Schutzschicht muß frei von
r ANANN AAAA TRAAT U W909 9.94%
PELLER ERREA
a
XLT YZI
Data KALER
Bild 4.
A
organischen Bestandteilen sein, darf die Feuchtigkeit
nicht aufnehmen und muß einen hohen lsolationswert
besitzen. Als solche Schutzschicht kann z. B. Wasser-
glas benutzt werden.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Brit. Pat. 301510 (Lorenz, 2. Dezember 1927),
veröffentlicht am 23. Januar 1929.
Bei Erzeugung höherer Leistungen mit Röhren-
sendern, die durch Piezokristalle gesteuert werden,
tritt häufig eine zu hohe Belastung am Piezokristall
Bild 5.
auf, die diesen zerstört. Dies soll dadurch verhin-
dert werden, daß zwei oder mehrere Piezokristalle
P1 und P2 (Bild 5) gleicher Frequenz hintereinander
im Gitterkreis eingeschaltet werden.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Brit. Pat. 301518 (Lorenz, 2. Dezember 1927),
veröffentlicht am 23. Januar 1929,
Zur Erzeugung höherer Leistungen
soll die in
Bild 6 wiedergegebene Schaltung verwendet werden,
mehrere Röhren
bei der kleinerer Leistung in
gza P
Bild 6.
Parallelschaltung zusammenarbeiten. Dadurch soll
erreicht werden, daß der Piezokristall P eine gerin-
gere Belastung erfährt, als wenn eine Röhre höherer
Leistung verwendet würde.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Amer. Pat. 1688713 (Hund, 10. Mai 1927), Pat.
vom 23. Oktober 1928.
Zur Erzeugung hochfrequenter Schwingungen
mittels eines piezogesteuerten Röhrensenders wird
die in Bild 7 dargestellte Anordnung vorgeschlagen,
bei der durch den Piezokristal P eine Kopplung
150
zwischen Anodenkreis C, L und Gitterkreis erfolgt.
Der Piezokristall ist dabei mit dem Anodenkreis
durch einen Metallring M gekoppelt, der über die
Spule L gestreift ist.
Bild 7.
Wellenfilter mit Piezokristall.
Brit. Pat. 294177 (Brit. Thomson Houston Co.,
19. Juli 1927), veröffentlicht am 6. September 1928.
Die gebräuchlichen Wellenfilter, die aus Kombi-
nationen von Kondensatoren, Selbstinduktionen und
Widerständen bestehen, haben unerwünschte Dämp-
fungen. Durch Verwendung von Piezokristallen
sollen diese wesentlich vermindert und die Eigen-
C £ l C L Z
E ME E A
P P
E ER HE: ER
400.8 466.9
z= je
P P
406.70 466.77
schaften der Wellenfilter verbessert werden. Die
Bilder 8-11 zeigen einige Ausführungsformen mit
dem Piezokristall P zwischen beiden Leitern der
Wellenfilter.
Piezoelektrisches Resonanzrelais.
D.R.P. 469 209, Klasse 2la*, Gruppe 71 (Radio-
frequenz), Pat. vom 8. November 1925, ausgegeben
am 6. Dezember 1928.
Erfindungsgemäß sollen die leuchtenden piezo-
elektrischen Ladungen, die auftreten, wenn ein Piezo-
kristall in einem evakuierten Behälter erregt wird,
zur Auslösung der Entladung einer beliebigen anderen
Gleich- oder Wechselspannung benutzt werden.
Dazu können in dem piezoelektrischen Felde Hilfs-
elektroden angeordnet werden, an welchen die aus-
zulösende Spannung liegt. Die Verhältnisse können
dabei so gewählt werden, daB durch einen einzigen
Schwingungsstoß die Entladung der Hilfsspannung
ausgelöst und nach Aufhören der Piezoschwingungen
bestehen bleibt, oder derart, daß die Entladung der
Hilfsspannung nur so lange bestehen bleibt, als die
Kristallschwingungen anhalten. Die Anordnung kann
auch dazu verwendet werden, eine leuchtende Ent-
ladung herbeizuführen, die an sich infolge zu geringer
Spannung am Piezokristall nicht auftreten würde.
Unter Umständen können die Hilfselektroden auch
ganz entbehrt werden, indem zwischen den Elek-
troden selbst durch das Hinzukommen der piezo-
elektrischen Spannungen Entladungen ausgelöst
werden.
Patentschau.
Fading-Beseitigung.
Brit. Pat. 301 326, 310070 (Telefunken, 24. No-
vember 1927), veröffentlicht am 16., 23. Januar 1929.
Zur Fading-Beseitigung sollen zwei Wellen aus-
gesendet werden, die durch zwei Röhrensender R1
Bild 12.
und R2 (Bild 12) erzeugt werden.
Durch eine Wech-
selstrom-Hilfsquelle H werden die Gitter beider
Röhren gegenphasig gesteuert, so daß immer nur eine
Röhre in Tätigkeit ist und mit der Frequenz der
Hilfsstromquelle H wechselnd die beiden Hochfre-
quenzen ausgesendet werden.
Kurzwellen-Röhrensender.
D.R.P. 470068, Klasse 21a‘, Gruppe 9 (Schotel,
Haag), Pat. vom 26. November 1925, holländische
Priorität vom 25. September 1925, ausgegeben am
8. Januar 1929.
Zur Erzeugung sehr kurzer Wellen sollen zwei
oder mehr Kreise sehr fest miteinander gekoppelt
und in den Gitter- oder Anodenkreis einer Röhre ein-
Bild 14.
un
Bild 13.
+
Bild 15.
In Bild 13 ist eine einfache der-
Die enge Koppelung
geschaltet werden.
artige Anordnung dargestellt.
zwischen Anodenkreis und Antennenkreis erfolgt
durch die gemeinschaftliche Spule L. Das Ersatz-
Schema einer solchen Anordnung zeigt Bild 14. Bei
einem Uebersetzungsverhältnis von 1:1 des Trans-
formators L sind die Eigenfrequenzen annähernd
1 1
Tayo, * 2n VLO
Gemäß der Erfindung wird dafür Sorge getragen,
daß die Frequenz v, unterdrückt wird, während die
vi
Patentschau.
andere Frequenz », ausgenutzt wird. Im Falle
. eines Uebersetzungsverhältnisses von 1:1 kann der
- Kopplungstransformator L auch fortgelassen werden,
so daß sich die in Bild 15 dargestellte Anordnung
ergibt.
7
I
Hochfirequenzbehandlung von Stoffen.
Brit. Pat. 301 929, 301930 (Esau. Lorenz, 8. De-
zember 1927), veröffentlicht am 30. Januar 1929,
Zur Behandlung von Stoffen zwecks Einleitung
bestimmter chemischer Reaktionen, zur Staub-
befreiung u. dgl. mittels sehr kurzer elektrischer
Wellen von 10 Meter und darunter werden die in
L
Bild 16.
Bild 17.
Bild 15 und 16 dargestellten Schaltungen vorge-
schlagen. Bei der in Bild 15 wiedergegebenen
Schaltung wird eine im Anodenkreis zwischen
Anode und Gitter liegende Spule L zur Erzeugung
des Hochfrequenzfeldes benutzt, während bei der in
Bild 16 dargestellten Anordnung ein Kondensator D
zur Erzeugung des Hochfrequenzfeldes dient.
Modulationsschaltung
für fremderregte Telephoniesender.
D.R.P. 470 322, Klasse 2l1a*, Gruppe 15 (Schäffer),
Pat. vom 4. Juli 1926, ausgegeben am 18. Jan. 1929.
Die Erfindung betrifft eine für fremderregte Sen-
der geeignete Modulationsschaltung, bei der die
Gefahr der Sekundärstrahlung vermieden ist, die
besonders bei wassergekühlten Schwingungsröhren
leicht auftritt, wenn bei der Gittergleichstrombeein-
flussung der Widerstand des Gittergleichstromweges
groß ist. Erfindungsgemäß sind, wie bei der Gitter-
Bild 18.
gleichstromtelephonie, zwischen Gitter und Katlıode
der Hauptröhre zwei Wege vorgesehen, der eine für
den Gitterwechselstrom, der andere für den Gitter-
gleichstrom. In Bild 17 liegt zwischen Gitter und
Kathode der Hauptröhre H der Hochfrequenzweg,
der durch den Blockkondensator £ und die Spule 5
gebildet wird. Ferner liegt zwischen Giter und Ka-
thode dieser Röhre der Gittergleichstromweg, der
über die Drossel 7, Modulationstransformator 2 und
Batterie 3 verläuft. Der Primärwicklung des Modu-
151
lationstransformators wird die Modulationsspannung
von irgendeiner Verstärkereinrichtung zugeführt.
Tasteinrichtung.
Brit. Pat. 299 151 (Siemens Brothers, 8. Septem-
ber 1927), veröffentlicht am 25. Oktober 1928.
Das Tasten bei Röhrensender durch Unterbrechen
des Gitterkreises soll in besonderer Weise vorge-
nommen werden. Zur Verwendung kommt eine be-
sondere Tastvorrichtung, die zeitlich nacheinander
drei Kontakte öffnet bzw. schließt. Der Schaltvor-
Bild 19.
gang ist aus Bild 18 ersichtlich. Es wird zuerst der
Kontakt 1, dann der Kontakt 2 geschlossen, der eine
kapazitive Verbindung mit dem Gitter herstellt, und
zuletzt wird der Kontakt 3 geschlossen, der den
Widerstand W im Gitterkreis einschaltet. Beim
Oeffnen geht der Schaltvorgang umgekehrt vor sich,
d. h. er wird zuerst 3, dann 2 und dann 1 geöffnet.
Binaurale Uebertragung.
Brit. Pat. 302179 (Marconi, 8. Dezember 1927),
veröffentlicht am 6. Februar 1929.
ai
l MG
Zur binauralen Uebertragung auf drahtlosem
Wege soll die in Bild 19 wiedergegebene Sende-
schaltung und die in Bild 20 dargestellte Empfangs-
schaltung benutzt werden. Die von den getrennten
43
Bild 20.
02
l7
4 Dz
fy
Bild 21.
Mikrophonen Z und R aufgenommenen Darbietungen
gelangen zu den Modulatoren, die von einem Hilfs-
sender O gespeist werden. Durch das Filter F, wird
das obere Seitenband, durch das Filter F, das untere
Seitenband ausgesiebt und diese Bänder zur Modu-
152
lation eines Röhrensenders benutzt, der durch die
Hochfrequenzquelle O, gespeist wird. Nach Unter-
arückung eines Seitenbandes und der Trägerwelle
wird das eine Seitenband ausgestrahlt. Am Emp-
finger erfolgt zunächst eine Ueberlagerung durch die
mittels des Senders O, erzeugte Hochfrequenz. Nach
Verstärkung durch V werden durch die Filter F, und
F, die richtigen Seitenbänder ausgesiebt und ge-
trennt den Gleichrichtern D, und D, zugeführt. Die
gleichgerichteten Ströme werden getrennt zu Gehör
gebracht.
Anordnung zur Betätigung eines Relais.
D.R.P. 470 143, Klasse 21a‘, Gruppe 27 (Marconi),
Pat. vom 28. September 1921, britische Priorität vom
12. Oktober 1920, ausgegeben am 11. Januar 1929.
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Be-
tätigung eines Relais bei Aenderung der Frequenz
von auftreffenden elektrischen Schwingungen. In
zwei Kreisen A und B (Bild 21) werden durch irgend-
eine bekannte Einrichtung Schwingungen von der
gleichen Frequenz erregt und aufrechterhalten.
Bild 22.
Beide Kreise sind mit den Spulen D verbunden, die in
cinem Gitterkreis einer Röhre derart eingeschaltet
sind, daß bei Abstimmung der beiden Kreise die im
Gitterkreis induzierten Spannungen sich ganz oder
nahezu aufheben. Sobald eine Verstimmung eines
der Kreise auftritt, ist die Kompensation gestört. Die
dadyrch auftretenden Aenderungen des Anoden-
stromes können zur Betätigung eines Relais ver-
wendet werden.
| Bildübertragung.
D.R.P. 470 384, Klasse 21a!, Gruppe 32 (Marconi),
Pat. vom 20. Januar 1926, britische Priorität vom
3. Juni 1925, ausgegeben am 12. Januar 1929.
Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur draht-
losen Bildübertragung, bei der am Sender durch eine
Bild 23.
lichtelektrische Zelle eine Frequenzmodulation statt-
findet, während am Empfänger durch eine Begren-
zungsvorrichtung die Amplitude aller empfangenen
Frequenzen zunächst auf einen gemeinsamen Wert
verringert wird, um Fadingstörungen zu beseitigen.
und danach Spannungsdifferenzen erzeugt werden,
die den verschiedenen Frequenzen entsprechen.
Bild 22 zeigt die Sendevorrichtung mit der lichtelek-
trischen Zelle P, dem Verstärker A und der Modu-
Patentschau.
lationsröhre F. Im Anodenkreis der Modulations-
röhre liegt eine Kopplungsspule K, die mit dem Sen-
der M gekoppelt ist. Die Spannungsänderungen
zwischen Gitter und Katlıode der Modulationsröhre
F verursachen Aenderungen des Anodenstromes, die
entsprechende Frequenzänderungen am Sender M
hervorrufen. Durch geeignete Einstellung der Kopp-
lung bei richtiger Einstellung der Senderöhre kann
eine lineare Beziehung zwischen der auf die Licht-
zelle fallende Lichtstärke und der Frequenz der aus-
gestrahlten Wellen erhalten werden. Bild 23 zeigt
die Empfangsvorrichtungen. Die empfangenen hoch-
frequenten Ströme werden durch die Begrenzungs-
Bild 24,
vorrichtung B zunächst auf eine gemeinsame Stärke
vermindert. Sie gelangen danach zur Röhre D, in
dessen Anodenkreis die Spule L von geringem Wider-
stand liegt. An dieser treten je nach der Frequenz
Spannungsdifferenzen auf, die der Frequenz des an-
kommenden Signals proportional sind und nach
Gleichrichtung durch die Röhre R einem Nieder-
frequenzfilter S zugeführt werden, das die hoch-
frequenten Komponenten aussiebt. Der übrigblei-
bende Gleichstrom kann dann in bekannter Weise zur
Lichtsteuerung benutzt werden.
Fernübertragung von Bildern.
D.R.P. 469490, Klasse 21a!, Gruppe 32 (Baker,
Watson, London), Pat. vom 11. Dezember 1925, bri-
tische Priorität vom 11. Dezember 1924, ausgegeben
am 13. Dezember 1928.
Bei der Fernübertragung von Bildern verwendet
man zur Erzielung des Gleichlaufes der beim Sender
Bild 25.
und Empfänger umlaufenden Trommeln Pendel. die
auf elektro-magnetische Stillsetzungseinrichtungen
wirken. Bei den bekannten Einrichtungen wird das
Pendel durch die Kontaktberührung in der mittleren
Durchgangslage nicht unerheblich gebremst, so daß
~“. zur
Referate.
— e e DENE a a a e a e A e e agree Cm
zur Aufhebung dieser Dämpfungswirkung besondere
Hilfsmittel erforderlich sind. Um diesen Nachteil zu
beseitigen, soll erfindungsgemäß mit dem Pendel ein
elastischer Arm verbunden sein, der am Ende eines
jeden Vollpendelausschlages einen Kontaktschluß
herbeiführt. Eine solche Anordnung zeigt die Ab-
bildung 24. Der biegsame Federkontakt f tritt hier-
bei an die Stelle besonderer Dämpfungsregelungs-
mittel, indem er die ihm zu Anfang der Pendelschwin-
gung erteilte Kraft aufspeichert, und sie nach Voll-
endung der Schwingung wieder abgibt.
Herstellung von Oxydkathoden.
D.R.P. 470 421, Klasse 21g, Gruppe 13 (Philipps,
Holland), Pat. vom 29. Juni 1924, Holländische Pri-
orität vom 18. Februar 1924, ausgegeben am 21. Ja-
nuar 1929.
Die Erfindung betrifft ein Verfahren zur Herstel-
lung von Oxydkathoden. Auf einem Körper, dessen
Oberfläche mindestens zum Teil aus einem Oxyd
eines oder mehrerer Metalle besteht, die mit Erd-
alkalimetall legierbar sind, wird erfindungsgemäß
eine Schicht aus einem oder mehreren Erdalkalimetall
aufgebracht. Der Körper wird dann in einer nicht-
oxydierenden Atmosphäre derart erhitzt, daß das auf-
gebrachte Erdalkalimetall schmilzt. Danach soll das
Erdalkalimetall mindestens teilweise oxydiert wer-
den. Sehr gute Ergebnisse sollen erzielt werden,
wenn mindestens ein Teil der Oberfläche des Körpers
aus Kupferoxyd besteht.
Referate. ur
Pierre David. Ueber Superregeneration.
(Les super-r&actions.) L’onde &lectr., 7, S. 217—259,
1928, Heft 78.
Verfasser definiert zunächst den Begriff der Super-
regeneration (Super-r&eaction, superregeneration oder
Ueberrückkopplung, Pendelrückkopplung) folgender-
maßen. Verwendet man in einem Rölrrenempfänger
irgendeine Art von Rückkopplung, so wird dadurch
in den Empfangskreis ein „Gegenwiderstand“ ein-
geführt, der den natürlichen Kreiswiderstand ver-
mindert. Man regelt diese Rückkopplung gewöhnlich
auf einen Wert des Kreiswiderstandes, der möglichst
nahe bei Null liegt, läßt sie jedoch unverändert, so
daß der Widerstand konstant bleibt. Bei „Super-
regeneration“ bleibt der Kreiswiderstand nicht kon-
stant, sondern ändert seinen Wert als periodische
Funktion der Zeit zwischen positiven und negativen
Werten.
Es werden zum Verständnis der Vorgänge vorerst
drei Fälle betrachtet, in denen der Widerstand eines
Kreises konstant bleibt und einmal positiven, dann
negativen und schließlich den Wert Null besitzt. Ein
Zahlenbeispiel dient für die gesamte folgende Arbeit
Erläuterung der Einzelheiten. Es wird an-
153
Die neuen deutschen Hochfrequenz-Patente
Klasse Aus-
Nr. und gabe- Inhalt
Gruppe tag
469 082 21c/22 3. 12. 28. Mehrfachschaltstecker
*469208 | 2la1/71 | 6.12.28 Piezoelektrischer Frequenzmesser
*469 209 | 21a?/71 | 6.12.28 | Piezoelektrisches Resonanzrelais
469 247 | 21h/18 | 7.12.28 | Spulenkühlung für Induktlonsöfen
469 339 | 21g/4 15.12.28 | Relais
469 389 | 21a1/29 |10. 12.28 | Röhrenempfänger
469439 | 21a2/36 | 12.12.28 | Verstärkerschaltung
469471 | 2124/48 |14.12.28 | Ortsbestimmung
#169 490 | 21al/32 |13. 12. 28 | Bildübertragung]
469595| 21g/13 |17.12.28 | Röhre mit mehreren Anoden
469 874 | 21a1/6 9.1.29 | Frequenzvervielfachung
469914 | 21a4/74 |28.12.28| Kopplungseinrichtung
469 982 | 21g/11 2.1.29 | Gleichrichter
*470 068 | 21a1/9 8.1.29 | Kurzwellen-Röhrensender
470069 | 21a4/72 | 5.1.29 | Schalter
*470143| 21a4/27 | 11.1.29 | Relaisvorrichtung
470 187 | 21g/31 7.1.29 , Magnetische Legierung
470 280 | 21a/72 | 14.1.29 | Kopfhöreranschluß
*470 322 | 21a4/15 | 18.1.29 | Modulationsschaltung
*470 384 | 21at/32 | 12.1.29 | Bildübertragung
*470 421 | 21g/13 | 21.1.29 | Herstellung von Oxydkathoden
470 594 | 21a2/l 22. 1.29 | Lautsprecher
470 595 | 21a4/58 | 26.1.29 | Störbefrelung auf Fahrzeugen
*470 752| 2lat/6 | 30.1.29 | Kühlung von: Eisenteilen bei
Hochfrequenzgeräten
470 753 | 21at/16 | 26.1.29 | Tasten von Röhrensendern
470755 | 21c/63 | 31.1.29 | Frequenzregler.
470758 | 2lg/Il | 26.1.29 | Fester Gleichrichter
470805 | 21c/46 | 31.1.29 | Synchronisierungs-Einrichtung
470033 | 21c/22 | 26.1.29 | Steckerbuchse
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlich referiert.
Ze
arran)
genommen: Wellenlänge 50 m. Selbstinduktion
5.10° cm. Natürlicher Widerstand etwa 10 Ohm.
Nimmt man an, daß auf den Kreis eine EMK von
der Form Z.sinwf wirkt, wobei das » der Eigen-
frequenz des Kreises entsprechen soll, weiterhin daß
R klein gegen wL ist, und daß die lokalen Schwin-
gungen in Phase mit der erregenden EMK sind, so
ergibt das Integral der Differentialgleichung:
d’i di U
L ae T R- E wE cos wt
j R
> L (sin at—e SAL sin W r)
k
í R
u=-0_L „(eos ot—e (37): cos ot)
Letzterer Ausdruck stellt die Ueberlagerung des
Stromes im stationären Gebiet und im vorüber-
gehenden dar. Der Fall für positives R ist bekannt
als der klassische Fall der gedämpften Schwingung.
Die Zeitkonstante des Kreises wird als die Zeit defi-
niert, die vergelit, bis der Strom zwei Drittel seines
154
Maximalwertes erreicht. Das Zahlenbeispiel ergibt
folgende Tabelle:
Stationäres Gebiet Zeitkons tante
Widerstand Klemmen- Anzahl der
Strom spannung Sekunden Schwingungen
10 Ohm| E/I0 | 6xE 10-6] 6
5 n E/5 12zE 2.5 12
1 i E 600x E 10. ,, 60
02 ,„ 5E 300rE 50. „ 300
01 , 10 E 600 xE 100. , 600
0.01 „ | 100 ÈE 6000 x E | 1000. „ 6000
Für den Fall, daß R negativ ist, hat die Formel
ebenfalls Geltung. Der Exponentialausdruck wächst
mit der Zeit und wird sehr rasch überwiegend. Da
die Größe des negativen Widerstandes sehr bald
durch die Leistungsfähigkeit der Energiequelle be-
grenzt wird, ist das Wachsen der Amplituden eben-
falls begrenzt. Es ergibt sich, wenn eine EMK in
den Zeitpunkt ?=0 auf den in Ruhe befindlichen
Kreis zu wirken beginnt, für verschiedene Werte des
negativen Widerstandes folgende Tabelle:
Amplitude des Exponentlalgliedes e 2Z für
Zeit
R = —1 Ohm — § Ohm — 20 Ohm
10—6 sec 1,1 1,65 7,4
5.10—6 1,65 12,2 2.104
10—5 , 2,7 150 5.108
2.10—5 ,„ 7,4 2.104 25.1016
Für den Fall, daß der Kreiswiderstand 0 wird, geht
die Differentialgleichung über in
di i
Lyp toT E o cos w t
deren Integral ist
1 t-sin wt, daraus u= o-t-sinwi
2L
Das stationäre Gebiet liegt bei unendlich großen
Amplitudenwerten, aber auch die Zeit, in der der
stationäre Zustand erreicht wird, ist unendlich. Das
Anwachsen des Stromes ist nicht mehr durch den
Widerstand des Kreises, sondern durch seine Selbst-
induktion begrenzt. Wird das Zahlenbeispiel für
R = 0 und dann auch noch für kleine Werte von R
durchgerechnet, indem man den Exponentialausdruck
in Reihen entwickelt und Glieder höherer Ordnung
vernachlässigt, so ergibt sich folgende Tabelle, die
zeigt, in welchem Grade kleine Werte von R ver-
nachlässigt werden können.
Wider Soma nn S annungs
. p >
"Zeit stand 1 PS 2: Se maximum
Ba ¿| Summe
R 2L 8 L2 u
10-6sec O0 E/1O 0 E/10 6rE
10-5 „ 0 E 0 E 607E
10-4 „ 0 10.E 0 10. E 600 x E
10-3 „ 0 100.E 0 100.E | 6000x E
10-6 „ 0,1 Ohm E/iO — E/10 6x E
10—5 | E E/20 SE 572 E
2.105 ,„ a 2.E E/S 1,8 E 108 xz E
10-6 „| 1 Ohm! Z/IlO — EJ10 6a E
5.10—6 „ P E/2 E/8 0,38 E 2 aE
10—5 , A E E/2 0,5 E Iar E
Referate.
Die Empfindlichkeit eines Kreises ohne Wider-
stand ist unendlich. Bei endlicher Betrachtungsdauer
wird die Größe der Endamplitude durch die Selbst-
induktion bestimmt. Wirkt eine EMK nur sehr kurze
Zeit auf einen Kreis, so bleiben kleine Widerstands-
werte ohne nennenswerten Einfluß. In Praxis kann
man bei Betrachtung von Zeitabschnitten, die kleiner
als 10” sec sind, jeden Widerstand, dessen Absolut-
wert kleiner als 0,1 Ohm ist, als 0 betrachten. Davon
wird im weiteren Gebrauch gemacht.
Für den Fall, daß der Kreiswiderstand eine variable
Funktion der Zeit wird, geht die Differentialgleichung
über in
di di ) ù
Læt On Te» FE cos w t.
Diese Gleichung ist nur noch sehr schwer und unter
gewissen Voraussetzungen zu lösen. Da sie das
Problem nicht einmal völlig erfaßt, weil nämlich R
auch noch eine Funktion des Stromes (bei Erreichung
der Röhrensättigung) wird, so verzichtet der Ver-
fasser auf die außerordentlich schwierige mathema-
tische Behandlung des Problems und beschränkt sich
auf eine qualitative Analyse der Vorgänge, die für die
vorliegende Arbeit völlig ausreichend ist.
Im folgenden wird an der Hand der Differential-
gleichung für den Schwingungskreis der Einfluß der
einzelnen Faktoren diskutiert. Weder EMK noch
Widerstand ändern die Eigenfrequenz nennenswert,
sondern beeinflussen fast auschließlich die Amplitude.
Ist die Frequenz der Widerstandsänderung größer als
die Eigenfrequenz des Kreises, so ist ihr Einfluß zu
vernachlässigen; ist sie kleiner, so bewirkt sie gleich-
sinnige Amplitudenschwankungen. R kann ohne
großen Fehler für ein oder mehrere aufeinander-
folgende Perioden durch seinen Mittelwert ersetzt
werden.
Angewendet auf den Fall der Superregeneration.
werden die im vorhergehenden gemachten Betrach-
tungen benutzt, um die Vorgänge in einem Kreis,
dessen Widerstand abwechselnd positiv und negativ
ist, im einzelnen zu analysieren. Für sein Zahlen-
beispiel nimmt der Verfasser eine unhörbare „Modu-
lations“-frequenz von 10000 Perioden an. Die
Variation des Widerstandes soll ungefähr dem Sinus-
gesetz folgen. Siehe Bild 1, I. Die Schwingungs-
amplituden sollen so klein bleiben, daß die gerad-
linigen Teile der Charakteristik nicht überschritten
werden. Ersetzt man R während einiger Perioden
durch seinen Mittelwert, so erhält man die treppen-
förmige Kurve Il. Im Zahlenbeispiel wird die Modu-
lationsperiode in 20 Elemente von 5.10~° sec zerlegt.
Als Ausgangspunkt der Betrachtung gilt der Moment,
-— om „JE, „An a np SE
PL re ng a
Referate.
in dem der Widerstand sein positives Maximum er-
reicht hat. In diesem Zeitpunkt befinde sich der
Kreis in Ruhe, und eine EMK =E sin w t beginne auf
ihn zu wirken.
Tabelle I zeigt, daß der Strom bei dem ange-
nommenen Widerstand von 10 Ohm den stationären
E
Anıplitudenwert 10 ereicht. Die Spannung an den
Klemmen ist 6 n E und die Zeitkonstante 10°. Der
angenommene Abschnitt 1—2 ist fünfmal so groß, so
daß das stationäre Gebiet praktisch erreicht wird.
Sinngemäß gilt das gleiche von den folgenden Ab-
schnitten, in denen der Widerstand immer noch
mehrere Ohm beträgt. Im Abschnitt 4—5 ist der
Widerstand etwa 4 Ohm und die Zeitkonstante gleich
der Dauer des Abschnittes, so daß der stationäre
Wert von 20 x E nicht völlig erreicht werden dürfte.
In den Intervallen 5—7 wird der Widerstand kleiner
als ein Ohm. Sein Vorzeichen spielt, wie oben er-
wähnt, keine Rolle. Er kann vernachlässigt werden,
und die Selbstinduktion des Kreises begrenzt das An-
wachsen der Schwingungen. Die Zunahme der
Spannung während dieser Zeit dürfte etwa 30 a E
betragen, so daß die Gesamtspannung im Augenblick
7 etwa zwischen 30 und 50 z E liegen wird.
Das Anwachsen der Schwingungen ist wegen der
geringen Zeit, in der der Widerstand praktisch © ist,
nur sehr gering. Die so erhaltene Verstärkung ist
bedeutend kleiner als die, die man mit einem nor-
malen Rückkoppelungsempfänger erhalten kann, denn
bei einer Schwebungszahl von etwa 1000 kann man
bei Telegraphieempfang an den Klemmen des Schwin-
gungskreises eines solchen Spannungen von der
Größenordnung von 3000 z E erhalten. Ist E sehr
klein, so ist die im Moment 7 erreichte Spannung
sicher so klein, daß die Voraussetzung zu Recht be-
steht, daß bis zu diesem Augenblick der Arbeitspunkt
auf der Charakteristik keine nennenswerte Verschie-
bung erleidet.
Sobald der negative Widerstand des Kreises nicht
mehr vernachlässigbar ist, gewinnt er entscheidenden
Finfluß, da er das Anwachsen der freien Schwin-
gungen begrenzt. Der stationäre Zustand und der
Einfluß des ankommenden Zeichens wird sehr rasch
vernachlässigbar. In vorliegendem Beispiel geschieht
das etwa zu Beginn des Abschnittes 7—8, in dem der
negative Widerstand den Wert von etwa 3 Ohm er-
reicht. Tabelle II zeigt, daß der Amplitudenwert in
diesem Abschnitt auf etwa das 4--5fache steigt.
Sinngemäß gilt das gleiche für die Abschnitte 8
bis 16, in denen die Amplituden jeweils mit zunächst
wachsenden, dann wieder auf 1 zurückgehenden
Faktoren multipliziert werden. Nimmt man an, daß
die Endamplitude, die in dem Augenblick, in dem die
Widerstandskurve den Wert O passiert, erreicht wird,
noch genügend klein bleibt, so daß die Krümmung
der Charakteristik keinen Einfluß hat, so ergibt sich,
daß sie der anregenden EMK proportional ist, da die
erzwungenen Schwingungen im Augenblick 7 ihnen
ja auch proportional waren.
Der Verfasser diskutiert dann den Fall, in dem dic
Amplitude der freien Schwingungen einen solchen
Wert erreicht, daß die Röhre übersteuert wird. So-
bald der Kreiswiderstand nicht mehr allein eine
Funktion der Zeit, sondern auch eine Funktion der
155
Amplitude geworden ist, weicht sein Verlauf von der
zuvor angenommenen sinusförmigen Kurve ab. Zur
quantitativen Untersuchung müßte man die Funktion
des Widerstandes in Abhängigkeit von der Ampli-
tude kennen. Da dies nicht der Fall ist, beschränkt
sich der Verfasser darauf, die Widerstandskurve in
den in Betracht kommenden Teilen auf Grund nähe-
rungsweiser Annahmen zu korrigieren. Die Maximal-
amplitude hängt dann nicht mehr allein von der ein-
fallenden Feldstärke ab und ist ihr nicht mehr pro-
portional. Es kann sogar ein Moment erreicht
werden, in dem bei voller Sättigung der Röhre jede
Aenderung der Zeichenstärke keine Vermehrung der
Amplitude der freien Schwingungen, also auch nicht
der Endlautstärke bewirkt. Man kann also entweder
eine Verstärkung erhalten, die der Zeichenstärke
proportional bleibt, also auch einer eventuell vor-
handenen Modulation, oder eine durch die Leistung
der Röhre begrenzte Verstärkung, die praktisch auch
bei kräftigen Feldstärkenschwankungen gleichmäßig
bleibt, wenn eine bestimmte Grenze nicht unter-
schritten wird.
Diese Folgerungen des Verfassers sind meiner
Meinung nach bei Verwendung eines integrierenden
Detektors nicht ganz zutreffend. Die Amplituden-
kurve umfaßt in ihrem ersten Teil entsprechend den
verschiedenen einfallenden Feldstärken stets ver-
schiedene Flächen. Es ändert sich also nur die Größe
des Proportionalitätsfaktors, wenn auch in sehr
weiten Grenzen.
Wird der Widerstand wieder positiv, so klingen
in dem nunmehr gedämpften Schwingungskreis die
Schwingungen fortlaufend ab. Tabelle II kann zur
Erörterung dieses Falles ebenfalls angewendet
werden, wenn das Vorzeichen von R umgekehrt wird.
Würde die Aenderung des Widerstandes absolut
symmetrisch verlaufen, so würden die Schwingungen
genau so abklingen, wie sie vorher zunahmen, und
ebenso lange anhalten. Ist der positive Widerstand
im Mittel etwas größer oder langdauernder als der
negative, so klingen die Schwingungen schneller ab.
Es ist wichtig, die Restamplitude der freien Schwin-
gungen im Augenblick des Beginnens der neuen
Periode zu kennen, ein Umstand, den angeblich
frühere Autoren übersehen haben.
Der Verfasser unterscheidet nun verschiedene
Hauptfälle. Fall a): Der positive Widerstand ist ge-
nügend groß, so daß die Restamplitude im Vergleich
zur Signalstärke völlig vernachlässigt werden kann.
Jede Modulationsperiode kann für sich unabhängig
betrachtet werden. Fall b): Ist der positive Wider-
stand zu klein oder zu kurz dauernd, so klingen die
Schwingungen nicht völlig ab und besitzen zu Beginn
der folgenden Periode Amplituden von etwa gleicher
Größenordnung wie die erzwungenen Schwingungen
des Zeichens. Beide Schwingungen überlagern sich
und man erhält ein neuartiges stroboskopisches
Phänomen. Stimmen die Anzahl der Schwingungen,
die der Empfangskreis während der Dauer der
Modulationsperiode ausführte, genau mit der Anzalıl
der Schwingungen der einfallenden EMK überein, so
verstärken sich Restschwingung und einfallende, bis
schließlich der Fall der Röhrensättigung eintritt. Der
allgemeinere Fall ist, daß die Zahl der Perioden nicht
genau übereinstimmt. Setzen wir die Frequenz des
Zeichens gleich F und die der freien Schwingungen
156
Referate.
gleich F’, so ergeben sich F—F’ Schwebungen und
F—F'
Schwebungen in der Modulationsperiode. Diese
Zahl kann eine ganze Zahl n sein oder besser eine
Zahl n + oder — einem Bruch, der kleiner als % ist.
7 f
ammas
Setzt man dementsprechend -=n+7, so ent-
stehen zwischen zwei gleichen Zeitpunkten zweier
aufeinanderfolgender Modulationsperioden zwischen
den freien und erzwungenen Schwingungen n + p/q
Schwebungen. Ist p gleich 0, so herrscht Phasen-
gleichheit, und es tritt derselbe Fall ein wie für n
gleich 0. Ist p von 0O verschieden, so beträgt die
p
Phasendifferenz £) 27. Die resultierende Amplitude
ist also nicht immer die gleiche, sie ändert sich mit
der Frequenz gen, Die freien Schwingungen sind
demnach (Sättigungsfall der Röhre ausgeschlossen!)
mit der Frequenz f moduliert.e. Die Anwendung der
Modulationsfrequenz läßt an Stelle der reellen
Schwebungszahl F-F’ eine neue Modulation von der
Frequenz f erscheinen, die gleich der Differenz F-F’
mal einem ganzen Vielfachen von # ist. Im einzelnen
kann die Frequenz f hörbar sein, auch wenn F-F’ es
nicht ist.
Aus dem in den letzten Abschnitten Gesagten
folgt, daß es nicht einzige Art von Superregeneration
gibt, sondern eine unbegrenzte Zahl von verschiede-
nen Wirkungsweisen, die sich auf alle Stufen des
einfachen Rückkoppelungsempfangs bis zur modu-
lierten Sendung verteilen. Hieraus erklären sich die
scheinbaren Widersprüche verschiedener Verfasser.
In der Hauptsache werden in der vorliegenden
Arbeit nur drei völlig verschiedene praktische Emp-
fangsarten beschrieben, deren Grenzen natürlich nicht
als scharf angesehen werden dürfen. Der erste Fall
(Fall A oder Telephoniesuperregeneration genannt)
stellt das dar, was im allgemeinen unter Super-
regeneration verstanden zu werden pflegt. Die freien
Schwingungen bzw. deren Endamplituden bleiben der
einfallenden EMK proportional und klingen in jeder
Modulationsperiode völlig aus. Der zweite Fall
(Fall B oder stroboskopische Superregeneration) ent-
hält den vorher erwähnten Fall, daß der positive
Widerstand so bemessen ist, daß die freien Schwin-
gungen nicht völlig ausklingen, und daß der Rest mit
denen des Zeichens Schwebungen ergibt. Es lassen
sich so mehrere Pfeifstellen erhalten, die zum Emp-
fang ungedämpfter Telegraphie geeignet sind. Dritter
Fall (Fall C oder störbefreiter Empfang) tritt ein,
wenn durch die ankommende Feldstärke die freien
Schwingungen regelmäßig bis zur Röhrensättigung
getrieben werden können. Atmosphärische oder
ähnliche Störungen können dann nur untergeordneten
Einfluß haben. In den Zwichenpausen wird das Ge-
räusch der Störungen als Rauschen hörbar, während
die Zeichen selbst als geräuschfreie Stellen hervor-
treten. Moduliert man sie mit Tonfrequenz, so er-
scheint der Ton absolut rein in dem Geräuschspiegel.
Weiter wird nun der Einfluß der Wellenlängen
diskutiert. Je kürzer die Welle, desto kleiner wird
die Zeitkonstante, und damit wird die Wirkung der
Anordnung besser. Bei zunehmender Wellenlänge
wird die Zeitkonstante größer, und es gibt eine
Grenze, an der selbst bei günstigster Bemessung des
Kreises die Superregeneration unwirksam wird
(praktisch einige 100 m Wellenlänge).
Die Empfindlichkeit einer solchen Anordnung ist
praktisch wegen des enormen Anwachsens der freien
Schwingungen ungeheuer. Eine Grenze ist durch die
verminderte Selektivität gegeben, die dadurch bedingt
wird, daß nur in sehr kurzen Zeiträumen der Wider-
stand faktisch 0 ist. Störungen werden durch jede
äußere Störung, aber auch schon durch jede Unregel-
mäßigkeit in der Emission gegeben. Infolgedessen
hört man im Superregenerationsempfänger fast stets
ein wasserfallähnliches Rauschen, das an Stelle des
äußeren Störspiegels tritt und damit die Empfindlich-
keit praktisch begrenzt, während bei günstiger Be-
messung der Kreise Zeichen noch aus dem äußeren
Störspiegel herausgehoben werden können. Weiter
werden Folgerungen für die Rückkoppelungsfrequenz
und die Widerstandskurvenform gezogen und dann
an oszillographischen Aufnahmen die experimentelle
Bestätigung der vorrliegenden Betrachtungen gezeigt.
E. Busse.
W. Piitzer. Die Selbsterregungsbedin-
gungen bei Rückkopplungsröhren-
sendern für sehr kurze Wellen. Flektr.
Nachrichtentechnik 5, S. 348—369, 1928, Heft 9. Aus
dem Institut für Schwachstromtechnik der Techn.
Hochschule Dresden.
Bild 1.
Es werden die bei Röhrensendern für sehr kurze
Wellen (2 = 2,5—6 m) tatsächlich bestehenden Schal-
tungen entwickelt unter Berücksichtigung der Erd-
| Schaltung A
Bild 2.
der Röhrenkapazitäten und der Zu-
kapazitäten,
leitungen innerhalb der Röhren. Um zu möglichst
kurzen Wellen zu gelangen, werden an die Röhre nur
Drahtbügel angeschlossen. Im allgemeinsten Fall
lassen sich die drei Elektroden durch drei Bügel ver-
binden (Bild 1). Die dabei tatsächlich vorhandene
` Schaltung wird durch einfache Umrechnungen unter
~ rechnerisch nachgeprüften Vernachlässigungen in eine
u.
aus drei Schwingungskreisen bestehende Spannungs-
teilerschaltung umgeformt (Bild 2). Durch Entfernen
- der Drahtbügel L, (Bild 3) oder ZŁ, und L, (Bild 4)
~ ergeben sich die gebräuchlichen Anordnungen; Bild 3
~ wird vorwiegend in Gegentaktanordnung (vgl. Bild 5)
* benutzt, Bild 4 ist die bekannte Einröhren-Schaltung
~ sowohl für Sender als Empfänger.
Schaltung B.
Bild 3.
Durch Messung und Rechnung wird bewiesen, daß
sich in Bild 2 und 3 stets eine Eigenwelle des zwei-
welligen Schwingungskreises, in Bild 4 die Eigenwelle
des Kreises erregt, der sich aus den drei Teilwider-
EN
‚euer
ständen R, R, R, zusammensetzt. Für die Eigenwellen
der mehrfach in sich verzweigten Schwingungsgebilde
werden Formeln abgeleitet. Der Vergleich der Phasen
Schaltung C.
Bild 4.
von R, R, N, mit den für die Selbsterregung erforder-
lichen Phasen ergibt, welche der beiden Eigenwellen
entsteht. Dabei kann die Schaltung in Bild 1 in zwei
Zuständen schwingen: Entweder sind Teilkreis WR,
kapazitiv, W, t, induktiv oder R, induktiv, N, M,
kapazitiv. Im ersten Fall ist die Rückkopplung induk-
tiv, im zweiten kapazitiv. Die Sonderschaltung in
Bild 3 Kann nur mit induktiver Rückkopplung schwin-
gen, weil bei ihr der Teilkreis W, nur kapazitiv sein
kann, entsprechend gilt für Bild 4 nur mit kapazitiver
Rückkopplung wegen der nur kapazitiven R, und WR,
Man kann für jede Schaltung bei gegebenen Kapazi-
täten unter Berücksichtigung der Selbsterregungs-
bedingungen Diagramme zeichnen, aus denen die für
„‚Selbsterregung erforderlichen Größen von L, L», L,
„im voraus zu ersehen sind. Ferner kann man aus
..Jiesen Diagrammen die Art der Rückkopplung, ob
‚ sapazitiv oder induktiv, erkennen.
Referate.
157
Zur weiteren Untersuchung der Arbeitsweise der
Sender werden die Schwingungsströme in den Draht-
bügeln gemessen. Die Strommesser Thermo-
elemente oder Glühlämpchen werden mittels
kleiner Drahtschleifen induktiv angekoppelt (Bild 5).
Alle weiteren Ströme sowie die Spannungen an
R, R, R, (Gitter- und Anodenwechselspannung),
Rückkopplungsfaktor und: Anodenwechselwiderstand
lassen sich mit Hilfe der bekannten Widerstände der
Röhrenkapazitäten und der Drahtbügelinduktivitäten
bestimmen. Der Dämpfungswiderstand des Senders
— zum größten Teil Strahlung der Drahtbügel — wird
durch Aufnahme von Resonanzkurven bei nicht ge-
heizter Röhre ermittelt. Die Ströme haben bei be-
stimmten Größen der Drahtbügel, wobei ZL,, La und L;
E ichung
der
Messchleifen.
Bild 9.
in bestimmten Verhältnissen zueinander stehen
müssen, ein Maximum, für welches der berechnete
Anodenwechselwiderstand Ra gerade gleich dem durch
die Betriebsbedingungen festgelegten Grenzanoden-
widerstand Ryr wird. Für sehr kleine L,, L,, L, ist
Ra = Rgr nicht mehr zu bekommen, d. h. die Haupt-
schwierigkeit bei der Erzeugung möglichst kleiner
Wellenlängen wird durch Eintritt des unterspannten
Zustandes verursacht. Infolge der unveränderlichen
Röhrenkapazitäten wird das Verhältnis zwischen 7.
und C zu ungünstig. Bei induktiver Rückkopplung
(NR, kapazitiv, NR, NR, induktiv) sitzt die Schwingungs-
energie größtenteils in den Teilkreisen N. und R,, bei
kapazitiver Rückkopplung (R, induktiv, R, NR, kapa-
zitiv) in W,. Praktische Bedeutung haben nur die
Schaltungen in Bild 3 und 4.
Vergleichsmessungen in ganz gleichen Schaltungen
mit denselben Röhren bei 100- und mehrfacher
Wellenlänge stimmen mit den Kurzwellenmessungen
völlig überein. Die bekannten Selbsterregungsgesetze
haben für die untersuchten Kurzwellen also volle
Gültigkeit, wenn im Gegensatz zu langen Wellen die
Strahlungsdämpfung der Sender berücksichtigt wird.
Schließlich wird der Einfluß der Elektronenlaufzeit
auf die Selbsterregung erörtert, der jedoch erst bei
2 < 25 m merklich zu werden scheint.
G. W. Pickard. (The Wireless Speciality Appa-
ratur Co., Boston Mass.) Ueber die Beziehun-
gen der Empfangsintensität zu Luft-
temperatur und Luftdruck. (Sorme cor-
relations of radio reception with atmospheric tem-
158
pcrature and pressure.) Proc. Inst. Radio Eng. 16,
S. 765—772, 1928.
Der Verfasser hat über einen längeren Zeitraum
in Newton Centre (Mass.) die Intensität des Nacht-
cmpfangs von: zwei Rundfunkstationen, einer in Chi-
cago, einer anderen in Passadena (Kalifornien) ge-
messen. Er hat dann die prozentische Abweichung
der Intensität in irgendeiner Nacht von dem Mittel-
wert über 27 Tage (d. h. 13% Tage vor und 13% Tage
nach der betreffenden Nacht) berechnet, um den Ein-
fluß der Sonnentätigkeit mit ihrer Periode von 27
Tagen auszuschalten. Vergleicht man diese prozen-
tischen Abweichungen mit der mittleren Lufttempe-
ratur am Empiangsort während der betreffenden
Nacht, so findet man eine Beziehung derart, daß
einer hohen Temperatur im allgemeinen eine hohe
Empfangsintensität entspricht. Das ist genau das
Gegenteil von dem, was L. W. Austin und I. J.
Wymore (vgl. ds. Jahrb. 29, S. 132, 1927) für den
Tagempfang finden.
Auch eine Beziehung zwischen Luftdruck und
Intensität des Nachtempfangs stellte sich heraus der-
art, daß die Empfangsintensität anwuchs, wenn ein
Tiefdruckgebiet über die Empfangsstation wanderte.
Der Verfasser betont am Schluß, daß er natürlich
diese Beziehungen nicht als solche von Ursache und
Wirkung auffaßt, da nicht einzusehen ist, wie Luft-
temperatur oder Luftdruck direkt die Empfangsinten-
sität beeinflussen könnte. J. Zenneck.
W. A. Schneider. Oszillographische Auf-
nahme von Röhrencharakteristiken.
(Use of an oszillograph for recording vacuum-tube
characteristics.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 674
bis 680, 1928.
Bücherbesprechungen.
Zur Aufnahme, z. B. der Relais-Charakterist‘
(ia L e,), ist ein Siemensscher Oszillograph b
nützt worden, dessen Schleife der Anodenstrom ::
zugeführt wird und dessen Lichtzeiger eine rote
rende Trommel mit photographischem Papier triip"
förmigen Spannungsquelle entnommen, so daß sie if:
der Nähe des Durchgangs durch Null der Zeit pre}:
portional wird.
besonders solche für verhältnismäßig hohe Gitter].
spannungen. J. Zenneck.
R. T. Beatty. Die Stabilität eines Röh-t:
renverstärkersmitabgestimmten Kreij?
sen und Rückkopplung. (The stability oia:
valve amplifier with tuned circuits and internal reacti-:
on.) Proc. Phys. Soc. London, 40, S. 261—268, 19%.:
Eingangs-, Ausgangs- und Zwischenkreise sind ab!
gestimmt. Die Rückkopplung erfolgt nur durch die |
Gitteranoden-Kapazität jeder Röhre. Es werden dit i
Gleichungen für die Stabilität des Verstärkers auf:
gestellt, außerdem wird noch eine graphische Dar-
stellung gegeben, aus der man nach Einsetzen de
einzelnen Größen sofort entnehmen kann, ob die
Verhältnisse stabil bleiben, wenn man 1, 2, 3 oder °
viele Röhren verwendet. Einzelheiten müssen it:
Original nachgelesen werden. Aehnliche Darstellum.
gen sind gegeben von Posthumus. Tydschrif
Nederl. Radiogenootsch. 3, S. 106—112, 192 und:
Hull, Phys. Rev. 27, S. 432—454, 1926. !
E. Lübcke |
Eingegangene Bücher.
(Ausführliche Besprechung einzelner Werke vorbehalten.)
Elektrischen Fernmelde-
wesens. Hrgg. von Dr. ing. E. h. Ernst Feyer-
abend, Staatssekretär im Reichspostministerium;
Dr. rer. pol. Hugo Heidecker, Oberpostrat im
Reichspostministerium; Prof. Dr. phil. Franz Brei-
sig, Abteilungsdirigent im Reichspostministerium;
August Kruckow, Präsident des Reichspostzentral-
amtes. Erster Band A—K, VII u. 830 S., mit 1319
Abb., gr. 8°; 2. Band L—Z. IV u. 903 S., mit 1450 Abb.
Berlin 1929, Verlag von Julius Springer. Geb.
RM. 192.—.
Handbuch der Experimentalphysik. Hrgg. von
W. Wien u. F. Harms. Unter Mitarbeit von H.
Lenz. Band 13, 2. Teil. — Physik der Glühelektro-
den. Von Prof. Dr. W. Schottky u. Dr. Ing. H.
Rothe. — Herstellung der Glühelektroden. Von Dr.
rer. techn. H. Simon. -— Technische Elektronen-
röhren und ihre Verwendung. Von Dr. Ing. A.Rothe.
X u. 492 S. mit 179 Abb., 8°. Leipzig 1928, Akademi-
sche Verlaxs-Gesellschaft m. b. H. Geh. RM. 44.—,
geb. RM. 46.—.
Verstärkermeßtechnik. Instrumente und Methoden.
Von Manfred von Ardenne. Unter Mitarbeit von
Wolfgang Stoff und Fritz Gabriel. Mit einem
Geleitwort von Professor Dr. M. Pirani. VI u.
Handwörterbuch des
235 S. mit 246 Abb., 8°. Berlin 1929, Verlag von Jul: ;
lius Springer. Geh. RM. 22,50, geb. RM. 24-i:
Données Numériques de Radioćlectricité. Von Ri“
Mesny, Professeur d Hydrographie de la Marine :
Directeur de Laboratoire national de radioelectri-:
cité. Extrait du Vol. VI des Tables Annuelles de n
stants (1923—1924). VII u. 26 S. mit 39 Abb.,
Paris 1928. Verlag Gauthier, Villars & ci
Geh. Fr. 15.—, geb. Fr. 30.—.
The Physical Principles of Wireless. Von J. N
Ratcliff. Band 3 von Methuens Monographs on’
Physical Subjects. 104 S. mit 37 Abb., kl. 8°. Lon-`
don 1929, Methuen & Co. Ltd. f
N
„
Die Beseitigung der Funkempfangsstörungen. Von;
Postrat Dipl.-Ing. Ferd. Eppen. Eine praktische
Anleitung. Aus der Fachıschriftenreihe des „Funk‘.
Band 1. Mit einem Geleitwort von Dr. Bredow..
Rundfunkkommissar des Reichspostministeriums -
31 S. mit 14 Textabbildungen. Berlin 1928, W eid-
mannsche Buchhandlung. Geh. RM. 0,60. |
Wie schütze ich mich vor Störungen? Von Gusta
Büscher. 35 S. mit 48 Abb. Berlin 1929, Verla
von Hermann Reckendorf, G. m. b. H. Get!
RM. 0,50. l
—
tz Winke für den Antennenbau. Von Edmund Roß-
ann. Mit Anhang Antennenrecht von Dr. A.
„reydte. 55 S. mit 50 Abb. Berlin 1929, Verlag
«n Hermann Reckendorf, G. m. b. H. Geh.
-M. 0,50.
‘x Bildfunk und Rundfunkhörer. Von Dipl.-Ing. Wolf-
ng Federmann. 60 S. mit 48 Abb. Berlin 1929,
"erlag von Hermann Reckendorf, G. m. b. H.
12h. RM. 0,50.
Die Elektronenröhre und ihre Anwendung in der
ınktechnik. Von Albrecht Forstmann. 55 S.
it 56 Abb. Berlin 1929, Verlag von Hermann
veckendori, G. m. b. H. Geh. RM. 0,50.
Universal-Schaltungsbuch. Von Joachim Wink-
»elmann, 50 Neue und grundlegende Schaltungen
"3m einfachen Audion bis zum modernsten Viel-
-Ööhren-Gerät. Deutsche Radio-Bücherei Bd. 3. 2.
-serbesserte und erweiterte Auflage. 56 S. mit 68
~bb., kl. 8°. Berlin 1929, Deutsch-Literarisches In-
‚tut. Geh. RM. 1,50.
Fünf Hochleistungs-Empfänger. Von Joachim
-/inckelmann. Mit vollständigen Bauanweisun-
.en und Schaltbildern. Deutsche Radio-Bücherei,
Bücherbesprechungen. l
159
m m a P S EEA EAE E E O E ES
Bd. 4. 49 S. mit 16 Abb., kl. 8°. Geh. RM. 1,50.
Dazu 4 Baupläne in natürlicher Größe Nr. 41—44, je
RM. 1.—. Berlin 1929, Deutsch-Literarisches Institut.
Vier Röhren-Schirmgitter-Jowidyne. Von Joachim
Winckelmann. Ausführliche Bauanweisung mit
einem Bauplan in natürlicher Größe. Radiotechnische
Sammlung, Bd. 6. 16 S. mit 10 Abb., kl. 8°. Ber-
lin 1929, Deutsch-Literarisches Institut. Geh. RM. 1,50.
Der „Be“-Kurzwellenempfänger für Kurzwellen-
und Rundiunkempfang. Von Walter Ziebarth.
Ausführliche Bauanweisung mit einem Bauplan in
natürlicher Größe. Radiotechnische Sammlung, Bd. 4.
15 S. mit 4 Abb., kl. 8°. Berlin 1929, Deutsch-Lite-
rarisches Institut. Geh. RM. 1,50.
Der Deli-Sinus-Drei. Dreiröhren-Lichtnetz-Laut-
sprecher-Empfänger für Wechselstrom. Von Erich
Schwandt. Ausführliche Bauanweisung mit einem
Bauplan in natürlicher Größe. Radiotechnische
Sammlung, Bd. 5. 15 S. mit 8 Abb., kl. 8°. Berlin
1929, Deutsch-Literarisches Institut. Geh. RM. 1,50.
Radio-Literatur. Spezialkatalog Nr. 6, Jahrgang
1929, Merian-Verlag, München.
Bücherbesprechungen.
Die Technik elektrischer Meßgeräte. Von Dr.-
-1g. Georg Keinath, Direktor im Wernerwerk
“er Siemens- und Halske-A.-G., Honorarprofessor an
“er Techn. Hochschule Charlottenburg. 3. voll-
tändig umgearbeitete Auflage. Band
: Meßgeräte und Zubehör. 620 S., 561 Abb., Gr. 8.
-928. Broschiert M. 33.—; in Leinen gebunden
1. 35.—. Band II: Meßverfahren: 424 S., 374 Abb.,
ir. 8°. 1928. Broschiert M. 22.50; in Leinen geb.
A. 24.50. Verlag R. Oldenbourg, München.
nhalt Bd. I: Allgem. Eigenschaften elektrischer
Meßgeräte. -- Baustoffe für elektr. Meßgeräte. --
Beschreibung der Meßwerke. — Schreibende Meß-
- geräte. — Zubehör für Meßgeräte. — Namen- und
Sachverzeichnis.
| nhalt Bd. Il: Spannungsmessung. — Strom-
= messung. — Leistungsmessung. — Leistungsfaktor-
= messung. — Frequenzmessung. — Synchronisier-
© geräte. — Fernmessung. — Messung von Wider-
ständen. — Messung von Kapazitäten. — Messung
von Induktivitäten. — Messung von Geschwindig-
keiten. — Zeitmessung. — Weg- und Längen-
messung. — Beschleunigungsmessung. — Druck-
messung. — Magnetische Messungen. — Anhang:
l. Regeln für die Berechnung und Prüfung von
Meßgeräten, 2. Regeln für Bewertung und Prü-
| fung von Meßwandlern. — Sachregister.
Die 3. Auflage des Werkes von Keinath ist
gegenüber den beiden vorhergehenden vollständig
‚umgearbeitet worden. Die Bereicherung des Inhaltes
machte eine Verteilung auf zwei Bände notwendig.
‚Der erste Band enthält die Beschreibung der Meß-
‚geräte und ihrer konstruktiven Grundlagen, der
zweite Band behandelt die Meßverfalıren.
= Die Ausführungen setzen sich zum Ziel, dem Phy-
‘Siker und Ingenieur diejenigen Kenntnisse zu ver-
mitteln, die zum praktischen Gebrauch eines Meß-
gerätes notwendig sind. Doch begnügt sich Kei-
nath nicht mit der Beschreibung der Konstruktion,
des Anwendungsbereiches und der besonderen Eigen-
schaften eines fertigen Meßgerätes, sondern macht
ausführliche Angaben über die Baustoffe, über die
Konstruktionselemente und vor allem über die Fehler-
quellen und (Cienauigkeitsgrenzen. Denn die beste
Ausnützung ist auch bei einem fertigen Gerät
nur möglich, wenn der Gebraucher dasselbe nicht
als ein fertiges Gebilde einfach hinnimmt, sondern
durch das Wissen um die Entstehungsgeschichte eine
persönliche Einstellung zu ihm gewonnen hat.
Da bei der Auswahl des Stoffes in erster Linie
die Bedürfnisse der allgemeinen Elektrotechnik be-
rücksichtigt wurden, so mußten Geräte und Meßver-
fahren, die nur in der Hochfrequenztechnik Anwen-
dung finden, gegenüber solchen der Niederfrequenz-
technik zurücktreten. Doch sind die wichtigsten Ge-
räte und Meßverfahren der Hochfrequenztechnik be-
handelt, darunter auch ausführlicher der Kathoden-
strahloszillograph.
Besonders hervorzuheben ist die klare Form der
Darstellung und die .übersichtliche Einteilung des
Stoffes, welche ein rasches Auffinden von Einzel-
heiten ermöglicht. Druck und Wiedergabe der Ab-
bildungen sind vorzüglich. Bei den Bildern von Ge-
räten wäre es mitunter wünschenswert, wenn durch
Angabe des Maßstabes die wahre Größe kenntlich
gemacht würde.
Das Werk von Keinath dürfte für jeden prak-
tisch tätigen Physiker eine unentbehrliche Ergänzung
zu den bekannten Büchern von Kohlrausen und
von Jäger bilden. Während die letzteren vor allem
laboratoriumsmäßige und Präzisions-Meßverfahren,
sowie die theoretischen Grundlagen der Meßverfal-
ren enthalten, bekommt man aus dem vorliegenden
Werk Aufschluß über die fertigen Geräte, auf die ja
heute kein Laboratorium mehr verzichten kann, vor
160
Bücherbesprechungen.
allem nachdem die Genauigkeit der „technischen
Meßgeräte in vielen Fällen diejenige der umständ-
lichen klassischen Laboratoriumsanordnungen erreicht
hat. Dazu kommt, daß durch die erwähnte ein-
gehende Form der Darstellung auch für den Ent-
wurf neuer Geräte wichtige Unterlagen gegeben sind.
Der reiche Inhalt macht das Buch auch für Lenr-
zwecke wertvoll und möge fortgeschrittenen Studie-
renden empfohlen werden.
E. Mauz.
Vorlesungen über Elektrizität. Von Prof. Dr. A.
Eichenwald. VII und 664 S. mit 640 Abb., 8”.
Berlin 1928. Verlag Julius Springer. Geh. RM.
36.—, geb. RM. 37.50.
An deutschen Lehrbüchern, die als Einführung in
die Elektrizitätslehre dienen können, besteht kein
Ueberfluß. Es ist deshalb zu begrüßen, daß das in
russischer Sprache schon in fünf Auflagen erschienene
Buch von A. Eichenwald in vollständig um-
gearbeiteter Form auch den deutschen Studierenden
zugänglich gemacht wird. — Das dem Andenken
Ferdinand Brauns, des akademischen Lehrers von
Eichenwald, gewidmete Buch bewältigt in drei
Hauptteilen den umfangreichen Stoff. Im ersten Teil,
betitelt „Das elektromagnetische Feld“, werden die
Grundtatsachen der Elektrizitätslehre behandelt. In
vier Unterteilen wird die Elektrostatik, der kon-
stante elektrische Strom, der Magnetismus und der
Elektromagnetismus dargestellt, wobei Feldtlieorie
und Fernwirkungstheorie nebeneinander herlaufen.
In einem den ersten Teil beschließenden Abschnitt
finden wir de Faraday-Maxwellschen Ideen,
Zug- und Druckspannungen, Verschiebungs- und Kon-
vektionsströme und ihre magnetischen Wirkungen,
die Versuche von Röntgen, Rowland und
Eichenwald und in elementarer Weise die Max-
wellschen Gleichungen mit den Konsequenzen für
die Ausbreitung des elektromagnetischen Feldes ın
recht anschaulicher Form entwickelt. — Der zweite
Teil „Elektronen“ ist der Besprechung der atomisti-
schen Struktur der Elektrizität gewidmet. Nach
einem Exkurs in die Gaskinetik wird die Elektrolysc,
die Elektrizitätsleitung in Gasen, die Radioaktivität
und in kurzen Zügen die Elektronentheorie behandelt.
— Im dritten Teile finden die Wechselströme, elek-
trische Schwingungen und Wellen ihre Behandlung.
Hervorgehoben sei, daß, wie im ganzen Buch über-
haupt, gerade hier besonders auch auf Meßmethoden
und Meßtechnik näher eingegangen wird. Die Dar-
stellung ist überaus klar und das Figurenmaterial fast
durchweg ausgezeichnet. — In einem Kapitel „Elektro-
magnetische Atomstrahlung“ werden die heutigen
Anschauungen über Strahlung entwickelt, ein kurzer
Abriß über die Quantentheorie beschließt das Werk,
dem als Anhang eine kurze, einfache Behandlung der
Maxwellschen Theorie beigegeben ist.
Ein gewissenhafter Referent darf, nachdem er alles
Lobenswerte gesagt hat, nicht verschweigen, wo
Mängel sind. Es sind im vorliegenden Fall meist nur
solche äußerlicher Art und betreffen die im Deut-
schen allzu lässig wirkende phonetische Wiedergabe
von Eigennamen, die in russischen Werken vielfach
gebraucht wird. Gerade ein wissenschaftlich ein-
führendes Werk soll dem jungen Studenten doch auch
die Namen derer im richtigen Gewand vermitteln, die
wesentlichen Anteil an dem Bau des wissenschaft .
lichen Gebäudes genommen haben. Beckerell,
J. Frank, M. Plank, Poggendorf, Milli-
can und andere Schreibarten sind für den deutschen
Leser unannelımbar; der Name Blondlot tritt aui |
S. 542 sogar in den Abarten Boldlot und Blod- '
lot auf, hier offenbar nur aus Versehen. Diese, wie
zahlreiche andere Druckfehler lassen sich aber be- '
heben und werden durch die anderen Vorzüge des .
Buches wettgemacht. K. W. Meißner.
Französischer Sprachführer für den Fernsprech-
weitverkehr. Von Albert Lang, Band III der
Einzeldarstellungen aus der elektrischen Nachrichten-
technik, VIIE.u. 120 S.,:8°. Weidmannsche Buch- |
handlung, Berlin, 1928, biegsamer Leinenband, M. 9—.
Bei öffentlichen Ferngesprächen nach fremden
Ländern, sei es über Draht, sei es drahtlos, muß die
Vermittlung der Gespräche und die Ueberwachung
der Verständlichkeit von den Beamten der zustän- :
digen Verwaltungen oder Gesellschaften besorgt wer-
den. Wenn ein Teilnehmer oder Beamter die
Sprache seines Gegenübers nicht genügend versteht, |
ist es zwar nicht vorgeschrieben, aber üblich, sich
des Französischen zu bedienen. Daraus entsteht der
Wunsch nach einem Sprachführer. Der Besitz eines `
technischen Wörterbuches allein genügt nicht, denn
da, wo jede Gesprächsminute hohe Kosten verursacht, '
darf man nicht einzelne Wörter stottern, sondern |
muß in klaren Sätzen sagen, was man will. Ein Buch
wie das vorliegende, das im ersten Drittel 549 Rede-
wendungen, Fragen, Antworten usw., im zweiten
Drittel ein deutsch-französisches und im dritten ein
französisch-deutsches Wörterverzeichnis bringt, wird
daher von jedem Fernverkehrsbeamten, jedem ln-
genieur, der Fernsprechanlagen nach fremden Län-
dern baut oder instandsetzt, und jedem Teilnehmer,
der häufig Ferngespräche nach fremden “|
—
führt, freudig begrüßt werden, weil es den Verkehr |i
mit den fremden Beamten erleichtert. |
Das Buch ist sprachlich nach allen bis jetzt vor- |ı
genommenen Stichproben einwandfrei; allerdings !
sind einige Fachausdrücke inzwischen durch Be- |
schlüsse des C. C. J. (Comité consultatif international |
de la téléphonie à grande distance) amtlich geändert
worden. Leider hat der Verfasser, trotzdem er im
Vorwort den Funktelephonieverkehr ausdrücklich |
mit in den Fernsprechweitverkehr einbeziehen will,
im Inhalt des Buches den Funkverkehr nicht berück- .
sichtigt. Da die Funktelephonie nach Inseln oder |
Schiffen oder Eisenbahnzügen fast immer im An |
schluß an Fernsprechkabel und -ämter erfolgt, so
kommt der vorliegende Sprachführer auch dafür in
Frage. Es wäre ein leichtes, daher auch noch die
Fachausdrücke der Funktelephonie einzubeziehen,
und es würde den Umfang kaum vergrößern, weil ı
die Funkbetriebsredewendungen weitgehend diesel-
ben wie bei der Drahttelephonie sind; dafür könnten |
Wörter wie Sache: chose, sagen: dire, im Wörter-
verzeichnis wegfallen. Eine Tafel der französischen |
Zahlen mit ihrer amtlichen Aussprache sowie ein |
französisches Buchstabieralphabet aus Vornamen
können vielleicht noch nachgeliefert werden. `
Hch. Pauli. |
RR RASTE. Se a a ee ir
ER R Aa a i, oe a kaa a i 3 . Naeh F ; EN MA ETW ?
and 33 aJe o Mai 1929 EEE NN O T A O A T
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und Telephonie
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Zei für Hochirequenztachnik
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Gegründet 1907
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Unter Mitarbeit
von
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. -. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
. (Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V. Poulsen
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
(München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh,)
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
M:KRAYN
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Rec - Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (t> Jahr) RM. 20.—, Preis des
i S. 161—200 einzelnen Heftes RM. 35.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
ai Heft 5 stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
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Berlin, Hallesches Ufer 12 |
liefert alle für drahtlose Telegraphie und Telephonie So en;
erforderlichen Geräte entsprechend dem neuesten Stand der Technik St
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jeder Reichweite für den Nachrichten=- und Sicherungsdienst
imiLand-, See- und Luftverkehr : -
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Funkpeilanlasen und Navigationssender á
Einrichtungen für Telephonie längs Hochspannungsleitungen
mittels Hochfrequenz / Be Z
Sende=, Verstärker= und Gleichrichter-Röhren
ELEKTRISCHE Schon zwei Jahre nach der Gründung war die Präzisions-Werkstäftte
MESSGERATE| Eugen Hartmanns zu klein. Der Betrieb war gewachsen, — in Würzburg a
wurde 1881 ein eigenes Fabrikgebäude außerhalb des Stadtrings bezogen. Er
Dank der Beteiligung des Kaufmanns W. Braun konnten Versuche in `
stärkerem Umfang fortgeführt und Mefgeräte für Wissenschaft und
Technik in stets wachsender Zahl geliefert werden, so daß auch diese.
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Arbeitsstätte bald zu klein wurde.
HARTMANN BRAUN
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- Band 33
A
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Mai 1929
Heft i
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie |
Max Dieckmann: Beitrag zur Beschreibung des Interferenzgebietes Seite
in der Nähe von Empfangs-Antennen. (Mit 10 Bildern im Text) 161
Manfred von Ardenne: Die aperiodische Verstärkung von Rund-
funkwellen. (Mit 15 Bildern im Text) . 166
E.GiebeundA.Scheibe: InternationaleVergleichungen vonFrequenz-
normalen für elektrische Schwingungen. iM t 1 Bild im Text) 176
W. Burstyn: Die unmittelbare Messung von ENUSBONUEEN durch
elektrische Wellen. (Mit 2 re, im Text) . ; . . 181
Druckfehler-Berichtigung ; . 183
Mitteilungen aus der Praxis:
Eine neue Lautsprecherröhre. (Mit 1 Bild im Text) . 183
Ein neuer Kraftverstärker. (Mit 1 Bild im Text) . 183
Neue Hilfsmittel für akustische Messungen. . 184
Carl Lübben: Patentschau. (Mit 18 Bildern im Text) . 184
Referate:
Balth. van der Pol (E.Mauz): Kurzwellen-Echo’s und NOSaNERE
(Mit 1 Bild im Text) . . 189
E.O. Hulburt (J. Zenneck): Signale um die Erde herum. ` (Mit
3 Bildern im Text) 190
E. H. Armstrong (J. Zenneck): Mittel gegen die Wirkung
atmosphärischer Störungen. (Mit 4 Bildern im Text) .
O. Dahl und L.A. Gebhardt (J. Zenneck): Messungen der effek-
tiven Höhe der leitenden Atmosphärenschicht und die Störung
190
am 19. August 1927. (Mit 1 Bild im Text) 192
I. W. Horton und W. A. Marrison (J. Zenneck): Präzisions-
messung der Frequenz. (Mit 4 Bildern im Text) } . 193
‚Leiischeiii für Hochirequeuziechnik
INHALT
Seite
F. K. Vreeland (J. Zenneck): Ueber den verzerrungsfreien Emp-
fang einer modulierten Welle und seine Beziehung zur Selektivität
des Empfängers. (Mit 3 Bildern im Text) . . 194
N. H. Williams (J. Zenneck): Die Schutzgitterröhre . . 195
C. R. Hanna, L. Sutherlin und C. B. Upp (J. Zenneck): Eine
neue Endröhre 195
F. E. Terman (|. Zenneck): Die umgekehrte Elekironenröhre als
Leistungsverstärker mit Spannungsreduktion. (Mit 4 Bildern im
Text) . 196
H. Simon und M. Bareiß (W. Espe): Die deutsche Raytheon-
Röhre. (Mit 3 Bildern im Text) ; 196
W. W. Loebe und C. Samson (W. Es pe): Beobachtung und Re-
ee von DIESSRANGEIUNBEN dünner Drähte. (Mit 3 Bildern
im Tex A
H. A. Wheeler (J. "Zenneck): Die Messung von "Röhrenkapazi-
täten durch eine Transformatoren-Schaltung. (Mit 1 Bild im Text)
L. Walsh (J. Zenneck): Eme Brücke zur E der „direkten
Röhrenkapazitäten‘“. (Mit 1 Bild im Text)
E.T. Hoch (J. Zenneck): Eine Brückenmethode zur Messung der
Impedanzen zwischen den Elektroden einer ES (Mit 1 Bild
im Text 199
C.A. Wright und F. T. Bowdich (J. Zenneck): Die Messung
der Induktivität von Drosselspulen. (Mit 1 Bild im Text) . . 199
H. M. Turner (J. Zenneck): Ein kompensiertes Röhrenvoltmeter.
(Mit 2 Bildern im Text) 200
J.R.NelsontJ.Zenneck): Detektorwirkune der Doppel- Gitterröhre 200
197
193
198
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleltuag Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
| Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbachhandiung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32 647. |
© o d o oo
‚Beitrag zur Beschreibung des Interferenzeebietes in der Nähe
von Empfangs-Antennen.
Von Max Dieckmann, Gräfelfing.
Inhaltsübersicht:
Leiter im elektromagnetischen Strahlungsfeld.
Wellenausbreitung in der Aequatorialebene.
. Beschreibung der Modelle von Momentanzuständen
des Interferenzfeldes ohne Berücksichtigung einer
Abnahme der sekundären Feldstärken mit dem Ab-
stand.
4. Fortschreitende und stehende Minimumsparabeln.
5. Beschreibung des Modelles für den zeitlichen Mittel-
wert des. besprochenen Interferenzfeldes.
6. Begründung des Vorteiles der Höhenschichten-
darstellung von elektromagnetischen Interferenz-
feldern.
7. Möhenschichtendarstellung vom Momentanzustand
und vom zeitlichen Mittelwert von Interferenz-
mn
1 :
feidern unter Berücksichtigung einer mit erfol-
genden Abnahme der sekundären Feldstärken.
1. Wenn man eine Leiteranordnung in das Strah-
lungsfeld eines Senders bringt, so wird in der Um-
gebung dieser Leiteranordnung das ursprüngliche
Feld gestört. Je nach der Gestalt des Leiters, seiner
Orientierung im Feld, seinen Widerstandsverhält-
nissen und seinen Abmessungen in Bezug auf die
Wellenlänge der Strahlung werden die Erscheinungen
der Reflexion, Beugung, Absorption und Sekundär-
Strahlung modifiziert auftreten und eine für das be-
trachtete Leitergebilde und die verwendete Wellen-
länge charakteristische Aenderung des Feldverlaufes
hervorrufen.
In Ergänzung der großen
suchungen, die seit Hertz’
über dies Gebiet angestellt sind, wurden auf der
Gräfelfinger Versuchsstation von mehreren Be-
arbeitern Feldauswertungen für eine Reihe von be-
sonderen Fällen durchgeführt, die zum Teil kurz vor
der Veröffentlichung stehen.
Ich habe aus Anlaß dieser Bearbeitungen einige
einfache Modelle und Zeichnungen hergestellt, welche
3
Anzahl von Unter-
und Rhigi’s Zeiten
THU
Bild 1.
die Verhältnisse der Sekundärstrahlung eines auf die
Welleniänge abgestimmten, widerstandsfreien Reso-
nators unter besonders vereinfachten Annahmen dar-
stellen und möchte die Bilder dieser Modelle mit
einigen kurzen Bemerkungen im folgenden wieder-
geben.
2. In Bild 1 ist die Wellenausbreitung in der
Aequatorialebene eines ungedämpft strahlenden Sen-
ders A ohne Rücksicht darauf, daß die Amplituden
mit dem Abstand kleiner werden, derart dargestellt,
daß die magnetischen Induktionslinien, welche den
Max Dieckmann
162
von oben betrachteten Sender im Zeigersinn umgeben,
als Berge, diejenigen, welche ihn im Gegenzeigersinn
umschließen, als Täler wiedergegeben sind.
nun infolge der Primärerregung von 4 schwingt, wird
B eine Sekundärstrahlung aussenden, deren Magnet-
felder sich — genau wie um den Primärsender A —
Zwischen den Primärwellen
In dem betrachteten Augenblick — es handelt sich kreisförmig in der Aequatorialebene, jetzt um B als.
ja gewissermaßen um eine Momentaufnahme — sei
ausbreiten.
Zentrum,
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Wenn. man wieder die vereinfachende Annahme
und den von ihnen erzeugten Sekundärwellen besteht
die Wellenfront über B hinweggegangen ist und B macht, daß die Amplituden der Sekundärwellen mit
eine Phasenverschiebung von 90°, und zwar derart,
daß in Richtung von A über B hinaus die Sekundär-
Modell für den Zeitpunkt
wellen um diesen Betrag den Primärwellen nacheilen.
Modell für den Zeitpunkt
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Ò T 22x80
= DU D a
|
Beitrag zur Beschreibung des Interferenzgebietes in der Nähe von Empfangs-Antennen.
Vergrößerung des Abstandes von B nicht abnehmen
und daß sie gerade so groß sind als die Amplituden
der Primärwellen, dann lassen sich beliebige Augen-
` blicksbilder des resultierenden Wellenverlaufes ganz
| Modelle wiedergegeben,
besonders einfach berechnen oder konstruieren.
3. In den Bildern 2—5 sind die Lichtbilder einiger
welche um ein Achtel
Schwingungsdauer hintereinander liegende Schwin-
| gungszustände in Höhenschichtendarstellung ` zeigen.
Der Sender A ist in großer Entfernung links vom
Modell angenommen, und der von ihm herrührende
primäre, geradlinige Wellenzug schreitet mit einem
Wellenberg als Front nach rechts weiter. In Bild 2
ist diese Frontwelle noch ziemlich weit vom rechten
Bildrand entfernt. Bei jedem folgenden Bild ist sie
um ein Achtel der Wellenlänge nach rechts weiter-
gewandert und hat bei Bild 5 nur noch einen kleinen
| Abstand bis zum Bildrand.
| wellen überlagern.
Primärwellen nach rechts wandern, weiten sich die
Der Resonator B ist ungefähr in der Mitte der
Bilder als kleine spitze Erhöhung kenntlich gemacht.
Er ist der Mittelpunkt der kreisförmig nach außen
wandernden Sekundärwellen, die sich den Primär-
In demselben Maße, wie die
Kreise der Sekundärwellen. In Bild 2 ist der Durch-
messer der kreisförmigen sekundären Frontwelle
noch wesentlich kleiner als nach 3%% Schwingungs-
dauer in Bild 5.
Dort, wo sich ein Wellenberg des Primärfeldes
‘mit einem Wellenberg des Sekundärfeldes überlagert,
zeigt das resultierende Feld die größten Erhebungen.
Entsprechend sind die negativen Maximalamplituden
dort vorhanden, wo die Wellentäler beider Felder
sich überlagern.. An den Stellen, an welchen ein
Wellenberg des einen Feldes mit einem Wellental des
anderen Feldes zusammentrifft, subtrahieren sich die
Wirkungen und ergeben — bei der im betrachteten
Falle angenommenen Gleichheit beider Felder — den
Wert Null; anderenfalls würden hier Minimalwerte
der Feldstärke auftreten.
4. Verfolet man die Lage dieser Null- oder
Minimumstellen, so ergibt sich, daß sie zwei ver-
schiedene Systeme von Parabelscharen bilden, deren
gemeinsamer Brennpunkt der Fußpunkt des Reso-
nators ist. l
Die eine dieser Parabelscharen ist in der Rich-
tung zum Sender hin offen. Diese Parabelin ändern
ihre Lage und Form von Augenblick zu Augenblick.
Sie wandern, sich ständig erweiternd, in der Aus-
breitungsrichtung der Primärwellen weiter. Wir be-
zeichnen sie deshalb als- „fortschreitende
Minimumsparabeln“.
Jedesmal, wenn die jeweils innerste dieser
Parabeln so gewachsen ist, daß ihr Parameter den
Wert 14 erreicht, bildet sich auf der Verbindungs-
linie Sender--Empfänger eine neue aus. In Bild 2
hat die innere Parabel gerade den Parameterwert A
erreicht; auf der Verbindungslinie Sender—Empfänger
hat das Feld überall den Wert Null. In Bild 3, das
. ja einen um Ys Schwingungsdauer späteren Feld-
hat sich diese Gerade zu einer
In Bild 5
zustand darstellt,
À
Parabel vom Parameter — umgestaltet.
4
breitet sich durch Verflachung der Täler und Berge |
auf der Verbindungslinie Sender— Empfänger wieder
163
der Feldwert Null vor. Nach einem weiteren Aclıtel
Schwingungsdauer würde der Feldverlauf von Bild 2
herrschen, nur mit dem Unterschied, daß die Täler
sich in Berge, die Berge sich in Täler verwandelt
haben. Zu
Die andere Parabelschar ist in Richtung vom
Sender weg offen. Diese Parabeln verändern weder
ihre Gestalt noch Lage. Wir bezeichnen sie deshalb
als Schar der „stehenden Minimums-
parabeln“. |
Die Parameter dieser
154914
pP 4’ 4°’ |
Schnittpunkte dieser stehenden Minimumsparabeln
mit der Verbindungslinie Sender—Empfänger sind die
Schar sind von innen nach
außen usf. immer um 4 steigend. Die
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Bild 6.
Momentaufnahme von Wasserwellen.
Knotenpunkte der stehenden Wellen, welche
sich vor dem Resonator durch Interferenz zwischen
den Primärwellen, die sich vom Sender weg, und den
Sekundärwellen, die sich auf den Sender zu bewegen,
ausbilden. Die Abstände der Knotenstellen dieser
stehenden Wellen — gleichzeitig der Scheitelpunkte
der stehenden Minimumsparabeln — sind vom Reso-
519% `. al
nator aus gemessen y g p” usf. immer um n
A steigend. Die dazwischenliegenden Schwingungs-
2
3A 74
bäuche haben entsprechend die Abstände go gp’
114
-g usf. In den Zonen zwischen je zwei stehen-
den Minimumsparabeln wandern dann die sich fol-
genden Wellenberge und Wellentäler, welche sym-
metrisch aus den Bergen. und Tälern der stehenden
Wellen gewissermaßen durch Zweiteilung entstehen,
nach außen. In dem Gebiet, welches die innerste
stehende Minimumsparabel mit ihrer konkaven Seite
begrenzt, das auf der dem Sender abgekehrten Seite
des Resonators liegt, haben wir fortschreitende
Wellen, die aus der Superposition der Primärwellen
164
und der ihnen um 90° in der Phase nacheilenden
Sekundärwellen ungefähr gleicher Fortpilanzungs-
richtung entstehen. Die Berge und Täler in diesem
Gebiet sind demgemäß etwas flacher, da die Phasen-
verschiebung bei der vektoriellen Addition auch eine
kleinere Gesamtamplitude ergibt. Eine Moment-
aufnahme der Superposition von ebenen Wasser-
wellen. mit um 90° phasenverschobenen Circular-
wellen zeigt Bild 6, die Herr Heck in Gräfelfing im
Zusammenhang einer Untersuchung dieser Verhält-
nisse herstellte. |
Bild 7.
Modell für die zeitlichen Mittelwerte,
5. Wenn man mit einer elektrischen Meßanordnung
in der Nähe eines Resonators Messungen anstellt, so
reagiert die MeBanordnung nicht auf die jeweiligen
Momentanwerte. Es wäre also nicht möglich, durch
ein übliches elektrisches Empfangsverfahren die im
vorigen Abschnitt dargestellten Feldverläufe experi-
mentell zu ermitteln. Eine derartige Meßanordnung
nimmt nicht die Momentanwerte, sondern den Inte-
gralwert über die Zeit auf. Es ist deshalb in Bild 7
das Lichtbild eines Modelles wiedergegeben, welches
den Integralwert der Interferenzerscheinungen dar-
stellt. Es zeigt sich, daß bei dieser Integraldarstellung
die stehenden Minimumsparabeln erhalten bleiben mit
den gleichen Parametern, welche sie bei den
Momentbildern besitzen. Zwischen den stehenden
Minimumsparabeln liegen Maximalwerte. Die Stärke
des Empfanges mit einem Sonden-Empfänger in der
Umgebung eines sekundärstrahlenden Resonators
hängt lediglich davon ab, ob er sich an einer Minimal-,
Maximal- oder dazwischenliegenden Stelle befindet.
6. Es wird vielleicht befremden, daß im Vor-
stehenden der Feldverlauf durch eine Höhenschichten-
darstellung wiedergegeben ist und daß nicht un-
mittelbar die magnetischen Induktionslinien in der
Aequatorialebene gezeichnet worden sind.
Der Grund hierfür liegt darin, daß die magnetischen
Induktionslinien eines Strahlungsfeldes nicht nur
durch Intensität und Richtung allein, sondern hinsicht-
Max Dieckmann:
lich der Richtung der äquivalenten elektrischen Feld-
stärke auch durch ihre Fortschreitungsrichtung ge-
kennzeichnet sind. Die drei Richtungen des elek-
trischen Feldvektors, des magnetischen Feldvektors
und der Bewegung bilden ein Rechtssystem, wie es
in Bild 8 (a bis d) in verschiedenen Lagen skizziert
ist. Eine nach vorn gerichtete S-Linie, die sich nach
rechts bewegt (a), und eine gleichfalls nach vor ge-
richtete S-Linie, die sich nach links bewegt (b), haben
verschieden gerichtete elektrische Felder und wür-
den sich an demselben Raumpunkt subtrahieren, wie
umgekehrt verschieden gerichtete S-Linien in gegen-
läufiger Bewegung. die aequivalenten elektrischen
Felder addieren (a und d, oder b und c).
Für die Darstellung von Strahlungsieldern genü-
gen demnaclı die sonst üblichen Symbole nicht, die
magnetische Feldintensität durch die Dichte der Li-
nien, die Richtung der Feldstärke durch einzezeich-
nete Pfeile anzugeben, und es ist ein praktisch vor-
teilhafter Ausweg, die magnetischen Induktionslinien
ohne eingezeichnete Pfeile als Niveaulinien der elek-
trischen Feldstärke zu interpretieren.
Bei einer plastischen Darstellung des Feldverlau-
fes, wie sie in den beschriebenen Modellen entspre-
chend Bild 1 gewählt wurde, bedeuten demgemäß
die Berge von unten nach oben gerichtete elektrische
Feldstärken, die Täler von oben nach unten gerich-
tete elektrische Feldstärken, und zwar ist der Ni-
veauunterschied bezogen auf das Nullniveau, das
' Bild 8.
Maß für die Intensität des elektrischen Feldes. Prak-
tisch identisch mit der plastischen Darstellung ist die
ebene Darstellung in Höhenschichten, sofern das Null-
niveau und die Höhen- oder Tiefenlage irgendwie
nach kartographischen Gesichtspunkten erkennbar
gemacht werden.
7. Während in Abschnitt 3) die Sekundärwellen
von gleicher Amplitude wie die Primärwellen ange-
nommen sind und der Umstand, daß die Amplituden
der Sekundärwellen mit Vergrößerung des Abstandes
abnehmen müssen, unberücksichtigt blieb, ist in Bild 9
in Höhenschichtendarstellung ein Momentbild des
Feldverlaufes um einen abgestimmten Resonator ge-
zeichnet, bei welchem die Feldamplituden der Sekun-
„Äärwellen reciprok dem Abstand vom Resonator ab-
„iehmen. Ferner ist angenommen, daß der Resonator
saur Strahlungswiderstand und keinen inneren Wider-
stand besitzt. Bedeutet &,, die Amplitude der vom
Sender A kommenden Primärstrahlung und &,, die
san einem Punkte im Abstand rə vom Resonator B
we ec SE TE
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|
Höhenschichtendarstellung des Feldverlaufes um einen Resonator
vom Widerstand Ri = 0.
and Amplitude der Sekundärstrahlung, so gilt
für diesen Fall ').
'
. CAR — 0,238 = jo.
| 23
In der Zeichnung wurde die Maximalamplitude
von &,. gleich 10 angenommen. Die Maximalampli-
tude von &,, hat dann im Abstand rə», = A den Wert
2.38, also knapp ein Viertel, im Abstand r, = einen
A
8
:Wert von ca. 19, d. h. fast den doppelten der primä-
‚ren Feldstärke. Auch diese bildliche Darstellung be-
‚rücksichtigt nur das reine Strahlungsfeld und ver-
‚ıaachlässigt den Einfluß der „Nahfelder“. Ebenso geht
sie nicht darauf ein, daß die sekundäre Strahlungs-
energie dem Primärfeld entzogen wurde. Die Kon-
struktion der Höhenschichten ist lediglich so erfolgt,
"laß dem primären, als ebene Welle fortschreitenden
‘Strahlungsfeld ein in der Fortpilanzungsrichtung um
Y ) R. Rüdenberg, Aussendung und Empfang
::lektrischer Wellen, bei Julius Springer 1926, Seite
‚7, Formel 85 sowie Bild 33.
Beitrag zur Beschreibung des Interferenzgebietes in der Nähe von Empfangs-Äntennen.
Ed
165
90° nacheilendes cirkulares Strahlungsfeld gleicher
Wellenlänge überlagert wurde. |
8. Im folgenden soll entsprechend dem Bild 7 die
Integraldarstellung des Feldverlaufes um einen Reso-
nator gegeben werden, bei welcher, wie im vorigen
Abschnitt, die Stärke des Sekundärfeldes mit + ab- |
nimmt.
—
——_—#
Bild 10.
Höhenschichtendarstellung der zeitlichen Mittelwerte des Feld-
verlaufes unten um einen Resonator von Ri, = 0, oben um einen
Resonator von Ri = Ra..
Im unteren Teil von Bild 10 ist der Fall, für den
in Bild 9 das Momentbild entworfen war (innerer
Widerstand des Resonators gleich Null) gezeichnet.
Auch der Abstand der Höhenschichten entspricht der
Wiedergabe von Bild 9. Da dort die Maximalampli-
tude des primären Feldes zum Betrag 10 angenom-
men war, ist bier, wo die Effektivwerte dargestellt
werden müssen, die Amplitude des ungestörten Fel-
des mit 7,07 zugrunde gelegt. Wenn man in der
Aequatorialebene eines Resonators von geringem
inneren Widerstand mit einer möglichst rückstrah-
lungsfreien Empfangsanordnung die durch den Reso-
nator verursachte Feldstörung untersucht, so darf
man, bis auf die verhältnismäßig geringen Unter-
schiede, welche in den vorher erwähnten Vernach-
lässigungen ihre Ursache haben, einen dem Bild 10
entsprechenden Befund erwarten. Bezogen auf das
ungestörte Feld beträgt der Effektivwert der elektri-
schen Feldstärke längs der Höhenlinie mit der Be-
zeichnung 11 156%, längs 10 141,6%, längs9 127,4%,
längs 8 113,2 %, längs 6 84,8 %, längs 5 70,7 %, längs
4 56,4 % und längs 3 42 %.
166
Im oberen Teil von Bild 10 ist die Integraldarstel-
lung des Feldverlaufes für den Fall, daß der innere
Widerstand R; der Antenne gleich dem äußeren
oder Strahlungswiderstand Ra, ist und daß die Stärke
1
des Sekundärfeldes wie - abnimmt, wiedergegeben.
Entsprechend der Belastung der Antenne ergibt sich
die Störung durch das Sekundärfeld kleiner, und zwar
für diesen ausgezeichneten Fall als gerade halb so
groß, als in dem unten gezeichneten für eine von
innerem Widerstand freie Antenne.
Auf der Gräfelfinger Versuchsstation hat Herr
Heck analoge Versuche mit Wasserwellen durch-
geführt und für verschiedene interessante Fälle photo-
graphische Moment- und Zeitaufnahmen hergestellt;
Herr Berndorfer hat die entsprechenden Verhält-
Manfred von Ardenne:
nisse um einen Resonator mit Kurzwellenanordnunge:
experimentell untersucht und Herr Seiler für Feld-
störungen in der Umgebung leitender Wände, dere
Abmessungen klein, gleich oder größer als die Be-|!
triebswelle sind, Anschauungsmaterial beigebracht]!
Sie werden über ihre Ergebnisse demnächst u
berichten. I
f
Zusammenfassung. oi
Das in der Nähe einer Empfangsantenne vorhan- ||
dene Interferenzgebiet wird an Hand von Maodell-
abbildungen und Zeichnungen, welche sowohl die
Momentanwerte als die zeitlichen Mittelwerte in
Höhenschichtendarstellung unter vereinfachten An-
nahmen wiedergeben; erörtert.
N
\
m
b
4
:
(Eingegangen am 6. November 1928.)
Die aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen.
Von Manfred von Ardenne, Berlin. |
Inhaltsübersicht:
Einleitung.
A. Allgemeine Gesichtspunkte für die Konstruktion
eines aperiodischen Verstärkers.
. Die Berechnung einer einzelnen Stufe.
. Zusätzliche Gesichtspunkte für die Dimensivnie-
rung einer Kaskade.
. Aperiodische Verstärker mit Mehrfachröhren.
. Der aperiodische Verstärker in der Schaltung.
Zusammeniassung.
m OD
In neuerer Zeit wird in der Rundfunkempfangs-
technik, besonders in den Großstädten, immer häu-
figer der Ralımen als Empfangsantenne verwendet.
Kleine Zimmerrahmenantennen ergeben jedoch bei
den üblichen Feldstärken entfernter Stationen nur
Hochfrequenzspannungen, die in der Größenordnung
10° bis 10° Volt liegen!) (Dämpfungsdekrement der
Rahmenkreise etwa 0,02). Je nach der Maximal-
leistung der Endstufe des Niederfrequenzverstärkers,
nach seiner Spannungsverstärkung und nach dem
Wirkungsgrad des Gleichrichters bei der Amplitude
der modulierten Hochfrequenz, die eine volle Aus-
steuerung der Endstufe ergibt, ist eine mehr oder
weniger große Verstärkung vor der Gleichrichtung
inı Hochfrequenzverstärker erforderlich. Legt man
kleine Zimmerrahmenantennen von etwa MW m?
Fläche zugrunde, sollen die schwächsten gerade über
dem mittleren Störpegel hinausragenden Stationen
gehört werden, und wird ein normaler Empfangs-
gleichrichter benutzt (Anoden-Gleichrichtung oder
Audiongleichrichtung), hinter den zwei Nieder-
frequenzstufen geschaltet sind, so ist eine etwa 5- bis
10 000fache Hochfrequenzverstärkung erforderlich,
die gleichzeitig auch die Verluste ausgleicht, die
in den Kopplungen und Selektionsmitteln zwangs-
läufig erfolgen. Selbstverständlich muß bei Stationen,
1) Vergl. M. v. Ardenne, Ueber einige Messungen über die
IR E E an der Eingangsseite von Empfängern.
Jahrb. d. drahti. Telegr. Bd. 32, S. 199, 192%, H. 6.
die ein größere Eingangsspannung am Rahmen be-| -
wirken, durch eine Lautstärkerregulierung auf en be
eine Weise der Verstärkungsgrad des Hoch-
frequenzverstärkers soweit herabgesetzt er
daß eine Uebersteuerung der Endstufe nicht mehr ;
stattfindet. =
Die erforderlichen Verstärkungsgrade lassen sich
mit abgestimmten Verstärkern und, wie in dieser
Veröffentlichung gezeigt werden wird, auch mit nicht: :
abgestimmten Verstärkern erzielen. Bei a N
ten Verstärkern ergibt sich unter Verwendung mo-
derner Röhren bei den Resonanzwiderständen, die‘.
die üblichen Schwingungskreise im Mittel etwa !
haben, eine etwa 10fache Verstärkung je Stufe. Um :
unter den angegebenen Verhältnissen die erforder-
liche Verstärkerziffer zu erzielen, müssen mindesten:
vier Stufen hintereinandergeschaltet werden. Den
Prinzip entsprechend weisen solche Verstärker min
destens fünf abgestimmte Kreise auf. Eine einfach! :
Bedienung ist nur denkbar, wenn die verschiedenen: ;
Schwingungskreise durch eine geeignete mecha-
nische Vorrichtung gemeinsam abgestimmt werdeıi.| :
Dieser Weg führt zwangsläufig zu sehr kostspieligen!| ;
Einrichtungen. Weiterhin ergibt sich bei ihm als}\
Folge der großen Zahl von abgestimmten Kreisen]:
bereits eine z u hohe Selektivität, d. h. zu erhebliche! :
Verzerrungen bei der Hochfrequenzverstärkune. .
Auch durch die Entwicklung der Schirmgitterröhren.| :
die pro Stufe höhere Verstärkungsgrade (25—40 be] `
Wellen im Bereich 200—600 m) zu erreichen ge-
statten, sind die geschilderten Nachteile zwar etwas; .
abgeschwächt, jedoch noch nicht beseitigt wordei.| :
Die Abhängigkeit zwischen Selektion und Verstär-\ i
kungsgrad, die bei der Konstruktion abgestimmter, :
Hochfrequenzverstärker Schwierigkeiten bereitet, fällt] i
bei aperiodischen Verstärkern fort. Bei aperiodischer] :
Verstärkern kann durch geeignete E
der einzelnen Stufen und durch Hintereinander-!
schaltung einer Anzahl Stufen der erforderlich .
Verstärkungsgrad erzielt werden. Ganz unabhänt: `
hiervon kann, allerdings unter Berücksichtigung ds: ;
Eingangs- und Ausgangswiderstandes des Versti- !
$
gegebenen
folgenden Zeilen dargestellt werden sollen.
Å
Die aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen.
kers, die gewünschte Abstimmschärfe herbeigeführt
werden.
Aperiodische Verstärker,. die auch auf dem Be-
reich von 200—600 m eine wirksame Verstärkung
ermöglichen, sind bereits seit Anfang August 1927
bekannt,).
Die für den Rahmenempfang sehr ent-
fernter Stationen notwendigen Verstärkerziffern
lassen sich auch mit älteren Röhren durch Hinter-
einanderschaltung erzielen. Da die älteren Röhren
jedoch nicht für diesen Zweck konstruiert waren, er-
geben sich bei ihrer Hintereinanderschaltung gewisse
Nachteile (zu hoher Stromverbrauch im Raumlade-
Kreis, Niederfrequenzstörungen durch den gleichzeitig
Niederfrequenzverstärkungsgrad). Aus
diesem Grunde wurden neue Verstärkereinheiten
entwickelt, deren Konstruktionsgesichtspunkte in den
Wirt-
schaftliche Gesichtspunkte sind an verschiedenen
Stellen bei der Abfassung dieser Arbeit stark berück-
sichtigt. Es bedarf wohl keines besonderen Hin-
weises, daß bei der Entwicklung von Verstärkern für
andere Zwecke als Rundfunkzwecke einige dieser
Beschränkungen fortfallen oder wenigstens nicht die
Bedeutung haben und dann der günstigste Kom-
promiss etwas anders liegt, wie in der Arbeit an-
gegeben.
-A. Allgemeine Gesichtspunkte für die
KonstruktioneinesaperiodischenVer-
stärkers.
Für den Bau aperiodischer Verstärker besteht die
` Möglichkeit, Widerstände, Drosseln oder Transforma-
< toren als Kopplungsglieder vorzusehen. Bei den ver-
schiedenen Kopplungsarten ist eine starke Begrenzung
` der erreichbaren Verstärkung durch die schädlichen
. Kapazitäten gegeben, die einen Nebenansclluß zum
. Anodenwiderstand bilden.
Recht kleine Werte für
die schädliche Kapazität bestehen, wenn Ohmsche
“ Widerstände, und im besonderen, wenn der kapa-
normalem Schaltungsaufbau und bei
< kommt.
zitätsarme Mehrfachröhrenaufbau benutzt wird. Sehr
viel höhere Werte (etwa die zehnfachen) sind bei
Verwendung
von Drosseln oder Transformatoren gegeben, bei
‘ denen noch die Eigenkapazität der Wicklung hinzu-
Bei Widerstandsverstärkern steigt bei län-
geren Wellen mit der Abnahme des kapazitiven
© Nebenschlusses zum Anodenwiderstand die Verstär-
=- kung. Um zu erreichen, daß ein Verstärker in dem
gesamten gewünschten Wellenbereich den erforder-
à lichen Verstärkungsgrad besitzt, wird es daher ge-
nügen, die optimale Dimensionierung der einzelnen
© Stufen für die kürzeste Welle des Bereiches zu er-
- mitteln und dann soviel Stufen hintereinanderzu-
< schalten, bis der erforderliche Verstärkungsgrad er-
© Dimensionierungswelle,
j ;
-. kann dann leicht durch die Lautstärkerregulierung auf
-= werden.
1,8
b
- Hoch- und Niederfrequenz,
reicht ist. Für alle Wellen, die länger sind als die
muß dann die Verstärkung
größer sein als die erforderliche Verstärkung und
den jeweilig notwendigen Betrag herabgesetzt
Bei Drosseln und Transformatorenverstär-
kern läßt sich wegen der höheren Eigenkapazität
meist nur durch Ausnutzung der Resonanzwirkung
2) S. Loewe und M. von Ardenne, Zweisystemröhren für
Jahrb. drahtl. Telegr. 27, S. 19,
1927, H. 1
167
ein ausreichend großer Anodenwiderstand aufrecht
erhalten. Gleichzeitig hiermit ist jedoch eine erheb-
liche Frequenzabhängigkeit des Anodenwiderstandes
gegeben. Wird der innere Widerstand der Röhre
genügend klein gewählt, so läßt sich natürlich trotz
dieser Frequenzabhängigkeit eine recht frequenz-
unabhängige Verstärkung in einem größeren Bereich
erzielen. Doch läßt sich der kleine innere Wider-
stand nur durch Wahl eines so großen Durchgriffes
verwirklichen, daß der Verstärkungsgrad pro Stufe
sehr klein wird. Umgekehrt ist bei kleinen Durch-
griffen und entsprechenden höheren inneren Wider-
ständen der Verstärkungsgrad größer, dafür ist dann
aber die Frequenzabhängigkeit so erheblich, daß be-
sonders bei Hintereinanderschaltung mehrerer Stufen
nur in einem schmalen, für den Rundfunkwellen-
bereich nicht genügenden Intervall eine gute Ver-
stärkung besteht. Durch eine Verteilung der Reso-
nanzen verschiedener Stufen läßt sich auch in einem
größeren Bereich eine gleichmäßige Verstärkung
verwirklichen, doch sind dann wieder die erreich-
baren Verstärkungsgrade klein. Selbstverständlich
ist bei aperiodischen Verstärkern mit Drossel- oder
Transformatorkopplung bei der Konstruktion sowohl
mit der kleinsten Welle wie mit der größten vor-
kommenden Welle zu rechnen. Praktisch sind
aperiodische Verstärker mit Drossel und Trans-
formatorkopplung für die Verstärkung bei schmalen
Wellenbereichen nicht ungeeignet. Für Rundfunk-
zwecke erscheint jedoch die Widerstandskopplung
sehr viel vorteilhafter, die innerhalb des gesamten
Rundfunkwellenbereiches die erforderliche Verstär-
kung zu geben in der Lage ist. Da diese Verstärker
gleichzeitig in der Herstellung und im Betrieb sehr
viel wirtschaftlicher sind, soll im Rahmen dieser Ar-
beit ausschließlich die Theorie und Technik der
aperiodischen Verstärker mit Widerstandskopplung
gebracht werden. Bei der Konstruktion eines Ver-
stärkers ist von bestimmten Konstanten auszugehen,
die zwangsläufig die Optima festlegen.
B. Die Berechnung einer einzelnen
Stufe.
Um mit geringster Stufenzahl den erforderlichen
Verstärkungsgrad zu erhalten, muß für die gegebenen
Voraussetzungen die günstigste Dimensionierung
einer einzelnen Stufe angestrebt werden. Von der
Betrachtung eines ganzen Frequenzspektrums kann
man sich bei Widerstandskopplung freimachen, indem
der Rechnung die ungünstigste, d. h. in dem vor-
liegenden Falle größte Betriebsfrequenz zugrunde
1
w Ceff
bildet den Ausgangspunkt der Rechnung. Er be-
stimmt den rein Ohmschen Anteil Ra der Anoden-
belastung dann und nur dann eindeutig, wenn von
gelegt wird. Der Blindwiderstand Re=
allen beliebigen zu n =
aimi,
Re
stärkungen Vopt die beste, Voptop gesucht wird.
Bei Kaskadenverstärkern wird die Kapazität C
durch die Scheinkapazität vergrößert. Der genaue
Wert von Cet läßt sich erst angeben, wenn die Kas-
kade in der betriebsmäßigen Schaltung und End-
belastung vorliegt. Cet hängt nach ihrer Entstehung
gehörigen Maximalver-
168
von den Werten der statischen Kapazitäten, von der
Verstärkung der einzelnen Stufen und von ihrer Be-
lastung ab. Trotz dieser komplizierten Zusammen-
hänge läßt sich für Cet mit ziemlicher Genauigkeit
ein Mittelwert angeben, wenn die ungefähren stati-
schen Kapazitäten der voraussichtlichen Elektroden-
anordnung gemessen und der Vergrößerungsfaktor
für Cza aus der zu erwartenden Verstärkung und aus
der Belastungsphase beim Optimum bestimmt werden.
Letztere ergibt sich als das von speziellen Voraus-
setzungen weitgehend unabhängig gefundene Argu-
ment von Rp 2.
C
Die Aufgabe einer Verstärkerdimensionierung ist
also die folgende: ‘Gegeben sind charakteristische
Betriebs- und Kathodenkonstanten, etwa die Span-
nung der Anodenbatterie Æ» und die kleinste und
damit ungünstigste Betriebswelle A min. und die
Röhrenkonstante K.
Gesucht ist der Durchgriff und innere Wider-
stand einer noch zu konstruierenden Röhre, die unter
obigen Bedingungen die größtmögliche Spannungs-
verstärkung ergibt. Mit Lẹ und K ist nun diese
Stufe noch nicht eindeutig bestimmt. Vielmehr sind
noch Angaben über den Anodenbelastungswider-
stand Ra zu machen. Von diesem kennt man, wie
erwähnt, aus einer Reihe von Messungen an ausge-
l
führten Röhren die kapazitive Komponente Re= ——
w Ceti
bei der Minimalwelle A min. Cet läßt sich nicht
unter einen bestimmten Kleinwert herunterdrücken,
weil es sich in bekannter Weise aus den Elektroden-
kapazitäten Cag + Car und der Scheinkapazität
Cseh infolge Anodenrückwirkung additiv zusammen-
setzt.
Während erstere elektrostatische Konstanten sind,
hängt bekanntlich die Scheinkapazität von der Ver-
stärkung T a und Belastungsphase 9. des Aus-
0 [Eg] | |
eangskreises ab, ist also genau nur an einer betriebs-
mäßig arbeitenden Kaskade zu ermitteln. Um die
einzelnen Stufen optimal berechnen zu können,
müssen daher die Messungen von Cer an ausge-
führten Kaskaden zugrunde gelegt werden und diese
dann evtl. nach Richtlinien der Rechnung schrittweise
verbessert werden.
Im übrigen ist gerade beim Hochfrequenzver-
stärker mit seiner, verglichen mit dem Tonfrequenz-
verstärker, doch relativ geringen Spannungsüber-
setzung V die Streuung von Cern nicht so groß, als
daß man nicht zuverlässige Durchschnittswerte einer
orientierenden Berechnung zugrunde legen könnte.
Man betrachte also im folgenden Cet und damit
Re = 1/oCen als empirisch gegeben. Als weiteres
Bestimmungsstück ist das Verhältnis n= Ra/Reals
laufender Parameter in die Rechnung einzuführen.
Damit ist dann Ra eindeutig festgelegt, nämlich gleich:
n !
Ra Im rel N) (1)
Nun ergibt sich für jedes x» eine beste Verstärkung
Vopt und zwar für jedes durchaus endliche Ra- Das
ist nur möglich, weil der ganzen Rechnung das
Emissionsgesetz
RS RR (2)
Manfred von Ardenne:
und damit eben das Widerstandsgesetz:
1
R; = ————— (3)
3J K- DV Es
zugrunde gelegt wird. Damit wird die Spannungs-
verstärkung:
1 f | Rain) |
D Ram + Ri, Esa]
eine Funktion von D, die für0< Dop <1 ein reelles
Maximum Vopt annimmt, d. h. für welche
o V u
ə DiDopt)
wird. Wichtig ist nunmehr, daß, wenn man jictzt n
variiert, sich unter allen Vop wiederum cin gün-
stigstes Vopt opt finden läßt, das demnach zu einen
günstigsten Parameterwert opt gehört und dem ein
absolut günstigster Durchgriff Doptopt zugeordnet
ist. Man findet ziemlich universell: nopt œ 2 (siehe
folgendes Zahlenbeispiel). Gleichung (5) läßt sich
ohne Beschränkung nach D auflösen, wenn man be-
achtet, daß Lg 0 Volt wird (Lu —=D-Ea). Diese
Annahme ist praktisch deswegen zutreffend, weil die
Gitterableitungswiderstände, wie vorweg genommen
werden soll, in der Regel verhältnismäßig klein sind.
Die Gitterströme, die bei den in Frage kommenden
Elektrodenanordnungen bei der Gitterspannung 0 Volt
liegen, bewirken keinen Spannungsabfall an diesen
(iitterableitewiderständen, der nicht ınehr klein ist
gegenüber den Steuerspannungen. Die allgemeinen
Formeln sind daher für laufende x:
Vib, n= ; n fest, (4)
(5)
m l l l
wS RB ns
Vin CHR (+i +f] j
"\Rw
Van 1 [Ra]
27 Ds E
pt EE +3 (pe) (7)
u ee Le
worin abkürzend
Ra = Ri +j Ro
(Vgl. Gl. (1)).
(la)
gesetzt ist. Man beachte ferner die
sich hierbei ergebende Beziehung für den inneren
Widerstand:
— 9 S R, \?
Roo- 2 Re 1+3 1+ $ R. (9)
Unter Zugrundelegung des Esı?/s Gesetzes gilt also für
verschwindende Blindlast Rə , d. h. für rein Ohmsche
Belastung Ra = Ra, das Anpassungsgesetz:
Riot 2 Ra (10)
genau. Beim Hochfrequenzverstärker kommt ein
solcher Belastungsfall nicht vor; aber auch für kapa-
zitive Parallelwiderstände, d. h. für
Ra = | Ra | ( COS Pa — j sin pa) (1b)
mit tg Pa = w Cett Ra
s
:
il
Die aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen.
ergibt sich:
(10a)
EAEG]
und wie Bild 1 zeigt, weicht auch hier die Funktion:
Riopt = f (pa) bei konstantem | Ral
Ropt = 2 | Ra
` erst spät von dem Gleichstromwert 2 Ra ab.
Man betrachte in diesem Zusammenhange auch
das Bild 3 zu dem nachstehend durchgeführten Rech-
nungsbeispiel am ausgeführten Verstärker, bei dem
10 20 3 4 5% & m m r
Bild 1.
i obiges Anpassungsgesetz noch bei Phasenwinkeln
"Loewe 2 HF Eingitterröhre.
d
l
j
` von 60° auf 15% genau erfüllt ist.
Die geschilderte
Rechnung wurde numerisch zur Anwendung gebracht
' bei einer Stufe der neuen vom Verfasser angegebenen
| K=1,4.10-]2
Als Ausgangsdaten
waren dann bekannt:
V7
Daraus folgt Re = 19000 Ohm. n laufender Para-
meter. Das Ergebnis der Rechnung zeigt das Kurven-
blatt Bild 2. Die V opt -Kurve weist ein flaches
| E,—150V; A=200m; Cp=5cm.
Optimum auf, das, wie zu erwarten ist, bei n œ 2
liegt und den Wert besitzt:
Berechnet: Gemessen:
Vopt opt — 5,2 FR 4,8
Dopt opt — 8,4 [e/o] D =8,5 [°/o]
Rioptopt = 28 500 Q R; = 20 000 Q
mA mÄ
Sopt opt = 0,4 y Ser — 0,34 Volt
Te — 2,4 [mA] Ia, = 2,0 [mA]
Die Rechnungsergebnisse befinden sich in auf-
fallender Uebereinstimmung mit den experimentellen
169
Daten der Versuchsröhre, so daß bei dieser der er-
reichbare Bestwert praktisch verwirklicht ist.
Um möglichst grosse Verstärkung zu erhalten,
bieten sich zwei Wege:
1. Verkleinerung von Cert
2. Vergrößerung der Röhrenkonstante.
In der ersten Richtung liegen die Versuche, die
Elektroden- und Aufbaukapazitäten bei geeigneten
Anordnungen klein zu halten, oder die scheinbaren,
durch Anodenrückwirkung hervorgerufenen Kapa-
zitäten, die sich den statischen parallel schalten,
durch Kompensation zu eliminieren.
In der zweiten Richtung liegen Versuche mit hoch-
emittierenden Kathoden, z. B. mit mehreren parallel
geschalteten Fäden.
Von den beiden zuerst angeführten Möglichkeiten
hat sich nur der gedrängte Aufbau als erfolgreich
erwiesen (Mehrfachröhren), während die Kompen-
sation aus den bereits in einer früheren Arbeit?)
geschilderten Gründen nicht zu empfehlen ist. Auf
dem Gebiete der hochemittierenden Kathoden hat
sich nur die indirekt geheizte Kathode im Zusammen-
hang mit Mehrfachröhrenaufbau gut bewährt. Wird
versucht, durch Parallelschaltung mehrerer Fäden K
zu vergrößern, so ist es unvermeidlich, daß damit
300 A;R
Bild 3. |
die Elektrodenkapazitäten nach Maßgabe der Fäden-
zahl anwachsen. Beide Einflüsse arbeiten sich hin-
sichtlich der erreichbaren Verstärkung entgegen. Im
Interesse der Wirtschaftlichkeit der Herstellung und
des Betriebes in der Schaltung ist jedoch die kapa-
zitätsarme Anordnung überlegen.
C. Zusätzliche Gesichtspunkte für die
Dimensionierung einer Kaskade.
Bei der Hintereinanderschaltung mehrerer Einzel-
stufen, die entsprechend den im vorigen Abschnitt
wiedergegebenen Betrachtungen günstigst dimen-
sioniert sind, ergeben sich wichtige Gesichtspunkte
für die Wirkung des Hochfrequenzverstärkers als
Ganzes. Einmal ist hier zu untersuchen, ob die Vor-
aussetzungen, insbesondere die Konstanten, die bei
der oben wiedergegebenen Rechnung als bekannt
vorausgesetzt wurden, für die einzelnen Stufen des
Kaskadenverstärkers mit den praktisch auftretenden
Werten gut übereinstimmen. Dies gilt in der Haupt-
sache für die durch die Anodenrückwirkung beding-
ten Scheinwiderstände, da diese von der Verstärkung
der weiteren Stufen abhängen. Daneben ist noch
3) M. v. Ardenne und W. Stoff, Ueber die Kompensation
der schädlichen Kapazitäten und ihrer Rückwirkungen bei Elek-
len Jahrb. d. drahtl. Telegr., 31, S.125 und S. 152, 1928,
Heft 4 u. 5. |
170
festzustellen, in welchem Maße die hinter den Hoch-
frequenzverstärker geschalteten Anordnungen den
Verstärkungsgrad der letzten wie auch der vorher-
gehenden Stufen beeinflussen, bzw. in welchem Maße
umgekehrt die vor den Hochfrequenzverstärker ge-
schalteten Kreise belastet werden. Wie schon aus
dem Gesagten hervorgeht, hat man bei der Unter-
suchung so vorzugehen, daß man, rückwärts gehend,
zuerst die Verhältnisse in der letzten, dann in der
vorletzten usw. bis zur ersten Stufe untersucht. Hier-
bei soll vorausgesetzt werden, daß vor und hinter
den Verstärker Abstimmkreise zur Erzielung einer
ausreichenden Selektion beim Empfang geschaltet
sind. Wie weiter unten gezeigt wird, bietet die hier
vorweggenommene Anordnung der Abstimmittel
besondere Vorteile. Außerdem soll auch bei dem Ver-
stärker eine solche Ausführung vorausgesetzt werden,
daß keine irgendwie gearteten magnetischen oder
elektrischen Kopplungen zwischen verschiedenen
Stufen oder der mit ihnen verbundenen Leitungs-
teilen vorhanden sind.
Außerordentlich wichtig für die Arbeitsweise eines
Kaskadenverstärkers ist die Untersuchung des Ein-
flusses der Anodenrückwirkung, die hier als bekannt
vorausgesetzt werden soll). Nimmt man an, daß
bei genauer Abstimmung des hinter den Verstärker
geschalteten Schwingungskreises der Anodenwider-
stand der letzten Stufe als rein Ohmisch anzusehen
ist, so wird im Gitterkreis dieser Stufe durch die
Anodenrückwirkung allein eine zusätzliche schein-
bare Kapazität bewirkt. Diese Kapazität belastet
wieder den Anodenwiderstand der vorhergehenden
Stufe, bewirkt dementsprechend eine bestimmte Ver-
stärkung und eine bestimmte Scheinkapazität
Gitterkreise dieser Stufe. Weiter fortschreitend er-
gibt sich dann durch die Wechselwirkung von Schein-
kapazität und Verstärkungsgrad auch eine bestimmte
Scheinkapazität am Eingang des Verstärkers. Diese
ist jedoch am Eingang nicht als schädlich anzusehen,
da durch sie nur eine Aenderung der Abstimmung des
hier angeschalteten oder angekoppelten Schwingungs-
kreises bewirkt wird. Im Gegensatz hierzu ist am
Eingang der für die vorhergehenden Stufen bisher
nicht betrachtete, durch die Anodenrückwirkung
hervorgerufene Dämpfungswiderstand außerordent-
lich schädlich. Da bisher schon mehrfach erwähnt
wurde, daß am Eingang und Ausgang des Verstär-
kers Schwingungskreise liegen, erscheint bei einer
oberflächlichen Betrachtung die Annahme nahe-
liegend, daß über alle hintereinandergeschalteten
Kapazitäten Cga der einzelnen Röhren eine Selbst-
erregung nach Huth-Kühn stattfinden kann; man
könnte hierbei daran denken, daß auch über die sich
ergebende sehr kleine Serienkapazität die hohe Aus-
gangsspannung genügend stark rückkoppeln kann.
Die hier angedeutete Betrachtungsweise erscheint
jedoch nicht zwingend, zumal sie bereits durch die
Theorie umfaßt wird, die die Rückwirkung über die
einzelnen Stufen schrittweise diskutiert.
Da die Zusammenhänge zwischen Verstärkungs-
erad und Anodenrückwirkung für die einzelnen
Stufen eines Verstärkers kaum allgemeingültig fest-
4) Vergl. hierzu M.v. Ardenne u. W. Stoff, Die Berechnung
der Scheinkapazität bei Widerstandsverstärkern, Jahrb. d. drahtl.
Telegr., 30, S. 86, 1927, H. 3.
im
Manfred von Ardenne:
trachtet werden. Als Gesichtspunkt für einen Viel |:
stufen-Verstärker kann nur so viel gesagt werden,
daß man vorteilhaft die einzelnen Stufen so dimen- |
sionieren wird, daß sie alle gleichmäßig arbeiten, d. h. |
. : r |
zulegen sind, sollen hier nur zwei Stufen näher be- `.
mit Ausnahme der letzten Stufe alle den gleichen
Verstärkungsgrad besitzen. Bei einem zweistufigen |.
Verstärker läßt sich der Einfluß der Anodenriück- j
wirkung auf einfache Weise durch Messungen kon-
trollieren. Besonders wichtig ist die Aenderung der |;
Scheinkapazität und des Ohmschen Eingangswider- Į
standes in Abhängigkeit von der Frequenz. In Bild4 f
ist die Abhängigkeit des Ohmschen Rückwirkungs-
widerstandes von der Wellenlänge für eine Zweifach-
röhre, d. h. also einen Zweistufen-Verstärker für
sch- ohiascher £rsalzwidersiand
am Schwingungshrels
0,4
01
verschiedene Ohmsche Widerstände im Anodenkreis |‘
der zweiten Stufe dargestellt worden. Die in den
Kurven angegebenen Werte wurden nach einer Sub-
stitutionsmethode festgestellt”); auf die gleiche Weise |
wurde auch der angegebene Wert für Cseh ermittelt. \
Für Rao = 0, d. h. bei Kurzschluß des Anodenkreises |:
der zweiten Stufe steigt der Widerstand Rgser lang- |
sam mit der Wellenlänge an. Dies ist darauf zurück-
zuführen, daß sich der Anodenkreiswiderstand und
damit auch die Verstärkung in der ersten Stufe, die
für die Größe der Anodenrückwirkung maßgebend
ist, mit der Frequenz ändert. An sich gilt das |'
gleiche auch für den kapazitiven Widerstand, der |
durch die Anodenrückwirkung am Eingang scheinbar |
hervorgerufen wird. Die Scheinkapazität selbst |-
bleibt für den untersuchten Frequenzbereich nahezl
konstant, da sich die Verstärkung in der ersten
Stufe, die hierfür allein in Frage kommt, in dem
untersuchten Frequenzbereich nur wenig ändert
Weiterhin ist bei der Aenderung dieser Größen 7!
berücksichtigen, daB nicht die Verstärkung direkt
sondern bei der Scheinkapazität der reelle Teil, bei |
dem Scheinwiderstand der imaginäre Teil, eingeht ||
d. h. die Phasenverschiebung zwischen Anoden- und n
5) Näheres über die Meßanordnung und das benutzte Röhren
voltmeter siehe in dem Buch: M. v. Ardenne, VerstärkerM
technik, Verlag Julius Springer, 1929.
Die aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen.
=-
a
ditterwechselspannung spielt hier eine Rolle. Wesent-
.ch größere Eingangswiderstände ergeben sich, wie
.je zweite Kurve zeigt, wenn der Anodenkreis der
‚weiten Stufe nicht kurz geschlossen, sondern hier
in Ohmscher Widerstand von 10000 Ohm einge-
‚chaltet wurde. In diesem Fall ist die Scheinkapa-
‚ität, die dem Anodenkreise der ersten Stufe parallel
egt, infolge der Verstärkung in der zweiten Stufe
vesentlich größer als vorher, so daß auch die kapa-
itive Belastung an dieser Stelle stark zunimmt.
ntsprechend dieser Belastung ergibt sich eine
"leinere Verstärkung in der ersten Stufe, so daß der
.cheinbare Gitterwiderstand in demselben Maße ver-
;rößert wird. Bei der Dimensionierung darf der
“cheinbare Ohmsche Widerstand im Gitterkreis für
‘lie kleinste zu verstärkende Wellenlänge, d. h. für
lie Welle, für die die Dimensionierung durchgeführt
vird, einen bestimmten Wert nicht unterschreiten.
Man wird hierbei die einzelnen Daten so wählen, daß
ler sich ergebende Scheinwiderstand etwa den
rleichen Wert wie der Ohmsche Gitterableitewider-
tand besitzt. Die sich aus der Kurve (Bild 4) er-
rebenden Werte Rgscn erscheinen in diesem Zu-
sammenhange verhältnismäßig klein. Hierbei ist
edoch zu berücksichtigen, daß die hier wieder-
regebene Kurve nicht bei einem Widerstand von
30000, sondern nur bei einem Widerstand von
[0000 Ohm im Anodenkreis der zweiten Stufe auf-
senommen worden ist. Der resultierende Wider-
stand, der sich aus der Parallelschaltung von Rosen
ınd R, ergibt, muß dann groß gegen den Ohmschen
Anodenwiderstand Ra gehalten werden, um diesen
, icht wesentlich zu verkleinern.
Bei der Zusammenschaltung einer größeren An-
zahl von Hochfrequenzverstärkerstufen kommen be-
kanntlich die Frequenzabhängigkeiten der einzelnen
Stufen gesteigert zur Wirkung. Für den praktisch
ausgeführten Verstärker muß deshalb darauf gesehen
werden, daß die sich ergebende Frequenzabhängig-
‘keit in bestimmten Grenzen bleibt. Bei zu starkem
"Ansteigen der Verstärkung mit der Wellenlänge
müßte insbesondere beim Uebergang zu den längeren
Rundfunkwellen bis zu 2000 m eine sehr weitgehende
: Herabsetzung des Verstärkungsgrades vorgenommen
‚werden. Außerdem wäre bei unsachgemäßer Bedie-
‘nung, d. h. wenn die Lautstärkenregulierung in die-
“sem Fall nicht bestätigt wird, für die höheren Wellen
leicht eine Selbsterregung möglich. Aus diesem
“Grunde muß man bei der Konstruktion der einzelnen
‘Stufen die Frequenzabhängigkeit möglichst klein hal-
„ten. Diese Forderung steht mit den oben gegebenen
Gesichtspunkten zur Erzielung einer optimalen Ver-
„stärkung in jeder Stufe im Einklang. Neben dieser
„Frequenzabhängigkeit im Hochfrequenzgebiet ist
außerdem zu berücksichtigen, daß die aperiodischen
-Verstärker mit Widerstandskopplung auch eine ver-
z hältnismäßig große Niederfrequenzverstärkung be-
‚Sitzen. Infolgedessen würden irgendwelche Nieder-
, Îrequenzstörungen, die an den Eingang des Hoch-
„frequenzverstärkers gelangen, entsprechend verstärkt
„werden, so daß durch eine Verschiebung des Arbeits-
{Punktes in den letzten Stufen die Verstärkung der
‚(Hlochfrequenz ungünstig beeinflußt und eine Modu-
lierung stattfinden würde. Die Niederfrequenzver-
‘Stärkung muß deshalb beseitigt werden; auf ein-
171
fache Weise läßt sich dies dadurch erreichen, daß die
Uebertragungskondensatoren in den einzelnen Stufen
stark verkleinert werden. Infolge dieser Verklei-
nerung wird dann immer nur ein Bruchteil der ver-
stärkten Niederfrequenz auf die nächste Stufe über-
tragen. Praktisch wird man die Uebertragungs-
kondensatoren bis auf etwa 60 cm verringern kön-
nen, da für diesen Wert die Uebertragungskapazität
immer noch als klein gegenüber den zwischen Gitter
und Kathode liegenden Röhrenkapazitäten anzusehen
ist. Für Niederfrequenz fällt neben diesen Kapazi-
täten noch der Gitterableitewiderstand R, für die
hier stattfindende Spannungsteilung ins Gewicht. Im
allgemeinen wird man den Gitterableitewiderstand
entsprechend den oben gegebenen Gesichtspunkten
etwa fünfmal so groß wie den Ohmschen Anoden-
widerstand Ra wählen. Es hat keinen Zweck, hier
größere Widerstände zu benutzen, da einmal für
vtzmA-Verstärkung 2UF-Röhre
0-95%
Aiz -SOR
la -150V
7100 200 500 1000 VE i ZW 70000
Bild 5.
Hochirequenz auf den hier auftretenden, parallel Ilie-
genden Rückwirkungswiderstand, andererseits auf
Gitterspannungsänderungen durch etwa hier auf-
tretende Gitterströme Rücksicht zu nehmen ist. Die
Verstärkungskurven eines nach diesen Gesichtspunk- .
ten bemessenen Zweifachverstärkers in Mehrfach-
röhrenaufbau, der nach früher wiedergegebenen Ge-
sichtspunkten besonders vorteilhaft ist, zeigt Bild 5.
Die zwei Kurven steigen zunächst von ihrem An-
fanzswert aus mit der Wellenlänge an, erreichen ein
Maximum und fallen dann mit weiter zunehmender
Wellenlänge schnell ab. Dieser Abfall ist durch die
Uebertragungskondensatoren gegeben. Wie zu er-
warten ist, erreichen die Kurven für verschiedene
Kopplungskondensatoren ihr Maximum bei verschie-
denen Wellenlängen. Aus dem Anstieg der Verstär-
kungskurven bis zu Wellen von etwa 1000 m kann
man die Größe der am Eingang auftretenden Gesamt-
kapazität Cet abschätzen. Hiernach beträgt diese
Kapazität etwa 5 cm, ein Wert, der in guter Ueber-
einstimmung mit den direkt gemessenen Werten
nach Bild 3 und dem für die Dimensionierung einer
einzelnen Stufe zugrunde gelegten Wert ist. Wie
die Kurven zeigen, ändert sich der mittlere Verstär-
kungsgrad mit der Größe des Ohmschen Anoden-
widerstandes der ersten Stufe. Kurve I für einen
Anodenwiderstand von Ra: = 30000 Ohm läßt ohne
weiteres erkennen, daß dieser Verstärker entspre-
chend den eingangs wiedergegebenen Gesichtspunk-
ten dimensioniert ist. Für eine Welle von 200 m
172
ergibt sich gerade eine etwa 50fache Verstärkung bei
Zugrundelegung der Kurve I. Da der Durchgriff der
Endstufe etwa zehn Prozent beträgt und hier die
EMK-Verstärkung, d. h. die Verstärkung bei unend-
lich großem Anodenwiderstand der zweiten Stufe
Bild 6.
aufgetragen worden ist, beträgt die Verstärkung in
der ersten Stufe ungefähr 5.
Für die letzte Stufe- des Hochfrequenzverstärkers
ist, wie schon erwähnt, das Zusammenwirken mit
Manfred von Ardenne:
Stufen erforderliche relativ niedrige innere Wider-
stand eine starke Dämpfung. Entsprechend. den Ge-
sichtspunkten, die für die Konstruktion von Verstär-
kern mit abgestimmten Kopplungsgliedern gelten,
kann man hier entweder durch entsprechend lose An-
kopplung des Abstimmkreises oder durch Benutzung
einer besonderen Röhre an dieser Stelle die erforder-
liche Selektion erhalten. Aus fabrikatorischen Grün-
den wird man hier zwecks Vermeidung neuer Typen
die normalen Einheiten beibehalten. Falls wirtschaft-
liche Richtlinien nicht berücksichtigt zu werden brau-
chen, läßt sich an dieser Stelle eine Schirmgitter-
röhre verwenden, bei der die Pseudodämpfung durch
den hohen inneren Widerstand sehr klein ist. Die
Gesichtspunkte für die Dimensionierung der End-
stufe des Hochfrequenzverstärkers sind hinreichend
bekannt. In der letzten Stufe kommt es auf eine
genaue Ermittlung und Innehaltung der optimalen
Dimensionierung lange nicht so sehr an wie in den
vorhergehenden Stufen, bei denen das ermittelte Op-
timum für viele Stufen nutzbar wird:
D. Aperiodische Verstärker mit
Mehrfachröhren.
Aperiodische Verstärker für den. Wellenbereich |
von 200—2000 m standen bisher nur in der älteren
Loewe-Hochfrequenzzweifachröhre zur Verfügung, die
zwei mit Raumladungsgittern ausgerüstete Systeme .
enthielt. Bei der neuen Hochfrequenzz weifachröhre,
|
die insbesondere für die Verwendung in Kaskaden- |
schaltungen entwickelt wurde, ist keine Zweigitter- `
u
u
Bild 7.
dem dahintergeschalteten Abstimmkreis zu unter-
suchen. Bei dieser Stufe ist ein Kompromiß zwischen
möglichst hohem Anodenwiderstand und geringer
Pseudodämpfung des angekoppelten Kreises zu
schließen. An dieser Stelle, wo sich durch Ausnutzen
.der Resonanzwirkung ein hoher Anodenwiderstand
erzielen läßt, bewirkt der für die vorhergehenden
röhre mehr eingebaut worden.
durch ein Raumladungsgitter erzielt wird, ist |
Folge der Spannungsverhältnisse bei Hochtreauenz |
|
Die Verbesserung, die {
EEE a a a a pe Sn eo ne a 2 ao » 2 r
verstärkern mit Widerstandskopplung nicht so er- a
heblich, daß es sich lohnt, den relativ hohen Stron- :;
verbrauch im Raumladekreise, insbesondere bei vie-
len Stufen, in Kauf zu nehmen.
Ein weiterer Grund i
|
Die aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen. 173
für den Uebergang zu Eingittersystemen war die
~ leichtere Herstellbarkeit und die etwas geringere
schädliche Kapazität. Auch für die Berechnung der
Verstärker stellten sich mit dem Uebergange zu Ein-
gittersystemen so erhebliche Vereinfachungen ein,
daß auf theoretischem Wege die im Abschnitt B an-
gedeutete Ermittlung der günstigsten Abmessungen
möglich wurde. Trotz der Verwendung nur eines
Gitters sind die Verstärkungseigenschaften der neuen
Hochfrequenz-Zweifachröhren größer als die der
älteren Type. Zum Teil ist dies auf größere wirk-
same Heizfädenlängen zurückzuführen. In erster
Linie wurde jedoch der Fortschritt durch einen sehr
viel kapazitätsärmeren Aufbau bewirkt. Daß der
Aufbau der neuen Röhre sehr viel kapazitätsärmer
ist als bei der älteren Röhre, zeigt am besten ein
lype 2HF >
Bild 8. Bild 9.
Vergleich der in Bild 6 photographierten Innen-
systeme. Die vielen parallel angeordneten Halte-
drähte für den Elektrodenaufbau und die besonders
kritischen Glasknüppel fallen bei dem neuen rechts
abgebildeten System fort. Die kritischen Leitungen,
vor allem die Leitungen, die die Gitter-Anode-Kapa-
zität herabsetzen, haben nur wenige Millimeter
Länge. Auch im Glasquetschfuß sind die kritischen
Leitungen (G, und A,) weit entfernt von den mit der
Batterie verbundenen Leitungen und sehr weit ent-
fernt voneinander angeordnet. Der Leitungsverlauf
im Glasquetschfuß ist auch deutlich aus Bild 7 zu
entnehmen, das den fabrikationsmäßigen Entwick-
lungsgang der neuen Hochfrequenzröhre zeigt. Neben
der bereits abgebildeten Fabrikationstype sind eine
Reihe anderer Modelle mit direkter und indirekter
Heizung durchgebildet worden. Eine recht kapa-
zitätsarme Ausführung für Röhren mit je zwei Fäden
ist in Bild 8 wiedergegeben. Die Schaltung der neuen
Einheit für aperiodische Hochfrequenzverstärker
geht aus Bild 9 hervor, in der gleichzeitig die Ab-
messungen des Kopplungsgliedes angegeben sind.
In elektrischer Hinsicht weicht die neue Type
noch insofern von der älteren Hochfrequenzröhre ab,
< als die Röhre im Sinne der in den letzten Abschnitten
gebrachten Gesichtspunkte dimensioniert ist und im
besonderen nur im Rundfunkwellenbereich einen
hohen Verstärkungsgrad besitzt. Die Gleichstrom-
kennlinien eines Röhrensystemes, wie es in der Type
Verwendung findet, zeigt Bild 10. Weiterhin ist bei
der neuen Röhre der durch die Anodenrückwirkung
bedingte Ohmsche Scheinwiderstand an der Ein-
gangsseite durch die bessere Dimensionierung sehr
heraufgesetzt.
Der außerordentliche Vorteil des Mehrfachröhren-
aufbaues für aperiodische Verstärker ist selbstver-
ständlich nur solange in vollem Maße gegeben, als
a i Íz
D =85%
Ea « 150 Wl
E = 2k
4 = 02Amp
v0 Amp
R jR
Bild 10.
nicht durch die Hintereinanderschaltung mehrerer
Röhren sich erhebliche zusätzliche Kapazitäten er-
geben. Durch Verwendung sehr kapazitätsarmer
Röhrensockel — Bild 11 zeigt einen solchen Sockel
der Loewe-Radio von unten — und durch geschickte
Bild 11.
Anordnung der Sockel- und Verbindungsleitungen
können jedoch, wie entsprechende Messungen zeigten,
die jeder Stufe zusätzlichen Kapazitäten in so nied-
rigen Grenzen (weniger als 2—3 cm) gehalten werden,
daß die Verstärkungseigenschaften auch in der Nähe
‚der größten Frequenz des Bereiches nicht erheblich
geschwächt: werden.
E. Der aperiodische Verstärker
inder Schaltung.
Sollen aperiodische Verstärker für Empfangs-
zwecke benutzt werden, so bestehen für die Ein-
schaltung der Selektionsmittel verschiedene Mög-
lichkeiten. Grundsätzlich empfiehlt es sich, einen
Teil der Selektionsmittel vor den Verstärker
zu legen, um zu verhindern, daß die hohen Span-
nungen naher Stationen nicht in den Endstufen des
Verstärkers so große Amplituden annehmen, daß eine
174
Modulation der schwachen Schwingungen durch die
Wirkung der Kennlinienkrümmung eintritt. Werden
alle Selektionsmittel wie bei manchen Anlagen für
den Empfang sehr langer Wellen vor den Hoch-
frequenzverstärker gelegt, so besteht eine gewisse
Gefahr für Selbsterregung, insbesondere wenn die
Gleichrichtung und Niederfrequenzverstärkung durch
einen Widerstandsempfänger erfolgt. In einer solchen
Kombination, in der alle Hochfrequenzverstärker-
stufen, die Gleichrichter- und die Niederfrequenz-
verstärkerstufen über Widerstände miteinander ge-
koppelt sind, würde etwa für die Frequenz die Ge-
fahr einer Selbsterregung am größten werden, die
Der
je nach der
in der Anlage die größte Verstärkung erfährt.
Hochfrequenzverstärker selbst hat
Manfred von Ardenne:
ein Teil der Selektionsmittel zwischen Hochfrequenz-
verstärker und Gleichrichter geschaltet werden. Dies
ist der Fall bei der in Bild 12 wiedergegebenen Schal-
tung, die sich als außerordentlich vorteilhaft erwiesen
hat. Um mit wenig Schwingungskreisen den jeweilig
erforderlichen Selektionsgrad zu erhalten, kommt es
selbstverständlich sehr darauf an, daß die Schwin-
gungskreise an der Eingangsseite und an der Aus-
gangsseite des Hochfrequenzverstärkers so ange-
koppelt werden, daß ihre Dämpfung, gegenüber der
natürlichen Dämpfung, nur wenig erhöht wird. Der
Widerstand an der Eingangsseite ist im Rundfunk-
wellenbereich, wie die im Abschnitt C (Bild 4)
wiedergegebenen Messungen erkennen lassen, groß
gegenüber den Resonanzwiderständen der Schwin-
Bild 12.
Dimensionierung der Gitterkondensatoren und Ab-
leitewiderstände eine anders gelegene Maximalver-
stärkung im Bereich der Hochfrequenzen. Hoch- und
Niederfrequenzverstärker zusammen gesehen er-
geben eine resultierende Verstärkungskurve, deren
Maximalverstärkungsgrad etwa bei einer Frequenz
liegt, die sich an der Grenze zwischen Hoch- und
Niederfrequenz, also bei etwa 10t Hertz befindet. In
welcher Größenanordnung der maximale Verstär-
kungsgrad einer Anlage liegen kann, in der Hoch-
und Niederfrequenzverstärker ohne Zwischenschal-
tung von Selektionsmitteln galvanisch hintereinander
geschaltet sind, zeigt die folgende Rechnung: Nach
der Messung Bild 5 ist der Verstärkungsgrad der
gemessenen Einheit bei 10* Hertz etwa gleich dem
Verstärkungsgrad bei der höchsten Frequenz des
Rundfunkbereichs. Besitzt beispielsweise der Hoch-
ifrequenzverstärker bei diesen beiden Frequenzen
eine Spannungsverstärkung von 5.10°, und hat der
Niederfrequenzverstärker an der oberen Grenze des
Hörbereichs nur noch einen Spannungsverstärkungs-
grad von 2.10%, so beträgt bei der Frequenz 10*
Hertz die resultierende Gesamtverstärkung der An-
lage 10°. Ein so hoher Verstärkungsgrad läßt sich
nur sehr schwer stabil verwirklichen, insbesondere
wenn der Betrieb aus gemeinsamen Stromquellen
erfolgt. Aus diesem Grunde ist anzustreben, daß der
Gesamtverstärkungsgrad der Anlage für irgendeine
Frequenz nie größer werden kann als der Maximal-
verstärkungsgrad des Hochfrequenzverstärkers oder
des Niederfrequenzverstärkers allein. Werden alle
Selektionsmittel vor die Verstärker gelegt, so läßt
sich dies erreichen, indem vor oder hinter den
Gleichrichter eine Siebkette geschaltet wird, die nur
Hochfrequenzen oder Niederfrequenzen durchläßt.
Eine besondere Siebkette läßt sich vermeiden, indem
gungskreise. Es würde sich daher keine erhebliche
Dämpfungsvermehrung ergeben, wenn der erste
Schwingungskreis (Rahmenkreis) unmittelbar an die
Eingangsseite des Hochfrequenzverstärkers gelegt
wird. Die induktive Kopplung mit dem Rahmenkreis
ist in Bild 12 nur vorgeschlagen, um den Antennen-
effekt des Rahmens soweit zu verringern, daß eine
gute Richtcharakteristik erhalten wird. An der Aus-
gangsseite des Verstärkers, wo ein relativ niedriger
innerer Widerstand (etwa 20000 Ohm) bei den ver-
schiedenen Verstärkungseinheiten besteht, kommt es
im Interesse der Selektion sehr auf eine lose An-
kopplung an, die bei dem großen Verstärkungsüber-
schuß der Anlage ohne weiteres möglich ist. Durch
geeignete Dimensionierung der Kopplung und durch
Verwendung guter Hochfrequenzlitze in den Schwin-
gungskreisen gelang es, die Dämpfung der Kreise so
herabzusetzen, daß mit nur zwei Schwingungskreisen
eine für die meisten Empfangsorte ausreichende
Selektion erhalten wurde.
Eine gewisse Beachtung verdient auch die Frage
der Lautstärkenregulierung bei den aperiodischen
Verstärkern. Soll die erforderliche Regulierung nicht
durch Kopplungsänderungen vorgenommen werden,
so besteht die Möglichkeit, die Gittervorspannung
einer oder mehrerer Stufen oder auch den Heizstrom
zu verändern. Als besonders ökonomisch und zweck-
mäßig erwies sich die in Bild 12 dargestellte Methode
der Verstärkungsregulierung durch Anodenspannungs-
änderung mittels eines regelbaren Vorschaltwider-
standes. Selbstverständlich bestehen noch zahlreiche
weitere Möglichkeiten, unter denen hier nur noch die
Methode erwähnt werden soll, bei der durch Steuer-
spannungsänderungen oder Reihenwiderstände der .
innere Widerstand der Endstufe allein und hiermit
|
gleichzeitig die Pseudodämpfung des angekoppelten |
m
g
Die aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen.
175
Schwingungskreises geändert wird. Alle die ange-
»deuteten Methoden der Lautstärkenregulierung sind
:geräuschlos, da der Hochfrequenzverstärker im mitt-
‚teren Hörbereich keine sehr hohen Verstärkungsgrad
‚besitzt, und Niederfrequenzspannungen nicht über die
‚abgestimmte Kopplung übertragen werden’).
`
\
u
Große Schwierigkeiten ergaben sich anfänglich
durch ungewollte Rückkopplungen, die eine volle Aus-
‚nutzung des bei Geräten nach Bild 12 vorhandenen
a3 ET Sl di
tz- IN
als sehr vorteilhaft.
Bild 13.
sehr hohen Verstärkungsgrades hinderten. Um Rück-
kopplungen über den Spannungsabfall an dem Hoch-
frequenzwiderstand der Verbindungsleitungen im
Innern des Apparates zu vermeiden, erwies sich an
einigen Stellen eine strahlenartige Leitungsführung
Eine solche strahlenartige
Bild 14.
Leitungsführung, bei der der Scheitelpunkt auf kür-
zestem Wege über einen großen Kondensator mit der
Abschirmung verbunden ist, läßt Bild 13 erkennen.
Eine außerordentliche Verminderung der Rückkopp-
- Jungen im Apparat wurde dadurch erzielt, daß ein
Abfließen des Hochfrequenzstromes der letzten Stufe
zur Anodenstromquelle verhindert wurde. Zwischen
Glühfaden und der letzten Röhre und der Kopplungs-
spule L; in Bild 12 ist ein Kondensator von 1 u F
gelegt. Als Drosselwiderstand für MHochfrequenz, der
gleichzeitig die Aufgabe hat, den Anodengleichstrom
in der letzten Stufe des Hochfrequenzverstärkers zu
< begrenzen, dient ein normaler Widerstand von etwa
3.10f Ohm.
6) Die etwas höhere Verstärkung, die die aperiodischen Ver-
Als recht zweckmäßig zeigte sich
~ stärkungen im Bereich der längeren Rundfunkwellen über 1000 m
besitzen, ist insofern sogar nicht unvorteilhaft, als sie ermöglicht,
den kleinen Rahmen für die Rundfunkwellen auch für die Lang-
wellenaufnahme zu verwenden.
weiterhin die Parallelschaltung eines weiteren
Blockkondensators zu den Heizfäden der ersten
Hochfrequenzröhre.
Die konstruktive Ausführung eines Rundfunk-
Rahmenempfängers nach der Schaltung Bild 12 geht
aus Bild 14 hervor, das gleichzeitig Anhaltspunkte
für eine zweckmäßige Art der Abschirmung und für
den kapazitätsarmen Aufbau der Kopplungsglieder
zwischen den verschiedenen Hochfrequenzstufen
bietet. Ein weiteres Bild des nach den beschriebenen
Untersuchungen hergestellten neuen Fernempfängers
der Loewe-Radio zeigt Bild 15.
Durch die Auswertung der Eigenschaften aperio-
discher Verstärker gelang es, die Herstellungskosten
dieses Gerätes auf etwa die Hälfte derienigen zu
senken, die bisher für Rahmenempfänger üblich
waren. . Neben ihrer hervorragenden Eignung für
Bild 15.
Empfangszwecke besitzen die aperiodischen Ver-
stärker noch viele andere Anwendungsgebiete, ins-
besondere in der Meßtechnik kleinster Spannungen
und Ströme und in der Schnellbildübertragung dank
ihrer extrem kurzen Einschwingzeiten.
Zusammenfassung.
Das Problem der aperiodischen Verstärker in
Kaskadenschaltung wird ausgehend von der einzel-
nen Stufe behandelt. Eine Methode der theoretischen
Vorausberechnung der Röhrendaten zwecks Er-
zielung optimaler Spannungsverstärkung bei nicht
rein Ohmschem Anodenwiderstand wird angegeben.
Die bei der Zusammenschaltung der Einheiten zur
Kaskade auftretenden Rückwirkungserscheinungen
werden in ihrem Einfluß auf die erreichbare Verstär-
kung und Stabilität besprochen, wobei Messungen
an einem Zweirohrsystem mitgeteilt werden. An-
schließend kommt die konstruktive Ausführung viel-
stufiger Hochfrequenzkaskaden mit Mehrfachröhren-
aufbau zur Behandlung. Im Schlußkapitel werden
die Gesichtspunkte besprochen, die für die Verwen-
dung des Verstärkers für Empfangszwecke maß-
gebend sind. Es wird darauf hingewiesen, daß
Rahmenempfänger mit aperiodischer Hochfrequenz-
verstärkung bei der Ausführung mit Mehrfachröhren
den bekannten Vielröhrenempfängern mit annähernd
gleichen Empfindlichkeiten in Herstellung und Be-
trieb sehr überlegen sind.
(Eingegangen am 24. Dezember 1928.)
176
E. Giebe und A. Scheibe:
Internationale Vergleichungen von Frequenznormalen
für elektrische Schwingungen.
Von E. Giebe und A. Scheibe.
Mitteilung aus der Physikalisch-Technischen Reichsanstalt.
Inhaltsübersicht:
1. Methode und Ergebnisse früherer, Plan und Hilfs-
mittel der neuen Vergleichungen.
2 Der Normalfrequenzmesser und das Meßver-
fahren der PTR.
3. Piezooszillatoren ohne Thermostat als Vergleichs-
normale.
4. Piezooszillator mit Thermostat als Versieiche
normal.
5. Leuchtende piezoelektrische Resonatoren als Ver-
gleichsnormale.
Zusammenfasung.
1. Methode und Ergebnisse früherer,
Plan und Hilfsmittelder neuen Ver-
gleichungen.
Die erste Vergleichung der Frequenzskalen der
Physikalisch-Technischen Reichsanstalt (PTR) in
Deutschland, des Bureau of Standards (BOS) in den
Vereinigten Staaten von Nordamerika und des
National Physical Laboratory (NPL) in England fand
im April und Mai des Jahres 1924 statt). Die Ver-
gleichung erfolgte durch Fernmessung der Fre-
quenzen einer Anzahl größerer Sendestationen, die in
den drei Laboratorien zu gleichen, zuvor verab-
redeten Zeiten ausgeführt wurde, und ergab für PTR
und NPL eine Übereinstimmung der Meßresultate
innerhalb von 1 Promille, während von BOS im Fre-
quenzbereich von 15000 bis 20000 Hz um einige
Promille größere Werte als von NPL und PTR be-
obachtet wurden.
Da infolge gewisser Schwierigkeiten bei Aus-
führung von Fernmessungen nicht mit Sicherheit zu
entscheiden war, ob die beobachteten Differenzen
auf Fehler der angewandten Fernmeßmethoden oder
auf tatsächliche Abweichungen der Frequenzskalen
zurückzuführen seien, war das Gesamtergebnis nicht
befriedigend. Die hieraus entspringende Notwendig-
keit, solche internationale Frequenzvergleichungen
zu wiederholen, wurde alsbald um so zwingender, als
die praktischen Anforderungen an die Genauigkeit
von Frequenzmessungen in kurzer Zeit außerordent-
lich stiegen. Besonders infolge der Entwicklung des
Rundfunks nahm die Anzahl der Sendestationen sehr
schnell zu, so daß ein störungsfreier Betrieb nur
möglich war, wenn jede Station den ihr durch inter-
nationale Übereinkunft zugewiesenen Frequenzwert
möglichst genau, d.h. praktisch bis auf etwa + 0,5°/⁄o,
innehielt.
Für die Staatslaboratorien der verschiedenen
Länder erwuchs aus dieser Entwicklung die Aufgabe,
die Methoden der Frequenzmessung zu verfeinern,
Frequenzskalen möglichst großer absoluter Genauig-
keit aufzustellen und durch möglichst unveränder-
1) Vgl. E. Giebe, E. Alberti und E.Leithäuser. E.N.T
3, S. 69—76, 1926.
liche Frequenznormale festzulegen; andererseits
mußte auch bei den internationalen Frequenzver-
gleichungen eine wesentlich höhere Meßgenauigkeit
angestrebt werden, als sie bei der oben erwähnten
ersten Vergleichung erreicht wurde.
Solchen Frequenzvergleichungen kam nun die Er-
findung der piezoelektrischen Resonatoren durch
W. G. Cady?) außerordentlich zugute; bereits im
Jahre 1923 hatte Cady°) selbst mit Hilfe einiger
seiner Resonatoren vergleichende Messungen in ver-
schiedenen Laboratorien ausgeführt. Nachdem die
Quarzresonatoren in den darauffolgenden Jahren in
ihren Eigenschaften : durch verschiedene Forscher
näher untersucht waren, schlug das Bureau of Stan-
dards im Jahre 1925 vor, dieselben für die inter-
nationalen Frequenzvergleichungen zu benutzen, und
zwar in der Form der sogenannten piezoelektrischen
OÖszillatoren.
Die Reichsanstalt benutzte, während diese Messun- |
gen mit den Oszillatoren schon im Gange waren, die
Gelegenheit, die hier entwickelten leuchtenden piezo-
elektrischen Resonatoren nach E. Giebe und
A. Scheibe*) zur internationalen Vergleichung mit
heranzuziehen.
Für diese in den Jahren 1926 und 1927 durch-
geführten internationalen Frequenzvergleichungen
dienten die folgenden Frequenznormale:
a) Zwei piezoelektrische Öszillatoren des Bureau
of Standards; diese waren noch nicht wie der später
benutzte Oszillator unter b) mit einem Thermo-
staten ausgerüstet, der den Zweck hat, den Quarz-
kristall, der einen ziemlich hohen Temperaturkoeffi-
zienten der Frequenz besitzt (Größenordnung 3—5
.10—°/Grad), auf einer bestimmten konstanten Tem-
peratur zu halten.
b) Ein piezoelektrischer Oszillator des Bureau of
Standards mit Thermostat.
c) Vier piezoelektrische Leuchtresonatoren der
Physikalisch-Technischen Reichsanstalt.
An der Vergleichung waren die Staatslaboratorien
von fünf Staaten beteiligt: Bureau of Standards
(BOS) in den Vereinigten Staaten von Nordamerika,
National Physical Laboratory (NPL) in England,
Telegraphie Militaire (TM) in Frankreich, Instituto
Elettrotecnico c Radiotelegrafico (IE) in Italien,
Physikalisch - Technische Reichsanstalt (PTR) in
Deutschland.
2. Der Normalfrequenzmesser und das
Meßverfahren der PTR.
Der Normalfrequenzmesser der Reichsanstalt ist .
bereits früher ausführlich beschrieben?), so daß an
dieser Stelle ein Hinweis auf seine wesentlichsten
7 W. G. maei Proc. Inst. Rad. Eng. 10, S. 83. 1922.
12, S. 805, 1924.
al E. Giebe und A. Scheibe, ETZ 47, S. 380, 1926.
5) E, Giebe u. E. Alberti, Ztschr. f. techn. Phys. 6, S. 92, 1925.
l
Internationale Vergleichungen von Frequenznormalen für elektrische Schwingungen. `
—— nn ne nn m nn ee mm ne
Eigenschaften genügt. Der Apparat besteht aus
T homsonschen Schwingungskreisen, und zwar
aus Selbstinduktionsspulen in den Abstufungen
10-1, 102, 5.10, 103, 5.10? Henry und aus ver-
lustfreien, festen Luftkondensatoren der dekadisch
abgestuften Kapazitäten von 50 bis 200000 uuF;
sowie aus Drehkondensatoren geeigneten Meß-
bereichs für die Feineinstellung. Durch elektrische
Abschützung von Spulen und Kondensatoren sind
. die Eigenfrequenzen der Schwingungskreise genau
. definiert,
sie wurden in folgender Weise absolut
.geeicht:
-Frequenzbereich ein
1. durch Berechnung nach Thomson’s Formel
aus den absolut gemessenen Selbstinduktionen
und Kapazitäten einschließlich Spulenkapazitäten,
2. nach der Methode der harmonischen Ober-
schwingungen, wobei die Frequenz der Grund-
schwingung aus der Tourenzahl einer umlaufen-
den Maschine oder mit Hilfe einer Stimmgabel
ermittelt wurde.
Die relative Meßgenauigkeit bei Messungen im
und derselben Spule beträgt
-jetzt 1—2. 10~5, die absolute Genauigkeit kann, nach-
-dem mehrjährige gute Erfahrungen über die zeitliche
zu etwa + 1.
Unveränderlichkeit des Frequenzmessers vorliegen,
10" geschätzt werden‘); dabei wird
für höchste Genauigkeitsanforderungen die zu mes-
-sende Frequenz mit mehreren verschiedenen Kom-
- binationen von Induktivitäten und Kapazitäten be-
- stimmt.
Bei den vorliegenden Messungen wurden
‚vier Induktivitäten von 107°. 5 - 10°, 10—~° und 5 . 10° ^
"Henry und Kapazitätsbeträge von 2000 bis 8000 uuF
~ benützt.
Die Abstimmung des Normalfrequenzmessers auf
“die zu messende Senderfrequenz erfolgte nach der
` Resonanzausschlagsmethode mittels Spiegelgalvano-
“ Vermeidung von Kopplungseinflüssen sowohl
Da zur
er-
meters und aperiodischen Detektorkreises.
“ regender Sender als auch Detektorkreis sehr lose mit
` dem Frequenzmesser gekoppelt sein müssen,
so
“ konnte man die sehr schwachen Schwingungen der
. Piezooszillatoren nicht unmittelbar, sondern nur auf
"dem Umwege über einen Hilfssender größerer Lei-
-stung messen. Dieser Sender wurde mit einer seiner
“ harmonischen Oberschwingungen auf die Schwingung
des Piezooszillators nach der Schwebungsmethode
ER u. S a:
“mittels Detektors, Lautverstärkers und Telefons ab-
gestimmt, seine Grundfrequenz wurde dann mit dem
‘ Normalfrequenzmesser gemessen.
Dieses indirekte
- Verfahren bot den Vorteil, daß die Grundschwingung
- des Hilfssenders für den Meßbereich der jeweilig
-—
bart ae‘
natoren angewandt (vgl. Abschnitt 5).
benutzten Selbstinduktionsspule des Frequenzmessers
passend ausgewählt werden konnte, es wurde daher
mit Nutzen auch bei der Messung der Leuclitreso-
Die durch
das Verfahren hinzukommenden Fehler sind ver-
. schwindend klein, weil die Genauigkeit der Schwe-
" bungsmethode bei hohen Frequenzen außerordentlich
|
p"
N
D
` groß ist.
6) Die absolute Genauigkeit der Frequenzskala der Reichs-
anstalt ist neuerdings auf etwa das Zehnfache gesteigert, vgl. den
‘demnächst in der Zeitschrift für Instrumentenkunde erscheinenden
; Tätigkeitsbericht der PTR für das Jahr 1928. (Ref. in ds. Ztschr. folgt).
War
pef
3. Piezooszillatoren ohne Thermostat
als Vergleichsnormale.
Ein Oszillator (BS 33465 — D mit Quarzplatte
Nr. 15) wurde von den verschiedenen Laboratorien
in der Reihenfolge Amerika, England, Frankreich,
Italien, Deutschland, Amerika, ein zweiter (BS 33 465
— C mit Quarzplatte Nr. 16) in der umgekehrten
Reihenfolge gemessen. Die beiden Apparate wurden
zu verschiedenen Zeiten vom Bureau of Standards
im Jahre 1926 abgesandt und trafen in der PTR so
ein, daß sie hier gleichzeitig um die Jahreswende
1926/27 gemessen werden konnten. Sie hatten beide
die gleiche Konstruktion und enthielten im wesent-
lichen eine Verstärkerröhre, einen Schwingungskreis,
einen Quarzplattenresonator und ein im Anodenkreis
der Röhre liegendes Milliamperemeter zur Messung
der Stärke des Anodengleichstromes. Die kreis-
förmige Quarzplatte hatte einen Durchmesser von
36 mm, eine Dicke von 6 mm und lag in einem aus
Isoliermaterial bestehenden Gehäuse zwischen zwei
als Anregungselektroden dienenden vernickelten
Messingplatten, die wahlweise mittels eines Um-
schalters entweder an Gitter und Kathode oder an
Gitter und Anode der Röhre angeschaltet werden
konnten. Der Resonator hatte drei elastische Grund-
schwingungen der Frequenzen 75000 Hz, 106 000 Hz
und 456 000 Hz, auf welche der im Anodenkreis der
Verstärkerröhre liegende Schwingungskreis mit Hilfe
eines Drehkondensators abzustimmen war. Der
Öszillator wurde folgendermaßen in Betrieb gesetzt:
Von der Einstellung 0° des Drehkondensators aus-
gehend, steigert man langsam und stetig dessen
Kapazität. Von einem gewissen Kapazitätsbetrag ab
nimmt, wenn die vom Qwuarzresonator gesteuerten
Schwingungen einsetzen, die Stärke des Anoden-
gleichstromes allmählich ab bis zu einem Minimum,
das bei einer bestimmten Kondensatoreinstellung er-
reicht wird. Nach Überschreiten dieser Einstellung
schnellt der Anodenstrom plötzlich auf seinen An-
fangswert zurück, die Schwingungen setzen aus.
Man stellt für den Betrieb so ein, daß der Anoden-
strom nahezu den Minimalwert hat, die vom Quarz
erregten Schwingungen haben dann die größte Inten-
sität.
Die Handhabung der Oszillatoren war insofern
etwas schwierig, als die Schwingungen der Fre-
quenzen 75000 und 106000 Hz nur recht schwer
erregbar waren, während der Messung oft aus-
setzten und bei geringer Stabilität in ihrer Amplitude
schwankten. Hierdurch kam eine gewisse Unsicher-
heit in die Messung dieser Frequenzen. Die dritte
Frequenz von 456 000 Hz hingegen setzte leichter ein,
zeigte sich stabil und war daher sicherer zu messen.
Die Meßresultate aller Laboratorien sind in den
Tabellen 1 und 2 zusammengestellt. Im BOS wurden
die Oszillatoren zweimal gemessen, vor Absendung
aus Washington und nach Rückkehr dorthin. Beide
Meßwerte, die in den ersten beiden Zeilen stehen,
sind gemittelt (BOS„, in der dritten Zeile). Dieses
Mittel ist mit den Resultaten der übrigen Labora-
torien zum Gesamtmittel vereinigt, das in der letzten
Zeile der Tabellen verzeichnet ist. Die relativen Ab-
weichungen der Einzelergebnisse vom Gesamtmittel
sind in den Vertikalspalten unter A angegeben, sie
betragen bis zu —10,5.10-* und +6,0.10%. Die
N
178
mittleren Abweichungen 4, vom Mittel ergeben sich
zu + 1,3 bis + 4,7.10**%, also zu einigen Zehntel
Promille.
Das Gesamtergebnis dieser Vergleichung ließ zwar
einen deutlichen Fortschritt gegenüber den ersten
durch Fernmessungen ausgeführten Vergleichungen
erkennen, jedoch war es ziemlich wahrscheinlich, daß
die Differenzen zwischen den Meßergebnissen der
verschiedenen Länder nicht auf Differenzen in ihren
Normalfrequenzskalen zurückzuführen seien, son-
dern auf Mängel der benützten Piezooszillatoren.
Einer dieser Mängel ist anscheinend die schon oben
erwähnte Instabilität der Schwingung bei den Fre-
quenzen von 75000 und 106000 Hz. Auch die zeit-
liche Konstanz dieser Frequenznormale dürfte für die
erwünschte Genauigkeit der Vergleichsmessungen
nicht ausreichend sein; für den Oszillator 33465-D
z. B. wurden im BOS zu Beginn und am Schluß aller
Messungen die beiden Werte 75300 und 75330 Hz
gemessen, die sich um 4.10-* unterscheiden. Dazu
kommt endlich noch die Unsicherheit, die durch den
hohen Temperaturkoeffizienten (3 — 5.10-°/Grad)
solcher Oszillatoren bedingt ist.
Vom BOS wurde daher, noch während die Ver-
gleichungen der besprochenen Öszillatoren im Gange
waren, eine verbesserte Konstruktion entwickelt, die
mit einem Thermostaten zur Festlegung der Tem-
peratur des Quarzresonators ausgerüstet ist.
4. Piezooszillator mit Thermostat als
Vergleichsnormal.
Der Piezooszillator enthielt zwei Quarzplatten-
resonatoren mit je einer Eigenfrequenz von etwa
200 000 Hz. Die Resonatoren befanden sich zur Kon-
stanthaltung ihrer Temperatur in einem elektrisch
geheizten Thermostaten. Die Heizung ist eine halbe
Stunde vor Beginn der Messungen einzuschalten, die
Temperatur während der Messung betrug 46° C, im
übrigen war der Apparat im Prinzip von ähnlicher
Konstruktion wie in Abschnitt 3 bereits beschrieben.
Zur Einhaltung möglichst gleicher Betriebsbedingun-
gen der Öszillatorröhre (Type U X 210 für 90 V
Anodenspannung) waren Meßgeräte für die Heiz-
faden- und Anodenspannung eingebaut.
An den Messungen in den einzelnen Laboratorien,
die im Sommer 1927 ausgeführt wurden, war Herr
Dellinger vom BOS persönlich beteiligt. In
der PTR erfolgte die Messung der beiden Frequen-
zen nach dem gleichen Verfahren, das auch für die
anderen Oszillatoren angewandt worden war.
Die Resultate der Messungen sind in der Tabelle 3
in gleicher Weise wie bei den Tabellen 1 und 2 an-
geordnet und gemittelt worden. Die beiden Quarz-
platten sind mit Y und Z bezeichnet. Die Meß-
ergebnisse aller Laboratorien stimmen ganz wesent-
lich besser miteinander überein als bei den beiden
früheren Piezooszillatoren in Tabelle 1 und 2, was
auf die Benutzung eines Thermostaten und wohl
auch noch auf andere Konstruktionsverbesserungen
zurückzuführen sein dürfte. Die Abweichungen der
Einzelwerte vom Mittelwert liegen durchweg unter-
halb 1.10%, erreichen im Maximum + 5.105 und
— 7.10”? und betragen im Mittel + 4.10%.
Dieses gute Ergebnis führt zu dem Schluß, daß
die Normalfrequenzskalen der an der Vergleichung
E. Giebe und A. Scheibe:
beteiligten Staaten im Bereich von 2.10° Hiz inner-
halb von + 4 Hunderttausendsteln miteinander über-
einstimmen.
5. Leuchtende piezoelektrische
Resonatoren als Vergleichsnormale.
Bis zu Beginn der besprochenen Vergleichungen
waren in der Reichsanstalt über das Verhalten der
hier entwickelten leuchtenden piezoelektrischen Re-
sonatoren Erfahrungen gewonnen, die ihre Benutzung
Tabelle 1.
Piezooszillatorr BS 33 465-D mit Quarzplatte Nr. 15
ohne Thermostat.
Labor. | Datum Freau. fa! af [Freau. 7, af [Freau fe] Jf
Hz .10—4| Hz . 10-4 Hz .10—~
Amerika Dez.25 į 75 300 106 240 455 400
BOS Juli 27 | 75 330 106 240 455 570
BOS m 75 315 — 2,41106 240 + 2,6 [455 485 = 1,4
England Febr. 26| 75 344 |+ 1,51106 273 + 5,7 1455 560 |- 0,2
NPL
en Juli 26 | 75 330 !— 0,41106 100 —10,51455 700 + 3,3
T
A Sept.26 | 75 347 |+- 1,91106 200 — 1,1 1455 474 — 1,6
E
Deutschland | Jan. 27
75 331 — 0,3106 248 |+- 3,4 [455 525 — 05
PTR |
Mittelwert fm 75333 Hz | 106212 Hz | 455549 Hz
Mittl, Abwelchg. Am | + 1,3-10-4 | + 4,7-10-4 | + 1,4-10—
Tabelle 2.
Piezooszillator BS 33465-C mit Quarzplatte Nr. 16
ohne Thermostat.
Labor. | Datum | Frequ. fa| sf Freau. fo af [Freau re] Jf
Hz .10—4| Hz .10—4 Hz .10-
Amerika Mai 261 75 037 105 870 455 833
BOS Dez. 271 75 048 105 875 455 840
BOSm 75 042 — 0,4105 872 — 2,5 |455 836 — 2,7
lang Jan. 27 | 75 035 |— 1,3105 879 — 1,9 [455 940 — 0,4
Italien März 27
IE
Frankreich
TM
75 090 + 6,0105 952 ‚+ 5,0 |456 152 |+ 4,2
Juni 27 | 75 004 — 5,5 455 940 | 0,4
England Juli 27 | 75 054 +- 1,2/105 891 — 0,8 1455 930 |— 0,7
NPL
455 960 Hz
+ 1,7.104
105899 Hz
+ 2,6-10-4
Mittelwert fm 75045 Hz
Mittl, Abweichg. Am | + 2,9-10—4
als Frequenznormale auch für die internationalen Ver-
gleichungen aussichtsreich erscheinen ließen. Unter-
suchungen über die Konstanz und Einstellgenauigkeit
dieser Resonatoren hatten recht gute Resultate er-
geben, der Temperaturkoeffizient ist sehr gering,
mehr denn zehnmal kleiner als bei den Piezooszilla-
toren. Über die Eigenschaften der Leuchtresona-
toren wird demnächst an anderer Stelle berichtet
werden, hier sei nur noch auf die große Einfachheit
der Handhabung hingewiesen; die bei Piezooszilla-
I ne EEE mas E E y, Zr EEE EEE E EEE nnwerCGTEUgGTe o y a EAR E EEE
PE E
e E O ni. g AEEA aE nn > A Te u EEE. > x
—
—
N
‘
m,
au,
y
Internationale Vergleichungen von Frequenznormalen für elektrische Schwingungen.
toren erforderlichen Hilfsmittel, Heiz- und Anoden-
batterie sowie Thermostat, sind bei Leuchtresonatoren
entbehrlich. -
Auf Grund dieser Erfahrungen wurden von der
„ Reichsanstalt zugleich mit den schon besprochenen
“ Piezooszillatoren vier Leuchtresonatoren mit den
= Nummern 10001 bis 10004 zur Messung in den ver-
“d
- PE =
schiedenen Laboratorien abgesandt. Die Eigen-
x frequenzen der Resonatoren wurden wesentlich höher
+ gewählt als die der Piezooszillatoren, weil es prak-
tisch von besonderem Interesse war, zu wissen, wie
genau die Frequenzskalen der verschiedenen Länder
in dem so dicht besetzten Frequenzbereich der Rund-
funksender miteinander übereinstimmen. Mit Rück-
sicht hierauf wurden Resonatoren der Nennfrequen-
zen 5.10°, 7,5.10°, 2.10° und 4.10° Hz beschafft, die
Bild 1.
aber, was ausdrücklich bemerkt sei, bei der Kürze
: der Zeit bezüglich ihrer Konstanz und Empfindlichkeit
4 der Reichsanstalt gemessen wurden.
nicht besonders ausgewählt und untersucht werden
konnten; es sind also fabrikmäßig hergestellte Leucht-
resonatoren”), die vor ihrer Rundreise nur einmal in
Ein zweiter
Resonator jeder Frequenz blieb zur Kontrolle in der
Reichsanstalt zurück. Die Resonatoren Nr. 10004
und 10003 (5.10° und 7,5.10° Hz), deren Form aus
Bild 1 ersichtlich ist, bestanden aus parallelepipedi-
schen Quarzstäbchen, welche in ihrer longitudinalen
Grundschwingung angeregt werden; die im übrigen
gleich gebauten Resonatoren 10002 und 10001 (2.10°
und 4.10° Hz) enthielten quadratische Quarzplättchen
und werden in einer besonders ausgeprägten Eigen-
frequenz der elastischen Plattenschwingungen er-
regt. Das Glasgefäß (Bild 1) ist mit einem Gemisch
von Neon und Helium gefüllt, der Gasdruck beträgt
wenige mm Heg.
Zur Abstimmung eines Senders auf die Eigen-
frequenz eines leuchtenden piezoelektrischen Reso-
nators dient das folgende Verfahren. Der Sender
wird zunächst ungefähr auf die Eigenfrequenz des
Resonators eingestellt, z. B. mit Hilfe eines rohen
Wellenmessers. Der Resonator ist an die Enden
einer passend gewählten Spule anzuschließen, die mit
dem Sender induktiv gekoppelt wird. Für die Reso-
natoren Nr. 10004 und 10003 dient eine Spule von 250
Windungen, für Nr. 10002 bzw. 10001 eine solche von
75 bzw. 35 Windungen. Die Spulen sind von der im
Radiohandel erhältlichen einfachen Art. Der Strom-
kreis des Resonators braucht also nicht auf dessen
Eigenfrequenz abgestimmt zu werden. Die Spulen
haben nur den Zweck, eine durch Kopplungsänderung
?) Von der Firma Loew e- Radio, Berlin-Steglitz,Wiesenweg 10.
179
leicht regulierbare, genügend hohe Wechselspannung
an den Resonatoren zu erzeugen.
Die Spule des Resonators wird zuerst so eng mit
dem Sender gekoppelt, daß das Resonatorgefäß von
einem schwachen Glimmlicht erfüllt ist. Die Fre-
quenz des Senders wird dann sehr langsam geändert,
bis das Aufleuchten des Quarzes den Eintritt der Re-
sonanz anzeigt. Am Sender müssen Hilfsmittel vor-
handen sein, z. B. fein einstellbare Kondensatoren
kleiner Kapazität, welche die Frequenz bis auf ein
Tausendstel Prozent sicher einzustellen gestatten.
Um die genaue Resonanzeinstellung des Senders
zu finden, wird die Koppelung zwischen Sender und
Resonatorspule allmählich so lose gemacht, daß der
Quarz nur eben aufleuchtet, wenn die Senderfrequenz
den richtigen Wert hat. Bei losester Koppelung be-
trägt die Leuchtbreite eines empfindlichen Resona-
tors, d. h. das Frequenzintervall, innerhalb dessen
Tabelle 3.
Piezooszillator des Bureau of Standards mit Quarz-
platten Y und Z mit Thermostat.
Resonator Nr. | Y | Z
Labor. | - Datum | Frequ. f | af | Frequ. f | af
Hz .10% Hz .10-4
Amerika | Juni 28 | 200 122 200 142
BOS Nov. 28 | 200115 200 138
BOSm 200118 |—0,3| 200140 | — 0,1
England Juli 28 | 200118 | — 0,3] 200128 | — 0,7
NPL
Frankreich Aug. 28 | 200134 |+0,5| 200149 | +0,4
mn Aug. 28 200 119 | — 0,3] 200137 | — 0,2
Deutschland Aug. 28 | 200131 \+0,4| 200152 | + 0,6
PTR
Mittelwert fm 200 124 Hz 200 141 Hz
Mittlere Abweichung Am + 0,4 - 104 + 0,4. 10
das Leuchten bestehen bleibt, wenige Hunderttau-
sendstel. Die Grenzen dieses Intervalls legt man zu-
nächst fest durch diejenigen Gradeinstellungen des
Senderkondensators, bei denen das Leuchten gerade
ein- oder aussetzt. Stellt man dann den Kondensator
auf die Mitte zwischen jenen beiden Grenzeinstellun-
gen, so ist die Senderfrequenz bis auf etwa 1.10”?
gleich der Resonatorfrequenz.
Die Messung der Leuchtresonatoren erfolgte in
gleicher Weise wie bei den Piezooszillatoren. Da
der Normalfrequenzmesser der Reichsanstalt bei sehr
hohen Frequenzen nicht die angestrebte hohe abso-
lute Meßgenauigkeit ergibt, so wurde auch hier, wie
in Abschnitt 2, ein Hilfssender benutzt und nach der
Schwebungsmethode so abgestimmt, daß die Frequenz
einer seiner Oberschwingungen gleich der Grund-
frequenz des auf den Leuchtresonator abgestimmten
Senders war. Die Frequenz der Grundschwingung
des Hilfssenders wurde dann mit dem Normal-
frequenzmesser gemessen.
Die Meßergebnisse aller Laboratorien sind in Ta-
belle 4 in gleicher Weise wie in den früheren Ta-
bellen eingetragen und gemittelt. Der Resonator
180 E. Giebe und A. Scheibe: Internationale Vergleichungen von Frequenznormalen für elektrische Schwingungen.
10001 zerbrach auf dem Transport von Italien nach
Frankreich und fiel dadurch für die weiteren Messun-
gen aus. In den ersten beiden Zeilen der Tabelle 4
stehen die beiden Frequenzwerte, die in der Reichs-
anstalt vor und nach der Rundreise der Apparate
gemessen wurden; wie die vorzügliche Ueberein-
stimmung beider Werte lehrt, ist durch den Trans-
port keine meßbare Aenderung der Normale relativ
zur Frequenzskala der Reichsanstalt eingetreten. Aus
der Tabelle 4 ist ferner ersichtlich, daß die Meßergeb-
nisse der verschiedenen Laboratorien bei Resonator
Nr. 10003 größere Schwankungen zeigen als bei
Nr. 10002 und 10004. Die zunächst auftauchende
amerika, von England, Frankreich, Italien und
Deutschland wurden in den Jahren 1926 und 1927 mit
drei Piezooszillatoren des Bureau of Standards und
vier leuchtenden Piezoresonatoren der Physikalisch-
Technischen Reichsanstalt durchgeführt, die als Fre-
quenznormale von Laboratorium zu Laboratorium
geschickt wurden.
Die Frequenznormale hatten Nennwerte
75 000, 106000, 200000, 456000, 500 000,
2000 000 und 4000000 Hz.
2. Die Frequenzskalen der beteiligten Länder
stimmen jetzt bis auf etwa + 1/25000 miteinander
überein.
von
750 000,
Tabelle 4.
Piezoelektrische Leuchtresonatoren der Physikalisch-
Technischen Reichsanstalt.
Resonator Nr. 10001 10002 10003 | 10004
Labor. | Datum | Frequ. f | Af | Frequ. f | Af | Frequ. f | Af | Frequ. f | -Af
i Hz . 10—44 Hz - 10-4 Hz - 10-4 Hz - 10-4
Deutschland Januar 27 3 874 600 1 996 740 749 090 500 330
PTR April 28 1 996 750 749 100 500 330
PTRm 3 874 600 + 0,3 1 996 745 +0,3 749 095 +1,3 500 330 — 0,2
ne April 27 3 874 400 — 0,3 1 996 500 — 0,9 748 920 — 1,1 500 370 + 0,6
en Juli 27 1 996 750 -+0,3 748 860 — 19 500 310 — 0,6
and Juli 27 1 996 730 +0,2 749 150 +2,0 500 380 -+0,8
un Februar 28 1 996 700 +0,1 748 970 — 0,4 500 300 — 0,8
Mittelwert fm . 3 874 500 Hz 1 996 685 Hz 748 999 Hz 500 338 Hz
Mittlere Abweichung 4m + 0,3 - 10—4 + 0,4 . 10—4 + 1,3 - 104 + 0,6 - 104
Vermutung, der Resonator Nr. 10003 sei weniger 3. Gegenseitige Störungen im praktischen draht-
konstant als die übrigen, haben die nach Abschluß
der internationalen Vergleichungen in der Reichsanstalt
fortlaufend vorgenommenen Messungen nicht be-
stätigt. Der fragliche Resonator erwies sich in jeder
Beziehung gleichwertig mit den übrigen. Demnach
scheint man annehmen zu müssen, daß entweder die
Frequenzskalen bei 7,5.10° Hz weniger gut über-
einstimmen als bei 5.10° und 2.10° Hz, was wenig
wahrscheinlich ist, oder daß es sich um Meßfehler
handelt, die zufällig bei einem Resonator größer aus-
gefallen sind als bei den übrigen.
Bei den Resonatoren Nr. 10002 und 10004 sind
die mittleren Abweichungen vom Mittel, + 4.10-®
und + 6.10, von derselben Größe wie bei dem
Piezooszillatorr mit Thermostat (Tabelle 3), wo sie
+ 4.10— betragen. Das Ergebnis der Messungen
mit dem Piezooszillator für 2.10° wird also durch
die Messungen mit den Leuchtresonatoren bei 5. 10°
und 2-10° Hz bestätigt.
Zusammenfassung.
1. Internationale Vergleichungen der Normal-
frequenzskalen der Vereinigten Staaten von Nord-
losen Telephonieverkehr können demnach vermieden
werden, wenn die Sendestationen ihre Betriebs-
frequenzen genau nach den Normalskalen ihrer na-
tionalen Laboratorien einstellen.
4. Piezooszillatoren als Frequenznormale müssen
durch einen Thermostaten auf konstanter, ein für
alle Male gleicher Temperatur gehalten werden.
Leuchtresonatoren haben einen wesentlich kleineren
Temperaturkoeffizienten und sind daher ohne
Thermostat benutzbar.
5. Zur Frage, ob als Frequenznormal höchster
Genauigkeit Piezooszillatoren mit Thermostat oder
leuchtende piezoelektrische Resonatoren geeigneter
sind, läßt sich, soweit die Ergebnisse der vorliegen-
den Arbeit schon ein Urteil zulassen, sagen, daß
beide Arten etwa gleichwertig sind. Jedoch dürften
zur Klärung dieser Frage noch weitere Unter-
suchungen und Erfahrungen erforderlich sein. In der
praktischen Handhabung sind Leuchtresonatoren ein-
facher als Piezooszillatoren.
(Eingegangen am 4. Februar 1929.)
181
Die unmittelbare Messung von Entfernungen
durch elektrische Wellen.
Von W. Burstyn, Berlin.
Inhaltsübersicht.
Die im Titel gestellte Aufgabe läßt sich dadurch
ösen, daß die für geringe Entfernungen geltende Ab-
weichung der Strahlungsgesetze von der Linearität
benutzt wird.
Die gebräuchlichen Verfahren zur Ortsbestim-
mung eines Schiffes mit Hilfe der Funkentelegraphie
beruhen auf Richtungsbestimmungen. Entweder pei-
len zwei feste Empfänger den beweglichen Sender
an oder der bewegliche Empfänger zwei feste Sen-
der. Immer ist ein von drei Stationen gebildetes
Dreieck vorhanden.
Eine wichtige Aufgabe, die auf diese Weise nicht
gelöst werden kann, ist die Ortsbestimmung eines
Schiffes gegenüber einem zweiten oder insbesondere
einer Küstenstation. Erforderlich ist dazu außer der
durch Anpeilen gefundenen Richtung die Kenntnis
des Abstandes zwischen Sender und Empfänger. Die-
sen unmittelbar zu messen erlauben die nachstehend
beschriebenen Verfahren. Freilich ist die Messung
nur auf eine Entfernung von einigen Kilometern hin-
reichend genau, doch genügt das völlig für den vor-
liegenden Zweck, nämlich die Vermeidung des Stran-
dens oder Zusammenstoßens von Schiffen im Nebel.
Die Verfahren benutzen den Umstand, daß die
Fernwirkung einer Antenne — genauer ausgedrückt,
der lineare Wert der elektrischen und magnetischen
Stärke ihres Feldes — nur bei großen Entfernungen
linear mit der Entfernung abnimmt. Bezeichnet man
mit E; und H; die Augenblickswerte der elektrischen
und magnetischen Feldstärke in der Aequatorialebene
eines strahlenden Dipoles im Abstande r und zur
Zeit t, so ist nach bekannten Formeln?)
278] 2ır 2ar\2 |
bi = 53y sin y 4 —— COS y Bu sin y| (1)
H= 5; (co g i p), (2)
r$ À
' wobei A die Wellenlänge des Strahlers,
| s seine Länge,
4 = J sin wt seine Stromstärke
27c =D r
ec cl
| Setzt man die für die Begriffe „Nah- und Strah-
: lungsgebiet“ charakteristische Größe
2ır
Fe U,
À
-und
| so wird (1) und (2) zu
2
E, = E [sin y (1— u?) + u cos y] (3)
!) Das Maßsystem ist so gewählt, daß für unendliche Ent-
fernung E = H.
4n? J
S .
H, = Bu (cos y—u sin y)
(4)
Um beide Formeln als Sinusfunktionen darstellen
zu können, wird eingeführt:
In (3): 1— 2 = A cos n, u = A sin n,
so daß A =V L + ut (5)
t
a: 6
und tan y T (6)
Desgleichen in (4): 1 = B sin ð, u = B cos 9,
so daß
B=V 1—2 (7)
tan da — A (8)
u
Dies ergibt ;
Ant JsA,.
E, =a [sin (y+) (9)
47°JsB
H, = 5 los (y+ 9)] (10)
mit den Scheitelwerten
2 ` — 72 : d
gt: VI an (11)
À? w
2 2
p= 4s Vitu (12)
2? u
Für u = 1 wird
An? Js
E; = 72
Damit ergibt sich
Be A
E=E, Le (13)
2
H=E, Au: = (14)
Die Phasenverschiebung zwischen beiden beträgt
(vgl. 9 und 10)
= n — »
Durch Einsetzen von 6) und 8) findet man
1
tan PT (15)
Die Ergebnisse, die ohne weiteres auch für Antennen
über gutleitender Erde gelten, sind den Schaulinien
E, H und ? des Bildes 1 zu entnehmen. Es ist noch
eine punktierte Hyperbel V eingezeichnet, die zeigt,
wie die Feldstärke eines Senders verlaufen würde,
der eine viel kürzere Wellenlänge besitzt und dessen
Feld im Abstande u = 1, für die lange Welle gerech-
182
net (und zugleich in unendlicher Entfernung) ebenso
stark ist wie das des langwelligen Senders.
In Bild 2 sind die Werte von Z und z als Funk-
tionen der Entfernungszahl u aufgetragen. Wie er-
sichtlich, nimmt $ etwa von = 1,5 an mit der An-
näherung an den Sender immer schneller zu, wäh-
rend die Aenderung von u sich über ein größeres
Gebiet erstreckt, aber langsamer erfolgt.
Das einfachste Mittel
E
bietet die Bestimmung oder Schätzung der Größe 7 ;
zur Entfernungsmessung
Die Ausführung kann etwa in folgender Weise vor
sich gehen: Der Luftdraht des Gebers sendet ab-
wechselnd zwei Wellen aus, z. B. von 20 km und
1 km Länge. Mit der langen Welle wird — ein be-
kanntes Verfahren — der Morsebuchstabe a, mit der
kurzen der komplementäre Buchstabe n selbsttätig
telegraphiert; beide Buchstaben zusammen ergeben
einen Dauerstrich. Um sicherzustellen, daß beide
Wellen mit derselben Ueberlagerungswelle den
gleichen Interferenzton liefern und stets im selben
Stärkeverhältnisse empfangen werden, wird die
kurze Welle mit dem 20. Oberton der langen Welle
gesteuert und zugleich im Tempo derselben modu-
liert. Der Empfänger besitzt eine Hochantenne,
nimmt also E auf, hat doppelte Abstimmung und
empfängt beide Wellen. Der Hörempfang erfolgt
durch Ueberlagerung einer Welle von angenähert
20 km Länge, und zwar wird die lange Welle un-
mittelbar überlagert, die kurze nach Gleichrichtung.
Beides kann in derselben Röhre vor sich gehen, so
daß eine Aenderung der Heizung o. dgl. bei beiden
Wellen in gleichem Maße wirkt. Die Verhältnisse im
Geber und Empfänger werden so gewählt, daß in
einer Entfernung von rund 3 km (u = 1 für die lange
Welle) beide Wellen gleich stark empfangen werden.
In größerer Entfernung hört man somit die kurze, in
geringerer die lange Welle stärker. Das Verhältnis
W. Burstyn: Die unmittelbare Messung von Entfernungen durch elektrische Wellen.
beträgt im Abstande von:
5 km etwa 0,8
3,5 9 99 0,9
3 » n» 1
2,5 99 39 1,25
2 » n» 18
1,5 29 39 3,5
Der Beobachter wird also in großen Entfernungen
nur den Buchstaben n hören, bei geringeren werden
auch die Pausen mit einem schwachen Ton gefüllt,
in 3 km Entfernung hört er einen ununterbrochenen
Ton und in noch geringerer Nähe tritt das warnende
a immer stärker hervor. Um die Entfernung akustisch
zu messen, braucht man nur den Empfang des a durch
einen geeichten Widerstand im Abstimmkreise der
langen Welle soweit zu schwächen, daß die beiden
Buchstaben wieder verschwimmen. Schwankungen
von 10% innerhalb eines gleichbleibenden Tones sind
mit dem Ohre noch leicht wahrzunehmen. Die Un-
genauigkeit dieser akustischen Messung würde daher,
wie aus der obigen Tabelle abzulesen, im Abstande
von 3 km höchstens 20%: betragen.
Zur objektiven Entfernungsmessung könnte ein
Sender benützt werden, der dauernd oder in langen
Strichen die lange Welle und zugleich als bevorzugten
Oberton die kurze Welle ausstrahlt. Die Feldstärke
der beiden Wellen wird im Empfänger getrennt ge-
messen. Ein Kreuzspuleninstrument würde die un-
mittelbare Ablesung der Entfernung gestatten.
Ein Rahmen spricht auf die magnetische Feld-
stärke an. Benutzt man einen solchen für den Emp-
fänger, so verteilt sich, wie aus der Kurve > des
Bild 2 zu entnehmen, die Stärkezunahme des Buch-
stabens a gegenüber n auf eine längere Strecke.
Aehnliche Meßverfahren können auf den Vergleich
der elektrischen und magnetischen Feldstärke eines
Bild 2.
Pr EEE BEE > m e a G
einzigen langwelligen Senders oder auf die Messung i
der Phasenverschiebung zwischen beiden aufgebaut
werden, wobei der Empfang gleichzeitig mit Rahmen-
und Hochantenne zu erfolgen hat. Das zuerst be-
schriebene Verfahren ist jedoch einfacher- und zu-
k
\
Mitteilungen aus der Praxis, 183
verlässiger. Der einzige Einwand, den man dagegen
erheben könnte, ist der, daß das Verhältnis zwischen
der Absorption der kurzen und der langen Wellen
schwanken wird. Das ist aber bei den geringen in
Frage kommenden Entfernungen auf. dem Wege
zwischen Sender und Empfänger mindestens über
See gewiß nicht in merkbarem Grade der Fall. Die
Ungleichheit für verschiedene Richtungen auf dem
Schiffe selbst kann in ähnlicher Weise berücksichtigt
oder ausgeglichen werden, wie es für den Kompaß
und die Funkpeilung geschieht.
Verfasser hatte die beschriebenen „Verfahren zur
Messung von Entfernungen mittels drahtloser Tele-
graphie“ im lahre 1919 zum Patent angemeldet, das
Patent (Nr. 361 446) jedoch fallen lassen, weil damals
die Funktechnik noch nicht hinreichend entwickelt
war, um einen Versuch mit Erfolg ausführen zu kön-
nen. Inzwischen sind derartige Fortschritte gemacht
worden, daß dem Verfahren technische Schwierig-
keiten nicht mehr im Wege stehen dürften. Darum
sei hiermit auf diesen noch unbeschrittenen Weg zur
Sicherung des Schiffsverkehrs hingewiesen.
Zusammenfassung.
Aus den Hertzschen Strahlungsgesetzen werden
übersichtliche Formeln für die Empfangsstärke in Ab-
hängigkeit vom Senderabstand abgeleitet und in
Kurven dargestellt. Die für Entfernungen von unter
etwa = auftretenden Abweichungen vom linearen Ge-
setzt gestatten, z. B. durch Vergleich der Empfangs-
stärke zweier Wellen sehr verschiedener Länge, den
Abstand vom Sender zu schätzen oder zu messen. Das
Verfahren ist für Entfernungen bis zu einigen Kilo-
metern geeignet und soll insbesondere zur Orien-
tierung von Schiffen im Nebel dienen.
(Eingegangen am 12. Februar 1929.)
Druckfehler-Berichtigung.
Im Zusammenfassenden Bericht „Die Erzeugung
kürzester elektrischer Wellen mit Elektronenröhren“
von H. E. Hollmann, ds. Ztschr. 33, S. 102, 1929,
Heft 3 muß es in der 30. Zeile der rechten Spalte heißen
Elektroden - Wechselspannungen (statt Elektronen-
Wechselspannungen).
Mitteilungen aus der Praxis.
j
: Eine neue Lautsprecherröhre.
Von Telefunken, Berlin.
Die von Telefunken neu herausgebrachte Laut-
sprecherröhre mit der Typenbezeichnung RE 114)
besitzt Azidfaden. Ihre Abmessungen sind so ge-
wählt, daß man bereits mit kleineren Anodenspannun-
gen von etwa 100 V vorzügliche Resultate erzielt.
+ UNV-42-0 -16 -8 0
RE 112
Das Bild zeigt die Charakteristik der neuen Röhre,
die folgende elektrische Daten aufweist:
Fadenspannung 3,8 — 4 V
Heizstrom 0,15 A
1) Preis 8 RM.
Anodenspannung 40 — 150 V-
Steilheit 1,4 mA/V
Durchgriff 20%
Innerer Widerstand 3500 Q
Emission 40 mA
durchschnittlicher Anodenstrom-Verbrauch
7 mA.
Ein neuer Hraftverstärker.
Von Telefunken, Berlin.
Soll Rundfunkempfang oder Schallplattenmusik
von einer zentralen Anlage aus auf eine größere An-
zahl von Lautsprechern übertragen werden, so reicht
die Leistung der gewöhnlichen Verstärker im all-
gemeinen nicht aus, es muß vielmehr noch eine be-
sonders leistungsfähige Kraftverstärker-Endstufe an-
gefügt werden. Der neu herausgekommene Kraft-
verstärker von Telefunken Type K V 11!) ist mit der
Kraftverstärkerröhre Telefunken RV 218 ausgerüstet
und entnimmt alle erforderlichen Spannungen aus
dem Wechselstrom-Lichtnetz. Zur Gleichrichtung
dienen 2 in Serie geschaltete Gleichrichterröhren RGN
1503.
Da die modernen Empfänger bereits zur Schall-
plattenverstärkung eingerichtet sind, besteht keine
Schwierigkeit, einen solchen Verstärker umschaltbar
für Schallplatten- und Rundfunk-Wiedergabe aufzu-
1) Preis ohne Röhren RM. 190.— Ein Satz Röhren RM.78.—
184
bauen. Dazu bedarf es keiner komplizierter Empfän-
ger, selbst bei einem einfachen Gerät, wie z. B. die
Arcolette 3 W, kann man ganz erstklassige Laut-
sprecherwiedergabe in vielen Räumen vermitteln.
zwecke und im Laboratorium wegen seiner bequemen
Handhabung ein willkomenes Gerät bilden.
Neue Hilfsmittel für aKustische Messungen.
Aus dem Reichspostzentralamt, Berlin.
Schall-Messungen finden in der Technik in immer
größerem Umfange Verwendung, so bei elektro-
akustischen Untersuchungen (Prüfung von Mikropho-
nen, Telephonen und Lautsprechern), aber auch zur
Bearbeitung von Aufgaben aus dem Gebiete der
Raum- und Bauakustik (Nachhallzeit, Schalldämpiung,
Schalldurchlässigkeit). Strom- bzw. Schallerzeuger,
die für die genannten vielseitigen Zwecke geeignet,
zugleich aber handlich und leicht bedienbar sind,
fehlten bisher.
Um diesem Uebelstand abzuhelfen,
Patentschau.
sind die wichtigsten Meßtöne vom Reichspostzentral-
amt (TRA) (Dr. Meyer, Dr. Salinger) gemein-
sam mit der C. Lindström A.-G. auf Schallplat-
ten fixiert worden. Die Platten können in Verbin-
dung mit einem mechanischen oder elektrischen
Grammophon als Schallquelle, außerdem mit elek-
trischer Abnahmedose als Wechselstromgenerator
dienen.
Es wurden folgende Meßplatten hergestellt:
1. Gleitender Ton: Die Frequenz beginnt bei 6000
Hertz und ändert sich stetig bis 100 Hz. Die Ampli-
tude der Abnahmenadel ist dabei umgekehrt propor-
tional der Frequenz.
Rückseite: Gleitender Heulton: Wie oben, doch
wird die Frequenz etwa 10 mal ie Sekunde um +
50 Hz geändert.
Mit Hilfe dieser Platte lassen sich Frequenzkurven
von Telephonen, Lautsprechern usw., aber auch von
elektrischen Gebilden (Uebertragern, Verstärkern
usw.) aufnehmen, nachdem die Kurve des Abnahme-
organs mit Hilfe der gleichen Platte bestimmt ist.
2. Heultöne: Diese Platte liefert Heultöne, bei
denen die Frequenz etwa 10 mal je Sekunde um
einen mittleren Betrag pendelt.
Vorderseite: 150 + 50 Hz, 300 + 50 Hz.
Rückseite: 600 + 50 Hz, 1200 + 50 Hz.
3. Heultöne:
Vorderseite: 2400 + 50 Hz, 4800 + 50 Hz.
Rückseite: 900 + 600 Hz, 1900 + 1700 Hz.
Die Heultöne können für Zwecke der Raum- und
Bauakustik, sowie bei der Mikrophon- und Telephon-
prüfung Verwendung finden.
Die Platten sind als Parlophon-Platten im Handel
erhältlich.
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Röhren-Seuıder.
D.R.P. 472 429, Klasse 21a*, Gruppe 8 (Telefunken),
Pat. vom 30. Dezember 1927, ausgegeben am 27. Fe-
bruar 1929; identisch mit Brit. Pat. 303 171.
Bei Röhrensendern treten durch die Zuleitungen
leicht Störschwingungen auf kurzen Wellen auf, die
Bild 1.
man dadurch zu vermeiden sucht, daß man in die Zu-
leitungen Drosseln einschaltet. Die Einfügung von
Drosseln reicht dagegen zum Schutz gewöhnlich nicht
aus, da diese selbst leicht zu Eigenschwingungen er-
regt werden. Erfindungsgemäß soll daher in die Zu-
leitungen durch Ohmsche Widerstände W (Bild 1)
überbrückte Drosseln D eingeschaltet werden. Die
Anwendung hoher Ohmscher Widerstände allein ver-
bietet sich durch den entstehenden hohen Spannungs-
abfall und den damit verbundenen Energieverbrauch.
Röhrensender.
Brit. Pat. 303 150 (Telefunken, 29. Dezember 1927),
veröffentlicht am 20. Februar 1929.
Bild 2.
Um eine zu hohe Belastung des Röhrensenders zu
verhindern, wenn der Nutzkreis z. B. durch Zer-
reißen der Antenne gestört ist, soll erfindungsgemäß
der Nutzkreis (Antennenkreis) mit dem Arbeitskreis |
De EEE E E >
— un
(Bild 2) des Generators durch mehrere Zwischen-
kreise II, III gekoppelt werden. Der Generatorkreis
ist mit den Zwischenkreisen induktiv, die Zwischen-
kreise sind miteinander kapazitiv gekoppelt.
Fremdgesteuerter Röhrensender.
Brit. Pat. 303 367 (Telefunken), 31. Dezember 1927,
veröffentlicht am 27. Februar 1929.
Bei dem in Bild 3 dargestellten fremdgesteuerten
Röhrensender soll der Gitterkreis aus einem Parallel-
kreis S und einer Hintereinanderschaltung einer
Selbstinduktion Z und eines Kondensators C gebildet
N
Bild 3.
werden. Für Zwecke des Telephoniesendens liegt
| parallel zum Gitterkreis ein Dämpfungswiderstand W,
| der eine zu scharfe Resonanz verhindern soll.
Mehrfachschwingungs-Erzeuger.
| D.R.P. 472128, Klasse 21a‘, Gruppe 8 (Philips,
Holland), Pat. vom 11. Januar 1927, ausgegeben am
. 23. Februar 1929. Holländische Priorität vom
. 12. Januar 1926.
Ä Bekanntlich kann durch mehrere Drei-Elektroden-
- Röhren, die in Widerstandsverstärkung gegenseitig
gekoppelt sind, eine Mehrfachschwingungserzeugung
. erzielt werden, indem periodisch scharfe Strom-
impulse auftreten, deren Frequenz durch das Produkt
aus C und R annäherungsweise bestimmt ist.
Erfindungsgemäß werden die gleichen Ergebnisse
mit der halben Zahl von Röhren erzielt, wenn Doppel-
gitter-Röhren verwendet werden. Die Schaltung
zeigt das Bild 4. Zwischen beiden Gittern liegt der
sich periodisch entladende Kondensator C. Das eine
Gitter ist über einen Widerstand R mit der Kathode
verbunden, während ein Punkt P des Anodenstrom-
- kreises über einen Widerstand r mit dem anderen
- Gitter verbunden ist. Die Größe des Kondensators C
ist zwischen 2000 cm und 1 Mikrofarad zu wählen,
: während r einige tausend Ohm und R etwa ein
` Megohm beträgt.
Piezo-Kristall.
Brit. Pat. 302 726 (Telefunken, 21. Dezember 1927),
» veröffentlicht am 13. Februar 1929,
= ‚Erfindungsgemäß sollen Piezokristalle künstlich in
~ der Weise hergestellt werden, daß feingepulvertes
Patentschau.
185
Piezomaterial mit einem geeigneten Bindemittel
(Wachs) gemischt und unter Einwirkung eines elek-
trischen Feldes — gegebenenfalls unter Anwendung
von Druck — zu einem festen Körper zusammen-
gefügt werden. Durch die Einwirkung des elektrischen
Feldes werden die einzelnen Piezoteilchen in eine be-
stimmte Richtung gebracht, so daß der ganze Körper
piezoelektrische Eigenschaften zeigt.
Piezoelektrische Wellenkontrolle.
Franz. Pat. 648 687 (Soc. Le Matr. anonym, 13. Fe-
bruar 1928), veröffentlicht am 12. Dezember 1928.
Um die Belastung der Piezokristalle herunter-
zusetzen, verwendet man Einrichtungen, bei denen
mehrere Piezokristalle hintereinander geschaltet sind,
um eine Spannungsunterteilung zu erzielen. _
Erfindungsgemäß soll dieselbe Wirkung unter Ver-
wendung eines einzigen Piezokristalles erzielt
werden, indem der Piezokristall P (Bild 5) mit
he
mehreren Elektrodenpaaren, a 1, b 1,a 2, b 2, a 3, b 3,
a 4, b4, versehen ist, die wechselseitig so miteinander
verbunden sind, daß eine Spannungsunterteilung ein-
tritt und die Belastung zwischen zwei Elektroden
infolgedessen verringert wird.
Piezoelektrische Schwingungskontrolle.
D.R.P. 471630, Klasse 21a*, Gruppe 8 (Radio-
Corp. New York), Pat. vom 4. April 1928, ausgegeben
am 15. Februar 1929. Amerikanische Priorität vom
5. Mai 1927.
Die gewöhnliche Erregung piezoelektrischer
Kristalle ist schwierig für niedrige Schwingungen, da
die Frequenz von der Masse pro Volumeinheit ab-
Bild 6.
Bild 7.
hängt und infolgedessen große Kristalle verwendet
werden müssen, die schwer herzustellen sind.
Erfindungsgemäß soll die natürliche Frequenz
eines Piezokristalls dadurch veringert werden, daß
man den Kristall nach der Art der Stimmgabel
schwingen läßt. Dieses kann z. B. dadurch erreicht
werden, daß der Kristall sich mit seinen Seiten
186
zwischen zwei Elektroden E,, E, (Bild 6) gleicher
Polarität befindet und an seinem Ende mit einer
dritten Elektrode E, entgegengesetzter Polarität ver-
sehen ist. Die elektrischen Kraftlinien verlaufen in
diesem Falle von den Seiten nach dem Ende des
Kristalls, wie dieses in Bild 6 angedeutet ist. Die
Schaltung einer solchen Piezoeinrichtung in Ver-
bindung mit einer Röhre zeigt Bild 7, in der auch an-
gedeutet ist, in welcher Weise der Kristall schwingt.
Piezoelektrische Schwingungskontrolle.
D.R.P. 471631, Klasse 21a‘, Gruppe 8 (Telefunken),
Pat. vom 22. August 1926, ausgegeben am 18. Februar
1929,
Zur piezoelektrischen Schwingungskontrolle ver-
wendet man Quarzkörper, die in ein evakuiertes gas-
gefülltes Gefäß eingeschlossen sind und bei der
Resonanz aufleuchten. Diese Anordnungen haben den
Nachteil, daß die Leuchtenergie sehr gering ist und
Aenderungen der Wellenlänge des Kristalls nur mög-
lich sind, wenn der Kristall aus dem Vakuum wieder
herausgenommen wird.
Erfindungsgemäß soll eine besondere Leucht-
röhre G (Glimm- oder Helium-Röhre) (Bild 8) ver-
wendet werden, die in Reihe mit dem Piezo-Kristall P
zA P
E
Bild 8.
in den Prüfkreis eingeschaltet ist. Die Energie des
schwingenden Kristalls bringt diese Röhre im Moment
der Resonanz zum Leuchten. Die Erregung kann auch
dadurch gesteigert werden, daß eine Hilfsspannung
an den Klemmen der Leuchtröhre liegt, wodurch die
Einsatzspannung der Röhre vermindert wird.
Kurzwellenröhren-Sender.
D.R.P. 471524, Klasse 21a‘, Gruppe 9 (Zäiek,
Prag), Pat. vom 31. Mai 1924, ausgegeben am 14. Fe-
bruar 1929,
Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Er-
zeugung kurzer Wellen mittels Elektronen-Röhren
unter Ausnutzung der Wirkungen eines Magnetfeldes
Bild 9. Bild 10.
der die Frequenz der entstehenden Schwingungen
nicht durch die Konstanten eines Schwingungskreises
bestimmt wird, sondern eine Funktion der Intensität
eines magnetischen Feldes, der Elektrodenspannung
und der Elektrodenabstände ist. Diese Art der
Patentschau.
Schwingungserzeugung kann als ein Analogon zu der
Barkhausen-Kurz-Methode angesehen werden, bei der
die Frequenz durch die Pendelfrequenz der Elek-
tronen infolge der Einwirkung elektrischer Felder be-
stimmt wird, während im vorliegenden Falle die
Frequenz der Elektronen infolge der Wirkung eines
magnetischen Feldes bestimmt ist. Die aus dem
Draht austretenden Elektronen werden durch ein
Magnetfeld, welches parallel zum Glühdraht verläuft,
abgelenkt und beschreiben in Ebenen senkrecht zum
Magnetfeld spiralförmige Kurven um den Glühdhraht.
Bild 9 zeigt eine einfache Anordnung dieser Art unter
Verwendung einer Zweielektroden-Röhre. Das auf
den Glühdraht wirkende Magnetfeld ist durch M an-
gedeutet, mit dem Anodenkreis ist der Nutzkreis N
gekoppelt. Bei der in Bild 10 dargestellten An-
ordnung wird eine Dreielektrodenröhre verwendet,
bei der das Gitter eine günstige Vorspannung erhält.
Kurzwellen-Röhrensender.
Franz. Pat. 646 949 (Lorenz, 11. Januar 1927), ver-
öffentlicht am 17. November 1928.
Bei dem in Bild 11 dargestellten Kurzwellen-
Röhrensender sollen Kopplungsspulen ZL,, L, und L
verwendet werden, die symmetrisch ausgebildet und
+0 +0
Mk:
Bild 11.
angeordnet sind, wie dieses das Bild 11 zeigt. Die
Symmetriepunkte der Kopplungsspulen sind mit der
Katlıode verbunden und befinden sich infolgedessen
mit Bezug auf die Hochfrequenz auf Nullpotential.
Fading-Beseitigung.
D.R.P. 471741, Klasse 21a?, Gruppe 9 (Int. Gen.
El. Co.), Pat. vom 1. Dezember 1926, ausgegeben am
16. Februar 1929, Amerikanische Priorität vom 30. No-
vember 1925; identisch mit Brit. Pat. 262152. Ver-
gleiche Referat in dieser Zeitschrift 30, S. 168, 1927,
Heft 5.
Fading-Beseitigung.
D.R.P. 472 430, Klasse 21a*, Gruppe 9 (Telefunken),
Pat. vom 25. November 1927, ausgegeben am 28. Fe-
bruar 1929; identisch mit Brit. Pat. 301 326. Ver-
gleiche Referat in dieser Zeitschrift 33, S. 150, 1929,
Heft 4.
| Fading-Beseitigung.
Brit. Pat. 303 634 (Western El. Co., 19. September
1927), veröffentlicht am 19. Dezember 1928.
Zur Fadingbeseitigung sollen die beiden. polari-
siertten Komponenten der elektrischen Welle am
Empfänger durch geeignete Richtantennen getrennt
nn. — ie nn nn EEE DO ame
—
_—
Patentschau.
„aufgenommen und danach in der richtigen Phase im
.Empfangsgerät vereinigt werden.
r N
~-
Sendeveriahren.
Brit. Pat. 292524 (Telefunken, 20. Juni 1927), ver-
~ öffentlicht am 4. Oktober 1928.
Es hat sich herausgestellt, daß beim Empfanz
~- häufig die gleichen Signale mehrfach aufgenommen
“werden und dadurch Störungen auftreten. Diese Er-
- scheinung hat ihre Ursache darin, daß die elektrischen
- Wellen vom Sender zum Empfänger die Erde nach
- beiden Richtungen hin umlaufen bzw. mehrfach um
- die Erde
herumlaufen. Die dadurch verursachten
. Störungen sollen erfindungsgemäß beseitigt werden
u Sh
durch eine synchrone Wellenänderung am Sender
: und Empfänger mit einem periodischen Wellen-
=~ wechsel in einer Periode von ca. '/; Sekunde.
Gegentakt-Modulationsschaltung.
D.R.P. 471632, Klasse 21at, Gruppe 15 (Intern.
: Western. EI. Co.), Pat. vom 8. Oktober 1924, aus-
- herausgestellt,
gegeben am 16. Februar 1929,
Bei Gegentakt-Modulationsschaltungen hat sich
daß die Kapazität der Eingangs-
: kopplung zur Erde, sowie der ankommenden Leitung
einen Nebenschluß zum Gitterkreis des Modulators
bildet, so daß ein größerer Betrag an Modulations-
_ energie notwendig ist.
, seitigt werden, daß in die Gitter-Zuführungsleitungen
Erfindungsgemäß soll dieser Nachteil dadurch be-
. der Niederfrequenzkreise Drosselspulen D (Bild 12)
- eingeschaltet sind, die das Eindringen der Hoch-
frequenz in die Teile der Schaltung verhindern,
welche Niederfrequenz führen. Die Drosselspulen
‚ können auf einem einzigen Kern angebracht sein.
© Tastschaltung für Röhrensender mit Lastausgleichs-
Röhre.
D.R.P. 471 895, Klasse 21a, Gruppe 16, Pat. vom
18. Oktober 1927, ausgegeben am 19. Februar 1929
“on oega
(Telefunken).
+
Bild 13.
Bei Röhrensendern, deren Betriebsspannung einem
' Netz entnommen wird, verwendet man sogenannte
Lastausgleichs-Schaltungen, die den Zweck haben, in
‘ den Tastpausen die Spannungsquelle durch einen be-
K
i
|
il
ri
e
sonderen Stromkreis zu belasten und auf diese Weise
187
Schwankungen der Netzspannung zu verhindern. Die
Lastausgleichskreise bestehen gewöhnlich aus einer
oder mehreren Röhren, die parallel zur Senderöhre an
das gleiche Netz angeschaltet sind und in Abhängig-
keit von der Tastung so gesteuert werden, daß in den
Tastpausen die Abnahme der Netzbelastung durch
eine Zunahme der Belastung mittels der Last-
ausgleichsröhre kompensiert wird.
Erfindungsgemäß soll die Steuerung der Last-
ausgleichsröhre durch die Aenderung des Gittergleich-
stromes der Senderöhre bewirkt werden. Zu diesem
Zweck liegt im Gitterkreis der Senderöhre S (Bild 13)
ein Widerstand W, der auch zugleich im Gitterkreis
der Lastausgleichsröhre L eingeschaltet ist.
Reflektor für elektrische Wellen.
Brit. Pat. 302793 (Riccia, 1. Dezember 1927), ver-
öffentlicht am 27. Dezember 1928.
Als Reflektor für elektrische Wellen soll ein
zylindrischer Reflektor verwendet werden, der
elliptischen Querschnitt besitzt und in der Richtung
der großen Achse ein Fenster zum Austritt der
Strahlen besitzt, wie dieses das Bild 14 zeigt. Die
Antenne ist in einem der Brennpunkte F, oder
F, parallel zu den Erzeugenden des Zylinders an-
Bild 14.
geordnet. Die von der Antenne ausgehenden Wellen
treten nach einmaliger oder melhrmaliger Reflektion
an den Wänden des Reflektors aus dem Fenster aus.
Die Dimensionierung der Ellipse wird in Abhängig-
keit von der benutzten Wellenlänge vorgenommen.
Kurzwellenempiangs-Antenne.
Franz. Pat. 648548 (Radio Corporation, 8. Fe-
bruar 1928), veröffentlicht am 11. Dezember 1928.
Für Kurzwellenempfang verwendet man sogen.
Beverage-Antennen, die aus langen Horizontal-
Bild 15.
drähten bestehen, die vorwiegend in der Empfangs-
richtung ausgespannt sind. Bei solchen Antennen ist
es notwendig, die Verhältnisse so zu wählen, daß die
Żi ll
T T
Bild 16.
Fortpflanzungsgeschwindigkeit in den Antennen-
drähten und im Raume die gleiche ist.
Erfindungsgemäß wird dieses dadurch erreicht,
daß mit den Horizontaldrähten a (Bild 15) Quer-
drähte b verbunden sind, deren Länge gleich der
188
halben Wellenlänge ist. Die Querdrähte können auch
kapazitiv mit den Horizontaldrähten gekoppelt sein,
wie dieses das Bild 16 zeigt.
Peilgerät.
D.R.P. 471633, Klasse 21la*, Gruppe 48 (Rempe),
Pat. vom 31. Dezember 1927, ausgegeben am 14. Fe-
bruar 1929.
Die Erfindung betrifft ein Peilgerät, insbesondere
für Luft- und Wasserfahrzeuge, und beruht auf dem
Prinzip eines Dynamos mit Fremderregung. Die mit
einer Richtantenne aufgefangenen und gleichgerich-
teten Wellen sollen dazu verwendet werden, das
Feld eines Dynamos zu erregen, der in irgendeiner
Weise angetrieben wird. Die erzeugte EMK wird
durch ein Instrument angezeigt und ist ein Maß für
die Richtung der ankommenden Wellen.
Schirmgitter-Röhre.
Brit. Pat. 303888 (Soc. des Etabl. Ducretet,
13. Januar 1928), veröffentlicht am 6. März 1929.
Zur Verringerung der Kapazität zwischen Anode A
und Steuergitter G, sollen die Zuleitungen und die
Anschlußkontakte des Schirmgitters G> und der
oA
06
Bild 17.
Kathode K geeignet angeordnet und als metallische
Schirmflächen E (Bild 17) ausgebildet werden.
Lichtelektrische Zelle.
D.R.P. 472485, Klasse 21g, Gruppe 29 (Siemens-
Schuckert), Pat. vom 29. Januar 1927, ausgegeben
am 28. Februar 1929. Amerikanische Priorität vom
20. Mai 1926.
Die Photozellen enthalten gewöhnlich als photo-
elektrisch aktives Material Alkali - Metalle, wie
Natrium, Kalium, Rubinium, Caesium usw., deren
Schmelzpunkte so niedrig liegen, daß sie schon bei
gewöhnlichen Temperaturen verdampfen. Aus diesem
Grunde müssen solche Zellen mit besonderen Elek-
troden versehen und vor jeder Ueberhitzung sorg-
fältig geschützt werden.
Erfindungsgemäß soll eine lichtelektrische Zelle,
die nicht temperaturempfindlich ist, hergestellt
werden als ein Gemisch aus dem genannten photo-
elektrisch aktiven Material mit niedrigem Schmelz-
punkt und einem Stoff von höherem Schmelzpunkt,
z. B. Barium, so daß die Mischung und die Legierung
einen höheren Schmelzpunkt hat.
Lichtsteuerung für Bildtelegraphie.
D.R.P. 471160, Klasse 21a’, Gruppe 32 (Tele-
funken), Pat. vom 24. März 1926, ausgegeben am
8. Februar 1929.
Patentschau.
Zur Lichtsteuerung verwendet man Zellen, bei
denen polarisiertes Licht durch einen anisotropen
Körper dringt, der elektrischen Spannungsschwan-
kungen ausgesetzt wird. Die Beeinflussung des
Lichtes beruht sowohl auf Doppelbrechung, als auch
auf der Erscheinung der Rotationsdispersion. Infolge
der Rotationsdispersion ist es nicht möglich, durch
gekreuzte Nikols völlige Dunkelheit zu erzielen.
Dieser Nachteil soll erfindungsgemäß dadurch be-
seitigt werden, daß in dem Strahlengang ein zweiter
anisotroper Körper angeordnet wird, der die durch
den ersten Körper hervorgerufene Farbenzerlegung
des Lichtes wieder kompensiert. Man kann zu diesem
Zweck einen rechtsdrehenden Quarz und einen links-
drehenden verwenden. Im Ruhezustande findet eine
gegenseitige Kompensation der Anisotropie der
beiden Kristalle statt. Wird nun der eine Quarz er-
regt, so kommt nur die Wirkung der durch die
Schwingungen erzeugten Doppelbrechung zur Gel-
tung, während die Erscheinung der Rotations-
dispersion ausgeschaltet ist.
Lichtsteuerung mittels Kerrzelle.
D.R.P. 471720, Klasse 2la', Gruppe 32 (Karolus).
Pat. vom 21. Juni 1924, ausgegeben am 18. Februar
1929,
Zur trägheitsfreien Steuerung der Helligkeit eines
Lichtstrahlenbündels ist bereits im Jahre 1890 von
Sutton und später von Korn-Glatzel der
Vorschlag gemacht worden, die Kerrzelle zu ver-
wenden und für die Zwecke der Bildübertragung
nutzbar zu machen. Mit Rücksicht auf die für diese
Zelle notwendigen hohen Spannungen konnte der
Vorschlag nicht in die Praxis umgesetzt werden.
Dieses war erst möglich, nachdem die Verstärker-
technik soweit entwickelt war, daß die kleinen
Steuerspannungen durch Verstärkung auf genügend
hohe Spannungswerte gebracht werden konnten.
Unter Schutz gestellt, wird die Verwendung von
Röhrenverstärkern in Verbindung mit der Kerrzelle
und die, Verwendung geeigneter Medien im Kerr-
kondensator, die so beschaffen sein sollen, daß die
?
Bild 18.
-fi
E
be
dielektrischen Verluste in der Kerrzelle möglichst
klein sind. Im Bild 18 ist die Schaltungsanordnung
einer solchen Einrichtung dargestellt, bei der der
Kerrkondensator mit der Spule L einen Schwingungs-
kreis bildet, der mit dem Verstärker oder dem
Arbeitskreis eines Mochfrequenzgenerators gekoppelt
sein kann. Die Kerrzelle arbeitet zweckmäßig mit
einer Gleichstromvorspannung, die der Steuer-
spannung überlagert wird. Das in der Kerrzelle
verwendete Medium wird chemisch gereinigt, ins-
besondere von Feuchtigkeit und Nitrosenbestandteilen
befreit, um die Isolationsfestigkeit zu erhöhen.
U __
-a
ga se i ae mamana
saas ai
——iigie „m 4
u — —- ——.—.
= PAPER BERGE, VEEEEBEBA
a NN — 4 me
wie: . Pr de
Referate.
Die neuesten deutschen Hochfrequenz-Patente.
Klasse
Nr. und |Ausgabe- Inhalt
Gruppe tag
470067| 21a2/2 7.2. 29 | Telephon
470910) 21a?/41 | 7. 2. 29 | Verstärker
471143| 21a%/50 | 7.2.29 | Gegensprecheinrichtung
„471160| 21al/32 | 8.2.29 | Bildtelegraphie
471 236| 21a?/l 8. 2. 29 | Lautsprecher
471 238| 21g/l 12. 2. 29 | Spulenwickelmaschine
471 277| 21 g/10 15. 2. 29 | Kondensator
471 308); 21a?/11 |11. 2. 29 | Metallmembran
471 309| 21g/31 | 15. 2. 29 | Magnetblock
471 482| 21c/55 | 13. 2. 29 | Aufsteckklemme für Widerstände
*471524| 21a4/9 | 14.2. 29 | Kurzwellenröhrensender
-= 471 629| 21a4/8 | 16. 2. 29 | Fremdgesteuerter Röhrensender
+471 630; 2lał/8 |15. 2. 29 | Piezokristall
*471 631| 21la4/8 | 18. 2. 29 | Piezoelektrische Wellenkontrolle
-+471 632| 21a4/15 | 16. 2. 29 | Gegentaktmodulation
- *471 633| 21ał/48 | 14. 2. 29 | Peilgerät -
471 636 21a30 25. 2. 29 | Elektrische Bodenforschung
471 669| 21al/32 | 20. 2. 29 | Bildtelegraphie
471 670| 21a2/38 | 15. 2. 29 | Beseitigung akustischer Rück-
kopplung
*471 720| 21al/32 | 18. 2. 29 | Fernbildübertragung
*471 741| 21a4/9 |16. 2. 29 | Fadingbeseitigung
471748| 21g/4 |26. 2. 29| Resonanzrelais
471 780| 21g/10 |19. 2. 29 | Herstellung von Kondensatoren
471 810| 21a1/32 |20. 2. 29 | Bildübertragung
471 811| 21a?/1 |20. 2. 29 | Lautsprechersystem
471 812| 21a?/1 |18. 2. 29 | Lautsprecher-Einstellvorrichtung
2
N-
"i
NN
\
189
I ST TB a a e e aeae
Die neuen deutschen Hochfrequenz-Patente
K
ee E Inhalt
Gruppe tag
471 821| 21g/10 | 20. 2. 29 | Drehkondensator
471 893; 21a2/l 16. 2. 29 | Fernhörer
*471 895; 21a?/16 | 19. 2.29 | Röhrensender mit Lastausgleichs-
röhre
471 897| 21c/50 |18. 2.29 | Selbsttätiges Laden von Sammler-
zellen
471901) 21d”/12 | 23. 2. 29 | Röhren-Gleichrichter
471 928| 21al/32 | 21.2. 29 | Bildtelegraphie
471977| 21a%,59 | 23. 2. 29 | Hochfrequenzsprechverkehr auf
Hochspannungsleitungen
471 978; 21c/l 20. 2. 29 | Herstellung keramischer Wider-
| stände
471 996| 21a?/1 |21. 2.29 | Telephon
471 997| 21a?/41 | 22. 2. 29 | Sprachverstärkung (Pfeifbeseltig.)
*472 128| 21a4/8 |23. 2. 29 | Mehrfachschwingungserzeuger
472 429| 21c/64 |25. 2. 29 | Schnellregler
472 403| 21c/5 1. 3. 29 | Magnetkern
472 402) 21a4/57 | 1.3.29 | Anrufsystem
*472 429| 21ał/8 |27. 2. 29 | Röhrensender
472 430| 21a?/9 |28. 2.29 | Kurzwellensender (Fadingsbesei-
tigung)
*472 485| 21g/29 |28. 2. 29 | Lichtelektrische Zelle
472 487| 21c/22 | 28.2. 29 | Stecker-Litzenverbindung.
und Nordlicht.
= Borealis.) Tiidschrift van het Nederlandsch Radio-
t lagerungsempfang konnte
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlicher referiert.
Referate.
Balth. van der Pol. Kurzwellen-Echo’s
(Kortegolf echos en de Aurora
genotschap 4, S. 13—16, 1928.
In der „Nature“ vom November 1928 erschien eine
kurze Notiz von Prof. Karl Störmer unter der-
selben Ueberschrift-: Prof. Störmer berichtet darin
von Echos auf Signale des Kurzwellensenders PCJ J
in Hilversum (A = 31,4 m), welche mehrere Sekunden
Verspätung zeigten. Diese speziellen Signale waren
seit März 1928 wiederholt (2—4 mal in der Woche)
ausgesandt worden. Auch in Eindhoven wurden diese
Signale beobachtet, doch konnten dort zunächst keine
derartigen Langzeit-Echos festgestellt werden.
Am 1i. 10. 28 meldete Prof. Störmer die
Beobachtung von deutlichen Echos am Nachmittag.
Daraufhin veranlaßte van der Pol am Abend die
Aussendung von speziellen Signalen, bestehend aus
3 kurz aufeinanderfolgenden Punkten, die nach je
30 Sekunden wiederholt wurden. Zwischen 22 und
23 Uhr Ortszeit konnten in Eindhoven durch vander
Pol und seinen Assistenten von 120 Signalen 14 Echos
gemeinsam wahrgenommen werden, deren Verzöge-
rungen gegenüber dem Signal 8, 11, 15, 8, 13, 3, 8, 8,
8, 12, 15, 13, 8, 8 Sekunden betrugen. Durch Ueber-
einwandfrei festgestellt
werden, daß die Frequenz der Echos mit der Frequenz
der Signale übereinstimmte. Im allgemeinen konnten
bei den Echos die 3 Punkte des Signals nicht mehr
© getrennt wahrgenommen werden; die Echos waren
ziemlich schwach und klangen verwaschen. Nur bei
einem Echo mit der kurzen Verzögerung von 3 Sek.
wurden die 3 Punkte getrennt aufgenommen.
Bis zum 24. 10. 28 konnten weder in Oslo noch in
Eindhoven Echos beobachtet werden. An diesem Tage
wurden jedoch zwischen 16 und 17 Uhr M. G. Z. so-
wohl in Oslo als auch an zwei 3 km voneinander ent-
O Aufgerommenin Oso
Zeichen und Echo
Z eitdifferenz zwischen
Bild 1.
fernten Stellen in Eindhoven Echos wahrgenommen.
Die Ueberlagerung erfolgte bei den beiden Empfängern
in Eindhoven zu verschiedenen Seiten der Signal-
frequenz, um nach Möglichkeit Täuschungen auszu-
schließen. An diesem Tage beobachtete Prof. Stör-
mer in Oslo 48 Echos, die beiden Empfänger in Eind-
190
hoven 4 bzw. 5 Echos. Ein Teil der gemeinsam be-
obachteten Echos ist im nebenstehenden Bild wieder-
gegeben. Da die Echos selbst oft mehr als 1% Sek.
anhielten, die Beobachtung z. T. nur nach dem Se-
kundenzeiger einer Taschenuhr erfolgten, so können
Echos, die nur wenige Sekunden voneinander ab-
weichen, als identisch angesehen werden.
Um die langen Verzögerungen der Echos zu er-
klären, nimmt Prof. Störmer in seiner Mitteilung
in der „Nature“ Reflexionen an den Elektronen-Strö-
mungen an, deren Existenz er in seiner Nordlicht-
Theorie fordert: Die Wellen müßten dann die Ke-
nelly-Heaviside-Schicht durchdringen.
Van der Pol weist auf eine andere Möglichkeit
zur Erklärung hin. Einem Medium mit freien Elek-
tronen (Kenelly-Heaviside-Schicht) von der
Elektronendichte N kommt eine scheinbare Dielektri-
4r Ne
zitätskonstante £ = 1 — mno? wm Nun ist die
Gruppengeschwindigkeit Gruppe ~œ Ve, und ferner
gilt VGruppeX VPhase = C°.
Für eine kritische Elektronendichte (ca. 10°/cm? für
i = 31,4 m) wird = 0, die Phasengeschwindigkeit
veh .= œ, die Gruppengeschwindigkeit vor. = 0. Nimmt
die Elektronendichte mit der Höhe für den Abstand
einer Wellenlänge nur langsam zu, so können die Wel-
len in die elektronenhaltige Schicht eindringen. Nähert
sich die Elektronendichte dem kritischen Wert, so wird
die Gruppengeschwindigkeit sehr klein. Beim kri-
tischen Wert selbst findet vollkommene Reflexion
statt.
Bei den Langzeit-Echos handelt es sich somit um
einen Reflexionsvorgang mit starker Verringerung der
Gruppengeschwindigkeit im Reflexionsgebiet. Die
Größe der zeitlichen Verzögerung kann beliebig vari-
ieren, sie ist bestimmt durch den Gradienten der Elek-
tronendichte. E. Mauz.
E. O. Hulburt. Signale um dieErdeherum.
Inst.
(On round-the-world signals.) Proc. Radio
Eng. 16, S. 287—296, 1928.
Referate.
Der Verfasser macht darauf auimerksam, daß beim
Gang der Wellen um die Erde herum nicht nur ein
Gang der Strahlen, wie im nebenstehenden Bild 1,
möglich sei, sondern auch ein solcher, wie ihn Bild
2 und 3 darstellen, d. h. also von der Form eines
Polygons. Es würden sich dann evtl. ganz andere
Werte für die Höhe der Heaviside-Schicht und
ihre Elektronenkonzentration aus den beobachteten
Zeitdifferenzen berechnen.
J. Zenneck.
E. H. Armstrong. Mittel gegen die Wir-
kung atmosphärischer Störungen. (Me-
thods of reducing the effect of atmospheric distur-
bances.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 15—26, 1928.
Der Gedanke ist folgender:
Im . Sender wird für die Zeichen eine bestimmte
Frequenz, während der „Pausen“ eine nur wenig
davon verschiedene Frequenz ausgesandt, z. B. für
die Zeichen 20 000/sec, während der Pausen 20 060/sec.
Im Empfänger entstehen daraus durch einen Ueber-
lagerer der Frequenz 18780/sec die beiden Schwe-
bungsfrequenzen 1220 und 1280/sec. Die Ströme dieser
beiden Frequenzen werden in zwei Systemen von-
einander getrennt und wirken auf den Spulenschreiber
(Siphon Recorder) in entgegengesetzter Richtung, so
daß er also während der Zeichen in der einen, wäh-
rend der Pausen in der anderen Richtung ausschlägt.
Wenn dagegen eine atmosphärische Störung auf den
Empfänger einwirkt, so werden die beiden Systeme
in nahezu genau derselben Weise beeinflußt und die
Ströme in denselben wirken gleichzeitig und in ent-
gegengesetzter Richtung auf den Schreiber und heben
sich dadurch mindestens annähernd auf.
Die Anordnung von Armstrong ist diejenige
von Bild 1. Darin ist A der gewöhnliche Empfänger
mit dem abgestimmten Verstärker G, dem Detektor,
dem Ueberlagerer H und dem Niederfrequenz-
verstärker J. Nach diesem werden die beiden Nieder-
frequenzen in zwei Leitungen getrennt; mit der einen
von der Frequenz von 1220/sec ist der Schwingungs-
kreis K,, mit der anderen von der Frequenz 1280/sec
der Schwingungskreis K, in Resonanz. Durch Ver-
stärker hindurch wirken diese auf die Transforma-
toren L, bzw. Lə. Ihr Wicklungssinn ist so, daß ihre
beiden Ströme — bei derselben Frequenz — in der
nun folgenden gemeinsamen Leitung einander ent-
gegengesetzt wirken würden. Von jetzt an tritt von
neuem eine Trennung der beiden Frequenzen ein. Das
System MNO ist so gebaut, daß N +O die Reactanz
Null hat für die Frequenz 1220/sec, M -+ N +0 für
die Frequenz 1280/sec., die Widerstände P und Q mit
der dazwischen liegenden Verstärkerröhre sollen nur
den Widerstand in den Kondensatoren M und N und
der Induktanz O kompensieren. Infolge davon geht
der eine Strom merklich durch den Transformator T,
dessen Primärspule parallel zu M + 0O, der andere
Strom durch T», dessen Primärspule parallel zu
M 4- N + O geschaltet ist. R, und R, sind zwei Ver-
stärker; die Widerstände S, und S, werden so ein-
gestellt, daß bei der ankommenden Zeichenstärke die
folgenden Gleichrichter in einem Gebiet arbeiten, in
dem der entstehende Gleichstrom der Amplitude der
zugeführten Wechselspannung annähernd proportional
ist. Die Anordnung D hat den Zweck, höhere Fre-
nn nr R a a p —— -
Referate.
191
uenzen abzudrosseln. E ist ein Gleichstromverstärker
nd F der Spulenschreiber.
Trägt man den Gleichstrom, der schließlich dem
schreiber zugeführt wird, in Abhängigkeit von der
liederfrequenz auf, so erhält man die Kurve (Bild 2).
Jarin entspricht F, der Frequenz 1220/sec, F, der
‘requenz 1280/sec. Das ganze System reagiert also
beiden Fällen entgegengesetzt sind. Läßt man nun
die beiden Zweige gleichzeitig auf den Schreiber
wirken, so bleibt nur die Differenzwirkung, wie sie
der Streifen F gibt, übrig.
Die praktische Bedeutung geht aus Bild 4 hervor.
Der obere Streifen (a) zeigt ein Telegramm mit dem
beschriebenen Empfänger bei einer Geschwindigkeit
Bild 1.
merklich nur auf Schwingungen, deren Frequenz
weder viel niedriger als 1220/sec, noch viel höher als
1280/sec ist. Die Richtung des Gleichstroms für dic
Frequenz 1220/sec ist entgegengesetzt derienigen bei
der Frequenz 1280/sec.
- Wie die Anordnung wirkt, zeigt Bild 3. Auf dem
Streifen A ist der Buchstabe V wiedergegeben, wenn
‘er mit der Frequenz 20 000/sec in der gewöhnlichen
‚Weise durch einfaches Tasten gesandt wird. Der
Streifen B stellt dasselbe dar, ebenfalls einfach ge-
+
D
12
FTEQUENZ mmg.
Gleich Strom
Bild 2.
tastet, aber mit der Frequenz 20 060/sec. Der Streifen
¿Č entspricht dem Fall, für den die ganze Anordnung
„bestimmt ist, d. h. wenn beim Zeichen V die Frequenz
:20 000/sec in den Pausen die Frequenz 20 060/sec aus-
‚gesandt wird. Man erhält also einen doppelt so großen
‚Ausschlag bei den Zeichen. Die Wirkung der atmos-
‚Phärischen Störungen sollen die Streifen D, E und F
Allustrieren. Bei D war der eine Zweig von Bild 1 für
‚die Niederfrequenz 1220/sec, bei E der andere für die
‚Niederfrequenz 1280/sec abgeschaltet. Man erhält
„sowohl im einen, wie im anderen Fall gleichgerichtete
‚Unregelmäßige Ströme, deren Vorzeichen aber in
Vene TTV V
£
F
Bild 3-
von 40 Worten/Min. Das Telegramm des unteren
Streifens (b) wurde unmittelbar nach dem oberen mit
einem gewöhnlichen Empfänger, wie er für die trans-
atlantische Telegraphie verwendet wird, aufgenommen.
Im ersten Fall war in der oben beschriebenen Weise
mit zwei Frequenzen, im zweiten Fall in der gewöhn-
lichen Weise durch Tasten einer Frequenz je mit
einem automatischen Wheatstone Geber gesandt
worden.
In der Diskussion äußert C. R. Englund Be-
denken gegen die Art, wie Armstrong seinen
Empfänger mit dem normalen verglichen hat. Er sagt,
192
aus den Ausführungen sei ersichtlich, daß sein Emp-
fäanger ein extrem hohes Maß von Selektivität besitzt,
das an sich schon die Wirkung der atmosphärischen
Störungen reduziert, während die Selektivität des nor-
malen Empfängers viel kleiner ist. Was die von
7 ILLMLANIILMILTLTM LIMIT
Never Empfänger 40 Worte /Minufe
Ó NUT IT FUN
Normaler Empfänger #0 Worte /Minule
Bild 4.
Armstrong benützte Kompensierung allein leistet,
könnte man erst beurteilen, wenn er zwei Empfänger
gleicher Selektivität mit und ohne seine Kompen-
sierung verglichen hätte. J. Zenneck.
O. Dahl und L. A. Gebhardt. Messuugender
effektiven Höhe der leitenden Atmo-
sphärenschicht und die Störung am
19. August 1927. (Measurements of the effective
heights of the conducting layer and the disturbances
of August 19, 1927.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 290
bis 296, 1928.
A
un
> 82
C
Die Messungen sind nach der Methode von Breit
und Tuve (Phys. Rev. 28, 554—575, 1926, ref. ds.
Jahrb. 29, S. 164, 1927) gemacht. Bei dieser Methode
werden vom Sender Gruppen von Wellen in regel-
mäßigen Zwischenräumen ausgesandt und der Emp-
fangsstrom in einem Empfänger oszillographiert, der
sich in verhältnismäßig kleinem Abstand vom Sender
befindet. Man erhält im Oszillogramm im allgemeinen
zwei Gruppen registriert, die direkte der Bodenwelle
und eine an der leitenden Atmosphären-Schicht reflek-
tierte, wobei wegen des geringen Abstandes von
Sender und Empfänger die Reflexion nahezu vertikal
über beiden Stationen erfolgen muß. Es handelt sich
also um ein elektromagnetisches Analogon zu der
akustischen Echolotung des Erdbodens von Schiffen
oder Flugzeugen aus.
Die experimentelle Anordnung war die folgende:
Ein kristallgesteuerter Generator der Frequenz 4,015
.10°/sec und von 10 kW Leistung in Bellevue, Ana-
costa, D. C., sandte Gruppen von Wellen aus, deren
Dauer ca. 1/1500 sec, zwischen denen die Pausen ctwa
Referate. =
‚er
1/750 sec betrugen. Die Gruppen von Wellen wurden n
dadurch hergestellt, daß das Gitter der ersten Ver- B
stärkerröhre im Sender eine negative Vorspannung }
von 800 Volt hatte, der nun eine 500 periodix
Wechselspannung von 525 Volt eff überlagert wurde. jè
Der Empfänger befand sich auf dem Dach des
Hauptgebäudes des Department of terrestrial Mav- i
netism in Washington D.C. Er arbeitete mit einer
Zwischenfrequenz von 50 000/sec. Der Niederfrequenz- |
Detektor schickte seinen Strom durch einen Wider- |‘:
stand von 25000 Ohm, an dessen Enden das Gitter |:!
und die Kathode von vier 7,5-Watt-Röhren parallel |"
lagen. Ihre Anodenkreise wirkten auf einen N
ı f
muy
a
a
graphen der General Electric Co.
Die verschiedenen Bilder, die man mit dieser į-
Methode bekommen kann, sind in nebenstehenden |:
Bilde zusammengestellt: =
A) keine Reflexion, nur direkte Bodenwelle von |>
der Gruppenform des Senders,
B) reflektierte Welle etwa ebenso stark wie die
direkte Bodenwelle,
C) reflektierte Welle schwächer als die Boden- |"
welle. ot
Die Ergebnisse der Messungen für die Höhe der |"
reflektierenden Schicht enthält die folgende Tabelle. |"
1927 Zeit Höhe in Meilen Sender ! x
Aug. 15. 14%—1415 128 oder 66 Vertikal-Antenne r
„ 16. 100—1015 70 oder 124 z n
16. 1400—1415 62
„ 17. 100-105 60 u. vielleicht 110 , : i
.„ 17. 140—145 53 s å EN
» 19. — Keine Reflexion 5 S J
„ 22, 140—145 112 oder 80 Š a
» 23. 100—105 104 Horizontal-Dipol :
. 23. 100—105 104 Vertikal-Antenne
„n 23. 14%—145 124 Horizontal-Dipol va
„ 24. 109-105 92 » (Boden -:,
welle stärker alsreflektiere ı:,
.„ 25. 105—103° 103 Horizontal-Dipol pe <`
KE lie
flektierte Wolle stärker as ;:!;
Bodenwelle
Dabei ist zu bemerken, daß am 19. August auch
die Bodenwelle sehr schwach war. Gleichzeitig
waren auch im Naval Research Laboratory manche
Stationen, die man sonst ohne Schwierigkeiten aui-
nahm, nicht zu bekommen. Auch der Kurzwellen-
Verkehr zwischen San Francisco und Washington
war selır erschwert. Während dreier Tage, deren
letzter der 21. August war, ergab der Kurzwellen-
Verkehr mit London große Schwierigkeit. Von London
war berichtet, daß während dieser Zeit alle Kurz-
wellen-Stationen von Westen her schlecht aufnalımen.
während der Empfang von anderen Richtungen nor-
mal war. Nach einem anderen Bericht war der ge-
richtete Verkehr zwischen England und Canada sehr |.
schwierig. Dagegen war kein Einfluß zu bemerken |
bei dem Verkehr San Francisco—Washington mit der e
Frequenz 12,045.10"/sec, während am 19. August der '.
Wetterbericht von Washington (f = 4,015: 10°/sec) in a
Lakehurst (New Jersey) 8" nicht aufgenommen | |
werden konnte. Ebensowenig konnte Pensacoli |`
(Florida) diesen Rundfunk-Wetterbericht mit der |>
Frequenz 8,030.10"/sec kopieren. Ir
-
— ——— TIER -EERE EE EEES
Es lag nahe, diese abnormalen Bedingungen mil
irgendeinem Vorgang auf der Sonne in Zusammen
hang zu bringen. Tatsächlich ließ sich nichts jies- :
stellen, als daß auf dem südwestlichen Quadrante i
Ben,
Referate.
er Sonne ein ungewöhnlicher Fleck, aber schon
ıehrere Tage vor dem 19. August, tätig war.
Als sichergestellt (vgl. Tabelle) darf aber gelten,
aß unmittelbar vor dieser Störung die Höhe der
eflektierenden Schicht etwa 50 Meilen war, während
je nachher wieder auf den normalen Wert von ca.
00 Meilen hinaufging. J. Zenneck.
J. W. Horton und W. A. Marrison. (Bell Tel. Lab.
lew York.) Präzisionsmessung der Fre-
uenz. (Precision determination of frequency.)
Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 137—154, 1928.)
Der Grundgedanke bei den beiden beschriebenen
\nordnungen ist der, durch den Strom der zu messen-
len Frequenz unmittelbar oder mittelbar eine Uhr
u betreiben, deren Gang durch den Vergleich mit
iner atronomischen Uhr bzw. dem Zeitsignal einer
sternwarte sehr genau bestimmt werden kann.
A. Stimmgabelanordnung.
Die ältere Methode benützte eine Stimmgabel von
00 Schwingungen/sec, die durch Rückkopplung mit
iner Verstärkerröhre in Schwingungen gehalten
verden kann. Der Strom betrieb direkt einen Syn-
'hronmotor und dieser mit Hilfe einer sehr starken
Jebersetzung (ca. 10° : 1) die Uhr, die mit den draht-
osen Zeitsignalen des U. S. Naval Observatory ver-
lichen wurde. Die Beziehung der Uhr zu irgendeiner
lochfrequenz wurde mit Hilfe der Harmonischen des
stimmgabel-Generators hergestellt. Man kann auf
liese Weise ohne Schwierigkeit Frequenzen bis etwa
00 000/sec, messen. Die Beziehung zu noch höheren
requenzen wurde erhalten dadurch, daß man einen
)szillator herstellte, dessen Frequenz auf ein ganzes
"ielfaches der Frequenz der gewählten Harmonischen
‘es Stimmgabel-Generators eingestellt wurde (Beob-
‚chtung der Lissajouschen Figuren mit der
3raunschen Röhre.)
: Die Genauigkeit, mit der der Gang der Uhr mit
len Zeitsignalen verglichen werden kann, ist 0,2 sec
193
B. Quarzoszillator.
a) Der Quarzoszillator, der die Schaltung von
Bild 1 besitzt, und auf zwei parallel geschaltete Ver-
stärker wirkt, ist bei einer bestimmten Temperatur
GNfer.
Able. tong >
(omm )
5
Aristall
-25 -20 -15 -10 -5 Wotmal 5 57%
Bild 2.
auf die Frequenz 50000/sec eingestellt. Wie die
Frequenz des Generators durch die Betriebsbedingun-
gen beeinflußt wird, zeigt Bild 2, in der die Ordinaten
die Aenderung der Frequenz in 10°, die Abszissen
bei Kurve I die Aenderung der Gitterableitung, bei
II des Heizstromes, bei HH der Anodenspannung je
in Prozent bedeuten. Das Dekrement des Kristalls ist
ungefähr 0,12-10°", der Temperaturkoeffizient 3,8. 10"
pro Grad. Man muß also die Temperatur auf 0,025°
konstant halten, wenn die Frequenz auf 10°" konstant
gabe der
Niede reg venz
Bild 3.
oro Tag. Das bedeutet eine Genauigkeit der Frequenz-
‚ıessung von 3-10", Diese Genauigkeit kann auf un-
efähr das 20fache gesteigert werden (oszillographi-
‚che Aufnahme der Zeitzeichen und des Stromes einer
‚xontaktvorrichtung an der Uebersetzung zwischen
‚„ynehronmotor und Uhr).
i Der Temperaturkoeffizient des Stimmgabel-Gene-
‚ators ist 1,09-10* pro Grad. Es muß also die Tem-
„eratur auf 0,01° konstant gehalten werden, wenn die
„requenzänderung 10° nicht überschreiten soll. Um-
ekehrt kann man diese Temperaturabhängigkeit
azu benützen, um die Frequenz des Stimmgabel-
- ìenerators durch Regulierung der Temperatur genau
-uf eine bestimmte Frequenz einzustellen.
$
bleiben soll. Die Abhängigkeit der Frequenz vom
Luftdruck, unter dem sich der Kristall befindet, ist
eine lineare. Bei dem verwendeten Kristall ergab eine
Erhöhung des Druckes um 140 mm Hg eine Abnahme
der Frequenz um 10.10°*.
b) Den Uebergang zur Niederfrequenz vermittelt
die Anordnung Bild 3, in dem der Röhrengenrator C”
die Frequenz 5000/sec, d. h. genau 1/10 derjenigen des
quarzgesteuerten Röhrengenerators von a hat.
Um ihn genau auf dieser Frequenz 5000/sec zu
halten, wird folgende Anordnung benützt.
Durch die Röhre 3 und die Art, wie auf sie der
Generator 2 wirkt, werden die Harmonischen dieses
Generators verstärkt. Der Anodenkreis der Röhre 3
194
mit diesen starken Harmonischen induziert nun auf
den Kondensatorkreis 1, der auf die Frequenz
50 000/sec abgestimmt ist: Es kommt also von
dem Anodenstrom der Röhre 3 praktisch nur die
10. Harmonische von der Frequenz 50000/sec zur
Wirkung. Auf denselben Kondensatorkreis 1 induziert
nun auch der quarzgesteuerte Oszillator von der
Frequenz 50000/sec!). Die Resultierende dieser
beiden EMK und infolge davon auch der Anoden-
gleichstrom der angeschlossenen Röhre 1 werden nun
verschieden je nach der Phasenverschiebung zwischen
der 10. Harmonischen des Oszillators 2 und dem
Strom vom Quarzoszillator. Dieser Gleichstrom
an II
|
i N
À
\
N
U AA O
À
\
À
N
À
N
NS
N
NZ
N
y7
W
DOO” DIGG
Bild 4.
ändert sich also, sobald sich die Frequenz des Oszil-
lators 2 und damit die Phase seiner 10. Harmonischen
im Vergleich zum Strom des Quarzoszillators ändert.
Diese Aenderung des Anodengleichstroms von Röhre I
wird dazu benützt, um in bekannter Weise die Induk-
tivität einer im Oszillator 2 befindlichen Spule mit
Eisenkern zu beeinflussen und damit die Aenderung
der Frequenz, die die Phasenverschiebung hervor-
gerufen hat, rückgängig zu machen. Gleichgültig, ob
diese Erklärung ganz richtig ist oder nicht, jedenfalls
bleibt tatsächlich die Frequenz des Oszillators auf
diese Weise genau auf dem 10. Teil der Frequenz des
Quarzoszillators, ein Beispiel für die Steuerung der
Frequenz eines Niederfrequenzgenerators durch eine
Hochfrequenz.
c) Der 5000-Periodenstrom des Oszillators 2 be-
treibt nach Verstärkung durch die Röhre 4 (5 Watt)
einen Synchronmotor, von dem Bild 4 einen Schnitt gibt.
Der Stator hat 100 U-förmige Stücke SS aus Silizium-
stahl, die von einer gemeinsamen Spule P mit dem
Anodenstrom der 5- Wattröhre (Gleich- + 5000-
Periodenstrom) magnetisiert werden. Der Rotor R
mit vertikaler Achse hat entsprechend 100 Zähne Z,
die über Luftschlitzen der U-förmigen Statorteile ro-
tieren.
Man hätte mit diesem Motor durch eine Ueber-
setzung hindurch direkt eine Uhr betreiben können.
Da aber von den früheren Anordnungen her schon
die Uhrmotoren für hundertperiodigen Wechselstrom
zur Verfügung standen, so wurde der Motor von
Bild 4 für 5000 periodigen Wechselstrom dazu ver-
wendet, um erst einen Generator für eine Frequenz
von 100/sec zu schaffen. Dieser Generator ist in
Bild 4 mit G bezeichnet. Er ist von der Gleichpoltype
(Induktortype) und liefert bei jeder Umdrehung des
5000periodigen Synchronmotors zwei Perioden. Der
von ihm bezogene 100periodige Strom treibt dann die
1) s. Bild 3: „Zufuhr der Hochfrequenz*.
Referate. |
Uhr, die den Anschluß an die Zeitmessungen gibt į
(Vgl. a.)
Es liegen noch nicht genügende Erfahrungen mit
dieser Anordnung vor, um den Grad der Genauigkeit
und die Konstanz beurteilen zu können.
J. Zenneck.
F. K. Vreeland. Ueberdenverzerrungs-
freien Empfang einer modulierten
Welle und seine Beziehung zur Selek-
tivitätdes Empfängers. (On the distortion-
less reception of a modulated wave and its relation
to selectivity.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 225 bis
280, 1928.
Die Ueberlegung, von der Vreeland ausgeht,
Die Niederfrequenzen, die für den
Rundfunk in Betracht kommen, gehen bis etwa
10 000/sec. Die Hochfrequenz des Senders umfaßt
also ein Frequenzband von der Breite 20 000/sec, oder
wenn man sich auf eine Niederfrequenz bis 5000/sec !
beschränkt, von der Breite 10 000/sec. |
Die erste Bedingung des Empfängers ist also die,
daß er alle Frequenzen in diesem Bereich amplituden-
getreu wiedergibt. Nur dann ist die Reproduktion
verzerrungsfrei. Die zweite, die Selektivitätsbedin-
gung für den Empfänger ist aber, daß er au
Frequenzen außerhalb dieses Bandes überhaupt nicht
mit merklicher Intensität reagiert.
|
Dazu kommt als dritte Bedingung für einen Rund-
funkempfänger, daß er eine ganze Anzahl von |
Stationen empfangen soll, d. h. die Bedingung, daß !
das Frequenzband, auf das der Empfänger anspricht,
bequem variiert werden kann. Diese letzte Bedin-
gung schließt die Verwendung von Siebketten aus.
Das Ideal eines Empfängers wäre also ein solcher,
dessen Frequenz-Charakteristik (Resonanzkurve) ein |
Rechteck ist derart, daß seine Breite das zu emp-
ist die folgende.
fangende Frequenzband deckt, aber gegen andere
Frequenzen möglichst scharf abschneidet. Der Ver- |
fasser versucht dieses Ziel mit zwei Anordnungen zu
erreichen:
1. Die erste, die er „band selector“ nennt, ist in
Bild 1 schematisch dargestellt. Darin wird die Reak-
tanz X, von L, C, und diejenige X, von L, C, gleich | N
gewählt und X, bedeutet eine Reaktanz, die im all- | \
gemeinen klein ist gegen die Reaktanz X, und X, und |
sowohl induktiv als auch kapazitiv sein kann. Die
Frequenz-Charakteristik ist von der Form der aus-
gezogenen Kurve von Bild 2, während die ee strichelte | .
Kurve die Resonanzkurve von L, C, bzw. L, C, sein
soll. Man erreicht also eine ee e von u- ,
gefähr der verlangten Form.
?
|:
2. Das Prinzip der 2. Anordnung (,„spaced band | h
amplifier“) ist das folgende (Bild 3). Schaltet mar | A
Referate. 195
- drei Systeme hintereinander, die die Resonanzkurve
1 bzw. 2 bzw. 3 haben, so bekommt die Kombination
- der drei Systeme als Resonanzkurve die Kurve 4 von
- Bild 3, d. h. also eine Kurve der gewünschten Form.
Das Prinzip läßt sich sehr einfach darstellen durch
4
l
|
d
|
l]
|
t
|
Bild 2.
Bild 3.
. einen Mehrfach-Verstärker, in dem jede Stufe auf eine
: bestimmte, aber jede auf eine andere Frequenz, ent-
~. sprechend der Resonanzkurve 1, 2, 3 von Bild 3, ab-
> gestimmt ist.
In der Diskussion der ersten Anordnung in Proc.
- Inst. Radio Eng. 16, S. 494—496, 1928, macht J. R.
Nelson mit Recht darauf aufmerksam, daß dieser
Selektor einfach als zwei gekoppelte Kreise aufgefaßt
| werden kann und daß er die Breite der Resonanz-
kurve und die bekannten Eigenschaften solcher Kreise
besitzt.
Auch V. D. Laudon (Proc. Inst. Radio Eng. 16,
.. S. 848—850, 1928) beschäftigt sich mit der Abhand-
lung und betont, daß die erste Anordnung einfach ge-
' koppelte Kreise sind, deren Kopplung in der Nähe der
- kritischen liegt.
Bezüglich der Kopplung von nicht
- abgestimmten Kreisen macht er besonders darauf
° aufmerksam, daß für den tatsächlichen Verlauf der
- große Rolle spielt.
NOSO“
© Widerstandskopplung,
“ Spannungsverstärkung einer Stufe „R/(Ro+R) (u =
© Verstärkungsfaktor, l= innerer Widerstand, R :=
Ir
N
~ Anode-Glühfaden.
Resonanzkurven der Widerstand der Spulen eine
Er sagt, daß die Spulen, die meist
im Rundfunkgebiet gebraucht werden, einen Wider-
stand haben, der einer Potenz der Frequenz pro-
portional ist, die zwischen 1 und 2 liegt.
J. Zenneck.
N. H. Williams. (Universität Ann Arbor, Michi-
gan). Die Schutzgitterröhre. (The screen-
grid tube.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 840—843,
1928.
Nach den Ausführungen des Verfassers ergibt die
Fiochfrequenzverstärkung durch die Drei-Elektroden-
röhren folgende Schwierigkeiten. Benützt man
so kann die theoretische
Widerstand des Anodenkreises) praktisch nicht er-
reicht werden aus zwei Gründen:
1. Durch die veränderliche Anodenspannung wird
auf das Gitter eine Spannung induziert, die der dem
Gitter aufgedrückten Spannung entgegengesetzt ist.
2. Parallel zum Anodenwiderstand liegt die Kapazität
Infolge davon erreicht man nie-
mals die (bei R = œ) theoretisch mögliche Span-
nungsverstärkung u.
Koppelt man eine Stufe mit einer der nächsten
durch einen abgestimmten Kreis in der Anodenlei-
tung, so wird die Verstärkung durch die Rückkopp-
lung in der Verstärkerröhre nicht geschwächt, es tritt
aber jetzt die Gefahr der Selbsterregung von Schwin-
gungen auf.
Von diesen Mängeln frei ist die Schutzgitterröhre
besonders infolge der sehr geringen Kapazität zwi-
schen der Anode und dem Steuergitter, die nur etwa
1 % derienigen bei einer entsprechend konstruierten
Drei-Elektroden-Röhre beträgt.
Bei einer Drei-Elektrodenröhre ist die Hoch-
frequenzkomponente des Anodenstroms durch fol-
gende Eigenschaften der Röhre bestimmt:
1. Aenderung d. Anodenstroms m. d. Gitterspannung,
7 - 5 „ „ Anodenspannung,
A „ Gitterstroms „ ,„ Gitterspannung,
„ „ Anodenspannung,
‚ Kapazität zwischen "Anode und Gitter,
i N = „ Gilühfaden und
m Gitter und Glühfaden.
Bei "der Schutzgitterröhre kommt 2 praktisch
nicht in Betracht, da der Anodenstrom nur sehr we-
nig von der Anodenspannung abhängt, wenn die
Anode positiv gegen das Schutzgitter ist. Beim Ge-
brauch als Verstärker kann der Gitterstrom. durch
geeignete Vorspannung auf Null gehalten werden
(dadurch fällt 3 und 4 weg). Die Kapazität von der
Anode zum Gitter und Glühfaden ist zu vernachlässi-
gen (5 und 6), die Kapazität zwischen Gitter und
Glühfaden liegt gewöhnlich parallel zu einer anderen
Kapazität des Gitterkreises und ist aus diesem
Grunde unschädlich. Es bleibt infolge davon nur
die Aenderung des Anodenstroms mit der Gitter-
diu der Röhre. Man
deg
bckommt dann als Spannungsverstärkung bei einem
Widerstand R (bzw. einer Impedanz Z) im Anoden-
kreis annähernd den Ausdruck SR bzw. SZ (wenn
Rœ R bzw. >Z), und dieser kann leicht auf den
Betrag 60 gebracht werden.
TOEN
spannung, d. h. die Steilheit S =
J.Zenneck.
C. R. Hanna, L. Sutherlin und C. B. Upp.
(Westinghouse Forschungslaboratorium in East-
Pittsburgh.) Eine neue Endröhre. (Develop-
ment of a new power amplifier tube.) Proc. Inst.
Radio Eng. 16, S. 462—475, 1928.
Die neue Röhre mit Oxyd-Kathode führt die Be-
zeichnung UX — 250. Sie liefert bei einer Anoden-
spannung von 450 Volt eine maximale Anoden-
leistung von 4,6 W, bei 400 Volt von 3,5 W, bei 350
Volt von 2,45 W und bei 300 Volt von ca. 1,6 Watt.
Die Konstruktion der Röhre wird beschrieben und
eine Tabelle zeigt, wie sich die Konstanten der Röhre
ändern, wenn der Verstärkungsfaktor der Röhre durch
Aenderung des Abstandes der Gitterdrähte variiert
wird.
Die Charakteristiken der neuen Röhre in ihrer
normalen Form werden für die verschiedenen Anoden-
spannungen angegeben und aus ihnen der günstigste
Arbeitspunkt und der günstigste Belastungswider-
stand (Anodenwiderstand) abgeleitet unter der Vor-
aussetzung, daß die unverzerrte Nutzleistung
möglichst groß und daß die Anodenspannung und
196
Wärmeentwicklung an der Röhre eine bestimmte
Grenze nicht überschreitet.
Dieser bei weitem größte Teil der Arbeit ist des-
halb besonders wichtig, weil die darin angewandten
Methoden auf jede beliebige andere Röhre zu über-
tragen sind. J. Zenneck.
F. E. Terman. Die umgekehrte Elek-
tronenröhre als Leistungsverstärker
mit Spannungsreduktion. (The inverted
vacuum tube, a voltage-reducing power amplifier.)
Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 447—461, 1928.
Mit umgekehrter Elektronenröhre ist gemeint ein
Gebrauch der Röhre (vgl. Bild 1), bei der die Ano-
Bild 1.
denspannung geändert und der Strom im Gitterkreis
abgenommen wird, wobei die „Anode“ eine starke
negative und das Gitter eine starke positive Vor-
spannung bekommt.
Von dieser umgekehrten Elektronenröhre werden
in der Arbeit zuerst die Charakteristiken angegeben,
ebenso Methoden zur Messung des Spannungsreduk-
tionsfaktors (Durchgriffs), des inneren Widerstandes
und der Steilheit der Röhre.
Unter den praktischen Anwendungsmöglichkeiten
werden zwei hervorgehoben. Bei der ersten handelt
es sich um die Verwendung für die oszillograplıische
Aufnahme des zeitlichen Verlaufs von Spannungen.
Beim gewöhnlichen Oszillographen — nicht bei der
Braunschen Röhre — wird bei Spannungsaufnah-
men immer Strom entnommen mit all den Nachtei-
len, die z. B. eine Spannungsmessung durch ein
technisches Voltmeter (Strommesser mit hohem
Oszillographen - Schleife
Bild 2.
Widerstand) hat. Mit Hilfe der umgekehrten Elek-
tronenröhre lassen sich oszillographische Spannungs-
aufnahmen ohne Stromentnahme machen, indem man
die zu oszillographierende Spannung an den Anoden-
kreis der Rölıre, die Oszillographenschleife an das
Gitter anschließt. Da die „Anode“ negative Span-
nung gegen den Glühfaden hat, so fließt kein Strom
im Anodenkreis, und solange man auf dem gerad-
linigen Teil der Charakteristik bleibt, ist der Strom
im Gitterkreis proportional der an die Anode an-
gelegten Spannung. Die Schaltung ist in Bild 2 ge-
zeichnet; die Spannung, deren zeitlicher Verlauf auf-
genommen werden soll, ist zwischen P und Q zu
denken. Der Widerstand R, der mindestens zweimal
so groß wie der innere Widerstand Gitter—Glühfaden
sein sollte, soll das Gebiet, in dem der Gitterstrom
Referate.
proportional der Anodenspannung ist, vergrößern.
Der Widerstand R, (100 — 1000 Ohm) und der
Spannungsteiler AB dienen dazu, den normalen
Gleichstrom zu kompensieren.
Eine zweite Verwendung, die sich aus dem ge-
samten unmittelbar ergibt, ist die Messung von hohen
Gleichspannungen ohne Stromentnahme. Die Schal-
tung ist diejenige von Bild 3. Die zu messende
Spannung wird zwischen P und Q gelegt. Der
Widerstand R wird verhältnismäßig hoch genommen
und der Spannungsteiler AB so eingestellt, daß kein
Strom durch den Strommesser MA fließt, wenn die
Anode und das Gitter kurz geschlossen sind. Nimmt
man Röhren mit sehr großem Verstärkungs- bzw.
)
Pr (+
Reduktionsfaktor, so lassen sich sehr hohe Spannun-
gen ohne Stromentnahme messen.
Zur Messung von hohen Wechselspannungen wird
die Schaltung von Bild 4 empfohlen. Die Messung
der Wechselspannung beruht in bekannter Weise dar-
auf, daß der Kondensator C eine Ladung bekommt.
sobald die Anodenspannung positiv wird. Legt man
M e
Bild 4.
also eine Wechselspannung bei PQ an, so nimmt die
Ladung des Kondensators so lange zu, bis die Span-
nung am Kondensator gleich dem Scheitelwert der
Weclselspannung geworden ist. Sobald also der
Ausschlag am Strommesser A des Gitterkreises kon-
stant geworden ist, ist die Spannung am Kondensator
gleich dieser Scheitelspannung. Man eicht die An-
ordnung durch Anlegen von Gleichspannung im Ano-
denkreis. Auch diese Anordnung kann für hohe
Spannungen verwendet werden und braucht prak-
tisch keine Energie.
Die Röhre läßt sich in dieser umgekehrten Ver-
wendungsart auch als Schwingungsgenerator ge-
brauchen, bietet aber dafür keine Vorteile gegenüber
der gewöhnlichen Schaltung. J. Zenneck.
H. Simon und M. Bareiß. on deutsche
Raytheon-Röhre. ETZ. 49, S. 1604—1606, 1925
Der Wunsch, bei ee mit
Netzanschluß die Heizwicklung für die Gleichrichter
auf dem Transformator zu sparen, hat in neuerer
Zeit vielfach zur Durchbildung von Gleichrichtern
mit Gasfüllung und kalten Elektroden geführt.
In der vorliegenden Veröffentlichung machen dir
Verfasser nähere Angaben über Aufbau und Arbeits-
weise eines von Osram unter der Lizenz der Ray-
theon Mfg. Co. Cambridge (U.S.A.) herausgebrachten
I
:
Referate.
weiweg-Glimmgleichtrichters'), der bei einer Ano-
nwechselspannung von 2X270 Volt gleichstrom-
itig 250 Volt 100 mA liefern soll.
Ansicht und Schnitt der Röhre zeigt Bild 1: zwei
iftförmige Anoden, deren Zuleitungen sorgfältig ge-
on Ueberschlag isoliert sind, ragen in einen von der
Izförmigen Kathode allseitig umschlossenen Raum
nein, in dem allein die Entladung stattfindet. Die
ınenseite der Kathode ist zur Erniedrigung des Ka-
ıodenfalls in der Durchlaßrichtung mit reinem Ba-
um in metallischer Form bedeckt. Das ganze Rohr
A: ©
Bild 1.
st mit Helium von einigen Millimetern Druck gefüllt.
)urch diese Konstruktion wird eine gänzliche Aus-
chaltung der durch Gasabsorption und Bariummetall-
ondensation schädlichen Glaswand sowie die sehr
otwendige Reinhaltung des Edelgases während des
jetriebes durch das stets etwas verdampfende Ba-
ium erreicht.
Bemerkenswert ist vor allem, daß trotz der hohen
pitzenspannungen auf eine Trennung der Ent-
ıdungsräume zwischen den beiden Anoden ver-
ichtet wird. Man nimmt hierdurch zwar Rückströne
700
ee
‚on einigen Milliampere und damit eine erhöhte Ge-
ahr von Rückzündungen, die durch besondere Maß-
_ ahmen verhindert werden müssen, in Kauf, erzielt
doch die vorteilhafte Wirkung, daß die für die Ein-
"»itung der Hauptentladung nötige Vorionisation stets
»"orhanden ist, so daß die statische Zündspannung für
tinen solchen Glimmgleichrichter mit zwei in Gegen-
akt arbeitenden Anoden fast völlig bedeutungslos
ș sird (abgesehen vom ersten Einschaltvorgang).
J 1) Bisher bekannt geworden unter der Typenbezeichnung G132
Čezw, Telefunken RGN 1500.
197
An Hand der in Bild 2 statisch aufgenommenen
Strom-Spannungs-Kurve für eine Anode sind die Ver-
hältnisse leicht zu überschauen: Ist während der
Messung die zweite Anode mit der Kathode ver-
bunden, also sozusagen nicht vorhanden, so er-
hält man die bekannte Form der Charakteristik a.
Liegt zwischen der zweiten Anode und der Ka-
thode eine Gegenspannung von — 200 Volt (Rück-
strom 0,4 mA), so erhält man die Kurve b und
bei einer entsprechenden Gegenspannung von — 400
Volt (3,1 mA Rückstrom) sogar die Kurve c. Aus
den Kurven 5 und c ist ersichtlich, daß die Ent-
ladung bereits bei den kleinsten Augenblickswerten
der Spannung einsetzt. Durch Betrieb beider Anoden
mit Gegentakt-Wechselspannungen in der normalen
Gleichrichterschaltung werden diese Verhältnisse
zwar etwas modifiziert, jedoch nicht prinzipiell ver-
Bild 3.
ändert, wie an Hand von Oszillogrammen festgestellt
wird. In dem Oszillogramm (Bild 3), für eine Anode
aufgenommen, ist von einer Zündspitze in der Span-
nungskurve nichts zu bemerken, trotzdem die
statische Zündspannung 280 Volt beträgt. Die er-
folgreiche Anwendung des Rohres in Schaltung setzt
vor allem eine ausreichende Größe der zum Ver-
braucherwiderstand parallel liegenden Ausgleich-
kondensatoren voraus (10—16 mF).
W. Espe.
W. W. Loebe und C. Samson. Beobachtung
und Registrierung von Dickenände-
rungen dünner Drähte. Zs. f. techn. Phys. 9,
S. 414—419, 1928.
Bild 1.
Tasteinrichtung.
Bei der Fabrikation von dünnen Drähten, wie sie
z. B. für Glühlampen, Senderöhren und als Kern-
drähte für die Kathoden der Rundfunkröhren ge-
braucht werden, ist außerordentlich wichtig, die Kon-
stanz des Drahtdurchmessers sehr genau über große
Drahtlängen und unmittelbar beim Ziehprozeß zu
überwachen.
Die Aufgabe wird von den Verfassern durch ein
Verfahren gelöst, das auf dem bekannten Prinzip be-
ruht, Kapazitätsänderungen zur Beobachtung und
198
Messung kleiner Größen zu benutzen. Da die an-
gegebene Hochfrequenzapparatur auch für andere
Zwecke, z. B. zur Messung kleiner Druckschwan-
kungen, Temperaturausdehnungen, zu Erschütterungs-
messungen u. a. geeignet erscheint, soll sie kurz er-
läutert werden: Die Uebersetzung der Dicken-
schwankungen in Aenderungen der Kapazität eines
Kondensators erfolgt mechanisch mit Hilfe der in
Bild 1 abgebildeten Vorrichtung, in der der zu unter-
suchende Draht zwischen zwei Tastorganen hindurch-
gezogen wird, von denen eins feststeht, während das
andere beweglich ist und unter Federdruck an dem
Bild 2
Schaltung der beiden Schwingungskreise.
Draht anliegt. Der Kondensator liegt in einer
Schwebungstonschaltung (Bild 2, Eigenfrequenz jedes
Kreises ca. 10° Hertz). Die so entstehenden Ton-
höheschwankungen werden auf einen Schwingungs-
kreis 3 (Bild 3) gegeben, der so abgestimmt ist, daß
die Frequenz des Ruheschwebungsstromes (ca. 1000
Hertz) in die Mitte des geradlinigen Teiles seiner
Resonanzkurve fällt, so daß also jeder Tonhöhe des
Schwebungstones eine bestimmte Amplitude der
Spannung im Schwingungskreis 3 entspricht. Nach
Bild 3.
Verstärkungsschaltung zur Registrierung.
Verstärkung (5) und Gleichrichtung (7) erfolgt
Registrierung des im Rhythmus der Tonhöheände-
rungen schwankenden, bis zu 50 mA betragenden
Gleichstromes durch ein gewöhnliches Registrier-
instrument (8).
Die von den Verfassern gewollte und erreichte
Empfindlichkeit beträgt 08 mm Ausschlag im
Registrierinstrument für Dickenänderungen von
1.10-* mm. Sie dürfte sich jedoch für besondere
Zwecke bei Anwendung von Materialien mit kleinem
Temperaturkoeffizienten um eine Zehnerpotenz
steigern lassen. An Hand von Eich- und Registrier-
diagrammen wird die Brauchbarkeit der Apparatur
und die Reproduzierbarkeit der mit ihr gewonnenen
Meßergebnisse erwiesen. W. Espe.
H. A. Wheeler. Die Messungvon Röhren-
kapazitäten durch eine Transforma-
toren-Schaltung. (Measurement of vacuum-
Referate.
—
—
tube capacities: by a transformer balance.) Aus der fter
Hazeltine Corporation. Proc. Inst. Radio Eng. 16 =l
S. 476—481, 1928.
Die Anordnung in der Form, in der sie das neben |
stehende Bild zeigt, dient dazu, um die Kapazität (,
zwischen Anode und Gitter der Röhre R zu messen. f
Sie besteht außer der zu messenden Röhre R aus
4 voneinander abgeschirmten Teilen, dem Hoch-
frequenzgenerator (Oszillator links), dem veränder-
lichen Luftkondensator Cn, den Transformatoren
Lp— Ls und Lp— Ls, deren Primärspulen Ly
und Zp? im gleichen, die sekundären Spulen im ent-
gegengesetzten Sinn gewickelt sind. Wie aus dem
Sa
x
Cs |
+99 UX-201A
O Tiar |
j' A 1 C; =
SL 3 = \UX-
Ly 126V
Rz = (2? A
JL2 €,
Oscillator Kondensatar Transformator Detektor |
Bild hervorgeht, liegen parallel zum Kondensator C
zwei Leitungen; die eine besteht aus der zu messen-
den Kapazität Cy» und der Primärspule Lp, , die an-
dere aus der veränderlichen Kapazität Cn» und der
anderen Primärspule Zy2, die Lp, genau gleich ist.
Stellt man die regelbare und geeichte Kapazität Ca |
so ein, daß im Detektorkreis keine Wirkung zustande /
kommt, so muß die zu messende Kapazität Ca= t
C, sein.
Der veränderliche Kondensator Cn besteht tat- R
sächlich aus zwei koaxialen Zylindern, die sich längs į i
der Achse gegeneinander verschieben lassen.
J. Zenneck.
L. Walsh. EineBrückezurMessungder
„direkten Röhrenkapazitäten“. (A direct-
capacity bridge for vacuum tube measurements.)
Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 482—486, 1928.
Unter der „direkten Kapazität“ von zwei Leitern
versteht der Verfasser die Kapazität zwischen diesen
beiden Leitern mit Ausschluß aller anderen Kapazi-
täten des Systems.
Eine Röhre kann vom Standpunkt der elektro-
statischen Kapazität aus aufgefaßt werden als eine
Dreiecksschaltung von drei Kapazitäten (vgl. neben-
stehendes Bild): 1.) die Kapazität zwischen Anode
und Gitter = C%, 2.) zwischen Gitter und Glül-
faden = Cgf und 3.) zwischen Anode und Giühfaden
—= (pr. Die Brücke des Verfassers hat die Anord-
nung des nebenstehenden Bildes, in dem P den Ar
schluß der Anode, G denjenigen des Gitters und F
denjenigen des Glühfadens bezeichnet. Außer dem ‘x
Normalkondensator Cs sind auch die Widerstände |
R, und R, und rm als veränderlich anzusehen. Der
Widerstand r„ dient nur zur Phasenregulierung, wem 'k
entweder die Röhre oder der Normalkondensater G [à
i
4
Referate.
-erluste besitzt. Ist der Strom im Brückenzweig
= 0, so besteht die leicht abzuleitende Beziehung
Cor. Bic G; Fms R, / Ra = Cap | Cs.
lan erhält also Cf und Cp; Cpf ist ohne Einfluß
uf die Einstellung, da es parallel zum Brückenzweig
N
egt; Wie die Schaltung abgeändert werden muß,
wenn Cpf bestimmt werden soll, ist ohne weiteres
Jlar. J. Zenneck.
- E. T. Hoch. Eine Brückenmethode zur
Aessung der Impedanzen zwischen den
Zlektroden einer Röhre. (A bridge method
-or the measurement of interelectrode admittance in
racuum tubes.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 487 bis
193, 1928.
- Die Brücke (siehe Bild) ist eine Abart der ab-
‚zeschirmten Brücke von Colpitts und Camp-
‚sell (vgl. G. A. Campbell, Bell Syst. techn.
: Journ. 11, S. 18—38, 1922). Sie ist im Bild so
-zeschalte, wie es zur Messung der
Kapazität
„zwischen Gitter G und Anode P einer Röhre nötig
199
ist. Sie besitzt doppelt abgeschirmte Zweige R,
und R, von derselben Größe, einen veränderlichen
Differential-Kondensator V (was damit gemeint ist,
geht aus dem Bilde hervor), einen festen Zweig CD
(gewöhnlich 10000 Ohm) und einen veränderlichen
Widerstand R im Zweig AD (gewöhnlich Dekaden-
widerstand mit einem Gesamtwiderstand von 11000
Ohm). S ist ein abgeschirmter Schalter, um die
Kapazität GP entweder parallel zu dem Zweig CD
oder parallel zum Zweig AD zu legen.
Das Verfahren bei der Messung ist das folgende:
Der Schalter S wird so eingestellt, daß die zu
messende Kapazität parallel zum Zweig CD liegt. Die
Brücke wird abgeglichen durch Aenderung von V
und R. Die Ablesungen an V und R seien Ve und Ko
Dann wird der Schalter S umgelegt, so daß die
Kapazität parallel zum Zweig AD liegt. Die Werte,
die zur Abgleichung der Brücke jetzt nötig sind, seien
Va und Ra. Dabei ist angenommen, daß der Konden-
sator V schon so geeicht ist, daß die auf ihm an-
gegebenen Werte (auch Ve und Va) diejenigen
Kapazitäten sind, die bei der betreffenden Einstellung
von V im Zweig CD kompensiert werden. Dann be-
stehen die Beziehungen
Vem Va, _ Ra— Re
Co =— g i Ko = gR Re’
wenn man unter Kgp den Leitwert zwischen Gitter
und Anode versteht.
In der Arbeit sind die Ergebnisse einer Reihe
solcher Messungen angegeben, und zwar die Zalılen
für die Kapazitäten Anode-Gitter, Anode-Glühfäden,
Gitter-Glühfäden, das letztere sowohl wenn der Glüh-
faden geerdet, als wenn er isoliert war.
J. Zenneck.
C. A. Wright und F. T. Bowdich. Die Messung
der Induktivität von Drosselspulen.
(The measurement of choke coil inductance.) Proc.
Inst. Radio Eng. 16, 373—384, 1928.
jo
Normale Magneftisierungs-
Aurve for Eisen
a PR
A58 Jo=25
N l
B -G63USS
AH
KurvefÜür Luft
A-Gılberis/em
Es handelt sich bei der Arbeit um die Messung
der Induktivität von Spulen mit Eisenkern in Ab-
hängigkeit von dem durch die Spule fließenden
Wechselstrom und evtl. einem darüber gelagerten
200
Gleichstrom. Die verschiedenen Abänderungen der
Meßmethode kommen alle auf die gleichzeitige
Messung von Strom und Spannung hinaus. Augen-
scheinlich ist den Verfassern die vom theoretischen
und praktischen Standpunkt viel bessere Methode
von R. Strigel (ds. Jahrb. 29, S. 10—20, 1927),
ebenso andere Arbeiten, die sich auf Spulen mit
Eisenkern beziehen, unbekannt geblieben.
In den Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 844—847, 1928,
macht W. O. Osbon auf folgenden Fehler in der
Arbeit aufmerksam. Die Verfasser haben die Induk-
tivität Z einer Spule mit geschlossenem Eisenkern
in die Form gebracht
BE 0
(N = Windungszahll, A = Eisenquerschnitt, l =
mittlere Länge des Eisenwegs). Sie verstehen un-
ter u die Permeabilität, die sich aus der mittleren
Neigung der Magnetisierungskurve innerhalb des Ge-
biets, in dem der Strom variiert, ergibt. Osbon
betont mit Recht, daß es bei kleinen zyklischen Ma-
gnetisierungen eines mit Gleichstrom magnetisierten
Eisenkerns nicht auf diese Neigung ankoınmt, son-
dern auf die Neigung der kleinen Hysteresis-Schlei-
fen (a, b, c des nebenstehenden Bildes), die in diesem
Fall tatsächlich durchlaufen werden.
J. Zenneck.
H.M. Turner. Ein kompensiertes Röhren-
voltmeter. (A compensated electron-tube volt-
meter.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 799—801, 1928.
(Yale Universität, New Haven Conn.)
UX 2014
zu messende
Spannung
Gilfersirom in Skalenterlen
Lfettive Spannung in Volt
Bild 1.
Bei den gewöhnlichen Röhrenvoltmetern hingen
die Angaben in hohem Maße von dem Heizstrom ab.
Anodenstrom
Referate. u
Es trat deshalb ein erheblicher Fehler auf, wenn ir. |
ser sich änderte. Von diesem Fehler frei sind de
Kompensationsschaltungen, die der Verfasser be
schreibt. Das Wesentliche an ihnen ist, daß der)
Spannungsabfall längs eines Widerstandes im Heiz
stromkreis auf den Gitterkreis wirkt und daß infolge
ass
A05 g
035
t
A
| Z Pa |
p= = — + HH
il Dh el A
” | 17 Big | k
AT a a T a
28 — Hompensiert TA a gy gm
tt gosos ll Hill | | |
j nieht Kompensier eaae E a, aT
| | H | Ale 1
ey a l ESS AT SEHE
| | L #2 | | ' ; |
24m 7 a a a a Ps ER IT Ta E
i u MAT |
TR Bl E u Sr | T |
22 = t + t p- = —— S d BAR = —— ti
li |
re 1 j- e e a
z l | |l I I: |}
2 5 6 8 10,54 P Zu 7;
Effektive Spannun 9 in Voit
Bild 2.
davon die Gittervorspannung sich ändert, sobald der
Heizstrom größer oder kleiner wird. In der Arbeit ¢
sind zwei Schaltungen angegeben. Bei der einen
(Bild 1) liegt die zu messende Spannung im Anoden-
kreis; gemessen wird der Strom im Gitterkreis (vgl.
das Referat in dsm. Jahrb. über T erman, Umge-
kehrte Electronenröhre etc.). Die Eichkurve in
Bild 1 gilt für alle Heizströme zwischen 0,225 und ;
0,275 Amp. (der normale Heizstrom ist 0,25 Amp).
Bei der anderen Schaltung (Bild 2) liegt die zu
messende Spannung in üblicher Weise im Gitterkreis,
während der Strom im Anodenkreis gemessen wird.
Die stark ausgezogene Kurve ist die Fichkurve béi
Anwendung der Kompensation, sie gilt für Heizströme
zwischen 0,35 und 0,55 Amp. Die gestrichelten Kur-
ven sind Eichkurven für dieselbe Schaltung, aber
ohne Kompensation, und zwar für die Heizströme 0,8
und 0,55 Amp. J. Zenneck
J. R .Nelson. (Eng. Dept. Cunningham, New-York)
Detektorwirkung der Doppel-Gitter
röhre. (Detection with the four-electrode tube.
Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 822—839, 1928.
Eine mathematische Theorie der Anodengleich-
richtung von Doppel-Gitterröliren wird entwickelt |
und die Ergebnisse mit den Resultaten, die expen-
mentell an der Cunningham-Röhre CX — 322 erhal
ten wurden, verglichen, Je Zei pe |
T
aa D S = CEEEEREE>
a na A re ae a ar a PIE DIET m KUREN
Be. a gs
Juni 1929
wm
I f Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
E und Telephonie
| Zeitsehri für NOENIFEQUENZIEGHNIK ||
| EU EEE EL
u
Gegründet 1907
Unter Mitarbeit
von
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
(Berlin), Postrat Prof. Dr.G. Leithäuser (Berlin), Dr. S.Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübeke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E.h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen
(Kopenhagen), !Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
(München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
= rar _ > ` Er m re = EZA
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herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E. h. Je Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
MKRAYN |
BERUN-W
EEJ = E
pini - e
129
Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (j> Jahr) RM. 20.—, Preis des
einzelnen Heftes RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 4 mm - ir berechnet.
| Bei Wiederholung Ermäßigung, JOO Sir
S. 201—236
Heft 6
>n a .
i 5 vi
" y ru t E
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laba u u i } A O un
kr re Seh nn nn ET Es. DE lt az
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Aleichstrom- Hochspannungs: Dynamos
für Sender : für 2000-10 000 Volt Spannung
offene Bauart und Marineausführung (DGM)
Doppelstrom- -Generatoren
(Gleichstrom-Gleichstrom-Doppelstrom-Umformer) maximale Leistung 1200 Volt, 120 Watt
besonders geeignet für Funk- Kurzwellensender usw.
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Bayerische Elektricitäts Werke
Fabrik Landshut Bayern
oao)
e g [ero 1029|
Anfang der 80er Jahre waren der Tele-
graph und das Telephon die haupt-
sächlichsten Anwendungsgebiete der
Elektrotechnik. Einige Fernsprecher
waren von der Reichspost eingeführt
JAHRE worden. Eugen Hartmann wandte
sich gleich auch diesem Gebiete zu
ELEKTRISCHE und ließ eine Musteranlage im
MESSGERÄTE Würzburger Betrieb aufbauen. Bald
| bestellte der Magistrat einige Anlagen
nm an- und wenige Jahre später waren
E. Hartmann & Co. Lieferanten der
EA IS E Deutschen Reichspost.
HARTMAN NsBR
FRAN
iI gitized-by N QQ
Ka PTR -n nr
URTA
2 AaS ' 4 m Pe
Band 33
z
F. Kirschstein: Zur Theorie des rückgekoppelten Röhrensenders.
(Mit 14 Bildern im Text) . ;
Heinz E. Kallmann: Rechtecki ge Verformung von Resonanz-
kurven nach einem neuen Prinzip und ihre Anwendung beim
Empfang sehr kurzer Wellen. (Mit 20 Bildern im Text) . 212
E. Kramar und F. Qutzmann: Bemerkungen zu der Arbeit von
H. Freese über „Beseitigung der Nebenfrequenzen beim stati-
schen Frequenzwandler‘‘. (Mit 1 Bild im Text) . . . 223
H. Freese: Erwiderung auf vorangehende Bemerkungen 5 . 225
Cari Lübben: Patentschau. (Mit 15 Bildern im Text) . : . 225
Referate
S. K. Waldorf (E. Lübcke): Ein Verstärker für Oszillographen . 228
R. M. Wilmotte (E.Lübcke): Die steomyenfeilung auf einer Sende-
antenne . . . 229
D. W. Dye (E. Lübcke):
von Kondensatoren bei Hochfrequenz.
aa T Ray (E. Lübcke):
Messungen des effektiven Widerstandes
(Mit 1 Bild im Text) . 229
Ein einfaches Goldblatt-
lektrometer für Hochfrequenzmessungen, (Mit 3 Bildern im Text) 229
Arthur Bramley (E. Lübcke): Der Kerr-Effekt in Wasser bei
i . 230
Hochfrequenz. (Mit 2 Bildern im Text)
T. A. E. Belt und N. Hoard (E. Lübcke): Synchronisieren von
| Hochspannungsnetzen mit Vakuumröhren. (Mit2 Bildern im Text) 231
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfählgen Figureu versehen, sind an die Schriftleituag Dr. E, Mauz, Frankfurt a. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts Ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
Juni 1929
Heft 6
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
Zeitschrill für hochireguenztechnik
INHALT
Seite
Seite
Leyshon (E. Lūbcke): Einige neue
Methoden der Verbindung mechanischer und ENGE
Schwingungen. (Mit 4 Bildern im Text)
Albert W. Hull (E. Lübcke): PARENG Glünkathodenröhren.
(Mit 4 Bildern im Text) . , 232
E. Klotz: (Selbstreferat.) Über die Messung der Oitter-Anoden-
Kapazität von Schirmgitterröhren. (Mit 1 Bild im Text) .
D. R. Hartree (H. Plendl): Die Ausbreitung von elektro:
magnetischen Wellen in einem inhomogenen Medium vom Cha-
rakter der Heavisideschicht. (Mit 2 Bildern im Text). ;
St. Ballantine (Hermanspann): Detektorwirkung durch Gitter-
Gleichrichtung in einer SB ODE (Mit 2 Bildern
im Text). . : . 235
E. H. Loftin und S. Y. White gJ. Zeiliech): Direkt uckönpelter
Detektor und Verstärker mit automatischer Pttervorspannung
(Mit 2 Bildern im Text) . ; . 235
E. B. Judson y: Zenneck): Ein Apparat zur Automaischen Auf-
nahme der Zeichenintensität von drahtlosen Stationen und von
atmosphärischen Störungen. (Mit 1 Bild im Text) > : . 236
C. Dreher (J. Zenneck): Pono lvorTie mungen Derm Runainak:
Betrieb. (Mıt 1 Bild im Text) . F 236
W. H. Eccles und W. A.
N Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandlung Beriin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
MAN
Zur Theorie des rücKkgekKoppelten Röhrensenders.
Ueber ein anschauliches Verfahren zur Behandlung des Amplitudenproblems.
Von F. Kirschstein.
Mitteilung aus dem. Elektrotechnischen Laboratorium der Technischen Hochschule Berlin.
= Inhaltsübersicht.
jinleitung.
|. Das Schwingdiagramm des Röhrensenders.
V. Die Anlaufbedingung des Röhrensenders.
A. Die Amplitude der stationären Schwingung.
\ Die Kippcharakteristik.
‘». Der Grenzwiderstand.
I Die günstigsten Betriebsbedingungen.
A Das Gitterreißdiagramm.
RSS SEINE:
Einleitung.
i Beim Experimentieren mit der elementaren Schal-
‚ung des Röhrensenders mit induktiver Rückkopplung
st es oft schwierig, sich an Hand theoretischer
‚VJeberlegungen über irgendwelche beobachteten Ver-
“Inderungen der Schwingungs - Amplitude exakt
‚J’echenschaft zu geben. — Die Entstehungsweise der
Aölierschen Schwingkennlinien ist zu kompliziert,
Is daß man ihr Verhalten bei einer Aenderung der
jetriebsbedingungen des Senders (Gittervorspan-
ung usw.) voraussehen könnte, und die sonst sehr
nschauliche Diskussion der Barkhausenschen
Selbsterregungsformel“ ist aufgebaut auf dem Be-
riff der „Steuerspannung‘“, der als eine aus verschie-
enen Gitter- und Anoden-Spannungen zusammen-
gesetzte Größe wieder der Anschauung Schwierig-
keiten bereitet.
Im folgenden wird der Versuch gemacht, mit
Hilfe einfacher, durch Gleichstrommessungen an der
Röhre zu erhaltender Kennlinien, eine Behandlung
des Problems durchzuführen, die nicht nur begriff-
lich den Bedürfnissen des Experimentierenden mehr
Schaltbild.
Rechnung trägt, sondern auch zahlenmäßig eine ein-
fache Konstruktion des Gitterreißdiagramms ermög-
licht. — Dabei wird den Betrachtungen ein graphi-
sches Integrationsverfahren zugrunde gelegt, das
sich — ursprünglich zur exakten Ermittlung ein-
zelner Schwingungsperioden bestimmt — auch für
die allgemeine Behandlung von elektrischen
202
Schwingungs-Vorgängen als außerordentlich brauch-
bar erwiesen hat.
$ 1. Das Schwingdiagramm des Röhrensenders.
Wir gehen aus von der einfachsten Form der
Senderschaltung (Bild 1). Nach Festsetzung der ein-
gezeichneten pos. Strom- und Spannungsrichtungen
ergeben sich die folgenden Beziehungen:
iReto=—l E40,
K Rtg =- 1,97 di i Drp (2)
ea = lo + Ea (3)
eg =e g t Ego (4)
EE kin Te (5)
: , ; di :
Vernachlässigt man in Gleichung 1 Le gegenüber
di
2L so ergibt sich
La dt
irRa-+Hee=— La t 1)
und bei weiterer Vernachlässigung der Ohmschen
Spannungsabfälle aus (1) und (2)
e'g
ĉc a
und damit wegen:
ia = f (ea , eg) = f (Ea + ee, Ego + ©)
= f (EaẸp ec, E go — ke.) = Q (ee)
aus Gleichung (5):
Ple)=ir CH a
Gleichung (I) und (II) geben die Möglichkeit zur Ent-
wicklung eines außerordentlich anschaulichen Dia-
gramms:
Denken wir uns ałs Abszisse und Ordinate eines
rechtwinkligen Koordinatensystems die beiden Ener-
giegrößen des Systems: čz“ unde. aufgetragen, so
liefert Gleichung (I) unmittelbar diejenige Schar von
Linien n a ec — îr - Ebene), längs deren die
Größe LŽ konstante Werte besitzt. Mit
iL Ra + ee = konst.
Be nn Geraden, die alle aus einer einzigen, der
durch4 2 Er
Parallelverschiebung hervorgehen. Ganz ent-
sprechend liefert Gleichung N die Schar der Kur-
deren der Wert C konstant ist. Man
agi
— 0 bestimmten „Dämpfungslinie“, durch
ven, längs
erhält mit
iz, = Q (ec) + konst.
eine Kurvenschar, die wiederum durch einfache Pa-
rallelverschiebung aus einer einzigen charakteristi-
F. Kirschstein:
arde
PL
d Ile
(iL —=p(e.) für C =) hervorgeht. Bild 2 zeigt i
K
„Dämpfungslinie“ F
schen Linie, der sogenannten „Kippcharakteristik‘*)
den charakteristischen Verlauf von
und „Kippcharakteristik“ für einen normalen ner
Bild 3
vollständige !'
M
0
il
}
zustand des Senders, das
Bild 2.
Die Elemente des Schwingdiagramms.
„Schwingdiagramm“ in einem für die Untersuchung .
der auftretenden Schwingungsvorgänge geeigneten
Maßstab. |
Die Kippcharakteristik ist nichts als eine gewöhn- `
liche, gescherte Röhrenkenmnlinie ia = f (eg)ea= konst !
Ihr Verlauf wird später einer eingehenden Unter- :
suchung unterzogen. Zunächst verschaffen wir uns |
Awingdiagnamm.
As.ımm“-0 -25 20 -45 -70 -5K Oi? 4S +O +15 #20 ai +30 +35 (MM)
a | s ER)
REDAS
Eee
ERIEENP.
INNE
Bild 3.
|
+25
ER H-
Das Schwingdiagramm des Röhrensenders.
eine Vorstellung von der Bedeutung des Diagramms
als solchem. |
Wir untersuchen eine Zustandsänderung im Sy-
stem, die von einem beliebigen Anfangszustand, etwa |
I
|
1) Die Bezeichnung „Kippcharakteristik* entspricht der Be-
deutung der Kurve für den Ablauf der Kippschwingungen, die
in dem zugrunde liegenden „kippfähigen“ Einspeichersystem
auftreten. (Vgl. F. Kirschstein: „Leber ein Verfahren zu
graphischen Behandlung elektrischer Schwingungsvorgänge".
Diertationss, Berlin 1929.)
I
-Punkt 1 in Bild 3, ausgehen soll.
den einzelnen Isoklinen eingetragenen Zahlenwerte
Zur Theorie des rückgekoppelten Röhrensenders.
a a nn nn ne Te nn nr nn nn rn nn =
nun Jena Th he iiio
An Hand der bei
a die längs derselben geltenden Werte Ldir und
| e
a erkennt man unmittelbar, welchen Weg der
~-
i Strom - Spannungs - Punkt von hier aus nehmen
S
Od
t,
r
muß. Im Quadrant I herrschen stets positive Werte
dir ` de
und negative Werte —. Es wird also im gro-
dt dt
Ben und ganzen eine Bewegung nach „rechts unten“
eintreten. Im Quadrant II bewirken positive Werte
Cde. Ldir š .
von a und re ein Umbiegen der Bewegung
nach „rechts oben“. Im Quadrant III verläuft die
Zustandsänderung nach „links oben“, im Quadrant
IV nach „links unten“, d. h. wir erhalten den
bekannten Kreislauf, wie er in einem Schwin-
gungskreis bei irgendeiner Zustandsänderung stets
Al, (mm)
” -20 T T
N
0d lito)
+5 Lt un 7
all
-5 -0 S % ,
Bild 4.
Idealisiertes Schwingdiagramm.
auftreten muß: die zu Anfang ausschließlich vor-
handene magnetische Energie des Systems (4Lizr:)
setzt sich während des ersten Viertels einer Schwin-
gungs-Periode in elektrische Energie um, diese
während des zweiten Viertels wieder in magne-
tische usf. Die exakte, punktweise Konstruk-
tion des Schwingungsverlaufs geschieht in der
‚ Weise, daß für ein bestimmtes kleines Zeitintervall
= At jeweils die zugehörigen Werte Air und Aee er-
mittelt werden, die den Kennzahlen der gerade über-
“ strichenen Isoklinen und den vorliegenden L- und C-
. gebnis:
Werten entsprechen. Die Konstruktion führt, wie
aus Bild 3 hervorgeht, sofort zu einem weiteren Er-
der Kreislauf des Strom-Spannungspunktes
- führt nicht zum Ausgangspunkt zurück, sondern es
- entsteht in unserem Falle eine sich aufschraubende
Spirale. Den Grund hierfür, zunächst rein formal,
veranschaulicht Bild 4:
Hätte die Kippcharakteristik (K. Ch.) auch in den
Quadranten I und II den vertikalen Verlauf, wie in
den beiden oberen Quadranten, so würde sich der
gestrichelt eingezeichnete Schwingungsverlauf er-
geben, der der bekannten logarithmischen Spirale
einer gedämpiten Schwingung entspricht. Dadurch,
daß in den unteren Quadranten eine Abbiegung der
K. Ch. nach rechts eintritt, verschiebt sich der tiefste
Cd
Punkt, den die Energiekurve erreicht (auf — = 0!)
derart nach rechts, daß nach Ablauf der ersten Halb-
periode der Strom einen wesentlich höheren Wert
hat, als zu Beginn des Vorgangs. Während des wei-
teren Schwingungsverlaufs in den oberen Quadran-
ten tritt zwar (infolge der Neigung der Dämpfungs-
linie) wieder eine Abnahme der Stromamplitude ein,
jedoch ist diese am Ende der Periode noch wesent-
lich größer als zu Anfang. — Der eigentliche Grund
für diese Erscheinung folgt aus einer energetischen
Betrachtung. Das Produkt tale = Q (ec) - ee ist die
Leistung, die in jedem Moment dem Schwingungs-
kreis zugeführt wird. Diese Leistung hat nur wäh-
rend der unteren Halbperiode endliche, und zwar
positive, Werte (vergl. Bild 2); während der oberen
Halbperiode, in der e. sein Vorzeichen umgekehrt
hat, fließt kein nennenswerter Anodenstrom, so daß
eine Leistungsrücklieferung nicht stattfindet. So-
lange also die Leistungszufuhr während der ersten
Halbperiode die Dämpfungsverluste während der
vollen Periode überwiegt, muß eine Zunahme der
Eigenenergie des Systems, d. h. der Schwingungs-
amplituden, eintreten. Unser Diagramm
veranschaulichtalsodiebekannteTat-
sache, daß eine „fallende Charakte-
ristik“ als Steuerorgan an einen
Schwingungskreis gelegt, zur Auf-
schaukelung ungedämpfter Schwin-
gungen im Schwingungskreise führt.
Es würde grundsätzlich keine Schwierigkeiten ma-
chen, im Schwingdiagramm selbst durch Probie-
ren die stationäre Schwingungsamplitude als die-
jenige zu ermitteln, bei der die Kreisbewegung des
Strom-Spannungs-Punktes in sich zurückverläuft
(sich weder zusammen- noch auf-schraubt). Auch
könnten an Hand des Diagramms leicht Betrachtun-
gen über den Einfluß von = R usw. auf den Schwin-
gungsverlauf angestellt werden. Im folgenden wird
sich jedoch zeigen, daß mit Hilfe einfacher Ueber-
legungen die Behandlung aller beim Betrieb des
Röhrensenders interessierender Fragen auf eine ein-
fache Diskussion der K. Ch. zurückgeführt werden
kann. |
$ 2. Die Anlaufbedingung des Röhrensenders.
Wir fragen uns zunächst, welche Aussagen wir
über die Bedingungen machen können, unter denen
der geschilderte Aufschaukelungsvorgang — aus-
gehend vom Ruhezustand des Senders — wirklich
einsetzt. Der Schnittpunkt von Dämpfungslinie
und K. Ch. bestimmt einen Gleichgewichtspunkt in
de, diL leich
PA und m: eich-
zeitig verschwinden. Festzustellen ist, wann dieser
Gleichgewichtspunkt „labil gegen Schwingungen“ ist,
d. h. wann die Bewegung des Strom-Spannungs-
—
der ee -ir-Ebene, für welchen
de
2) Da längs der K.-Ch. (= ic =o, also iL = ia Ist, so
ə;
wird hier die Neigung der K.-Ch. mit e bezeichnet.
204
Punktes nach einer kleinen, zufälligen Abweichung
aus der Gleichgewichtslage nicht wieder in diese
zurückverläuft, sondern sofort zu einer anklin-
genden Schwingung führt. Zur Lösung dieses
Problems machen wir einen einfachen analytischen
Ansatz. Wir ersetzen die K. Ch. in der Nähe des
Gleichgewichtspunktes durch eine gerade Linie:
p (e) =A -+ (5) ec?)
und erhalten daher aus Gleichung (1) und (5) in $ 1:
di
e=— La — Bair
Fee the),
Wir fassen diese beiden simultanen Differential-
gleichungen zu einer gewöhnlichen zusammen:
[Lac] re la)+cr +lır2. (2) | in=4
ĉc
und erhalten als Lösung für den „freien“ Strom tzr:
Ola
TL =€ 2La Ay Hele) Kt Ka e—t)}
wobei:
Lal ia
Bas
+ ze|tReloe))+|sr.
Bild 5.
Die Anlaufbedingungen.
Für praktische, bei der Schwingungserzeugung vor-
kommende Verhältnisse wird čz eine periodische
Lösung darstellen, die Größe £ also einen imaginären
Wert erhalten. In diesem Fall hängt die zeitliche Zu-
und Abnahme der Amplitude des Störungsgliedes
nur von dem
onet,
F. Kirschstein:
ab. „Stabilität gegen Schwingungen“ besteht, solange
der Exponent negativ ist, d. h., solang
La Ola
>0
Rtg elel
ist. Labilität tritt auf, d. h., die Selbsterregung
der Schwingungense tztein, sofern
ð
va a <0 ist, d hs sofern
Ola
eelo
x Öle 2 BER OR
dee) o Fi
In unserem Diagramm findet diese Bedingung eine
außerordentlich anschauliche Deutung (vgl. Bild 5).
di
(=) ist die Neigung der K. Ch. im Gleichgewichts-
c/o
0i
punkt: (5° = tg f. Zeichnen wir in das Diagramm
c/o
2 ist.
eine Gerade unter dem Winkel a gegen die e.-Achse
RaC
ein, derart, daß tg a = T, wird, so besteht die An-
a
laufbedingung einfach darin, daß 8 > a sein muß.
Wir wollen die Hilfsgerade mit der Neigung tg a=
= , die bei unseren weiteren Untersuchungen eine
a
große Rolle spielen wird, als „Schwingkreisgerade“
bezeichnen, in Anlehnung an die Bezeichnung ‚„Wider-
standsgerade“, die eine entsprechende Rolle bei den
Stabilitätsbetrachtungen für „Ein-Speicher-Systeme“
spielt. Damit erhalten wir als Selbsterregungsbedin-
gung die, daß die K. Ch. im Gleichgewichtspunkt
gegen die e.-Achse stärker geneigt sein muß als die
„Schwingkreisgerade“.
$ 3. Die Amplitude der stationären Schwingung.
Der exakte Gang zur Ermittlung der stationären
Schwingungsamplitude ist leicht anzugeben.
Bild 3 lehrt, daß während des Aufschaukelungs-
vorgangs der Schwingungsverlauf innerhalb einer
Periode praktisch als eine Kreisbewegung um den
Gleichgewichtspunkt betrachtet werden kann. (Die
Bahn des Strom-Spannungs-Punktes ist allgemein
eine elliptische, kann jedoch durch geeignete Wahl
der Maßstäbe für e. und tz stets in die Kreisform
übergeführt werden.) Als Mittelpunkt des Kreises
kann dabei mit genügender Genauigkeit der O-Punkt
des Koordinatensystems betrachtet werden, auch er-
kennt man leicht, daß zu gleichen Zeitintervallen At
annähernd gleich große, überstrichene Abschnitte der
Peripherie gehören. — Nun ergibt sich die mittlere
Leistung, die während einer Periode dem Schwin-
gungskreis zugeführt wird, zu
iG. Le,
N.=7 [ia dt = z [p(e.) Ec di
o o
Zur Ermittlung dieser Leistung hat man daher nur
den einer bestimmten Amplitude entsprechenden
Kreis mit dem Radius Eco in das Schwingdia-
gramm einzuzeichnen, die Peripherie des Kreises in
|
um
ine Reihe gleicher Abschnitte zu zerlegen, für jeden
ıbschnitt das Produkt (ee) (.) zu ermitteln und den
littelwert des Produktes für die ganze Periode zu be-
echnen. — Hat man das für eine Reihe von Schwin-
ungsamplituden durchgeführt, so ist es leicht, die
„.tationäre Amplitude aufzufinden, indem man in
sine graphische Darstellung als Funktion der
Schwingungsamplitude sowohl die eben gefundene,
:nittlere zugeführte Leistung Nz = f (Eco) = f'(Jo) als
wuch die im Schwingungskreis verbrauchte Verlust-
eistung N,=4RaJo einträgt. Die stationäre Ampli-
:ude ist dann dadurch gekennzeichnet, daß zugeführte
and verbrauchte Leistung gleich sein müssen. (Vgl.
‚3ild 6.)
Wall
|
|. stationäre Amok =
hiu
Bild 6.
Genaue Amplitudenbestimmung.
Es leuchtet aber ein, daß ein derartig koinplizier-
.tes Verfahren zur Amplitudenermittlung versagt,
wenn es sich darum handelt, eine Uebersicht über
¿alle möglichen Betriebszustände des Senders zu be-
-kommen. — Wir begnügen uns daher mit einer an-
„schaulicheren Näherungslösung.
Wir denken uns an Stelle der wirklichen K. Ch.
eine geradlinige Ersatzcharakteristik, deren Neigung
ôi ; :
„gegen die e. -Achse (25) der „mittleren Neigung“
| 0 ec) m
.des von der Schwingung überstrichenen Bereichs der
‚K. Ch. entspricht, und machen uns die im vorigen
Abschnitt abgeleiteten Beziehungen für eine gerad-
linige K. Ch. zunutze. Setzt man dort an die Stelle
von (22) en Wert (2°
| eelo Oec
‚Stationäristeine Amplitude, wenn der
.überstrichene Bereich der K. Ch. „im
Mittel“ die Neigung der Schwingkreis-
geraden gegen die e.-Achse hat. Eine
.Schwingung wächst an oder klingt ab,
‚je nachdem diese mittlere Neigung
‚größer oder kleiner als die der
‚Schwingkreisgeraden ist.
Als „mittlere Steilheit‘‘ der K. Ch., für welche nach
di 2
dem Vorangegangenen exakt: fi Zar Nz gesetzt
cjm co
werden müßte, wählen wir dabei in erster An-
näherung die Neigung derienigen Geraden, die die
beiden Endpunkte des überstrichenen Abschnitts
. der wirklichen K. Ch. verbindet.
| Man erhält damit im Schwingdiagramm ein Kri-
‚ terium für die stationäre Amplitude, das dem für die
) ‚so ergibt sich unmittelbar:
m
Zur Theorie des rückgekoppelten Röhrensenders. 205
Anlaufbedingung des Senders außerordentlich ähn-
lich ist.
In Bild 7 sind für 3 verschiedene Schwin-
gungsamplituden die entsprechenden Ersatzcharakte-
ristiken eingezeichnet und man erkennt: Ampli-
tude 2 ist stationär wegen ß:=a, ʻAmpli-
tude 1 wächst an, wegen $, > a, Amplitude 3 nimmt
ab wegen P, < a.
Bild 7.
Angenäherte Konstruktion der stationären Amplitude.
Bild 8.
Die Stabilität der stationären Amplitude.
In diesem Fall ist damit gleichzeitig die Frage
nach der Stabilität der so gefundenen stationären
Amplitude beantwortet. — Man erkennt, daß bei einer
zufälligen Vergrößerung der Amplitude über den sta-
tionären Wert die „mittlere Steilheit“ des über-
strichenen Stücks der K. Ch. abnimmt, die Amplitude
206
also: von selbst zurückgeht, während umgekehrt
eine Verkleinerung der Amplitude sofort durch die
vergrößerte, „mittlere Steilheit‘“ der neuen Ersatzcha-
rakteristik rückgängig gemacht wird. — In Fällen,
in denen das von der stationären Amplitude über-
strichene Stück der K. Ch. ganz auf einer Seite der
Ersatzcharakteristik liegt, ist die Frage nach der
Stabilität der Amplitude nicht so leicht zu beant-
worten.
el
CL [ U
GsEgo-Ä
7 Jo ec |263
Bild 9.
Die Entstehung der Kippcharakteristik.
Bild 8 zeigt, wie man auch für solche Fälle ein
exaktes Kriterium erhalten kann. Man zeichnet eine
Reihe zur Schwingkreisgeraden paralleler Geraden in
das Schwingdiagramm ein und halbiert die von dem
fraglichen Stück der K. Ch. auf diesen Geraden je-
weils abgeschnittenen Stücke (a =a’). Die Verbin-
dungslinie der Mittelpunkte durchsetzt die čz -Achse
an der gleichen Stelle, an der die Ersatzcharakteristik
der stationären Amplitude diese schneidet und es gilt:
Die stationäre Amplitude ist stabil, sofern die Hilfs-
kurve beim Uebergang zu größeren Amplituden diese
von oben nach unten durchsetzt, die Amplitude ist
labil, wenn die Hilfskurve die «<,-Achse von unten
nach oben durchschneidet. (Man erkennt das sofort,
wenn man eine Vergrößerung der Amplitude an-
nimmt und die neue Ersatzcharakteristik einzeichnet
unter Berücksichtigung der Bedingung, daß negativer
und positiver Scheitelwert der Kondensatorspannung
e. gleich groß sein müssen (b = b’).
$ 4. Die Kippcharakteristik.
Die Entstehung der Kippcharakteristik i= g (ee) = ia
veranschaulicht Bild 9. In Abhängigkeit von ee sind
aufgetragen: eg =Ego—ke.und Dea=D(Eateo), als deren
Summe die in Richtung abnehmender e.-Werte lang-
sam ansteigende Steuerspannung esi = €g t D ea resul-
tiert. Als Funktion der Steuerspannung ergibt sich
F. Kirschstein:
2
dann der daneben eingezeichnete Verlauf des Anodenf
stroms mit den charakteristischen Punkten, bei dene
der Anodenstrom: einsetzt (es: == 0), den Sättigung-
wert erreicht (est = Es) und wieder absinkt. (eg=e a|
Sekundärelektronen.) Man übersieht demnach seh
rasch, wie der Verlauf der K. Ch. von den verschie- j3
denen Betriebsgrößen des Senders abhängt. — Feste |”
werdende Kopplung, d. h. wachsendes %, führt auf |
immzr steilerem Anstieg der K. Ch. zu dem Sätt.|n
gungswert und entsprechend frühzeitigem Umbiegen į,
bei der Stelle e»=e. (vgl. Bilü 9a). Weachsende 7
Gittervorspannung bewirkt ein Vorrücken der Stim ji
der K. Ch. nach oben, deren Form im übrigen, ebenso” l
wie die Lage des unteren Umkehrpunktes im il
gungsgebiet sich nur wenig ändert (vgl. Bild 9%). ar
Zunehmende Anodenspannung bewirkt ebenfalls eine
Parallelverschiebung der Stirn der K. Ch. nach oben,
aber gleichzeitig ein Herabdrücken des Umkehr-
punktes nach unten (vgl. Bild 9c) und schließlich
führt zunehmende Heizspannung lediglich auf eine
gleichmäßige Vergrößerung aller ča-Werte (vgl.
Bild 9d).
Die exakte Aufnahme der K. Ch. erfolgt am
schnellsten und zuverlässigsten experimentell nach
Art der Aufnahme gewöhnlicher Kennlinien. Man
macht sich zu dem Zweck vor der Messung eine
Tabelle, in der zunächst für verschiedene e.-Werte
die zugehörigen ea und e,-Werte je nach den ange-
nommenen Größen Ea,Ego,%k berechnet werden, stellt
dann nacheinander die auftretenden Kombinationen
von ĉa und eg mit Hilfe entsprechender Spannungs-
teiler ein und liest die zugehörigen ta-Werte ab. Man
erspart sich auf diese Weise nicht nur die lang-
wierige Auswertung des normalen Kennlinienieldes,
sondern hat den Vorteil, daß — bei entsprechenden
Vorsichtsmaßregeln — auch Röhren, die mit Rück-
sicht auf hohen Wirkungsgrad dimensioniert sind,
diese Art der Kennlinienaufnahme zulassen. (Größere
Anodenströme treten erst bei relativ geringen Anoden-
spannungen auf.) |
Pe}
=
$ 5. Der Grenzwiderstand.
Wir stellen uns jetzt die Aufgabe, den günstigsten
Betriebszustand des Senders ausfindig zu machen
und beginnen damit, für einen vorgegebenen Be-
triebszustand des Senders die günstigste Einstellung
des Schwingungskreises aufzusuchen. |
|
p ame
Wir nehmen an, der Verlustwiderstand BR. des
Schwingungskreises und ebenso die einzustellende
Wellenlänge seien gegeben. Gesucht werde das gün- |
stigste Verhältnis, in das das gegebene Produkt (LC) |
li=2rV LC !lunter die Faktoren aufgeteilt werden muß,
damit die erzeugte Wechselstromamplitude den größt-
möglichen Wert annimmt. — In Bild 10 sind für drei
verschiedene Verhältnisse (7) vis($)} die zugehörigen
1 3
Schwingkreisgeraden mit den Neigungen a, bis a,
. . C
gegen die e.-Achse eingezeichnet: tg a = R.[7) , und
nach den in $ 3 entwickelten Regeln die zugehörigen
Schwingungsamplituden konstruiert. (1...3) —
Benutzt man die ebenfalls in Bild 10 angedeutete `
ilfskonstruktion zur Ermittlung der Größen e aus
len (Z)Juma beachtet, daß wegen IC Eco®™4 LJe stets
LNE) £» so ergibt sich folgendes: Beim Uebergang
Jon (7) zu (Z): d.h. vona, zu a ändert sich der Scheitelwert
1 2
ler Kondensatorwechselspannung Eco nur wenig. Da aber
=
; y$) wesentlich größer als (5) ‚so hat IE) £
N L 2 Lji L
stark zugenommen (ar) Beim Uebergang
' 02
von (7) auf (7) tritt dagegen eine rasche Abnahme
l 2 3
Zur Theorie des rūckgekoppelten Röhrensenders.
207
eines in Resonanz zur angelegten Grund-Spannungs-
welle befindlichen Schwingungskreises. Unser Er-
gebnis deckt sich also mit der bekannten Forderung,
daß für günstige Ausnutzung des Senders der „Wider-
stand“ des Schwingungskreises gleich dem Grenz-
widerstand sein müsse, wobei nach Barkhausen
2 Ea
Is
R grenz I
zu setzen ist.
Je nach der tatsächlich re Neigung der
La
Endpunkt der Ersatzcharakteristik unterhalb oder
oberhalb dieses Umkehrpunktes der K. Ch. liegen. In
einem Fall befindet sich der Sender im „überspann-
ten“ Zustand, der — entsprechend dem starken Ab-
Schwingkreisgeraden tga= wird nun der untere
Einfluß der Beiriebsgroßen ay de Wigpcheraktenistik
Bild 9b.
Bild 9a.
von Eco ein, die bei der verlangsamten Zunahme von
Y wieder eine Abnahme von y, hervorbringt
{Jaa _ 100
a» . Man sieht daher unmittelbar: Es gibt
Ws 78
‚eine günstigste Neigung der Schwingkreisgeraden,
"die bei sonst gleichen Betriebsbedingungen ein
‘Maximum der Wechselstromleistung erzeugt. Diese
“günstigste Neigung ist dadurch gekennzeichnet, daß
‘die entsprechende geradlinige Ersatzcharakteristik
die K. Ch. in ihrem unteren Knie durchsetzt. Sie be-
:rechnet sich zu
Ra c) I;
t a = (= ZX
( g ) opt l; m > =
L ®
p T ist bekanntlich der resultierende Widerstand
a
i _ 9) ecistexakt gegeben durch die Bedingung eg = ea, daraus folgt
ee E Zeuge E
“ee = S woraus bei hoher Betriebsspannung und nor-
maler Kopplung angenähert: eg a — Ea.
(Rohre RE-I)
Bild 9d.
Bild 9c.
fall des Anodenstroms im „untersten“ Teil der Pe-
riode — durch große Gitterstromstöße gekennzeich-
net ist, — im anderen Fall arbeitet der Sender im
„unterspannten“ Zustand, bei dem der Scheitelwert
Eco den maximal erreichbaren Wert es nicht er-
reicht.
Unterspannter und überspannter Zustand müssen
mit Rücksicht auf die Erwärmung der Röhre in
gleicher Weise vermieden werden. Wir sehen aber
jetzt, warum man im allgemeinen den Widerstand
des Schwingungskreises gern etwas größer als den
exakten Grenzwert macht. Sofern nämlich Wert auf
eine von Schwankungen des Betriebszustandes
(Anodengleichspannung, Heizstrom) möglichst unab-
hängige Amplitude der Senderschwingungen gelegt
wird, ist es zweckmäßiger, auf dem Bereich unter-
halb des Knies der K. Ch. als oberhalb zu arbeiten.
Im ersten Fall, in dem man davon spricht, daß die
Schwingungen „sich bis zur Spannungsgrenze“ auf-
geschwungen hätten, verändert sich nämlich der
Scheitelwert der Kondensatorspannung Eco. offenbar
nur um denjenigen Betrag, um den die Anodengleich-
208
spannung ab- oder zunimmt, d. h. im allgemeinen nur
sehr wenig. Im zweiten Fall dagegen (vgl. Ampl. 3,
Bild 10), in dem die Schwingungsamplitude durch den
Sättigungsstrom bestimmt wird (Strombegrenzung),
wird offenbar die geringste Schwankung des Heiz-
stromes eine ganz erhebliche Veränderung von Eco
herbeiführen.
$ 6. Die günstigsten Betriebsbedingungen.
Die zu einer bestimmten K. Ch., d. h. zu einem
bestimmten Betriebszustand gehörige günstigste Ein-
stellung der Schwingkreisgrößen, ist damit gefunden.
Günstigste Nei-
Jung Fer Schwing
Areisgereden p=
Bild 10.
Der Grenzwiderstand.
Es fragt sich jetzt, welcher Betriebszustand die über-
haupt mit der Röhre erreichbare, größte Schwin-
gungsamplitude liefert. — Wir beantworten diese
Frage an Hand der durch Bild 9 gegebenen Ueber-
sicht über die Reihen der K. Ch.
Bild 9c zeigt sofort, daß eine eigentliche Grenze in
dieser Hinsicht nicht angegeben werden kann. Mit
wachsender Anodenspannung rückt das Knie der
K. Ch. immer weiter nach unten, so daß sich beliebig
große Schwingungsamplituden erreichen lassen. Die
Begrenzung ist hier lediglich durch die Rücksicht auf
die zu befürchtende Ueberhitzung des Anodenblechs
gegeben. — Wir sehen aber sogleich, wie wir uns zu
verhalten haben, um bei gegebener Wärmeaufnahme-
fähigkeit der Anode eine möglichst große Anoden-
spannung anwenden zu dürfen. Wir werden zu dem
Zweck nach Bild 9b die K. Ch. durch Anwendung
starker negativer Gittervorspannung so weit nach
unten verschieben, als das die Rücksicht auf die An-
lauffähigkeit des Senders erlaubt (vgl. die K. Ch. für
Ego =—80 V in Bild 9b). (Bei dem vorliegenden
F. Kirschstein:
Maßstab für čz fällt die Dämpfungslinie praktisch mi
der ?r,-Achse zusammen, so daß für die Anlauffähig.
keit die Neigung der K. Ch. gegen die e.-Achse in
dem Punkt maßgeblich ist, an dem sie die čz -Achs
durchsetzt.) Man erreicht dadurch nicht nur eine wei
tere Verschiebung des Knies der K. Ch. nach unter
sondern vor allem eine erhebliche Abnahme der mitt
leren, während einer Periode auf dem Anodenblect
vernichteten Leistung N, — M (eaia). Es ist nämlich
ĉa = Ea tec, und wenn man — ganz analog wie in §$3į
bei Ermittlung von N, — die Teilprodukte (ea): (ia
für die einzelnen Abschnitte der Kreisbewegung des
Strom-Spannungs-Punktes in der ee iz-Ebene bildet.
leuchtet ohne weiteres ein, daß der Mittelwert Mleain)
für die ganze Periode sehr stark zurückgeht, wenn
die Anodenstromwerte in dem Bereich großer e«'
Werte, d. h. bei ee Z 0 „heruntergedrückt‘‘ werden.
— Aus den gleichen Gründen empfiehlt sich schließ-
lich, auch die Rückkopplung nicht fester zu wählen,
als durch die Forderung nach sicherem Einsetzen der
Schwingungen bedingt wird. Man erreicht auch hier
(vgl. Bild 9a) sowohl eine Herabsetzung des Knies
der K. Ch., wie eine Verminderung der schädlichen
Verlustleistung N, = M (ea ia). l
$ 7. Das Gitterreißdiagramm.
Das übersichtliche Verhalten der K. Ch. bei einer
Veränderung des Betriebszustandes vermittelt in
jedem einzelnen Fall eine anschauliche Vorstellung
von den Gründen für irgendeine beobachtete Ampli-
tudenänderung. Darüber hinaus gelingt es mit Hilfe
einer einfachen Konstruktion, das vollständige Gitter-
Reiß-Diagramm an Hand weniger, leicht auf-
zunehmender K. Ch. zahlenmäßig zu entwickeln.
Denkt man sich, wie in Bild 9b, die K. Ch. für ein
bestimmtes Kopplungsverhältnis k mit wachsender
Gittervorspannung allmählich nach oben wandernd,
so würde, nach $ 3, für jede Vorspannung die statio-
näre Amplitude in der Weise zu ermitteln sein, daß
die Schwingkreisgeraden solange parallel zu sich
verschoben würden, bis ihr oberer und unterer
Schnittpunkt mit der K. Ch. bei gleich großem posi-
tiven und negativen e.-Wert liegt. Da indessen die
Form der sich verschiebenden K. Ch. (wenigstens
unterhalb des Sättigungswertes) dabei unverändert
bleibt, so dient zur Ermittlung einer Teleplionielinie
des Reißdiagramms einfacher folgende Konstruktion:
Man nimmt eine K. Ch. (für irgendeine Vorspannung)
als ruhend an und denkt sich mit wachsendem
Ego die öz-Achse nach unten wandernd. Die zu
einer bestimmten Zunahme AZ, gehörige Ver-
schiebung Je. der iz -Achse ergibt sich dabei, wegen
ei = (Ego — k ec) + D (Ea + ec) zu:
jnm Ea XE p=- Mr
Fe k— D :
st=konst.
(vgl. in Bild 11 die neben der Ordinatenachse ange-
brachte Skala, die die Lage der iz,-Achse für die ein-
getragenen Zgo-Werte angibt). Zeichnet man nun
eine Reihe zur Schwingkreisgeraden paralleler Ge-
raden in das Schwingdiagramm ein und halbiert die
auf ihnen von der K. Ch. abgeschnittenen Stücke, so
liegt jeder der Mittelpunkte für eine ganz bestimmte,
an der Skala ablesbare Gittervorspannung, auf der
t
Fi
nd
ir, -Achse, stellt also für diese Vorspannung den
:möglichen Mittelpunkt einer stationären Schwingung
dar. Der Eifektivwert der Amplitude der Schwin-
‚gung ist proportional der halben Länge der Ersatz-
‚charakteristik a (vergl. Bild 8) und daher leicht zu
berechnen:
Jeff = EB nn E an (=) cos a
V2 V2 V2 V LaC \Me
E E en ln zu an
| Me AN Me
O ikea” y? ee pe N)”
| mm mm
Me — Volt è — Amp.
Loge der
$-Achse
Bild 11 und 11a.
Konstruktion einer Telefonielinie im Gitterreißdiagramm mit
Hilfe der Schwingungsmittelpunktskurve.
Ermittelt man daher für eine Reihe solcher Mittel-
_ punkte jeweils zusammengehörige Werte von Ego
und Jr und trägt Jep als Funktion von Ego auf,
so erhält man die gewünschte Telefonielinie (vgl.
= Bild 11a). — Dabei liefert die Verbindungslinie der
‘“ Mittelpunkte unmittelbar die Möglichkeit zur Anwen-
dung der in $ 3 besprochenen Kriterien für die Sta-
. bilität der einzelnen Amplituden; z. B. erkennt man
“in Bild 11, daß der steigende Ast der Mittelpunkts-
kurve (d—c) labil ist, weil hier die jeweilige ?,-Achse
© von der Mittelpunktskurve bei wachsender Ampli-
© tude von unten nach oben durchsetzt wird. Die
: Folge davon ist der in Bild ila angedeutete Be-
- wegungsvorgang beim Durchlaufen einer Telefonie-
linie: Beim Uebergang von sehr stark negativer Vor-
- spannung zu höheren Werten von Ego setzen die
< Schwingungen ein, sobald die :z-Achse bis zum
Zur Theorie des rückgekoppelten Röhrensenders.
209
Punkt a vorgerückt ist, wo die Tangente an die
K. Ch. parallel zur Schwingkreisgeraden verläuft.
(a’ in Bild 11a.) Bei weiterer Abwärtsverschiebung
der 2;-Achse durchläuft der Schwingungsmittelpunkt
das Stück a—b der Mittelpunktskurve, wobei eine kon-
tinuierliche Zunahme der Schwingungsamplitude ein-
tritt (a’—b’, Bild 11a). Von Punkt b springt der
Schwingungsmittelpunkt wegen des anschließenden la-
bilen Astes (b—c) der Mittelpunktskurve sofort nach d
(womit eine plötzliche Amplitudenzunahme [von b%
nach d’ in Bild 11a] verbunden ist) und wandert dann
auf dem rechten Ast der Mittelpunktskurve langsam
weiter nach unten. (Langsamer Anstieg und danach
allmähliches Absinken der Amplitude.) Beim Rück-
gang, d. h. beim Aufwärtswandern der ¿z -Achse mit
abnehmender Gittervorspannung, durchläuft der
Schwingungsmittelpunkt den rechten Ast der Hilfs-
kurve über Punkt d bis nach c, dann reißen die
Schwingungen plötzlich ab, weil bei der erreichten
Vorspannung kein möglicher Schwingungsmittelpunkt
mehr vorhanden ist.
In dieser Weise wurden für bestimmte, experi-
mentell untersuchte Verhältnisse eine Reihe von
K. Ch. für veränderliche Kopplungen ausgewertet und
die entsprechenden Telefonielinien in einem Reiß-
diagramm zusammengestellt (vgl. Bild 12, 1—8, und
Bild 13). Man übersieht die Zusammenhänge ohne
Schwierigkeiten.
Für feste Kopplungen, d. h. steilen Anstieg der
K. Ch., erhält man den œ~ -förmigen Verlauf der
Mittelpunktskurve mit der besprochenen Hysteresis
zwischen „Spring“- und „Reiß“-Vorgängen. Mit loser
werdender Kopplung flacht sich das ~ wegen des
langsameren Anstiegs der K. Ch. mehr und mehr ab
(k = 0,315 — 0,25), bis schließlich überhaupt kein stei-
gender Ast mehr vorhanden ist (k = 0,22 und 0,19)
und damit das Gebiet „folgender“ Schwingungen er-
reicht ist. Macht man die Kopplung noch loser, so
tritt eine Komplikation der Verhältnisse durch den
auftretenden Gitterstrom ein. —
In Bild 12, 1—8, ist außer der eigentlichen K. Ch.
ia>=vp(e) auch jeweils der Anfang der Funktion
ie (ec) eingetragen (gestrichelt!), und man erkennt
deutlich, wie bei angenähert parabolischem Verlauf
des Emissionsstroms der einsetzende Gitterstrom eine
„Beule“ in den Verlauf der K. Ch. hineinbringt. —
Dieser Einfluß ist von untergeordneter Bedeutung,
solange bei fester Kopplung die K. Ch. so steil an-
steigt, daß die Schwingungen bereits auf dem Stück
oberhalb der „Beule“ einsetzen (k = 0,315 — 0,19).
Bei k=0,175 ist aber die Abflachung soweit fort-
geschritten, daß ein angenähert geradliniges Stück im
unteren Teil der K. Ch., das seine Entstehung dem
Gitterstrom verdankt, bereits schwächer gegen die
ec-Achse geneigt ist, als die Schwingkreisgerade.
Die Folge davon ist, daß die Schwingungen erst
unterhalb dieses Stückes einsetzen, dann aber
wegen des stark nach oben ausbiegenden Verlaufs
der Mittelpunktskurve sofort zu einer erheblichen
Amplitude „anspringen“. Beim Rückgang der Gitter-
vorspannung bedingt hier das obere Maximum der
Mittelpunktskurve ebenso ein plötzliches „Abreißen“
der Schwingungen bei einer erheblich geringeren
Amplitude. Bei noch mehr abnehmendem k setzen
die Schwingungen bei immer weiter unterhalb der
210
E,=725V L1g=5,08.10"H D= 42% |
&,:939V 0=399,10®F Aa= 152
A = 0,315 e A= 0,285 ne M:0,25
500
F. Kirschstein: u
Aiopcharakteristiken_mif Schwingungsmittejpunktskurven für Röhre RS 697 u dl
Bild 12, 1—4.
|
#=0,175 K= 0,156 A=0,15
Bild 12, 5—8.
Einfluß der Kopplung auf die Schwingungsmittelpunktskurve.
Berechneles 6ilferreißdiagramm
30
Ego (vol)
Bild 13.
Zur Theorie des rückgekoppelten Röhrensenders.
Beule“ gelegenen Punkten auf der K. Ch. ein, wo-
durch bewirkt‘ wird, daß „Anspringen“ und „Ab-
reißen“ zunächst noch ausgeprägter auftreten
k = 0,156), dann aber wieder der -förmige Verlauf
ler Mittelpunktskurve sich zeigt (k = 0,15), der offen-
bar für sehr lose Kopplung durch Abflachung auf
einen neuen „Folgebereich“ der Schwingungen führt,
bis schließlich die größte Steilheit der K. Ch. im
Wendepunkt überhaupt nicht mehr zur Erregung von
Schwingungen ausreicht.
211
führt, je mehr sich der Betrieb bei fester werdender
Kopplung dem „überspannten“ Zustand nähert.
Zusammenfassung.
Es ist gezeigt worden, wie man durch systema-
tische Anwendung eines allgemeinen graphischen
Integrationsverfahrens zu einer übersichtlichen Be-
handlung der Vorgänge im rückgekoppelten Röhren-
sender kommt. Die Behandlungsweise ist der Bark-
Eipenmenlellayfgenommenes Gitterreiß diegramım
69
À= 8400 m
04 |
A | Eichung der fückkopplungs;
1 4 Spule FD
o p AE Z 5
—— 3
í EN
20 25 3035 so 30
ze (Stellung der
Auchkogolungsspvle)
Bild
Bild 14 zeigt zum Vergleich mit dem so errech-
neten Reißdiagramm das wirklich experimentell auf-
genommene. Die Uebereinstimmung der Diagramme
ist eine sehr weitgehende, wenn man bedenkt, daß
einerseits jeder Aufnahme von Kennlinien notwendig
die durch den schwankenden Heizstrom bedingte Un-
sicherheit anhaftet, andererseits der geringste Fehler
bei der Ermittlung des Dämpfungswiderstandes Ra
des Schwingungskreises eine erhebliche Veränderung
der Telefonielinien für lose Kopplung hervorruft. —
Der einzige, grundsätzliche Unterschied in dem Dia-
gramm, der darin besteht, daß die wirklichen Tele-
fonielinien im allgemeinen zu etwas höheren Ampli-
tuden aufsteigen und bis etwa Ego = t40V dauernd
ansteigen, während die errechneten um so früher
wieder absinken, je fester die Kopplung ist, erklärt
sich leicht aus dem Näherungsverfahren, das wir zur
Ermittlung der „mittleren Steilheit‘“ der K. Ch. an-
wenden, und das um so mehr auf falsche Resultate
nn
LE x
R3
EER 30 20
er (Volt)
14.
hausenschen Diskussion der „Selbsterregungs-
formel“ sehr ähnlich, unterscheidet sich von dieser
aber durch den Verzicht auf die „symbolische“ Rech-
nungsmethode und durch Einführung einer mit dem
Betriebszustand veränderlichen steuernden Charak-
teristik. Dadurch wird nicht nur der Einfluß einzel-
ner Betriebsgrößen auf die Schwingungsamplitude
besonders anschaulich, sondern auch eine einfache,
zahlenmäßige Entwicklung des Gitterreißdiagramms
möglich.
Dem Leiter des „Elektrotechnischen Labora-
toriums“, Herrn Geheimrat Prof. Dr. E. Orlich,
schulde ich Dank für verständnisvolle Förderung der
Arbeit, ebenso möchte ich Herrn Dipl.-Ing. Woel-
ken für die geduldige Unterstützung bei der Auf-
nahme der Kennlinien und beim Lesen der Korrektur-
bogen hier meinen Dank aussprechen.
(Eingegangen am 13. Dezember 1928.)
Heinz E. Kallmann:
Rechteckige Verformung von Resonanzkurven
nach einem neuen Prinzip
und ihre Anwendung beim Empfang sehr Kurzer Wellen.
Von Heinz E. Kallmanın.
Dissertation aus dem Institut für angewandte Elektrizität an der Universität Göttingen.
Inhalt:
I. Das Problem.
II. Nachteile der bekannten Methoden.
. Prinzip der neuen Methode.
IV. Messung der Kurvenverbreiterung.
a) Aufbau und Eichung der Apparate.
Die Sender.
Der Empfänger.
Aufbau und Untersuchung des Kopplungs-
ringes.
b) Pendelungsversuche.
V. Ueberlagerungsversuche und Anwendung der
Methode.
Anhang:
A. Untersuchung des Ringes in Oel.
B. Untersuchung des Senders.
Zusammenfassung.
Abkürzungen und Symbole.
C Kapazität, im allgem. in cm.
L Selbstinduktion, allgem. in cm.
W Gesamtwiderstand in Ohm.
R Ohmscher Widerstand in Ohm.
R, Strahlungswiderstand in Ohm.
4 Wellenlänge, im allgem. in cm.
v Frequenz pro sec. in Hz.
V Logarithmisches Dämpfungsdekrement.
Vi, Və Frequenz des Senders, des Ueberlagerers.
v, Schwebungsfrequenz.
v, Pendelfrequenz.
vı Telephoniefrequenzen.
(Bei Zahlenangaben sind unsichere Dezimalen
überstrichen.)
I. Das Problem.
Aus zwei Gründen kann eine gewisse Frequenz-
breite der Empfindlichkeitskurve (E. K.) bei einem
Empfänger erforderlich sein:
1. Geläufig ist, daß bei Telephonieübertragung
die gleichmäßige Aufnahme des ganzen Modulations-
bandes v, +», zu fordern ist; bei Empfängern mit
Resonanzkreis pflegt man die Resonanzkurve des
Empfangseffektes N:
=
* Ve aE AE )
zu verflachen durch Erhöhung des Dämpfungsdekre-
(1)
9, Re Cem
mentes 9 = a ee (2)
Nach (1) wird dies aber nur erforderlich, wenn
v; gegen v, merklich wird, also bei langen Wellen.
2. Die Erfahrung zeigt, daß weder beim Sender
noch beim Empfänger die eingestellten Frequenzen
ideal konstant sind, vielmehr in natürlichen Schwan-
kungen sich gegeneinander verschieben. Für die
Betrachtung ist offenbar gleichgültig, welcher der I:
Partner jeweils inkonstant ist; daher sei hier die '
Empfängerfrequenz als konstant angenommen und
dafür die Schwankung des Senders |A»v,! entspre-
chend vergrößert um |4»|, die Schwankung des
Empfängers, auf den Gesamtwert:
|4»]=]| 4r|+ 4] val.
Eine gleichmäßige Uebertragung erfordert dann, daf
der Empfänger das ganze Frequenzband v E jdr
mit gleicher oder vergleichbarer Empfindlichkeit aui-
nimmt. Aus technischen Gründen gewinnt diese
Forderung besonders für höhere Trägerfrequenzen
Bedeutung. Nämlich die Selbstinduktion Z und die
Kapazität C, die frequenzbestimmenden Größen in
der Gleichung:
= VET (3)
werden nicht nur bestimmt durch die Werte L, und
C, der willkürlichen Schaltelemente, Sondern es
kommen hinzu die Werte L’ und C’ der Zuleitungen,
Röhrenelektroden usw.:
L=L-+L C=0+0;
und gerade diese sind wesentlich für die Schwan-
kungen verantwortlich. Der Aufbau der Leitungen,
Röhrenelektroden usw. ist aber durch andere Ge-
sichtspunkte, wie z. B. Wärmeleitung und Stabilität,
weitgehend festgelegt; daher können, wenn ZL, und
Co für höhere Frequenzen verkleinert werden, 1% und
0 bei weitem nicht im gleichen Maße abnehmen,
sondern sie werden gleich und schließlich größer als
L, und C, und gewinnen daher einen immer größe-
ren Einfluß auf die Eigenfrequenz. Die mit steigender
Sendefrequenz », ansteigende Inkonstanz | Ir! er-
fordert also, daß die E. K. eines Empfängers eine
gewisse Frequenzbreite (auch bei der Telegraphie)
nicht unterschreitet.
II. Nachteile der bekannten Methoden.
Das einfachste Mittel zur Verbreiterung der E.K.
ist die Erhöhung der Dämpfung ə (bzw. Vermin-
derung der Entdämpfung) des Empfangskreises:; zur
Erzielung eines flachen Gipfelstückes der berg-
förmigen Resonanzkurve muß an beiden Seiten ein
flacher Abfall in Kauf genommen werden, der die
Selektivität (Nichtaufnahme frequenzbenachbarter
Sender) nutzlos verschlechtert.
Recht gut dagegen wird die erwünschte recht-
eckige E. K. mit einer Siebkette erzielt; jedoch sind
|
|
ee £ & EEE EBENEN N Se
TS S TA wi Ca si (i > >
a, D o EEE
=chteckige Verformung v. Resonanzkurven nach einem neuen Prinzip u. ihre Anwendung beim Enpfang sehr kurzer, Wellen. 213
ahlreiche Schaltelemente mit entsprechender Dämp-
ıng nötig, und die Abstimmung auf variable Fre-
uenzen ist allzu umständlich.
Ein Mittelweg wird durch Kopplung von zwei
-hwach verstimmten Abstimmkreisen beschritten,
ie E. K. ist schlechter, als mit Siebkette, aber die
Jämpfung und Abstimmarbeit geringer. Das Ver-
ihren mag für niedere Träger-Frequenzen, z. B. für
‚wischenfrequenzverstärker, Bedeutung haben, für
ohe Frequenzen wird es zu unbequem.
III. Prinzip der neuen Methode.
Abhilfe soll das folgende Verfahren bieten: durch
rgendeinen Eingriff möge die Eigenfrequenz des
mpfängers periodisch um: ihren normalen Wert vı
erum pendeln um den Betrag £ Apv, Dann wird
m Verlauf jeder Pendelperiode zweimal die Eigen-
requenz des Empfängers gleich der des Senders
ein; auch dann, wenn die Sendefrequenz um einen
Zetrag = Ay schwankt, wenn nur die Pendelampli-
ude Ay, größer ist als 4».
Novo V
\
i
`‘
QS
\
Bild la, b, c.
Einige Formen der Frequenzpendelung.
Außer dieser Bedingung für die Amplitude gelten
auch noch gewisse Bedingungen für die Frequenz
der Pendelung. Sie muß so hoch sein, daß sie als
Träger-Frequenz für die höchste übertragene Modu-
lationsfrequenz v; verwendet werden kann : v4 << vi
Dagegen ist die obere Grenze für die Häufigkeit v,
der Pendelung dadurch gegeben, daß bei jeder Be-
gegnung zwischen Senderfrequenz und Empfänger-
frequenz der Empfangskreis aufgeschaukelt wird:
v,< v. Die Pendelfrequenz v, muß also stets zwi-
schen Trägerfrequenz und Modulationsfrequenz liegen.
liegen. Ä Ä
: Einige Formen der periodischen Funktion, nach
der die Pendelung um den Mittelwert », vor sich
gehen kann, seien betrachtet:
; 1. Am übersichtlichsten wäre die Pendelung nach
‚einem Zickzackdiagramm: Bild Ic, also mit kon-
dv
- stanter Geschwindigkeit," von einem Extrem zum
„anderen und zurück. In diesem Falle werden alle
"vorkommenden Frequenzen zwischen »,— |4v,| und
‚’+|Arv | gleich lange und gleich stark aufge-
‚nommen.
2. Physikalisch geläufig ist der Fall der sinoidalen
„Pendelung nach Bild la; hier wird die Verweilzeit
für jede Frequenz dargestellt durch die reziproke
Geschwindigkeit der Proiektion eines Pendels auf
die Abszisse. Die Verweilzeit als Maß der Empfind-
lichkeit ist wiederum als Ordinate aufgetragen. (Aller-
dings ist der Grenzübergang oa hier nicht streng
gültig, weil ein Zeitintervall kleiner als die Periode
T, der Sendefrequenz v, hier keine physikalische
Bedeutung hat; die Ordinate wird daher nie un-
endlich.)
3. Praktisch häufig mag auch der mittlere Fall
sein, daß die Sinuskurve (z. B. durch Oberwellen)
zugespitzt ist: Bild 1b.
Alle drei Verweilzeitkurven umschließen denselben
Flächeninhalt 2r in Einheiten des Kreisradius, näm-
lich die Gesamtwahrscheinlichkeit 1 in Einheiten des
Umfanges, daß das Pendel sich überhaupt an einem
Punkte der Bahn befindet; z. B. bei der sinoidalen
Pendelung ist:
f 2. 4(0s2)+ | — diosa)=2n.
E sinz +1 sinr
Pendelt nun die Empfängerfrequenz nach einer
dieser Gesetzmäßigkeiten, so ist die Empfangsstärke
proportional der Verweilzeit an dem Punkte, an
dem die Empfängerfrequenz gleich der des Senders
ist. Ist etwa dieser ideal konstant, so wird es stets
der gleiche Punkt sein; im allgemeinen wird der
Arbeitspunkt nach Maßgabe der Schwankungen von
diesem Ruhepunkte abweichen. Nur für den zuerst
beschriebenen Fall nach Bild ic wird dann die
Empfangslautstärke stets die gleiche sein, im allge-
meinen wird sie sich entsprechend der Höhe der
Kurve (z. B. 1b) mit den Schwankungen etwas
ändern; jedoch auch dann nur unwesentlich.
Die Bilder 1a, b, c stellen also die E. K. für ver-
schwindend geringe Dämpfung des Empfangskreises
dar: liegt zickzackförmige Pendelung nach Bild Ic
vor und ist die Pendelamplitude groß gegen die na-
türliche Dämpfung, so wird eine fast ideale Rechteck-
kurve erreicht. Im entgegengesetzten Extremfall
verschwindet die Pendelverbreiterung gegen die
natürliche Dämpfungsbreite: dann resultiert die ge-
wohnte Resonanzkurve. In allen dazwischenliegen-
den Fällen stellen die Bilder la, b, c die geometri-
schen Punkte dar für die Gipfel der natürlichen
Resonanzkurven; die Seiten werden also je um eine
halbe Resonanzkurve verbreitert..
Die Pendelung der Empfängerfrequenz kann auf
beliebige Weise entstehen: z. B. könnte man die
Zähne eines rotierenden Zalınrades aus einem Dielek-
trikum zwischen die Belegungen eines Zusatzkonden-
sators eintauchen lassen oder auch eine Belegung
des Kondensators an einer Stimmgabel anbringen —,
jedoch alle diese mechanischen Mittel sind zu um-
ständlich. Einen bequemeren Weg bietet die sonst
unerwünschte Frequenzabhängigkeit eines Röhren-
senders vom Gitterwiderstand R,, wie z. B. beim
einfachen Röhrensender‘):
1) H. G. Möller, Elektronenröhren 2. Aufl. 1922, S, 104f.
214
Heinz E. Kallmann:
Man kann also durch periodische Aenderung z. B.
der Gittervorspannung die Frequenz des Senders
pendeln lassen (im Anwendungsfalle die Frequenz des
Ueberlagerungssenders, vgl. V), und hat damit ein
vorteilhaftes und recht einfaches Verfahren. Alle
vorhergehenden Ueberlegungen können dabei un-
verändert vom Empfänger auf den Sender über-
tragen werden.
IV. Messung der Kurvenverbreiterung.
Das Prinzip der Messung ist folgendes: ein kon-
stanter Ultrahochfrequenzsender ist mit einem aperio-
quantitativen Empfänger
lediglich durch
Dr
dischen
V
Gegentaktschaltung der Sender.
einen genau definierten variablen Resonanzkreis ge-
koppelt, und zwar sehr lose. Durch meßbare Ver-
änderung des Resonanzkreises wird seine Energie-
aufnahme in Abhängigkeit von der Verstimmung ge-
messen. In normalen Fällen ergibt sich eine Reso-
nanzkurve. Wenn aber die Sendefrequenz pendelt,
so muß sich die oben dargelegte Verbreiterung der
Resonanzkurve ergeben. Und: tritt sie bei dieser
Apparatur auf, so ist sie für jeden beliebigen Re-
sonanzempfänger bewiesen; denn einem solchen ist
der Resonanzkreis zusammen mit dem aperiodischen
Empfänger gleichzuachten.
a) Aufbau und Eichung der Apparate:
Die Sender.
Mit Rücksicht auf die späteren Ueberlagerungs-
versuche (vgl. V) wurden zwei weitgehend gleiche
Kurzwellensender gebaut.
Sie arbeiten nach dem bekannten Gegentakt-
prinzip. Bild 2. Zur Verwendung kamen leistungs-
fähige Empfangsröhren, sog. Doppelröhren mit zwei
gleichen Systemen im gemeinsamen Glaskolben; als
gut geeignet erwies sich die TKD Lautsprecher-
röhre V T 133, auch V T 126. Beim Aufbau kam
zur Vermeidung von Verlusten möglichst wenig
Metall und festes Dielektrikum zur Verwendung:
die Röhre wurde am Sockel eingespannt, und die
Schwingungskreise wurden mit kleinen Röhrchen
direkt auf die Stifte am Sockel aufgesteckt. Diese
Schwingungskreise verwendeten die verteilten Kapa-
zitäten in Sockel?) und Röhre als Kondensator und
einen Drahtring als Selbstinduktion.e Der Ringdurch-
2) Versuchsweise wurde dieselbe Röhre entsockelt und die
Drahtringe wurden dann knapp am Quetschfuß angelötet: der da-
durch erzielte Fortschritt war sehr gering und durchaus unlohnend,
entsprechend einer Wellenlänge von 134 m; die
Sender arbeiteten dann noch, allerdings schwächer
und unruhiger. Daher wurde die Wellenlänge zu
etwa 2% m gewählt, also der Ringdurchmesser zu
8cm. Zunächst wurden je eine Windung 1,5 mm ver-
silberter Vierkantkupferdraht verwendet, die in Rüsch-.
schlauch isoliert und aneinander gebunden waren,
denn die festeste Koppelung war die günstigste;
jedoch war bei diesem Aufbau die mechanische
Stabilität zu gering, so daß sich mit der Form (vor
allem der Festigkeit der Kopplung) auch etwas die
Eigenfrequenz der Sender änderte.
messer konnte bis zu 4 cm herabgedrückt —
Infolgedessen |
wurden zur Erzielung einer möglichst festen und zu-|
gleich starren Kopplung die beiden Leiter inein-
ander angeordnet. Den Aufbau’) zeigt Bild 3 (die
vorgesehene getrennte Regulierung der Heizfäden
erwies sich als überflüssig). In alle Zuleitungen
wurden kleine Drosselspulen, auf Isolierband ge-
wickelt, sicherheitshalber eingeschaltet; über deren
Notwendigkeit oder Wert kann aber nichts aus-
gesagt werden: Störungen kamen nicht vor.
Die Sender wurden normal mit 120 Volt Anoden-
spannung und + 3 Volt Gittervorspannung betrieben
und etwa 10% unter der normalen Stromstärke von
0,3 Ampere geheizt. Sie gaben dann noch mehr als
genügende Energie. Wurden sie voll geheizt und
mit 150 Volt Anodenspannung betrieben, so konnte
einem Sender 4 Watt Schwingungsenergie entzogen
werden.
Bild 3.
Endgültiger Aufbau der Sender.
3) Ein Stück auf 2 mm hart gezogenen und versilberten Kupfer-
drahtes, ein Stück Isolierschlauch und ein Stück versilberten
Kupferrohres von innen 3 mm und außen 5 mm Durchmesser,
das durch Ausglühen weich gemacht war, werden ineinander-
geschoben, entsprechend den Abmessungen ohne Spiel. Da;
ganze Gebilde wird um eine Holzmatrize gleichmäßig zu einem
Ring von 8,0 cm Durchmesser gebogen; dadurch wird das Kupfer-
rohr wieder hart und das Ganze sehr starr. Dann wurden nit
Vorsicht gegen Zerstörung der Isolation an den Enden kleine
Rohrstückchen, 3,1 mm lichte Weite, als Buchsen für die Röhren-
stecker stumpf aufgelötet. Nachdem Vorversuche ergeben halten,
daß die Wahl des neutralen Punktes für die Mittelanzapfung
durchaus nicht kritisch war, wurde einfach der geometrische
Mittelpunkt gewählt. Aus dem Rohrmantel und der Isolation
wurde ein Loch von 2 mm Durchmesser bis zum Kern heraus-
gearbeitet und in diesem Loch ein Zuleitungsdraht für den Innen-
leiter angelötet; die kleine Lötstelle war mit Kolophoniumvergu3
gegen die volle Anodenspannung gut isoliert. Die Festigkeit
des äußeren Rohres: bleibt dabei erhalten.
iv.’ rie Fr C F
-~ Rechteckige Verformung v. Resonanzkurven nach einem neuen Prinzip u. ihre Anwendung beim Empfang sehr kurzer Wellen.
Soweit waren beide Sender gleich gebaut; für
‘Jeberlagerungsversuche sollte aber die Frequenz
“es einen etwas änderbar sein. Hierzu wurde der-
jenige gewählt, der (durch Verschiedenheiten in den
-Leitungskapazitäten) die höhere Frequenz hatte. Bei
‘Jiesem wurden neben den Anodensteckerstiften ein
‘Paar Blechplatten angelötet, die die wirksame Kapa-
‘zität erhöhten. Zwischen diesen konnte ein Stück
>
Bild 4.
Frequenzfeinstellung am Ueberlagerer.
“Hartgummi von 2 mm Dicke zur weiteren Kapazitäts-
` steigerung eingetaucht werden, wodurch eine sehr
"feine Frequenzänderung von maximal + 1% möglich
war. Das Bild 4 zeigt diese Einrichtung, jedoch ist
ein Beinstäbchen von 20 cm Länge als Hebelarm am
“Drehknopf nicht mit abgebildet.
|
Bild 5.
Schaltung des Audions an der Plattenbrücke.,
NC m 6
Die Wellenlänge der Sender wurde an einem
Lecherschen Drahtsystem verglichen. Zur Erzielung
einer schärferen Einstellung wurde bei diesem an
Stelle des Detektors eine Audionschaltung mit der
bekannten Kompensation des Anodenruhestroms nach
Bild 5 angewandt. Die Meßeinrichtung gestattete
eine bequeme Einstellung auf etwa 1% cm Wellen-
- länge.
> Zur Absolutmessung der Wellenlänge wurde
: jedoch ein anderes Verfahren benutzt: es wurde mit
; dern unten beschriebenen quantitativen Empfänger
* in größerer (Zimmer-) Entfernung die Feldstärke des
“ Senders gemessen in Abhängigkeit von der Länge
< einer dazwischen angeordneten Resonanzantenne,
: einem dünnen Stabe von etwa 1% A Länge.
sich als Länge der ganzen Welle 259,5 cm + 1 cm,
4 rund 260 cm; v, =1,15.10° Hz. Diese Methode hat
: Anspruch auf Genauigkeit nur dann, wenn der Reso-
I ER za N
nn
De Eu Fe EN ie
Es ergab
215
nator nicht merklich auf den Sender zurückwirkt.
In der Tat ist der Sender hinsichtlich seiner Fre-
quenz sehr unempfindlich gegen seine Umgebung.
So konnte an Schwebungen festgestellt werden, daß
Annäherung der Hand an den Schwingungskreis von
irgendeiner Seite auf Daumenlänge nur eine Ver-
stimmung von weniger als 1:10000 bewirkte. Der
Grund liegt in dem geringen wirksamen Felde und
dem kleinen Strahlungswiderstand des Ringes.
Nach R. Rüdenberg‘) berechnet sich die Strah-
lung eines Rahmens mit der Fläche F cm? und n
Windungen für die Wellenlänge A zu
‚mı2
eo (4)
Daraus ergibt sich für eine Windung von 8 cm
Durchmesser und die Wellenlänge A = 260 cm der
Wert
R, = 0,017 Q.
Da aber die beiden Windungen des Transformators
einander entgegenwirken und der Transformator mit
geringer Streuung arbeitet, ist die wahre Strahlung
|
|
|
|
|
Bild 6.
Schaltung des Empfängers.
ebenso wie das äußere magnetische Feld als Diffe-
renz nahe gleicher Werte erheblich kleiner. Daß das
äußere Feld vom Ring ausging und nicht wesentlich
von der Röhre und den Zuleitungen, konnte durch
Sondieren der Feldverteilung und Feldstärke mittels
einer Prüfschleife deutlich gezeigt werden. Die
elektromagnetische Strahlung der Röhrenelektroden
und -Zuleitungen konnte ebenfalls nicht erheblich
sein, denn der Sender war in m Entfernung mit
dem Röhrenempfänger nicht mehr nachzuweisen;
wurde eine sehr roh abgestimmte Stabantenne von
1% A Länge angenähert, so gelang mit dem
gleichen Empfänger noch Telephonieaufnahme auf
über 20 m.
Die für die Untersuchung wichtige Folgerung aus
allen diesen Feststellungen ist, daß eine Rückwirkung
des Kopplungsringes auf den Sender in der Meß-
schaltung nicht zu erwarten ist.
Der Empfänger.
Mit Rücksicht auf die unten begründeten und be-
schriebenen Ueberlagerungsversuche wurde der
Empfänger von vornherein entsprechend mit zwei
Stufen gebaut. Zunächst wurde jedoch meist durch
Umschaltung die erste Stufe allein benutzt. Wie das
Schaltschema in Bild 6 zeigt, handelt es sich um ein
1) R. Rüdenberg, Aussendung und Empfang elektrischer
Wellen; Berlin 1926.
|
RT A Fe
216 Heinz H. Kallmann:
Audion für sehr kurze Wellen, in dessen Anodenkreis
wahlweise eine Schaltung zur Kompensation des
Anodenstromes oder aber ein Zwischenfrequenzkreis
geschaltet werden konnte. Dieser Zwischenfrequenz-
kreis steuerte dann ein zweites Audion, dessen
Anodenstromrückgang gemessen werden konnte. Es
handelt sich also um ein Meßaudion, oder im anderen
Falle, wenn noch ein Ueberlagerer dazu kam, um
einen Ueberlagerungsempfänger mit Meßeinrichtung.
Die Schaltung zur Kompensation des Anodenstromes
ist geläufig und bedarf keiner Erläuterung. Die
Anodenspannung war 60 Volt, Kompensationsspan-
nung 10 Volt; das Galvanometer mit 40 Skalateilen
brauchte 5,1.10-° Amp. pro Skalenteil; es wurde
mit Abschätzung der Zehntel abgelesen. Konstanz
und Ablesegenauigkeit unter + 0,3 Skalenteile. Die
Röhren waren je eine Valvo A 408, die befriedigten;
Ultrakurzwellenstufe des Empfängers.
bei der hohen Röhrengüte (S = 2,0 mA/V,D = ca.
6%) waren sicher auch in der einfachen Audion-
schaltung noch unter 10 mV Gitterspannung am In-
strument nachweisbar. Die Heizung wurde stets auf
35 Volt Fadenspannung eingestellt. Als Ableitung
waren 2 MQ (Fabrikat Loewe) gegen positives
Heizfadenende am günstigsten. Da sich die nackte
Röhre mit isoliertem Gitter als gegen sehr kurze
Wellen recht empfindlich erwies, wurden außer dem
Ultrakurzwellenkreis und der ersten Röhre alle
Schaltelemente in einem Blechkasten untergebracht,
die Instrumente wurden dann durch einen schmalen
Spalt abgelesen. Die Batterien waren durch einen
großen Schirm aus Kupferstreckmetall abgeschirmt.
Der Schwingungskreis der ersten Röhre bestand aus
einem Bügel versilberten Kupferdrahtes und zwei
Kondensatoren in Serie, die jeder durch Spindeln
verstellbar waren: Bild 7. Die Größe des Bügels
war dadurch begrenzt, daß er eben noch eine aus-
reichende Kopplung mit dem Kopplungsring ver-
mitteln sollte, ohne jedoch, wenn er etwa zu groß
war, als Rahmen direkt vom Sender Energie auf-
zunehmen; geeignet war ein Bügel von der Form
eines Halbkreises mit dem Radius ca. 4 cm. Die
Kondensatoren konnten über einen großen Frequenz-
bereich ohne merklichen Einfluß verstellt werden;
dieser nicht rückgekoppelte Empfänger war also
durch hohe Dämpfung offenbar so gut wie aperi-
odisch.
empfang machte sich dann noch eine Einwirkung der !
Die Lage aller Schaltelemente und Leitungen war
räumlich streng definiert. Bei Ueberlagerungs
die vom hochfrequenz-verstärkten Anteil im Anoden-
strom der ersten Röhre herrührte. Dieser Effekt
ließ sich dadurch kompensieren, daß an die Anode
der ersten Röhre eine Leitung zu einem Metallstück
angeschlossen wurde, die als Antenne ebenfalls ultra-
hochfrequente Wechselspannung an das Gitter der
zweiten Röhre brachte, — diesmal aber, weil un-
verstärkt, mit entgegengesetzter Phase. Durch ge-
eignete räumliche Anordnung dieser Hilfsantenne zum !
Sender heben sich bei entgegengesetzt gleicher Wir-
kung beide Einflüsse auf.
ultrakurzen Wellen auf das zweite Audion bemerkbar, |
Die Charakteristik der beiden Audionstufen wurde
als linear angesetzt, zumal die Röhren mit maximal
0,2 mA nur gering ausgesteuert wurden. Auch deckte
sich die Form der gefundenen Resonanzkurven be-
friedigend mit der berechneten. Die gleiche Prüfung
wurde auch noch an der zweiten Stufe durchgeführt:
ein Sender bekannter Intensität und veränderbarer
bekannter Frequenz wirkte mit konstanter Kopplung
auf den Zwischenfrequenzkreis, und dessen Resonanz-
kurve wurde aufgenommen und geprüft. Für ver-
schiedene Spulen ergab sich dessen Dämpfung bei
Frequenzen um 10° Hz zu etwa 9 =2.
Aufbau und Untersuchung
des Kopplungsringes.
Die Ebene des Empfangskreises war rechtwinklig
gekreuzt zu der des Senderringes, so daß ein direkter
Einfluß im benutzten Abstand nicht nachweisbar war.
Nach dem von Professor Reich angegebenen und
schon von W. Pocher’) angewandten Verfahren
befand sich zwischen beiden ein Kopplungsgebilde
in Mittelstellung, gegen den Sender wie gegen den
Empfänger um 45° geneigt, und so die Kopplung
zwischen beiden allein bestimmend. Dieser Reso-
nanzring war mit besonderer Sorgfalt gebaut. Aus
Symmetriegründen für die Ankopplung an zwei
Stellen und gegen kapazitive Feldstörungen hatte er
gegenüberstehende Kondensatoren, deren Platten-
abstand durch Mikrometer gleichmäßig verändert ;
werden konnte. Der Ring war aus massivem Messing
mit plangedrehten Kondensatorplatten; diese waren
mittels konischer Stifte genau zentriert und auf der
Richtplatte ausgerichtet festgelötet. Das ganze Ge-
bilde nach Bild 8 war dann versilbert®). Die Maße
sind: Ringradius r = 10 cm, Leiterradius p = 0,4 cm,
Plattenradius ọ = 3,0 cm, Plattendicke d = 0,2 cm. j
Nach Zennec k’) ist die wirksame Selbstinduk-
tion eines Ringes
——g Ea) —— rt pma
ED E E E O E E En En E (ST EEE Ze u aa a
t F a
Isar (n2), (5)
P
andere Formeln ergeben etwas andere Werte. Zur
5) Waldemar Pocher, Dissertation Göttingen 1922.
6) Das Versilbern dieser wie auch aller anderen Leiter geschah
durch Eintauchen und Abreiben in verbrauchtem photographischem
Fixierbad. Messing und Kupfer nehmen in diesem Bade sofort
und ohne Präparation einen dünnen, aber dauerhaften Ueberzug an.
Daraus ergibt sich für diesen Ring: L = 420 cm;
7) J. Zenneck und H. Rukop, Drahtlose Telegraphie, 1925. |
=
—
,
on
lia,
'
.wendeten Abstand. der
Rechteckige Verformung v. Resonanzkurven nach einem neuen Prinzip u. ihre Anwendung beim Empfang sehr kurzer Wellen. 217
Berechnung. der -Kapazität C darf bei dem hier ver-
Kondensatorplatten von
"mehreren mm die Randkorrektion in der Formel von
5 Kirchhoff nicht vernachlässigt werden:
3 . a2
T Com en Tr e
-
1!
16ro(at.d) d are)
17 ee +)
Die aus dieser Formel berechneten Werte für die
: Randkorrektion
C und die Gesamtkapazität
C = Co} C sind zum Vergleich mit Co in Bild 9 dar-
: gestellt.
Sie wurden durch Messung kontrolliert: Je
f=K0cm
f= 3cm
P 4em
d -02cm
Bild 8.
Masse des Kopplungsringes.
eine Ringhälfte, also parallel geschaltete Konden-
satoren, wurden den Belegungen eines geeichten
Kondensators parallel geschaltet. Dieser Meß-
- kondensator wurde dann in einer Schwebungsappa-
ratur bei einer Frequenz von ca. 10° Hz (A = 300 m)
. auf den alten Wert der Gesamtkapazität zurück-
reguliert, und aus der Differenz der Einstellungen
cm
LANU EAIN ARENA
O 9010293 0#05 060708 09 101112 131415161)1
Bild 9.
Eichkurve für die Kondensatoren des Kopplungsringes.
{3 20cm
wurde die gesuchte Kapazität bestimmt. Zieht man
einen plausiblen Wert für die Kapazität der einen
Ringhälfte gegen Erde (Umgebung) ab, so ergeben
sich die eingezeichneten recht gut liegenden Punkte.
Jede Ringhälfte war in ihrem Mittelpunkt mittels
Hartgummisäulen von 2 cm Dicke und 8 cm Länge
aufgehängt an einem Hartgummibalken von 2,2 cm
Dicke, 6 cm Breite und 30 cm Länge. Zur Befesti-
gung dienten je zwei Bolzen von 4 mm Dicke, die
knapp in die Bohrung paßten, und deren Gewinde
erst im Hartgummiteil begann. Während die eine
Säule direkt am Tragbalken hing, war die andere an
der Mutter eines Mikrometers angebracht: Bild 10.
Die Schraube des Mikrometers mit 0,4 mm Ganghöhe
und 5,3 mm Durchmesser war aus Stahl und wurde
durch Bronzeblattfeder und Konus fest gegen ihr
Widerlager gepreßt. Eine ganze Umdrehung ent-
sprach 0,4 mm Verschiebung; die Teilschale hatte
40_ Teile zu je 10 u. Trotz totem Gang von ca. 90 u
konnte bei schneller Annäherung an den Skalenteil
von einer bestimmten Seite noch sicher auf ca. 1%
Skalenteil also ca. 2 u eingestellt werden. Es wurde
nur beim Auseinanderschrauben (Reibungswiderstand
mit der Feder gegen das Widerlager) "abgelesen
und von einem Teilstrich zum anderen mit einem
leicht erlernten Schwung eingestellt, um haftende
Reibung nicht aufkommen zu lassen. Die normalen,
unten beschriebenen Resonanzkurven liegen ganz
innerhalb einer halben Schraubenumdrehung.
Eingehende Berechnungen beweisen die Unschäd-
lichkeit der möglichen Justierfehler.
Die Feststellung des -Resonanzabstandes sollte
eine Kontrolle der Berechnungen sein: bei
Bild 10.
Aufbau des Kopplungsringes.
v,—=1,15.10° Hz A = 260 cm) trat Resonanz für
einen Abstand von 0,32 mm ein; aus der Eichkurve,
die für diesen Abstand die Kapazität von je 8,7 cm
(in Serie 4,35 cm) angibt, berechnete sich also, daß
die wirksame Kapazität für diese hohen Frequenzen
etwas kleiner ist, als die bei niederen Frequenzen
gemessene und berechnete. Die Differenz rührt
daher, daß der Weg an der Platte vom Leiter in
der Mitte — zum Rande — hinüber — zur Mitte
zurück eine solche Impedanz darstellt, daß zwischen
den Rändern der Platten die Spannung kleiner ist, als
zwischen den Mitten; sucht man sich etwa dadurch
zu helfen, daß man dem ganzen Leiter den Quer-
schnitt der Plattenfläche gibt, so tritt ebenfalls eine
solche Impedanz auf: vom Rande — zur Mitte —
hinüber — zum Rande zurück —, so daß nun die
Mitte die verminderte Kapazität hat. In Anbetracht
der schwierigen Berechnung dieser Einflüsse mußten
die gefundenen plausiblen Werte genügen.
Aus der Selbstinduktion L= 420 cm und der Ka-
pazität (nach Gl. (3)), bei Resonanz C, = 4,1 cm er-
gibt sich der unten benutzte Wert Ly,/Cr = 92 000.
Der Strahlungswiderstand des Ringes als Rahmen
berechnet sich nach Rüdenberg I. c. (Gl. (4))
unter der Annahme, daß die Rahmendimensionen
klein gegen die Wellenlänge sind (hier 1:13) zu
Rs = 0,67 Q.
218
Zur Bestimmung des Gesamtdämpfungsdekremen-
tes 9 des Ringes wurde dessen Resonanzkurve in der
beschriebenen Weise mit der Apparatur auf-
genommen: es wurde also der Kopplungseffekt in
Abhängigkeit von der Verstimmung des Ringes ge-
messen.
Für ungedämpfte Erregung ist
C—C. 1
Zur) 2-1
~] -—1
t1
wählt man 24 = i, (die Halbwertsbreite), so folgt
—n s ea l; 9a).
Aus der Ausmessung zahlreicher Kurven ergibt
sich eine Halbwertsbreite von 49 u + 2 u, zu welcher
nach Bild 9 eine Kapazitätsänderung C,— 0, =
54.10—° cm gehört; also eine Verstimmung »2 — vı
= 7,6.10° Hz. Folglich berechnet sich für den
| a W yov
2w
I INN
5 \ i
199
4 \
20
0
15 #” 73 1 0 9 7 Ss 4
> D 4,77
Bild 11.
Resonanzkurven für verschiedene Gittervorspannungen.
Ring in Luft 9 = 0,022 + 0,002. Wenn man die
“Luftkondensatoren als verlustfrei betrachtet®), kann
man sich diese Dämpfung als von einem in Serie ge-
schalteten Widerstand R, verursacht denken. Dieser
Widerstand berechnet sich nach Gleichung (2) zu
R=3% Äcm
Cem
künstliche Dämpfung bei, etwa in Form eines an-
genäherten Kupferbleches, in dem Wirbelströme er-
zeugt werden, so werden 9 und R, natürlich größer,
die Resonanzkurven sichtlich breiter.
—2,1Q. Bringt man dem Ring eine
In Anknüpfung an diese Versuche ist das Ver-
halten des Ringes in Kondensatoröl im Anhang A be-
schrieben.
b) Pendelungsversuche.
Durch einen Kontrollversuch wurde zunächst fest-
gestellt, daß sich die Eigenfrequenz des Senders mit
Aenderung der Gittervorspannung änderte. Die dabei
aufgenommenen Resonanzkurven des Ringes — der
8) Vgl. Fußnote im Anhang.
Heinz E. Kallmann:
hier also als Wellenmesser dient — sind in Bild 11
abgebildet. (Diese Kurvenschar soll zugleich die
Gleichmäßigkeit der Messungen zeigen.) Die Ver-
schiebung ist deutlich: sie beträgt ca 11% pro mille
pro Volt. (Weitere Eigenschaften des Senders sind
im Anhang B beschrieben.)
Nun wurde also eine Wechselspannungsquelle in
die Leitung zwischen Gitterkreis und Gitterbatterie
eingeschaltet. Es war dies eine Spule, in der durch
+HB-
Bild 12,
Schaltung zur Modulation der Gitterspannung.
veränderbare Ankopplung an einen Generator: ver-
schiedene Wechselspannungen induziert werden
konnten, Bild 12. Als Generator diente ein Röhren-
sender für Tonfrequenz; diese war für den Nachweis
mit Zeigerinstrument natürlich hoch genug, dabei
aber bequem zu kontrollieren. Gleich bei den ersten
Versuchen ergaben sich an Stelle der Resonanz-
kurven, wie in Bild 11, stark verbreiterte Kurven,
Bild 13.
Verformte Resonanzkurven.
von denen zwei in Bild 13 wiedergegeben sind. Der
gesuchte Effekt ist darauf leicht zu erkennen. Bei
der einen Kurve scheint die Generatorschwingung
weniger spitz geformt zu sein, so daß die Spitzen
links und rechts deutlich hervortreten (vgl. Bild 1b).
Um die Kurvenverbreiterung auch in ihrer Abhängig-
keit von der Amplitude schrittweis und quantitativ
zu verfolgen, waren einige Fehlerquellen zu be-
seitigen.
Zunächst nämlich war jeder Transformator in der
Gitterleitung unsymmetrisch belastet und daher seine
Sekundärspannung zu erheblicher Unsymmetrie ver-
zerrt; denn der Weg zwischen Kathode und positiv
vorgespanntem Gitter stellt einen Gleichrichter dar.
Bild 14 zeigt den gesamten Gitterstrom in Abhängig-
keit von der „fremden“ Wechselspannung, wenn die
i
Vorspannung + 5 Volt beträgt.
:zerrung durch Gleichrichtung zu begegnen, wurde
:der Kopplungstransfiormator sekundär durch einen
'induktionsfreien Widerstand R so stark belastet, daß
“der gleichgerichtete Gitterstrom (z. B. 12,3 mA bei
Rechteckige Verformung v. Resonanzkurven nach einem neuen Prinzip u. ihre Anwendung beim Empfang sehr kurzer Wellen. 219
-+ 15 Volt) dagegen keine Rolle mehr spielte; ver-
-wendet wurde ein Schniewindgitter von 125 Q. Aus
‘der starken Belastung von maximal 5 Watt ergab
-sich die Notwendigkeit, den Modulationsgenerator
entsprechend leistungsfähig zu machen; es wurden
2 Telefunken R SV Senderöhren parallel mit 440 Volt
O 2 4 6 8 10 12 M TI 18 20 Wor
Bild 14.
Gitterstrom als Funktion der Modulationswechselspannung.
-Anodenspannung verwendet, die eine Modulations-
‚spannung von 25 Volt ermöglichten.
An der Sekundärseite des Transformators, zu-
. gleich über dem Schniewindgitter, wurde nun die
. Wechselspannung gemessen,
Bild 15. Da ein ge-
:nügend empfindliches Instrument für Wechselstrom
nicht zur Verfügung stand, wurde mit einer Röhre
eine geeignete Schaltung aufgebaut: in Serie mit
einem hochempfindlichen Galvanometer wurde eine
Empfängerröhre als Gleichrichter geschaltet, d. h.
Gitter und Anode verbunden als eine Elektrode gegen
Um
die wohldefiniert geheizte Kathode. einer
JO TEL ION
Bild 15.
Schaltung zur Messung der Gitterspannungsmodulation.
; Eichung des Gleichrichters in Scheitelwechsel-
= spannung zu entgehen, wurde mit Gleichspannung
j
4
P
t
- kompensiert;
. spannung entgegenwirkte.
» tiometer von 3000 Q einer Akkumulatorenbatterie
- von 50 Volt entnommen und mit Gleichstromvolt-
" meter auf 0,1 Volt genau gemessen.
d. h. in Serie mit Galvanometer und
Ventil wurde eine veränderbare Gleichspannung der-
art geschaltet, daß sie der gleichgerichteten Wechsel-
Sie wurde mittels Poten-
Ist dann diese
Spannung gleich dem Scheitelwert der zu messenden
Wechselspannung, so fließt gerade kein Strom mehr
durch das Galvanometer. Außerdem spielt bei Strom-
Um dieser Ver-
losigkeit keiner der Widerstände: des Potentio-
meters, der Röhre, des Galvanometers eine Rolle
für die Messung. Aber das Verschwinden des Aus-
schlags ist, insbesondere wegen des ungünstigen
Anlaufs der Gleichrichtercharakteristik, nicht sehr
genau abzulesen: deshalb wurde einem größeren
Fehler ein kleinerer vorgezogen und auf völlige
Stromlosigkeit verzichtet. Vielmehr wurde durch
Anzapfung in der Mitte der Heizbatterie und Ver-
wendung von je einem Heizwiderstand an beiden
Fadenenden die Röhre so einreguliert, daß sie ohne
alle weiteren Schaltelemente oder Spannungen gerade
1 Skalenteil = 5,3.10— Amp. Emission gab. (Eine
solche Einstellung gelingt nur bei einer gasfreien
Röhre.) Dann wurde an die Röhre die zu messende
Wechselspannung in Serie mit der Kompensations-
spannung angeschaltet und letztere so eingestellt, daß
S>
ie E ee
22 20 WE 6 te 2 Wð 6 4 2 0. IQ
20 Bm 5 Oy, 0 A
Bild 16.
Schrittweise verformte Resonanzkurven.
wiederum gerade 5,3.10—° Amp. (= ein Skalenteil)
durch das Galvanometer floß. Diese Einstellung ge-
lingt bequem auf weniger als 0,1 Volt genau. Der
Spannungsabfall des Gittergleichstroms aus der
Gitterbatterie über der Sekundärwicklung des Trans-
formators, Bild 15, war noch wesentlich kleiner und
fiel nicht ins Gewicht.
Nun wurde für verschiedene Scheitelspannungen
am Gitter des Senders jedesmal durch Verstimmen
des Kopplungsringes je eine „Resonanz‘kurve auf-
genommen. Von den zahlreichen gemessenen sind
aus einer Serie einige in Bild 16 abgebildet. Ist die
Modulationsspannung nicht konstant, so zeigt sich
das durch Verflachung des seitlichen Abfalls der
Kurve und „Streuen“ der dort aufgenommenen
Punkte.
Bei den abgebildeten Kurven fallen zwei Schön-
heitsfehler auf. Zunächst: daß auch die breiteste
noch weit vom idealen Rechteck entfernt ist; der
einfache Grund -dafür ist, daß der verwendete Re-
sonanzkreis selbst schon durch erhebliche Dämpfung
eine breite Resonanzkurve mit ihrem flachen Abfall
hatte. Würde man diese Dämpfung (etwa durch
Rückkopplung) verkleinern, so würden auch die
220
Seitenteile der gemessenen Kurve entsprechend
steiler. Ferner muß auf Symmetrie der beiden
Kurven bei dieser Messung verzichtet werden: nur
der linke Teil interessiert in diesem Zusammenhang.
Denn sobald die Modulationsspannung entgegen-
gesetzt größer als die Gittervorspannung wird, also
die resultierende Gitterspannung negativ ist, hört
der Gitterstrom, damit auch die hier angewandte
Frequenzmodulation auf’); alle jenseits gelegenen
Teile der Kurvenfläche bäumen sich steil auf, um den
Punkt E =0. Um diesem Effekt möglichst aus-
zuweichen, war die Gleichspannung auf + 5 Volt er-
höht worden; in der Tat tritt erst bei Scheitel-
spannungen über 5 Volt der Buckel an der rechten
Seite auf.
Koppelt man an den frequenzmodulierten Sender
den aperiodischen Empfänger direkt an, so ist
die Empfangsintensität unabhängig vom Grade der
Verbreiterung, wie zu erwarten. Die Gipfel der
Kurve müssen natürlich in dem Maße, wie die Kurve
breiter wird, niedriger werden. Zu beachten ist
aber, daß die Seitenteile der Kurven steil bleiben.
Der Wirkungsgrad der Frequenzverschiebung
durch Gitterwechselspannung ist anscheinend gering,
denn 5 Volt Scheitelspannung wirken nicht stärker,
wie zwei Volt Gleichspannungsänderung. Der Maß-
stab unter der Abszisse in Bild 16 gibt eine Andeu-
tung davon. Die Ursache dieser Erscheinung ist
vielleicht in der Wärmeträgheit der Elektroden zu
suchen, vgl. Anhang B.
V. Ueberlagerungsversuche und Anwendung der
Methode.
Wenn die Methode der Pendelverbreiterung in
der Empfangstechnik verwertet werden soll, so ist
es weder ratsam, den Sender pendeln zu lassen,
noch technisch vorteilhaft, den Empfangskreis me-
chanisch zu beeinflussen. Das eigentliche Feld der
Anwendung ist vielmehr der Ueberlagerungsempfang.
Alle anfangs dargelegten Ueberlegungen lassen sich
ohne Weiteres übertragen auf einen Ueberlagerungs-
empfänger, der sich von dem gewohnten nur dadurch
unterscheidet, daß der Ueberlagerer in seiner Fre-
quenz v, pendelt. Der Hilfssender wird nämlich in
jeder Pendelperiode zweimal diejenige Frequenz v
erzeugen, die mit dem fernen Sender mit », die er-
forderliche Schwebungsfrequenz », bildet:
I»; | — Ya — Vı-
(Viermal in jeder Pendelperiode könnte dieser Fall
eintreten, wenn die Pendelamplitude Ar, sehr groß
ist, größer als »,: dann wird je zweimal », abwech-
selnd gebildet als Frequenz
V3 — vi == Vo und Va — Va — Vi .)
Die Wahl der Pendelfrequenz ist in dieser Schaltung
nach oben beschränkt durch die Zwischenfrequenz ».,
weil auch die auf diese Trägerfrequenz abgestimm-
ten Kreise angestoßen werden müssen’).
Der Zwischenfrequenzkreis wird zweckmäßig so
weit wie möglich entdämpft und die erforderliche
9) Bei gashaltigen Röhren bleibt ein kleiner Rest, vgl. unten.
10) Wählt man als Beispiel Telephonieübertragung mit dem
höchsten Ton 10? Hz, so dürfte die Pendelfrequenz etwa 10° Hz,
also überhörbar, sein. die Zwischenfrequenz », wäre zu 106 Hz
zu wählen und die Senderfrequenz », wäre über 107 Hz.
Heinz E. Kallmann:
Breite der E. K. allein durch die Amplitude der Pen-
delung am Ueberlagerer geregelt. Diese Kann fas
gleich Null sein, wenn keine der Frequenzen vi, va sy:
schwankt; das wäre der gewohnte Fall. Av., die
Pendelamplitude wächst aber mit der Summe der
Schwankungen und soll immer etwas größer als
deren Maximalwert sein. Durch Veränderung der
Pendelamplitude kann man stets mit der höchsten
gerade möglichen Selektivität empfangen. Ferner
bietet sich hier die Möglichkeit,
Senders dadurch zu erleichtern, daß man mit gerin-
ger Selektivität beginnt und entsprechend der all-
mählich besseren Abstimmung des Ueberlagerers den !
Sender schrittweis unverlierbar einengt.
Zum Studium dieser Anwendungen wurde eine
Reihe von Versuchen mit Ueberlagerungsempfang an-
gestellt; deren Ergebnis bestätigte jedes Mal die Er-
wartungen. Der Empfänger (Bild 6) wurde auf Ver-
wendung beider Stufen geschaltet und beide Ultra-
hochfrequenzsender wurden so aufgestellt, daß beide
auf den Empfangskreis (Bild 7) einwirkten. Von den
verschiedenen möglichen Verfahren, möglichste Kon-
stanz der Schwebungsfrequenz v, zu erzielen, wurde
zuerst das weitestgchende angewandt: die ohnehin
schon recht ähnlichen Sender wurden gemeinsam aus
den gleichen Batterien für Heizung, Gitter- und
Anodenspannung betrieben. Dies Verfahren be-
währte sich gut, ist aber natürlich nur für Meßzwecke
verwendbar, wo Sender und Ueberlagerer räumlich
nicht weit getrennt sind. Die durch die Leitungen
vermittelte Kopplung ist bei der verwendeten Gegen-
taktschaltung so gering, daß Schwebungsfrequenzen
bis herab zu den hörbaren ziemlich bequem ein-
gestellt werden konnten ''). Erst bei den tieferen hör-
baren Tönen reißt die Schwebung durch „Mitziehen”
ab, also erst bei einer Verstimmung von unter
0,1 °/oo; offenbar ist die Kopplung zwischen den Sen-
dern, die der gemeinsame Empfangskreis vermittelt,
daran schuld; sie muß entsprechend klein gehalten
werden. Der Schwebungston war nicht rein, son-
dern klang wie „girgeln“, worunter ein Geräusch
verstanden werden soll, das sich vom „gurgeln‘‘ durch
hohe Töne, vom „trillern“ durch die Unregelmäßig-
keit unterscheidet. Diese Aussage gilt nur für Ver-
wendung von Akkumulatoren bei den Sender.
Wurde dagegen die Anoden- und Gitterspannung
mittels Potentiometer vom städtischen Gleichstrom-
netz abgegriffen, so verursachte das Kollektor-
eeräusch eine Modulation der Intensität und der
Frequenz, vgl. unten Bild 20 e. f., wodurch eine Art
Trillern als Schwebung entstand. Zugleich wurde
die Abstimmung auf eine bestimmte Schwebung be-
quemer, und diese Beobachtung war überhaupt für
den Verfasser der Anstoß, der zu der Untersuchung
über Frequenzmodulation bei Ueberlagerungsempfang
führte.
Auch mit dem Ueberlagerungsempfang war grund-
sätzlich die Aufnahme der Resonanzkurven möglich.
doch reichte die Konstanz nicht zu einer guten Kurve.
Die mit den beschriebenen Maßregeln erzielte Sym-
metrie der Sender war so groß, daß die gemeinsame
Gitter- und Anodenspannung um über 10 % verändert
11) Für hörbare Schwebungen trat an die Stelle der Spule im
Zwischenfrequenzkreis ein Kopfhörer, dessen Lautstärke zugleich
mit der zweiten Stufe als Röhrenvoltmeter kontrolliert wurde.
das Suchen eines o
|
|
|
|
M
H
—
—
Rechteckige Verformung v. Resonanzkurven nach einem neuen Prinzip u. ihre Anwendung beim Empfang sehr kurzer Wellen.
` werden konnte, ehe die Schwebungsfrequenz aus dem
- Hörbereich herausrückte.
Nunmehr wurde versucht, auch mit völliger Tren-
‚nung der beiden Sender hörbare Schwebungen zu
` erreichen.
Auch dies gelang für kurze Zeiten befrie-
'digend, wenn beide Sender Anodenakkumulatoren
` verwendeten; dagegen gelang es dauernd bequem,
wenn ein Sender seine Anodenspannung aus dem
` städtischen Lichtnetz bezog. Daß hier offenbar das
„Kollektorgeräusch“
von Einfluß war, zeigte sich
daran, daß das Trillern deutlich auf dem KEnsleror
ton“ als Basis aufgebaut war.
In Verfolgung dieses Effektes wurden nun wieder
beide Sender mit Anodenbatterie betrieben und ver-
sucht, die Gittervorspannung des einen Senders mit
- einer Wechselspannung zu modulieren.
- dies mit Hörfrequenz, so war nur diese an Stelle der
- Schwebung zu hören, und zwar über einen um so
Geschah
-größeren Verstinnmungsbereich, je stärker die Mo-
- dulation war.
_ quenz v, frequenzmoduliert, so war in dem entspre-
- chenden Abstimmbereich ein „Ha u c h geräusch“ zu
- hören, das wohl von den Schwankungen der Modu-
- lation herrührte.
| dulieren, vgl. unten Bild 20 f.
Wurde mit einer unhörbar hohen Fre-
Das Schlußglied der Versuche war nun, den einen
| Sender überhörbar in seiner Frequenz zu modulieren
- und außerdem denselben oder den anderen mit Tele-
phonie in seiner Intensität zu modulieren. Mit den
vorhandenen Sendern war es aber nicht möglich, die
Besprechung ohne gleichzeitige Frequenzmodulation
zu erzielen.
- Sender eine negative Vorspannung zu geben und ihn
Es hätte nahegelegen, dem betreffenden
+W3-
+8-
Bild 17.
Selbsterzeugung der Pendelfrequenz im Generator.
dann durch Steuerung der Anodenspannung zu mo-
Aber da die Röhren
Heizfäden mit Oxydpaste hatten, und daher Gas ent-
. hielten, fließt auch bei negativer Vorspannung etwas
Gitterstrom. Der Einfluß der Intensitätsmodulation
auf diesen genügte aber schon zur Erzielung eines
stetigen Empfanges bei den angestellten Versuchen.
Es ist möglich, daß ähnliche Effekte unbeabsichtigt
auch schon in früherer Zeit gelegentlich beim Empfang
mitgewirkt haben.
Es erschien überflüssig, nur um dieser Demon-
stration willen einen eigenen Telephoniesender zu
bauen oder zu den vorhandenen Telephoniesendern
eine passende Empfangsapparatur einzurichten.
Immerhin sollen noch einige Gesichtspunkte zur Kon-
struktion eines solchen Empfängers diskutiert werden.
221
Hinsichtlich des Aufwandes an Bauteilen über
das Gewohnte hinaus ist zunächst darauf hinzuwei-
sen, daß in praktischen Fällen die erforderliche Gitter-
wechselspannung in der Größenordnung von etwa
1 Volt liegt. Sie erfordert natürlich keine der Um-
ständlichkeiten, die bei den oben beschriebenen
Messungen die viel höheren Spannungen über einem
kleinen Widerstand verlangten. Es kann sogar der
Ueberlagerer sich seine Pendelfrequenz selbst er-
zeugen. Wenn er z. B. die UÜeberlagerungsfrequenz
yva als Gegentaktsender erzeugt, kann er die Pendel-
frequenz vy, im Gleichtakt erzeugen: man schaltet
Bild 18.
Schaltbeispiel für Empfänger mit pendeindem Ueberlagerer.
dazu einen geeignet abgestimmten Kreis und Rück-
kopplung in Gitterbatterie- und Anodenbatterie-
leitung. Diese Schaltung sei zum Vergleich zu der
früheren neben dieser abgebildet: Bild 17. Sie wurde
bei den unten beschriebenen Versuchen häufig mit
Erfolg verwendet.
Die Zusammenfassung aller hier angegebenen Ge-
sichtspunkte würde also zu einer Schaltung führen,
wie sie in Bild 18 angedeutet ist. Für die Pendel-
frequenz ist induktive, kapazitiv geregelte Rück-
kopplung eingezeichnet, weil diese als besonders fein
regelbar gilt. Da die Wahl der Pendelfrequenz nicht
kritisch ist, würde die Rückkopplung für die Pendel-
schwingung die einzige neue Variable bei der Be-
dienung eines solchen Empfängers sein.
Anhang.
A.UntersuchungdesRingesinOel.
Der Ring war von vornherein darauf konstruiert,
daß er in eine Glasschale von 28 cm Durchmesser mit
senkrechten Wänden von 13 cm Höhe eingehängt
werden konnte, Bild 10. In diese Schale wurden
7 Liter gut gereinigtes, wenn auch nicht ganz ent-
färbtes Paraffinöl gefüllt, dessen Dielektrizitätskon-
stante bei y = 10° Hz (2 =300 m) zu 2,05 gemessen
wurde. Um Resonanz zu erzielen, mußten die Kon-
densatorplatten erheblich auseinandergeschraubt wer-
den, nicht nur auf die doppelte Entfernung, sondern
wegen des erheblichen Einflusses der Randkapazität
auf den 2,6fachen Wert, vgl. Bild 9: Resonanzabstand
in Oel = 8,4 mm. Die alsdann aufgenommene Re-
sonanzkurve war dann auch unter Berücksichtigung
des größeren Resonanzabstandes merklich verbrei-
tert: Halbwertsbreite = 250 u. Es ergab sich daraus
2 — 0,037 + 0,004 und entsprechend der scheinbare
222
Seriewiderstand R, + R, = 3,5 Q + 0,4 Q. Aus der
Annahme, daß außer den dielektrischen Verlusten in
den Kondensatoren sich keine'?) Dämpfungsquelle
vergrößert hat, folgt, daß die Differenz
R=(RtR)— R= 1,42
den Verlusten im Oel zuzuschreiben ist. Die Be-
rechnung der Verluste in Oel gründet sich auf fol-
gende Ueberlegung: In einem Schwingungskreis mit
,
R2
Bild 19 a und b.
Ersatz des Ableitungswiderstandes durch einen Serienwiderstand
der Selbstinduktion L, der Kapazität C und dem Ohm-
schen Seriewiderstand R, sei parallel zum verlust-
losen Kondensator noch der Ableitungswiderstand R?
geschaltet: Bild 19; der Gesamtwiderstand dieses
Bild 20a, b, c, d, e, f.
Gitterstrom, Wellenlänge, Intensität des Senders als Funktion
von Gitterspannung und Anodenspannung.
Kreises bei Resonanz ist dann unter der Annahme,
Ly, è
daß R” >T, ist, W=Ri TR wobei R,= CHR. 2
(Bild 19) ist. Für den Fall des Ringes in Oel würde
sich also die gemessene Ableitung R, aus R, = 1,4 Q
berechnen zu R, = 65000 Q. Tatsächlich!?) wird es
sich aber hier nicht um schlechte Isolation, sondern
um dielektrische Verluste handeln, und die einzig an-
gemessene Zahlenangabe ist die des Verlustwinkels
12) Nach. einer Mitteilung von Pıof. Esau in der H. Hertz-
Gesellschaft 1928 nach Abschluß der Arbeit ist aber die Strahlung
von den Kondensatoren selbst bei mm-Abständen schon erheb-
lich und steigt schnell mit dem Abstand an. Es kann also hier
nicht mehr entschieden werden, ob dem Ocl, wie oben ange-
nommen, oder der erhöhten Strahlung der größere Anteil an R,
zuzuschreiben ist; andere Folgerungen, als diese, werden dadurch
nicht beeinträchtigt.
Heinz E. Kallmann: Rechteckige Verformung von Resonanzkurven nach einem neuen Prinzip und ihre usw.
ô des Kondensators: .
6= 90°’ — g; tg pg =—?2 n yv Ro-Cr = — 182.,
ô ergibt sich also zu etwa 20.
B. Untersuchung des Senders.
Außer den für die Pendelung wichtigen Eigen-
schaften des Senders wurden noch einige andere
untersucht, wodurch das Bild über sein Verhalten
etwas erweitert wurde. Es ergab sich „ceteris
paribus“:
1. Mit steigender Anodenspannung steigt die Inten-
sität des Senders an, Bild 20f. Das Resultat ergibt
sich gleichartig aus der direkten Messung mit dem
aperiodischen Meßaudion (große „Punkte“) und aus
der Gipfelhöhe der Resonanzkurven (kleine „Punkte*).
(Die Kurven sind nicht kommensurabel.)
2. Wird die Gittervorspannung von O Volt bis
+ 5 Volt geändert, so ergibt sich nach beiden Meß-
methoden Konstanz der Senderintensität; Bild 20c.
(Untere Kurve direkt gemessen, zur oberen gehört
als Original das Bild 17.)
3. Mit steigender Anodenspannung nimmt die Fre-
quenz ab (wächst die Wellenlänge); Bild 27e.
4. Ebenfalls nimmt die Frequenz ab mit steigender
Gittervorspannung; Bild 20b.
5. Der Gittergleichstrom, direkt gemessen, steigt
mit steigender Anodenspannung an; Bild 20d.
6. Ebenfalls steigt der Gittergleichstrom, direkt
gemessen, an mit steigender Gittervorspannung, wenn
man den stationären Zustand abwartet, Bild 20a
cbere Kurve; bei schneller Messung dagegen bleibt
er fast konstant, Bild 27a untere Kurve.
Die Klausel „ceteris paribus“ ist nämlich nicht als
wirkliche Isolierung der Abhängigkeiten zu verstehen,
sondern bedeutet, daß an den anderen Variabeln
willkürlich nichts geändert wurde; man konnte
jedoch aus der langsamen Einstellung schließen, daß
insbesondere die Temperatur- und damit die
Emissions-Verhältnisse in der Röhre sich jeweils
änderten; das letzte Beispiel, Bild 20a, zeigt dies be-
sonders deutlich. Damit mag sich auch erklären, daß
die Frequenzänderung für schnelle Aenderung der
Vorspannung kleiner als für langsame ist.
Zusammenfassung.
Ungewollte Frequenzschwankungen bei der An-
wendung sehr kurzer Wellen erfordern ebenso wie
die Telephoniemodulation eine Verminderung der
Selektivität beim Empfänger; diese wurde bisher
meist durch höhere Dämpfung in dessen Schwin-
gungskreis erreicht, jedoch ist der damit verbundene
flache Abfall der gedämpften Resonanzkurve wegen
der größeren Störmöglichkeit unerwünscht.
Zur Erzielung einer angenälıert rechteckigen
Empfindlichkeitskurve des Empfängers wird vorge-
schlagen, eine der beteiligten Eigenfrequenzen mit
überhörbar hoher Periode in einem kleinen Bereich
pendeln zu lassen, so daß das überstrichene Frequenz-
band breiter ist, als die Summe aller Schwankungen.
Die dadurch entstehende genähert rechteckige
Empfindlichkeitskurve wird diskutiert und mit einer
ri — (SEE U bg
E. Kramar und F. Gutzmann: Bemerkungen zu der Arbeit von H. Freese.
dafür gebauten Apparatur bei Frequenzen um 10° Hz
aufgenommen und ausgemessen.
Der gleiche Effekt wird an Ueberlagerungsver-
suchen bei diesen Frequenzen untersucht und seine
Anwendung auf einen Ueberlagerungsempfänger für
sehr kurze Wellen erläutert.
223
Die beschriebenen Untersuchungen wurden ven
November 1927 bis Juli 1928 ausgeführt unter Lei-
tung von Herrn Professor M. Reich; ihm mochte
ich auch an dieser Stelle meinen herzlichsten Dank
sagen für sein Interesse und vielfache Förderung.
(Eingegangen am 20. Januar 1929.)
Bemerkungen zu der Arbeit von H. Freese über TE a
der Nebenfrequenzen beim statischen Frequenzwandler"”
Von E. Kramar, Eberswalde.
Herrn Freese ist in der genannten Arbeit ein
Versehen unterlaufen, wenn er in der Fußnote 3
gleichzeitig die Arbeit von H. Guillemin mit
meiner als Beleg dafür nennt, daß während der Stoß-
halbperiode „œz“ von dem wyyıder freien Schwingung
nicht wesentlich verschieden ist. Gerade darin weicht
meine Arbeit von der von H. Guillemin grund-
sätzlich ab, daß ich die Kopplung zwischen Primär-
und Sekundärkreis während der Stoßzeit als voll-
kommen fest annehme, also mit „großer Rück-
wirkung“ arbeite, so daß die Stoßfrequenz œs im
wesentlichen durch die Primärinduktivität L; und
den Sekundärkreiskondensator Czy bestimmt wird.
Da aber Lq; etwa 10 mal größer ist als die Induk-
tivität Lz; des Sekundärkreises, wird a Wie
I
ich in der Fußnote 7 meiner Arbeit erwähnte, ist diese
den praktischen Betriebsverhältnissen angenäherte
Voraussetzung der großen Rückwirkung für den
Wirkungsgrad des Frequenzwandlers von grund-
legender Bedeutung.
Bezüglich der Kurvenform der Stromablenkung im
Braunschen Rohre (S. 5 der Arbeit) ist nicht zu
ersehen, wieso die hier angegebene Schaltung beson-
Von F. Gutzmann,
In dem zweiten Teil seiner Arbeit behandelt
H. Freese die Wirkungsweise eines Absorptions-
systems nach Patenten der C. Lorenz A.-G. (z. B.
Brit. Pat. Nr. 263825). Der Verfasser stellt dabei
(S. 43) fest, daß „die erwartete Reinigung durch ein
Absorptionssystem wirklich in weitgehendem Maße
zu erreichen ist“ und bei seinen Experimenten er-
reicht worden ist. Vergleicht man aber den prozen-
tualen Nebenwellengehalt mit und ohne eingeschaltete
Absorptionskreise, so ist in den vom Verfasser als
sinstig betrachteten Fällen (Bild 9—12, 20, 21, 29, 30)
so gut wie gar keine Wirkung der Kreise auf die
relative Amplitude der Nebenwellen zu sehen. Nur
in dem einen Fall der „zu festen Ankopplung“
(Bild 22) ist eine merkliche Schwächung der Nachbar-
nebenwellen, dafür aber eine Verstärkung einer weiter
abliegenden Welle zu bemerken. Da nach der
Messung die Nebenwellenamplituden drrch die Ab-
ders sinusförmigen Auszugsstrom ergeben soll. Da
selbst bei sinusförmiger EMK der Maschine infolge
ihres Spannungsabfalles und des bestimmt nicht sinus-
förmigen Maschinenstromes die Klemmenspannung
unter allen Umständen Oberwellen enthalten muß,
wird durch den hier angegebenen kapazitiv-ohmschen
Spannungsteiler je nach der Größe des Abgriffes am
Widerstande ein mehr oder weniger verzerrter Aus-
zugsstrom für das Braunsche Rohr erhalten wer-
den. Ein Bild für den zeitlichen Verlauf des Stoß-
vorganges und ein Vergleich der Kurvenform des
Sekundärkreisstromes während des Stoßes mit dem
der freien Schwingung ist durch eine zeitlich nicht
genau definierte, unregelmäßige Ablenkung, wie sie
durch den verzerrten Primärstrom oder einer Trans-
formation desselben erhalten wird, nicht möglich. Am
sichersten gewährleistet ein an die Maschine lose an-
gekoppelter, schwach gedämpfter Resonanzkreis bzw.
bei noch schärferen Anforderungen ein Resonanz-
gebilde in Art der Siebketten Sinusform für die Ab-
lenkung.
*) Ds. Ztschr. 33, S. 1 und 41, 1929.
(Eingegangen am 15. März 1929.)
Berlin-Tempelhof.
sorptionskreise kaum geändert werden, kann der
glattere Verlauf der Oszillogramme (geringere Am-
plitudenschwankung) nach Einschalten des Absorp-
tionssystems nur auf einer Phasenverschiebung der
einzelnen Nebenwellen gegeneinander und gegen die
Hauptwelle beruhen. Da für die Störungsfreiheit
eines Senders aber nur die Amplituden der Neben-
wellen maßgebend sind, ist eine Nebenwellen-
beseitigung überhaupt nicht erzielt worden.
Die C. Lorenz A.-G. legt demgegenüber Wert
darauf, festzustellen, daß mit Hilfe eines derartigen
Absorptionssystems eine fast völlige Störbefreiuns
erzielt werden kann, wenn es vorteilhafter dimen-
sioniert und geschaltet wird. Es ist zu bedauern,
daß der Verfasser sich bei der Anfertigung der Arbeit
nicht mit der C. Lorenz A.-G. in Verbindung gc-
setzt und sich nicht bei dieser Firma über die ver-
'wendeten Dimensionen und Schaltungen erkundigt hat.
224
Die charakteristische Größe des Absorptions-
systems ist das Verhältnis von Widerstand für die
Hauptwelle (7an) zu Widerstand für die Nebenwelle
(ra), das sich bei Freese aus der Resonanzkurve
4,8 5
(Bild 19) zu nur etwa 037 16 :1 ergibt.
Für genügend schwache Dämpfung (9) ergibt sich
als Annäherungsformel für dieses Verhältnis:
fh 2-.n\2
In a (3)
der Hauptwelle sein soll.
‚ wobei n die Vervielfachungsziffer
So läßt sich z. B. für
n = 15 ohne Schwierigkeit (bei 2 — Ea k
7 150
2-150\2
2157 1
Praxis brauchbaren Frequenzen (Grundfrequenz
größer als 7000 Hertz) und für mittlere bis größere
Sender übliche Spulengrößen verwendet.
Allerdings ist es ziemlich kostspielig, für die von
dem Verfasser verwendeten niedrigeren Frequenzen
(Grundfrequenz nur ca. 500 Hertz) genügend dämp-
fungsfreie Spulen zu bauen.
Um den Nebenwellen einen möglichst günstigen
Nebenweg zu schaffen, muß man den Widerstand des
Absorptionssystems für die Nebenwelle (ra) möglichst
klein machen gegenüber dem Widerstand des Nutz-
zweiges, in den die Nebenwelle nicht eindringen soll.
Beschränkt wird diese Möglichkeit dadurch, daß
bei kleiner
Tn
= 800: 1 erreichen, wenn man die in der
: r
wegen des begrenzten Verhältnisses
werdendem 7a auch 7n kleiner wird. ?„ muß aber
bedeutend größer sein als der Nutzzweigwiderstand,
da sonst zu große Verluste (da rfa reiner Wattwider-
stand) auftreten. Aus diesem Grunde ist es fernerhin
vorteilhaft zur restlosen Ausnutzung der durch das
Absorptionssystem gegebenen Möglichkeiten, das-
selbe an eine reine Wattspannung zu legen.
Die Firma C. Lorenz ist deshalb bald nach den
ersten Versuchen zu folgender Schaltung über-
gegangen (D.R.P. angemeldet):
Le Ce Ce le
00000 | - I m | 0000
ei; ;
frequent- e Linke Rechte
Wasller Ei Nutzkreishälfte = Nufzkreishälfte
Stoßkreis@g rc = R
Es wird ein geteilter Resonanzkreis benutzt (2, Cı
ist in Resonanz für die Hauptwelle), an dessen Span-
nungsknoten das Absorptionssystem gelegt wird.
R sei der Belastungs-(Nutz-)Widerstand. Lasse ich
10%: Verluste (90% Wirkungsgrad) des Absorptions-
systems zu, so muß ich 7a ungefähr gleich 10 R
machen. Unter Verwendung eines Absorptions-
systems mit =" = 800 :1 würde 7r == 30 Ë werden,
also fast emen praktischen Kurzschluß a die Neben-
wellen im rechten Teil des Nutzkreises darstellen.
Nehmen wir ferner an, daß wœr Lı = 10 R ist, so er-
gibt sich die Wirkung des Absorptionssystems an-
genähert aus folgender Rechnung:
er in den Nutzkreis induzierte Hauptwellen-
spannung,
F. Gutzmann: Bemerkungen zu der Arbeit von H. Freese.
enin den Nutzkreis induzierte Nebenwellen-
spannung,
în Hauptwellenstrom in rechter Nutzkreishälfte,
în Nebenwellenstrom in rechter Nutzkreishälfte,
x Verstimmung.
A. Ohne Absorptionssystem.
; en
Rn
in h _L_ mn _ nn
"| 2.(wnr Lli- 22) 2-0 Lı2-2 8wLı
in En R n e
P e . — Ay — 0,
wp Li 8 En
B. Mit Absorptionssystem.
T Aa En l
Bd mer ra); wr L 2x
in _ en, R-n \® fn_ en [0,1-15 1 en
in en \wnLı-4 R en 4 "80°,
C. Relative Verbesserung durch Absorptionssystem.
En | R z) Ta
-0,002
i
p ) mit Absorptionssystem
n
en wn Lı 4 `'R
ee e
= ohne Absorptionssystem 2 Vor Lı 4
P R Nn Tn
— wn Li 4 R
15 1 1
en 4 80” 100
d. h. in dem von uns gewählten noch keineswegs be-
sonders günstigen Beispiel erniedrigen die Absorp-
tionskreise die Nebenwellenamplituden auf ca. den
hundertsten Teil. Durch ein derartig dimensioniertes
Absorptionssystem werden aber auch die weiter ab-
liegenden Nebenwellen erheblich verringert.
. Cr
Bei —
en
-—— en (EEE æ 0m. ~
’ i yi s as T ur
= 0,5 (praktisch vorkommende Größen- -
ordnung) würde die Nachbarnebenamplitude im Nutz-
widerstand etwa 1°/, der Hauptwellenamplitude be- :
tragen, was den praktischen Verhältnissen ungefähr
entsprechen dürfte. Die zulässigen Nebenwellen
1 l
1000 10000 der
d. h. bei einem
1 1
100° 10000
Watt führen. Derartig schwache Nebenwellen können
dürfen erfahrungsgemäß höchstens
Mauptwellenamplitude betragen,
10 KW-Sender höchstens eine Leistung von —
natürlich nicht mehr nach der Resonanzmethode `
(Wellenmesser), sondern nur noch durch Ueberlage-
rungsempfang gemessen werden.
Zusammenfassend soll gesagt werden, daß es
mittels geteilten Nutzkreises und richtig dimen-
sionierten Absorptionssystems gelingt, praktische
Nebenwellenfreiheit eines Senders zu erzielen.
Die praktischen Schwierigkeiten liegen hauptsäch-
lich in der Vermeidung unerwünschter Kopplungen
beim Aufbau des Senders.
(Eingegangen am 5. April 1929.)
Patentschau.
225
Erwiderung auf vorangehende Bemerkungen.
Von H. Freese, Berlin.
I. Zur Bemerkung von E. Kramar.
Punkt 1. Die Fußnote 3 meiner Arbeit soll den
„eser nur darauf hinweisen, daß sowohl Herr
juillemin wie Herr Kramar sich mit der Frage
ler Stoßbreite beschäftigt haben, womit nicht gesagt
st, daß die Behandlung und die Ergebnisse der er-
vähnten Arbeiten sich miteinander decken. Auf
neine Rechnung ist der Standpunkt zu diesen Fragen
aus dem Grunde ohne Einfluß, weil sie sich bewußt
‘uf die durch Dämpfung allein hervorgerufenen
Nebenwellen beschränkt.
Punkt 2. Zum besseren Verständnis des Ablen-
kungskreises, Bild 8, ist zu erwähnen, daß bei der
Mischung von Ohmschem und kapazitivem Wider-
stand der letztere immer bedeutend höher gehalten
wurde als der erste, d. h. es wurden nie große Vari-
ationen des Phasenwinkels benötigt. In der somit
vorwiegend kapazitiven Spannung sind die Ober-
wellen nahezu proportional zu ihrer Frequenz ge-
schwächt, was sich in einer deutlichen Verbesserung
der Sinusform des Kurvenbildes auch experimentell
in der Braunschen Röhre erkennen ließ.
I. Zur Bemerkung von F. Gutzmann.
Der Hauptgrund für den beträchtlichen quanti-
tativen Unterschied meiner Ergebnisse gegen die in
der FT-Praxis bekannten Forderungen an Neben-
wellenfreiheit wird von Herrn Gutzmann ganz mit
Recht in der Schwierigkeit gefunden, für den Betrieb
mit 500 Hz Grundfrequenz genügend dämpfungsfreie
Spulen zu bauen. Andererseits aber wäre bei den in
der Praxis mit höheren Grundfrequenzen vor-
kommenden viel schwächeren Dämpfungen ein un-
mittelbarer Vergleich der Kurvenformen in der
Braunschen Röhre nicht mehr möglich gewesen.
Die Braunsche Röhre hat aber gerade den Vorzug
vor allen Wellenmeßmethoden, unmittelbar den
Stromverlauf zu zeigen. Die Kombination: kleine
Grundfrequenz, Braunsche Röhre war wie gesagt
das, was mir zur Verfügung stand, und es würde
gewiß interessieren, wie genau etwa bei höheren
Grundfrequenzen und Ueberlagerungsanalyse das
Experiment die Rechnung bestätigt.
(Eingegangen am 29. April 1929.)
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Störbefreiung bei Hochirequenzmaschinen.
D.R.P. 474 373, Klasse 21a’, Gruppe 1 (Lorenz), Pat.
vom 13. August 1926, ausgegeben am 5. April 1929.
Bei Hochfrequenzmaschinen treten infolge des ge-
ringen exzentrischen Laufes des Rotors störende
Ströme im Rhythmus der Umdrehungsfrequenz der
Maschine auf, die sich als Trillertöne oder dgl. be-
merkbar machen. Erfindungsgemäß soll diese uner-
wünschte Modulationsspannung durch eine Kompen-
sationsspannung mit Hilfe eines im Rhythmus der
RABI
IESE EREE Si
Bild 1.
< Störfrequenz beeinflußten Widerstandes, z. B. mit
- einer Eisendrossel, beseitigt werden, indem der Gleich-
stromsteuerwicklung ein Wechselstrom von der Stör-
irequenz überlagert wird. Eine solche Anordnung zeigt
z. B. das Bild 1, bei dem die Wickelung des Gleich-
strommotors M mit Fremderregung an zwei Diametral-
punkten angezapft und zu zwei Schleifringen a und b
geführt ist. Im Hochfrequenzkreis Z der Hochfrequenz-
maschine @ ist eine Steuerdrossel mit Vormagneti-
sierung 2 eingeschaltet, deren Sekundärwickelung
über einen Regulierwiderstand mit den Schleifringen
4 und B verbunden ist. Die Anzapfung des Gleich-
strommotors muß so gewählt sein, daß Spannung und
Phase so liegen, daß der gewünschte Effekt erreicht
wird. Es ist dazu nötig, unter Umständen den Rotor
des Gleichstrommotors gegenüber dem Rotor der
Hochfrequenzmaschine zu verdrehen.
Piezoelektrische Wellenkontrolle.
D.R.P. 472 549, Klasse 21a’, Gruppe 8 (Lorenz), Pat.
vom 25. Juni 1927, ausgegeben am 4. März 1929.
2
Bild 2.
Bild 3.
Bei der Verwendung von Piezokristallen zur
Steuerung von Röhrensendern tritt die Schwierigkeit
auf, daß die Kristalle hohen Spannungen ausgesetzt
sind, wodurch sie leicht zerstört werden können. Ge-
mäß der Erfindung soll dieser Nachteil dadurch be-
226
seitigt werden, daß die Kristalle nur mit einem Teil der
Selbstinduktion oder der Kapazität des Schwingungs-
kreises gekoppelt sind. In Bild 2 ist zu diesem Zweck
die Kapazität des Schwingungskreises in zwei Teil-
kapazitäten C, und C, unterteilt, und der Piezokristall
P mit einer dieser beiden Kapazitäten verbunden. In
Bild 3 ist der Piezokristall P mit einem Teil der Selbst-
induktion des Schwingungskreises verbunden.
Piezoelektrische Wellenkontrolle.
Franz. Pat. 651817 (Societé Mat. Tel, 27. März
1928), veröffentlicht am 28. Februar 1929.
Bei der Steuerung. von Röhrensendern mit Piezo-
kristallen sind diese häufig so hohen Belastungen aus-
gesetzt, daß eine Zerstörung des Kristalles eintritt.
Dieses soll dadurch vermieden werden, daß die Ka-
pazität im Innern der Röhre zwischen Anode und
Bild 4.
Gitter neutralisiert wird. Eine solche Anordnung zeigt
Bild 4 Der im Anodenkreis liegende Schwingungs-
kreis L/C besitzt eine Mittelanzapfung der Spule L,
mit der die Anodenbatterie verbunden ist, während
zwischen Gitter und Ende des Schwingungskreises ein
Neutrodyne-Kondensator Cm eingeschaltet ist.
Kurzwellen-Röhrensender.
D.R.P. 473 741, Klasse 21a*, Gruppe 9 (Telefunken),
Patent vom 6. Februar 1927, ausgegeben am 20. März
1929. |
Bei fremdgesteuerten Röhrensendern zur Er-
zeugung kurzer Wellen bietet die Übertragung der
Energie von einer Verstärkerstufe zur nächsten
Schwierigkeit, da eine gegenseitige Beeinflussung der
Verstärkerröhren sorgfältig vermieden und daher ein
genügender Abstand gewahrt werden muß. Mit Rück-
Bild 5.
sicht auf die gering zu haltende Selbstinduktion kann
andererseits der Schwingungskreis nicht so groß be-
messen werden, wie dieses notwendig wäre.
Erfindungsgemäß wird zur Energieübertragung von
der einen Verstärkerstufe zur anderen ein besonderer
Zwischenkreis verwendet, der so dimensioniert ist,
daß seine Länge mindestens von der Größenordnung
der Wellenlänge der Betriebsschwingung ist, so daß
Patentschau.
—
=
die Stromverteilung in diesem Übertragungskreis nicht | |
mehr quasistationär ist. Eine solche Anordnung zeigt [4
Bild 5. Zwischen Steuerröhre 1 und Kraftröhre 2 ist tyi
ein Zwischenkreis K eingeschaltet. der zweckmäßig {Ho
auf Erdpotential gehalten wird. Dieser Kopplungs- ijy
kreis kann eine elektrische länge von mmchreren fin
Wellenlängen besitzen. rich
eo sh
Kurzwellen-Röhrenseiider. iM
D.R.P. 472732, Klasse 2l1a*, Gruppe 9 (Lorentz) ji
Pat. vom 12. Januar 1926, ausgegeben am 4. Mārz li
1920. Ts
Bei Röhrensendern zur Erzeugung kurzer Wellen , &l
treten leicht wilde Schwingungen auf, deren Schwin-
gungskreiskapazität im wesentlichen durch die innere
Röhrenkapazität zwischen Gitter und Anode gebildet
wird, so daß durch die Gitter- bzw. Anodenleitungen
verhältnismäßig starke Ströme sehr hoher Frequenz (7.
fließen. Um diesen Nachteil zu beseitigen, wurde vor-
geschlagen, Ohmsche Widerstände in die Zuleitungen
einzuschalten, so daß die wilden Schwingungen sich
infolge zu starker Dämpfung nicht mehr selbst erregen
können. Erfindungsgemäß sollen als Dämpfungswider-
stände Glühlampenwiderstände ohne Sockel verwendet
werden, da diese die Eigenschaft haben, praktisch voll-
kommen kapazitätsfrei zu sein und nur eine sehr ge-
ringe Selbstinduktion aufweisen.
Fading-Beseitigung. |
D.R.P. 472 659, Klasse 21a*, Gruppe 9 (Esau), Pat.
vom 11. November 1925, ausgegeben am 4. März 1929.
Zur Beseitigung des Fadingeffektes verwendet man
zur Übermittlung eines Telegrammes häufig zwei ver-
schiedene Wellen. Erfindungsgemäß sollen die beiden
Bild -6.
Senderfrequenzen durch die in Bild 6 dargestellte An-
ordnung mit zwei Röhren erzeugt werden. Die Er- |
zeugung der beiden verschiedenen Frequenzen erfolgt !
dadurch, daß zwischen den Verbindungsleitungen der
Elektroden eine variable Kapazität C unsymmetrisch
eingeschaltet ist. 5
j
Last-Ausgleichsschaltung für Röhrensender.
Franz. Pat. 651720 (Telefunken) vom 24. März
1928, veröffentlicht am 27. Februar 1929.
a Patentschau.
“ Bei der in Bild 7 dargestellten Tastschaltung mit
Ausgleichsröhre soll eine Steuerung der Lastaus-
“rleichsröhre L durch die im Generator G erzeugten
“Tochfrequenzschwingungen erfolgen. Zu diesem
Zweck ist im Gitterkreis der Lastausgleichsröhre L
in Widerstand W, eine Kapazität C sowie eine Gleich-
-ichter-Röhre R eingeschaltet und dieser Kreis mit dem
Schwingungskreis der Generatorröhre G gekoppelt.
Durch diese Anordnung wird erreicht, daß je nach der
Stärke der auftretenden Hochfrequenzschwingungen
lie Vorspannung an der Lastausgleichsröhre derart
gesteuert wird, daß beim Tasten stets eine konstante
-Belastung der Generatorröhre G eintritt.
Richtantennen-System.
D.R.P. 474123, Klasse 21a%, Gruppe 46 (Hahne-
:mann), Pat. vom 5. August 1924, ausgegeben am
:27. März 1929.
' Die Erfindung bezweckt eine möglichst scharfe
-Richtwirkung durch eine Mehrzahl von Antennen zu
-erreichen, die in bestimmten Abständen von einander
‘angeordnet sind. Der Abstand d der Antennen A,, As,
Bild 8 Bild 9 Bild 10.
As, As (Bild 8) berechnet sich nach der Formel
J= n—1 l A = Wellenlänge
n n = Zahl der Antenne
Die Richtcharakteristik einer solchen Anordnung mit
drei Antennen zeigt Bild 9, während in Bild 10 die
- Richtcharakteristik für fünf Antennen dargestellt ist.
Bildübertragung.
D.R.P. 473331, Klasse 2la', Gruppe 32 (Lorenz),
Pat. vom 21. September 1927, ausgegeben am 14. März
1929,
Bild 11.
Bei der Bildübertragung ist man häufig gezwungen
Bildflächen abzutasten, die eine verschiedene Niveau-
höhe besitzen, wie z. B. bei Übertragung von Steck-
briefen mit aufgeklebter Photographie. Bei dem ver-
hältnismäßig geringen Abstand des Linsensystems
vom Bildoriginal üben schon die geringsten Abwei-
chungen in dem fest eingestellten Abstand eine sehr
227
schädliche Rolle aus. Erfindungsgemäß soll dieser
Mangel dadurch beseitigt werden, daß das Linsen-
system verschiebbar angeordnet wird und der Ab-
stand von der abzutastenden Bildfläche selbsttätig
konstant gehalten wird. Eine solche Anordnung ist
z. B. in Bild 11 dargestellt. Auf der Walze 1 sei die
Handschrift 2 aufgespannt, auf die eine Photographie
3 aufgeklebt ist. Mit Hilfe eines mechanischen Tast-
organs, das aus einem kleinen Rädchen 5 und dem
Doppelhebel 6 besteht, wird das Linsensystem 4 der-
art verschoben, daß der Abstand des Linsensystems
von der Bildfläche stets konstant bleibt.
Anordnung für Lichtsteuerung.
D.R.Z. 473 650, Klasse 21a!, Gruppe 32 (Telefunken),
Pat. vom 19. August 1925, ausgegeben am 21. März
1929,
Bei der Ausnutzung des elektrostatischen Kern
Effektes besteht die Schwierigkeit darin, daß die in
Betracht kommenden Flüssigkeiten hoher Dielektri-
zitätskonstante ein verhältnismäßig sehr großes und
sich veränderndes Leitvermögen besitzen. Erfindungs-
gemäß sollen diese Schwierigkeiten dadurch beseitigt
werden, daß die Beeinflussung der Kerrzelle durch
sehr hohe Frequenzen (10° Per/sec oder mehr) erfolgt.
Zweckmäßig werden zu diesem Zweck die empfan-
Bild 12.
genen Zeichen auf eine kleine Hochfrequenzgenerator-
röhre durch Modulation zur Einwirkung gebracht.
Fine solche Anordnung ist z. B. in Bild 12 dargestellt,
bei der die Kerrzelle K mit dem Schwingungskreis
eines Röhrensenders R verbunden ist. Der Röhren-
sender erzeugt eine Hochfrequenz von 10° Per/sec
oder mehr. Die empfangenen Zeichen beeinflussen
den Gitterkreis einer Modulationsröhre M, die im
Gitterkreis der Generatorröhre R eingeschaltet ist.
Anordnung zur Lichtsteuerung.
D.R.P. 473 772, Klasse 21a!, Gruppe 32 (Telefunken),
Pat. vom 7. August 1926, ausgegeben am 2. April 1929,
Die Erfindung betrifft eine Anordnung zur Licht-
steuerung, bei der der Effekt der diffusen Lichtzer-
streuung verwendet werden soll, der auftritt, wenn
Licht durch ein durchsichtiges Medium gelangt, in
welchem sich ein Körper von nahezu gleichem Bre-
chungsindex befindet (vgl. Ann. d. Phys. (4), 78, S.
157, 1925). Dieser Effekt soll erfindungsgemäß zur
Lichtsteuerung dadurch verwendet werden, daß der
Brechungsindex des durchsichtigen Mediums oder des
darin befindlichen durchsichtigen Körpers oder beider
gleichzeitig durch die Steuerströme beeinflußt wird,
und zwar in einem Gebiet, wo die Brechungsindices
einander fast gleich sind. In diesem Gebiet tritt
nämlich eine fast sprunghafte Änderung der Intensität
des durchgelassenen Lichtes auf. Bild 13 zeigt z. B.
_228
die Verteilung des Lichtes, wenn die Brechungsindices
gleich sind. In diesem Falle gehen die Lichtstrahlen
durch das Medium M und den eingeschlossenen Körper
K ohne jede Störung hindurch, da in diesem Falle der
Körper K optisch nicht vorhanden ist. Werden jedoch
die Brechungsindices geändert, so wird durch den
—
——am——
ee
Bild 13. Bild 14.
Körper K fast alles auffallende Licht durch diffuse
Reflektion und Brechung absorbiert. Der Körper bildet
in diesem Falle einen Schatten, wie dieses das Bild 14
zeigt.
Empfänger für Bildübertragung.
D.R.P. 474 371, Klasse 21a, Gruppe 32 (Iszerstedt),
Pat. vom 15. Mai 1927, ausgegeben am 2. April 1929.
Die Erfindung betrifft einen Empfänger für Bild-
übertragung mit Hilfe einer Zellenplatte und ver-
schiebbaren Stiften, deren Endflächen die Bildelemente
ee ——t u Eu
— — — WW 8 —
a = mn
Bild 15.
darstellen. Erfindungsgemäß sollen die verschiebbaren
Stifte a in einer Farbflüssigkeit b gelagert und mehr
oder weniger weit gegen die Oberfläche der Flüssig-
keit verschiebbar sein, um mit geringer Verschiebung
einen großen Unterschied in der Sichtbarkeit der
Stiftendflächen und damit eine große Deutlichkeit
des Bildes zu bewirken. Die Stifte a können an Mem-
branen c befestigt sein, die durch Elektromagnete d
bewegt werden. Bei der praktischen Ausbildung
können sich entweder schwarze Stifte in weißer
Flüssigkeit oder weiße Stifte in dunkler Flüssigkeit
befinden. Im ersten Falle tritt eine Aufhellung beim
Abziehen der Stifte, im zweiten Falle bei Annäherung
der Stifte an die Bildplatte ein.
Referate.
Die neuen deutschen Hochfrequenz-Patente
Klasse
Nr. und |Ausgabe- I n ha 1t
Gruppe tag
472 198| 21e/54 4.3.29 | Gleitwiderstand
472 513| 21a/54 4.3.29 | Hochohmwiderstand
+472 549| 2la4/8 4.3.29 | Piezoelektrische Wellenkontrolle
472 619| 21lc/22 4.3.29 | Steckeranschluß
472 623| 21g/31 4.3.29 | Verfahren zur Herstellung von Ma
gnetkernen
+472 659| 21a4/9 4.3.29 | Kurzwellen-Röhrensender
472687| 21a2/l 4.3.29 | Einstellbare Kopfhörer
+472 732| 21a%/9 4.3.29 | Kurzwellen-Röhrensender
472 876| 2122/36 | 6.3.29 | Verstärker
473 039| 21a2/41 | 9.3.29 | Verstärker
473041| 21c/22 8.3.29 | Steckerschutz
473 225| 21a4/16 | 14.3.29 | Tastvorrichtung
473 226| 21a?/70 | 20.3.29 | Einstell- und Ablesevorrichtung
473 227| 21a%/74 | 18.3.29 | Sperrkreis
473 318| 21c/40 | 14.3.29 | Kurvenscheibe
*473 331| 21al/32 | 14.3. 29 | Bildtelegraphie
473332) 21a2/25 | 14.3.29 | Lautsprechertrichter
473 333| 21e/22 | 14.3.29 | Steckerbuchse
473 334| 21c/22 | 14.3.29 | Steckkontakt
473 421| 21la1/72 | 16.3.29 | Verteiler
473 573| 21a?/36 | 18.3.29 | Verstärker
473 577| 21g/4 19. 3. 29 | Johnsen-Rahbeck-Relais
*473 650| 21al/32 | 21.3.29 | Lichtsteuerung
473 656| 21al/32 | 20.3.29 | Synchronisierungs-Einrichtung
473 658| 2le/2l | 20.3.29 | Anschlußklemme
473 660| 21c/22 | 19.3.29 | Steckerklemme
*473 741| 21a4/9 | 20.3.29 | Kurzwellen-Röhrensender
473 742| 21a1/38 | 25.3.29 | Detektor
*473 772| 21a/32 2, 4.29 | Bildtelegraphie
473 773| 21a4/77 | 22.3.29 | Röhrenfassung
473 839| 21a2/l | 25.3.29 | Lautsprecher
472 917| 21f/40 | 23.3.29 | Röhrenkitt
474 027| 21a?/41 | 27.3.29 | Gegentaktverstärker
474 086| 21a?/38 | 26.3.29 | Plastischer Empfang
*474 123| 21la4/46 | 27.3.29 | Richtantennensystem
474 124| 21E/27 | 27.3.29 | Kapazitätsmesser
474 194| 21a?/36 | 30.3.29 | Verstärker
474 293| 21a4/68 | 28.3.29 | Spulenschalter
474 341| 21a4/64 | 30.3.29 | Antenne
*474 371| 21a1/32 | 2.4.29 | Bildempfänger
474 372| 21a?/41 | 4.4.29 | Verstärkerschaltung mit Rück-
kopplung
*474 373| 21af/l 9.4.29 | Störbefreiung bei Hochfrequenz-
maschinen
474 379| 21g/7 8.4.29 | Vakuum-Selbstunterbrecher
474 417| 21a°/41 | 2,4.29 | Verstärkertransformator
474 438| 21la4/47 | 2.4.29 | Rahmenantenne
474 567| 21e/22 6. 4.29 | Federnder Steckerstift
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlich referiert.
Referate.
S. K. Waldorf. Ein Verstärker für Oszil-
lographen. (An amplifier to adapt the oszillo-
graph to low-current investigations.) Journ. Amer.
Inst. Electr. Eng. 47, S. 594—597, 1928, Nr. 8. |
Der Verstärker sollte für einen großen Frequenz-
bereich verzerrungsfrei arbeiten, mußte also auf
Transformatoren, auch beim Anschluß an die Oszillo-
graphenschleife verzichten. Der Verstärker war zwei-
stufig und widerstandsgekoppelt. Die zu messende
Spannung wurde dem Gitter einer Western EI. Röhre
102-D mit hoher Verstärkerzahl zugeführt; vom Wi-
derstand im Anodenkreis ging man direkt auf die
Gitter von 6 parallel geschalteten Röhren 104-D mit
hohem Anodenstrom bei 160 Volt Anodenspannung.
Zwischen dem negativen Pol der Anodenbatterie und
der Zuleitung zur Kathode lag die Oszillograplıen-
schleife, in Serie mit einem Widerstand von
ai
i
Na
163°
Ohm. Zur gleichmäßigen Belastung der Heizfäden
der Endröhren waren zwei 200-Watt-Glühlampe
(120 Volt) zu den beiden Zuleitungen der Kathode
parallel gelegt; die Zuführung der Anodenspannunt
r
®
`
Pa
r
von der Oszillographenschleife her lag zwischen die ; ;
p
=
“sen beiden Glühlampen. Bei Aenderung der Gitter-
Fe
un
` Hochspannungs-
„eignet.
sind wiedergegeben.
-auf einer Sendeantenne.,
- of current in a transmitting antenna.)
spannung am ersten Rohr zwischen 0 und 3,2 Volt
. verschob sich der Lichtfleck des Oszillographen linear
“mit der Spannung um 50 mm, ebenso groß war etwa
die Restablenkung bei — 3,2 Volt aus der Nullage.
Durch dieses Zusatzgerät ist der Oszillograph für
und Schwachstrommessungen ge-
Prüfkurven bis zu Frequenzen von 4500 Hz
E. Lübcke.
R. M. Wilmotte.e Die Stromverteilung
(The distribution
Journ. Inst.
Electr. Eng. London 66, S. 617—627, 1928.
Die Untersuchung wurde zur Prüfung der Frage
vorgenommen, ob die gewöhnliche Annahme über
: die Stromverteilung auf einer Antenne mit den in
Die
welche
der Praxis gemessenen Werten übereinstimmt.
Messungen wurden an Antennen gemacht,
- zwischen zwei 30 m hohen und 90 m voneinander
entfernten Masten aufgehängt waren. Am Fuß der
Antenne war ein Gegengewicht ausgespannt, unter
dem der Röhrensender aufgestellt war. Eine 11 m
‚lange vertikale Antenne bestand aus 16 parallelen
: Holzring befestigt waren.
Drähten, die in Abständen von 1—2 m auf einem
Hier konnte man Am-
peremeter einschalten und mit dem Fernrohr ab-
lesen. Auf diese Weise ließ sich der kapazitive Ein-
_fluß der Amperemeter vermeiden.
Die Induktivität
der Instrumente lag zwischen 0,1 und 0,15 «H und
wurde berücksichtigt. Die Amperemeter waren Kon-
takt-Thermo-Amperemeter mit den Meßbereichen von
‚ 0,125 bis 1,5 Amp. Für den untersuchten Frequenz-
; bereich von A = 15 m bis A = 800 m waren die In-
* strumentenfehler kleiner als 2%.
‚teilung sinusförmig ist.
Innerhalb dieses
Frequenzgebietes stimmten die gemessenen Strom-
verteilungskurven sehr gut überein mit den unter der
einfachen Annahme berechneten, daß die Stromver-
Die Grundwelle A der An-
' tenne von der Länge l ist nicht A=4[1, wie die
- einfache Theorie besagt, sondern in Uebereinstim-
mung mit Abraham-FöpplA=421. Der Ein-
- fluß der Drahtstärke auf die Stromverteilung wird
“theoretisch berechnet und experimentell
bestätigt.
- Ferner wird die Stromverteilung bei L- und T-An-
tennen in Uebereinstimmung mit der Theorie be-
; obachtet.
Der EinfluB eines Leiters, der in unmittelbarer
Nähe der Antenne (1—6 m Abstand) aufgehängt war,
wurde für die Stromverteilung studiert, wenn der
Leiter isoliert, geerdet oder abgestimmt war. Die
Wirkung auf die Stromverteilung ist vernachlässigbar
klein. E. Lübcke.
D. W. Dye. Messungen des effektiven
: Widerstandes von Kondensatoren bei
:Hochfrequenz.
(Basic measurements of the
. effective resistance of condensers at radio frequen-
= cies.) Proc. Phys. Soc. London 40, S. 285—295, 1928.
Der benutzte Kondensator ist so konstruiert, daß
; eine Aenderung seiner Kapazität keine Aenderung
; der Verluste zur Folge hat.
Eine starke Messing-
; platte P ist mit einem Kupferblock B nebst Platte M
u o
. verschraubt.
Die Platte M ruht auf drei Quarzzylin-
dern Q und hält P in der Mitte zwischen den Außen-
Referate.
229
belegungen. Ohne die Platte P hat die Anordnung
eine Kapazität von 18 uuF. Mit drei Platten ver-
schiedenen Durchmessers wurden die Kapazitäten
184, 314 und 494 uuF gemessen. Die Messungen
sind im Frequenzbereich von 10 bis 2000 kHz durch-
geführt. Sie ergeben, daß sich die Verluste in guter
Annäherung darstellen lassen durch einen konstan-
ten Widerstand Ka, einen effektiven Widerstand ge-
bildet aus einem konstanten Verlustwinkel » des Iso-
liermaterials und seinem Kapazitätsbetrage Cı, um-
gekehrt proportional der Frequenz » und dem Qua-
drat der Kapazität C. Der dritte Faktor des Wider-
standes ist umgekehrt proportional dem Quadrat der
Frequenz œ und der Kapazität C und einem konstan-
ten Parallelwiderstand S. Der Ausdruck für den
effektiven Widerstand R lautet also:
R= Ra + p C/C? w + 1/80? 02.
Für den angegebenen Kondensator ergeben sich die
Zahlenwerte:
R = 0,007 +7,5. 10—!5/C2w + 4. 10—!0/C? w? Ohm.
E. Lübcke.
Satyendranath Ray. Ein einfaches Gold-
blatt-Elektrometer für Hochfrequenz-
messungen. (A simple gold-leaf-electrometer for
high-frequency measurements.) Proc. Phys. Soc.
London 40, S. 307—311, 1928. |
Das Instrument soll folgenden Bedingungen genügen,
um bei Hochfrequenzversuchen Strom oder Span-
nung in einzelnen Geräteteilen schnell und leicht
Elehtro meler
Bild 1.
messen zu können: 1. genügende Empfindlichkeit,
2. schnelle Einstellung, 3. geringer Energieverbrauch,
4. Ablesung unabhängig von der Frequenz und 5. mög-
lichst geringe Störung in der übrigen Apparatur,
außerdem so einfach wie möglich, billig und tragbar.
Nach verschiedenen Versuchen ergab es sich, daß
230
ein Goldblatt-Elektrometer diese Anforderungen am
besten erfüllte. Bild 1 zeigt die Aufsicht auf das In-
strument. Dies besteht aus einer drehbaren, kreis-
zylindrischen Metalldose A, die vorn und hinten mit
Glas abgedeckt ist. Mit dem Gehäuse durch D fest
verbunden ist eine Messingplatte P, 20 mm lang und
5 mm breit; auf sie ist mit Schellack ein Glimmer-
streifen von 0,01 mm Dicke aufgeklebt. Das Gold-
blatt G von etwa 1 mm Breite und 15 mm Länge ist
an dem starken Messingdraht L befestigt, der seiner-
seits durch den Hartgummiklotz gegen das Gehäuse
Elektrometer Ables ung
AO Volt
Bild 2.
20
isoliert ist. Das Goldblatt ist durch einen feinen
Glasfaden F von 0,08 mg Gewicht bei 0,05 mm Durclı-
messer und 25 mm Länge versteift. Der bewegliche
Teil wiegt 0,12 mg. Zur Einstellung des Empfindlich- |
keitsbereiches kann das ganze Gehäuse A durch die
Schraube W in den Lagern R um einen Winkel ge-
dreht werden, der mit dem Zeiger N an der Skala S
6 «40-1 “Xn Ablenkun
420 Wort)? I
4
80
e Elektrometer R6.
x Á Volt) £
2
40
100 440
2 diks lar Ablesung
Bild 3.
abgelesen werden kann. Die Zuleitung zum Gehäuse
T ist in C verschiebbar und dient zum Festhalten des
Goldblatts beim Transport. Das Gehäuse A kann
auch aus Isoliermaterial hergestellt werden.
Kleine Spannungen kann man bei kleinem Winkel
zwischen der Platte P und dem Goldblatt G messen.
Für genaue Messungen ist ein Mikroskop mit 10-
facher Vergrößerung und einer in Zehntel Millimeter
geteilten Strichplatte erwünscht. Eichkurven zeigt
Bild 2. Bei 6° Neigung kann man z, B. 15 Volt mit
Referate.
einer Genauigkeit von 15 % messen. Im untere
Teil der Eichkurven erhält man rein quadratischen
Verlauf, im oberen ist die Steigung größer. Ankle-
ben des Goldblattes an dem Glimmerbelag der
Platte P ließ sich durch Bestäuben mit feinsten
Talkpuder vermeiden. Die Eichung ist sehr kon
stant, Nullpunktsfehler traten bei monatelangem Ge-
brauch nicht auf. Zur Vermeidung von Felhlen
durch Kontaktpotential wird das Instrument wie alk
Flektrometer in idiostatischer Schaltung mit Wech-
selspannung geeicht. Die Dämpfung ist nahezu
aperiodisch bei einer Schwingungsdauer von weniger
als 0,5 sec.
Die Kapazität im Messinggehäuse schwankt von
4,5 uuF bei 3° Neigung bis 4,0 wu F bei 20° Nei-
gung. Im Isoliergehäuse sind die entsprechenden
Werte 2,0 und 1,5 auf. Eine mit dem Instrument
aufgenommene Resonanzkurve zeigt das Bild 3. Die
Elektrometerablesung (untere Kurve dargestellt
durch o) ergibt einen wesentlich schärferen Resonanz-
punkt als ein rein quadratisches Gerät (obere Kurve 1
Die Leistungsfähigkeit des Instrumentes |-
mit x).
zeigen auch folgende Zahlenwerte: Bei 10° Hz mit
200 uuF im Kreise erhielt man ganz scharfe Resonanz
da COS: ae O 1
EFT ©
bei 6 Volt Spannung. Dies entspricht einem Strom von -
nur 7,5 mA. Nimmt man den Hochfrequenzwiderstand '
des Kreises zu 8 Ohm an, dann verflacht das Ein-
schalten eines Hitzdrahtes die Resonanzkurve und .?
läßt bei 4 Ohm Widerstand das Strommaximum au
5 mA sinken. Um denselben Strom zu erhalten,
müßte man dann die Kopplung etwa 50 %. enger
machen. E. Lübcke.
Der Kerr - Effekt in
(Kerr-effect in
Arthur Bramley.
Wasser bei MNochfrequenz.
water due to high frequency radio waves.) Journ.
Franclin Inst. 206, S. 151—157, 1928, Nr. 2.
\
o LN
Ha
reu T A
SE RE BEE
100
Bei Wellenlängen zwischen 300 und 3 cm sind in
Wasser eine Reihe von Absorptionslinien gefunden.
Ihr Vorhandensein macht die Bestimmung der
Dielektrizitätskonstante wässeriger Lösungen in einer
Hochfrequenzbrückenanordnung recht unsicher. Das
Referate.
‚lektrische Spektrum des Wassers wurde durch
Aessung des Kerr-Effekts in Wasser bestimmt. Die
Schaltung zeigt Bild 1. C ist zwischen 60 und
00 cm veränderlich. H, und H., sind Hochfrequenz-
-pulen, T ein Transformator, mit dem man an die
latten P der Kerr-Zelle Spannungen von 1500 Volt
-gen konnte. P waren Nickelelektroden in 1,6 cm
\bstand an eingesiegelten Wolframdrähten. Der
iffekt wird mittels Nikols, Viertelwellenplatte im
Ja-Licht usw. beobachtet. Die beobachtete Drehung
)istö = kD’, wo k die Kerr-Konstante und D
lie elektr. Induktion ist. Das elektr. Feld zwi-
schen den Platten P war niedriger als 5 elst. E.
Wenn das Wasser keine Dispersion zeigte, wäre
teine Drehung zu beobachten. Beobachtet wurden
.edoch die in Bild 2 wiedergegebenen Kurven bei
‚zleich großen Platten P, aber im Verhältnis 3:2 ge-
indertem Abstand. Die Abzisse des Bildes 2 ist nach
"allenden Frequenzen in 10° Hz eingeteilt. Aus den
‚Messungen ergibt sich, daß bei Wasser in dem unter-
suchten Frequenzbereich Absorptionslinien auftreten,
lie einen konstanten Abstand von A n= 4.10° Hz
aaben. E. Lübcke.
= T. A. E. Belt u. N. Hoard. Synchronisieren
von Hochspannungsnetzen mit Vakuum-
röhren. (Abridgement of vacuum tube synchroni-
zing equipment.) Journ. Amer. Inst. Electr. Eng. 47,
S. 113—117, 1928, Nr. 2.
Die zunehmende Zahl der Zwischenverbindungen
von Hochspannungsnetzen erfordert eine Synchroni-
sierung der Kraftwerke. Die benutzte Methode (Bild 1)
umfaßt zunächst eine Herabsetzung der Hochspan-
nung E auf niedere Spannung durch kapazitive
MOChSpannUNngSIeıtung
2 Außenrohr Innenversfarker
S |
Synchronoskop
Bild 1.
Spannungsteilung (C, + C.) in einem Durchführungs-
isolator, z. B. bei Oelschaltern, auf etwa 35,5 Volt
)Er). Diese Spannung arbeitet auf das Gitter einer
Verstärkerröhre. welche in einem wasserdiclıten
Q
.S
Š
y
Ss
Q
S o 70
R 55 60
95 > freqenz
N
Bild 2.
Stahlgehäuse auch im Freien angebracht sein kann.
Dieser Außenverstärker arbeitet seinerseits auf einen
Innenverstärker (vgl. Bild 1), der etwa 10 Watt End-
‚leistung hat und das Synchronoskop betätigt. Bild 2
zeigt die Fehler bei den verschiedenen Frequenzen.
In dem in Frage kommenden Frequenzbereich ist die
tn nenn nen ee ne
größte Abweichung nur 3,3°. Das Gerät erfüllt also
seinen Zweck. Gegenüber anderen Schaltanordnungen
hat es den Vorzug der Billigkeit und der Vermeidung
der Einführung von Hochspannung aus anderen
Netzen in das Kraftwerk selbst. E. Lübcke.
W. H. Eccles und W. A. Leyshon. Einige
neue Methoden der Verbindung mecha-
nischer und elektrischer Schwingun-
gen. (Some new methods of linking mechanical and
electricat vibrations.) Proc. Phys. Soc. London, 40,
S. 229—233, 1928, Teil 5.
Es werden einige Schaltungen zur Aufrechterhal-
tung von Stimmgabel- oder Quarzkristallschwingun-
gen durch elektrische Kreise besprochen. Die elek-
trischen Schwingungen wurden in allen möglichen
Frequenzen durch einen schwingenden Kristall er-
zeugt. (Den schwingenden Kristall hat Eccles zu-
Bild 1.
erst in The Electrician vom 16. 12. 1910, S. 384, er-
wähnt.) Die Werte von C und L oder S bzw. L, und L;
in Bild 1 und 2 wurden so gewählt, daß die Frequenz
mit der Stimmgabelschwingung übereinstimmte. Der
Schwingkristall C, war ein Zinkblendekristall mit
einer Stahlnadel. In Bild 2 ist die Drossel D durch
6
das Telephon T und die Stimmgabel G ersetzt. Die
Schwingungen ließen sich stundenlang aufrecht er-
halten, auch beim Tragen der ganzen Versuchs-
Bild 3,
anordnung. In der Schaltung Bild 3 war C, so groß,
dal man bei Schwingungen des Schwingkristalls
C, im Telephon T einen Ton hörte, C, diente zur
Abstimmung auf die Eigenfrequenz der Quarzplatte
Q, entsprechend einer Wellenlänge von 2 = 2320 m.
232 Referate.
Die Spule K führte zu einem Ueberlagerungsempfän-
ger. Es war günstig mit der Batterie B z. B. 66 Volt
einen hohen Widerstand (bis 100000 Ohm) in Serie
zu schalten. In der Schaltung Bild 4 soll mit einer
Neonlampe N eine Quarzplatte Q zu Schwingungen
Bild 4.
erregt werden. Da man die Neonlampe schwierig
öfter als 30000 mal in den Sekunden aufleuchten
lassen kann, wurden die elektr. Größen so bemessen,
daß die Lampe nur in "/, der Quarzfrequenz aufleuch-
tete. Hier war niedrige Batteriespannung und nied-
riger Vorschaltwiderstand R günstig.
E. Lübcke.
Albert W. Hull. Gasgefüllte Glühkatho-
denröhren. (Gas-filled thermionic tubes.) Journ.
Amer. Institute Electr. Eng. 47, S. 798—803, 1928.
Bei Gasladungen in Licht- oder Glimmbogenform
zwischen einer kalten Anode und einer Glühkatlıode
wird normal die Kathode durch die aufprallenden
positiven Ionen schnell zerstört. Mull entdeckte die
Tatsache, daß die Ionen keine Zerstörung hervor-
rufen, solange ihre kinetische Energie unterhalb eines
kritischen Wertes bleibt. Man muß also verhindern,
daß der Kathodenfall diesen Wert, die sog. Zerstö-
rungsspannung, überschreitet,
Die Zerstörungsspannung kann man
leicht in folgender Weise feststellen: Hat man eine
+ © >]
ANODENSTROM (AMPERE )
0 20 40 60 80 400 120
ANODENSPANNUNG (VOLT)
Bild 1.
Glühkathode aus reinem Wolfram in Argon von
0,04 mm Hg, dann erhält man die bekannte Strom-
Spannungs-Charakteristik (Kurve W in Bild 1) bei
2450°K Glühtemperatur. Benutzt man theorierten
Wolframdraht bei 1900°K als Kathode, zeigt die
Kurve TH. W. den Stromverlauf. Auffällig ist, daß
bis 25 Volt der Strom stark ansteigt, um dann plötz-
lich abzufallen und bald zu verschwinden. Dieses
rührt von der Zerstörung der atomaren Thorium-
schicht auf dem Wolframdraht durch Argon-lonen
her, welche eine größere Geschwindigkeit als 25 Volt
besitzen. Die Werte dieser Zerstörungsspannung
besteht, daß man die Elektronenemission der Kathode $y
gleich dem verlangten Maximalstrom einstellt.
Wärmeisolierte Kathoden. Bei Hoch-
vakuumröhren kann man die Emission der Glūh f
kathode für ein bestimmtes Material nur durch Stei- [“
gerung der Temperatur erhöhen. Bei Röhren mit"
Gasfüllung kann man durch Aenderung der geome-
trischen Formen der Kathode die Emission erhöhen,
da hier die Raumladungsschicht durch positive Iouen |ç
neutralisiert ist und so Elektronen noch aus Holl- |?
räumen von 3—6 mm Weite und 100 mm Tiefe aus- !,
treten können. Man kann deshalb die Kathode an 1?
der Außenseite gegen Wärmeabgabe isolieren und
4
2
d
d
9
14
r
1
|
|
|
|
doch noch Elektronen aus ihr herausholen. Die Ka- ’
thode (Bild 2) ist indirekt geheizt durch eine glühende
Wolframspirale W innerhalb eines mit Bariumoxyd
überzogenen Nickelzylinderss N. Um diesen sitzen
noch zwei weitere Wärmeschutzzylinder Z aus Nickel.
Außerdem sind noch 16 Rippen R am inneren Zyliv-
der befestigt, die ebenfalls mit leicht Elektronen
emittierendem Material überzogen sind. Eine der-
artige Kathode emittiert bei gleicher Heizung etwa
24 mal soviel wie der einfache Nickelzylinder X.
Bei 1000°K erhält man 600 mA pro W Heizung aus
einer derartigen Kathode. Die Lebensdauer ist jetzt
sehr groß. Innerhalb eines halben Jahres war keine
Aenderung der Emission festzustellen. Die gleiche
Konstruktion ist auch für anderes Material, wie tho-
riertes Wolfram oder Molybdän, anwendbar.
Diese Kathoden sind in Leuchtröhren nach Art
des Moore-Lichts brauchbar. In Quecksilberdampi
von 0,015 mm Druck waren nach 4000 Brennstui-
den keine Niederschläge auf der Glaswand festzu-
stellen. Auch in Neonlampen hatte sich nach 3000 Std.
der Druck nicht geändert. P
Niederspannungs-Gleichrichter. Bä |”
Quecksilberdampf von 1—3 mm Druck und einer mi 2
Barium bedeckten Kathode (Zylinder von 6 mm 9 `
und 15 mm Länge) sind nur 25 W zur Heizung nötig. |
Aber man kann 5 Amp. einseitig gleichrichten für |.,
4000 Std. Bei 0,01 mm Quecksilberdruck sinkt die |,
Lebensdauer auf 20 Std. Der Quecksilberdampf ver k;
hindert wie in gasgefüllten Lampen die Verdampfuns ‘.
des Bariums und des Nickels und nahezu alle vet |.,
©. Mei er
oO ————— E EEE —— (szene Tegel a Fe En 2
$. s> i . H
2% « Re
In
“mpften Bariumatome werden zur Kathode zurück-
"führt, wahrscheinlich durch lonisation in Form von
"ößen zweiter Art mit angeregten Quecksilber-
‘men. Im Vakuum oder bei niedrigem Gasdruck
~rdampft das Barium schnell und setzt die Lebens-
~uer erheblich herab. Bei dem hohen Quecksilber-
‘uck von 1—3 mm kann man kaum höhere Span-
-ngen gleichrichten als mit den bekannten Argon-
-eichrichtern und kommt über 500 Volt nicht hinaus.
. Hochspannungsgleichrichter. Bild 3
igt die Werte der Rückzündungsspannungen in
‚Jhängigkeit vom Quecksilberdampfdruck bei einer
a vog)
$
ANODEN pannun
$
Q055 02 OL? 25 7 17 38 75 "Ym Hy
$ % % [1 t % b t
25 50 75 100 125 150 175 200 236250 °8 d.Hg
Bild 3.
lühkathode und einer Kohleanode in 25 mm Ab-
and in einem Glaskolben von 12,5 cm Q). Man
uB also jetzt unbedingt zu niedrigen Gasdrucken
‚bergehen. Aber man muß dafür sorgen, daß in
romdurchlassender Phase die maximale Momentan-
pannung zwischen Kathode und Anode den Wert
.er Zerstörungsspannung nicht überschreitet. Bei
enauen Schalter. Zum Einschalten einer Energie
on 1 kW sind am Gitter nur 10"? Wattsekunden,
h 01 uW für 10° sec. nötig. Benutzt man
Juecksilberfüllung liegt in der Praxis diese Span-
‚ung zwischen 6 und 12 Volt. Ausgeführte kleine
‘olben haben 2000 Std. bei 10000 Volt Gleichspan-
uung gearbeitet, größere sind 100 Std. gelaufen bei
"500 bis 3000 Volt und 75 bis 150 Amp. Wahrschein-
ich kann man bei diesen die Spannung auf 10 000 Volt
ind die Lebensdauer auf einige Jahre erhöhen.
= Referate.
233
Thyratron. Der Name ist vom Griechischen
dvoa = Tür abgeleitet und besagt, daß man in der
Röhre durch Aenderung der Gitterspannung einen
Lichtbogen zünden, ihm sozusagen die Tür öffnen
kann. Sie schließen, d. h. den Bogen löschen, kann
man nicht mit dem Gitter. Ebenso ist es aus-
geschlossen, den Bogenstrom selbst zu beeinflussen.
Einen Schnitt durch ein derartiges Steuerrohr zeigt
Bild 4. Man hat in ihm einen sehr bequemen und
genauen Schalter. Zum Einschalten einer Energie
von 1 kW sind am Gitter nur 10-"? Wattsekunden,
d. h. 0,1 uW für 10°” sec nötig. Benutzt man
Wechselstrom, so geht der Bogen bei jedem Durch-
gang durch Null aus, aber bei Beginn der nächsten
Periode muß man wieder zünden. Die Größe des
Anodenstromes ist allein von der Anodenspannung
und den Belastungswiderständen abhängig, nicht von
der Gitterspannung. Dagegen kann der zeitliche
Mittelwert des Anodenstromes durch die Gitter-
spannung beeinflußt werden, da man so den Strom
nur für eine bestimmte Zahl von Perioden in jeder
Sekunde und auch für einen bestimmten Bruchteil
einer Halbwelle durchlassen kann. Bei hochfrequen-
ter Anodenspannung kann man schon über sehr kleine
Zeiten mitteln. So hat man Tonfrequenzströme bis
5000 Hertz durch ein Thyratron mit 50000 Hertz-
Anodenspannung mit großer Genauigkeit erzeugt.
Das Thyratron muß, während es Strom führt, die-
selben Eigenschaften besitzen wie die genannten
Gleichrichter mit Glühkathode. Es ergeben sich so
für das Thyratron folgende Bedingungen:
1. Die maximale Heizspannung darf die lonisie-
rungsspannung nicht überschreiten, außer bei
indirekter Beheizung. |
2. Das Gitter darf keine Elektronen emittieren.
3. Das Gitter muß die ganze Kathode von der
Anode abschirmen.
4. Der Gasdruck darf nicht so hoch sein, daß
die positiven [onen länger als eine Halbperiode
leben können.
5. Gase, welche durch Kontakt mit dem heißen
Draht ionisiert werden, wie Cs, Rb und K, dür-
fen höchstens in Spuren vorhanden sein.
Thyratrons nach Bild 4 geben 5 Amp. Wechsel-
strom bei Spannungen bis 10000 Volt und haben
ohne Aenderung sechs Monate gearbeitet. Es wird
eine Lebensdauer von mehreren Jahren erwartet.
E. Lübcke.
E. Klotz. Ueber die Messung der Git-
ter-Anoden-Kapazität von Schirm-
gitterröhren. Telefunken-Ztschr. 9, S. 34—38,
1928, Nr. 50.
Es wird besprochen, daß es schwierig ist, aus der
direkten Messung der Betriebskapazität zwischen
Gitter und Anode einer Schirmgitterröhre einen ge-
nauen Wert der gesuchten Gitter-Anoden-Kapazität
zu bekommen, da der Unterschied der gemessenen
Kapazität und der zu errechnenden ungefähr 1:100 ist
und ein Meßfehler in absoluter Größe eingeht.
Darauf wird ein Gerät beschrieben, mit dem kleine
Teilkapazitäten direkt und genau zu messen sind.
Die Meßmethode ist aus Bild 1 ersichtlich.
Sie ist im Prinzip von Hull im Jahre 1926 ange-
geben. Der Sender M erzeugt die Spannung E..
g a f stellen die Teilkapazitäten der zu untersuchen-
234
den Röhre dar. E, wird mit Röhrenvoltmeter V
gemessen. Der Schalter S wird geöffnet und ge-
schlossen. Die Differenz der Einstellungen des Ver-
gleichskondensators ce gibt direkt die Größe der Teil-
kapazität g, wenn gÁ a+c ist.
Das genaue Schaltbild des auf diesem Prinzip
entworfenen Meßgerätes wird gegeben. Wichtige
Einzelteile werden näher beschrieben, z. B. der Schal-
ter, dessen Kapazität in geöffnetem Zustand klein
gegen die zu messende sein muß, und der variable
Drehkondensator, der bei sehr einfachem Aufbau mit
0,0025 cm Kapazitätsänderung pro Grad Zeigerstel-
lung arbeitet.
Der Aufsatz behandelt zuletzt die Eichung der
Apparatur und ihre Meßgenauigkeit. Ungenauigkeit
der Sendernachstellung und Ungenauigkeit des In-
dikators geben bei Verwendung normaler technischer
Meßmittel für Messung einer Kapazität von 0,01 cm
maximalen Gesamtfehler bis 4%. Dagegen bleibt
die Einstellgenauigkeit des beschriebenen Vergleichs-
kondensators noch zurück. Man kann aber ohne
weiteres den Vergleichskondensator durch Mikro-
meterschrauben-Einstellung soweit verbessern, daß
sein Finstellfehler klein gegen die übrigen Fehler
wird. E. Klotz.
D. R. Hartree. Die Ausbreitung von
elektromagnetischen Wellen in einem
inhomogenen Medium vom Charakter
der Heavisideschicht. (The propagation of
electromagnetic waves in a stratified medium.) Proc.
Cambridge Phil. Soc. 25, 97—120, 1929, Nr. 1.
Der Verfasser behandelt theoretisch in allgemeiner
Weise die Ausbreitung elektromagnetischer Wellen in
einem Medium, in welchem der Brechungsindex eine
Funktion der Schichtdecke ist. Für die Fortpflanzung
einfachharmonischer, ebener Wellen in einem inhomo-
genen Medium werden die Feldgleichungen abgeleitet.
AT Ma A
Bild 1.
Aenderung des Brechungsindex mit der Höhe Z für den Fall 3
Dabei werden zwei verschiedene Wege verfolgt. Im
ersten Fall werden in üblicher Weise die Max-
wellschen Gleichungen für ein materielles Medium
zugrunde gelegt. Im zweiten Fall wird die gebrochene
Welle nach C. G. Darwin (Trans. Camb. Phil. Soc.
23, 137, 1924) aufgefaßt als Summe aus einfallender
Welle und den kleinen Wellen, welche von den Par-
tikeln der Schicht zerstreut werden. Hierbei ist der
Grundgedanke, daß von den Partikeln der Schicht,
welche einer einfach periodischen, elektromagne-
Referate,
tischen Strahlung unterworfen werden, eine z%
sammenhängende Strahlung derselben Frequenz aus |
geht. Die Interferenz dieser Strahlung mit der eim Wei
fallenden Strahlung gibt die Entstehungsursache der
mannigfaltigen optischen Eigenschaften der Schict,
Die Gleichungen, welche in beiden Fällen erhalte
werden, stimmen im Prinzip überein. Die zweitf
Methode hat, obgleich sie länger ist, verschieden: f
Vorteile. Sie enthält keinerlei Annahmen über da]:
Vorgang des Zerstreuungsprozesses, sie benutzt di į"!
Maxwellschen Gleichungen nur für freien Raun
und sie ist direkt anwendbar für absorbierend:
Medien und für Medien mit komplexen Brechungs-
exponenten. Ferner läßt sich mit dieser Method
durch einfache Erweiterung, wie gezeigt wird, der
sonst schwer erfaßbare Einfluß eines äußeren, kor-
stanten Magnetfeldes bei der Ableitung der Feld-
gleichungen berücksichtigen. Dieser Fall ist von.“
praktischer Bedeutung für die Anwendung auf die
Heavisideschicht.
Die Bedeutung eines Reflexionskoeffizienten für |
ein innomogenes Medium wird diskutiert. Für diesen F
wird eine allgemeine Formel angegeben. hinsichtlich
irgend zwei unabhängiger Lösungen der Ausbreitungs- |;
gleichungen in einem gegebenen innomogenen Medium. '
1.0 E
a
0.8 Mmin)?=-02 =
E
06 í >
j fnmln,) = -0,7 “
04 | E
# (Al. n,) Eu 0 m
02-i h
£ (Amin) £o, 7 N
0 7 2
Er n,E DZ | i
Bild 2.
Darstellung des Reflexionskoeffizienten o in Abhängigkeit von der S
projizierten Dicke n,t des inhomogenen Mediums für den Fall 3. |"
t = Dicke der Schicht in Wellenlängen
nè = u? — sin? © :
© = Einfallswinkel im Medium x = 1 >
n = cos © : |"
Nm? = um? — sin? O
im? = Minimalwert von u2
Für Wellen, deren elektrisches Feld in der Ein-
fallsebene liegt, werden drei Sonderfälle behandelt: |.
1. Ein endliches,
welches bei dem gegebenen Finfallswinke |‘
total reflektiert. E
2. Zwei Medien von verschiedenem Brechungs- :
index mit einer Uebergangsschicht, innerhalb
welcher sich dieser von seinem Werte in dem
einen Medium bis zu dem im anderen Medium
linear ändert.
3. Eine Schicht, innerhalb welcher der Brechungs-
index bei einer gewissen Höhe ein Minimum |
zeigt, während er, nach oben und unten sich
in gleichem, linearem Verhältnis ändernd, den
Wert 1 erreicht (Bild 1). x
Für die Fälle 2 und 3 wird in Kurvenform der |-
Reflexionskoeffizient in Abhängigkeit von der Schicht `"
dicke des inhomogenen Mediums dargestellt. Vor I"
|
scharf begrenztes Medium. |:
Referate.
u
“raktischer Bedeutung ist hierbei der Fall 3 (Bild 2),
"a dieser eine erste Annäherung an die tatsächlichen
»-erhältnisse in der Heavisideschicht gibt.
c H. PlenJl.
= St. Ballantine. Detektorwirkung durch
‚iitter-Gleichrichtung in einer Hoch-
..acuum-Röhre. (Detection by grid-rectifica-
~on with the high-vacuum-triode.) Proc. Inst. Radio
‚ng. 16, S. 593, 1928.
~- Bei der Gittergleichrichtung entsteht die NF-
spannung, die der ursprünglichen Modulation ent-
.pricht, zwischen Gitter und Faden. Die Gleich-
‚ichtung findet also vor der Röhre statt, und dann
.erstärkt die Röhre die entstandene NF-Spannung.
-3ei der Anodengleichrichtung dagegen findet die
.aleichrichtung erst im Anodenkreise, also hinter der
Röhre statt.
. Die betrachtete Anordnung der Gittergleichrich-
"ung zeigt Bild 1. Es werden folgende Bezeichnun-
‚en eingeführt:
“Z; = Impedanz aus Gitter-Faden-Kapazität und
u Anodenrückwirkung.
“Zg = Impedanz der R,C, Anordnung.
'? = Gitterwiderstand, dei aus der Charakteristik
i ig = fie) zu entnehmen ist.
_ Es wird die zwischen Gitter und Faden entste-
Aende Spannung unter folgenden Annahmen er-
'echnet:
j 1. Der Gitterstrom ist nur von der Gitterspan-
wung und nicht auch von der Anodenspannung ab-
yängig.
' 2. Es sollen so geringe Spannungsamplituden be-
rachtet werden, daß bei der Reihenentwicklung der
‚Iitterstromkennlinie (ig = f [eg]) höhere Glieder als
Nom zweiten Grade nicht berücksichtigt zu werden
„rauchen.
3. Es soll auf die Anordnung eine modulierte EMK
von der Form eo = Eo (1 — m sin at) sin wt wirken.
Die NF-Komponente der zwischen Gitter und Fa-
den entstehenden Spannung kann dann in folgender
‚Weise geschrieben werden:
E= Dym- E ,
‘wobei m der Modulationsgrad und Dg durch folgen-
‚den Ausdruck dargestellt wird:
“ 1 1 1
ZT RYZ
D wird „detection factor of second-order grid-
rectification“ genannt und ist ein Maß für die Gleich-
richtlautstärke. Die Abhängigkeit dieser Größe von
Ag
C,
| L C I
o
Bild 1.
«der Modulationsfrequenz zeigt die Wiedergabemög-
lichkeit der verschiedenen Modulationsfrequenzen.
: (Sämtliche Größen in dem Ausdruck für Dy sind für
„die jeweilige Modulationsfrequenz zu errechnen.)
235
Zg besteht aus der Parallelschaltung von R, und
Cy (Bild 1). Rg ist der für die Gleichrichtung un-
bedingt notwendige hohe NF-Widerstand. C, da-
gegen verhindert einen hochfrequenten Spannungs-
abfall längs A,. Wie der obige Ausdruck für D,
zeigt, kommt durch C% eine Frequenzabhängigkeit
der Gleichrichtung zustande, die man etwa so an-
schaulich machen kann: Die Spannung des Gitters
Dg 4 tee TI T
setz ug Ä
N o EE ENI
all”
TH
a EIN
00 100005ec
—>-Modvlationsfre quenz
Bild 2.
gegen Faden kann der wirkenden NF-Spannung nur
mit begrenzter Geschwindigkeit folgen, da die Ent-
ladezeit des Gitterkondensators zu berücksichtigen ist.
Der Gitterwiderstand R, kann zwar gegenüber
dem kleineren parallelgeschalteten Gitterelektronen-
widerstand R vernachlässigt werden. Aber trotzdem
hat Rg sehr großen Einfluß auf die Gleichrichtung
und ihre Frequenzabhängigkeit, da durch Rg der Ar-
beitspunkt auf der „= f (eg) Charakteristik. und da-:
mit das wirksame R festgelegt wird.
- Um die Frequenzabhängigkeit zu ermitteln, wurde
an Hand von experimentellen Gitterstromcharak-
teristiken für verschiedene y das entsprechende R
ermittelt. Die daraus bestimmten Werte von D, in
Abhängigkeit von der Modulationsirequenz zeigt
Bild 2.
Man ersieht aus diesen Kurven, daß die Lautstärke
für größere Gitterableitungen größer wird. Zugleich
wird aber die Benachteiligung der hohen Frequenzen
mit größerem Rg immer stärker. _
Will man nun diese Frequenzabhängigkeit durch
ein kleineres R, vermeiden, so erleidet man einen
zweifachen Verlust an Lautstärke: Erstens wird Dy
kleiner, zweitens aber wird durch den Vergrößerien
Gitterstrom der abgestimmte Gitterkreis, (C, L in
Bild 1) gedämpft.
Wenn neben der Gitter-Gleichrichtung gleichzeitig
noch Anoden-Gleichrichtung vorhanden ist, so be-
einflußt diese sowohl die Lautstärke wie auch die
Frequenzabhängigkeit.
Außerdem wird darauf hingewiesen, daß die Be-
nachteiligung der hohen Modulationsfrequenzen durch
abgestimmte AF-Kreise oft erheblicher ist als die,
die bei der Gitter-Gleichrichtung auftritt. —
Am Schluß geht der Verfasser noch auf die Zwi-
schenfrequenz-Empfänger ein, bei denen die Bedin-
gungen für die Gleichrichtung insofern nicht so ein-
fach liegen, wie beim gewöhnlichen Empfänger, da
beim Zwischenfrequenz-Empfänger die Zwischen-
frequenz meist nur um eine Zehnerpotenz von der
Hochfrequenz verschieden ist.
286
“on
Referate.
Ein Anhang enthält Angaben über eine neue Röhre
200 A, die e ADE enthalten soll.
P. Hermanspann.
E. H. Loitin und S. Y. White. Direkt ge-
koppelter Detektor und Verstärker mit
automatischer Gittervorspannung. (Di-
rect coupled detector and amplifiers with automatic
grid bias.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 281—286,
1928.
Das Prinzip ist aus Bild 1 zu ersehen. VT 1 u. VT 2
sind kleine Röhren, VT3 ist eine solche größerer
v73
vr
Bild 1.
Leistung; die Anodenspannung B, der ersten Röhre
beträgt nur etwa 4 Volt. Das System wirkt gleich-
zeitig als Detektor und Verstärker. Die Anordnung
ist praktisch frei von jeder Frequenzabhängigkeit
und frei von elektrischer. und akustischer Rückkopp-
lung.
Zur Anpassung des Empfängers an die verschie-
denen Intensitäten der aufgenommenen Wellen dient
die automatische Steuerung der Vorspannung von
Röhre V T 1 = Bild 2). In dem T der
E PIPIN,
FEN N Fre
Endröhre V T 3 liegt der Heizfaden des Steuerrohres
V T 4. Je mehr der Faden geheizt und seine Elek-
tronenemission dadurch gesteigert wird, um so grö-
ßer wird die Wirkung der Batterie B, auf die Gitter-
vorspannung der Röhre V T i1.
Die Anordnung soll sich als Rundfunkempfänger
sehr gut bewährt haben und scheint eine Anzahl von
Störungen, die man sonst leicht in Verstärkern be-
kommt, zu vermeiden. J. Zenneck.
E. B. Judson. Ein Apparat zur automa-
tischen Aufnahme der Zeichenintensi-
tät von drahtlosen Stationen und von
atmosphärischen Störungen. (An auto-
matic recorder for measuring the strength of radio
signals and atmospheric disturbances.) Proc. Inst.
Radio Eng. 16, S, 666—670, 1928.
Der Zweck des Apparates ist, über einen langen
Zeitraum die Feldstärke von mehreren Stationen und
die Stärke der atmosphärischen Störungen in ihrer
zeitlichen Aenderung automatisch zu registrieren,
ohne daß irgendein Beobachter dabei zu sein braucht.
Daß Wesentliche des Apparates ist ein durch ein
Uhrwerk betriebener rotierender Umschalter, der mit
Hilfe von verschiedenen Relais der Reihe nach wäh-
rend je 5 Minuten die Empfänger auf die verschiede-
nen aufzunehmenden Stationen im Bereich f =
50 . 10° — 12,0 . 10°/sec. (A = 5000 — 25000 m)
abstimmt bzw. zur Aufnahme der atmosphärischen
Störungen schaltet.
Als registrierendes Instrument wird ein „Cam
bridge-Paul-Fadenrecorder“ verwendet, das ık
stromführendes Element eine Drehspule enthält un
en Schreibvorrichtung so angeordnet ist, dab in |
T
A ie Pr See
ART TI
x EN SUCHE
? n A dempa] T | eat:
regelmäßigen Zeiträumen ein mit Tinte vollgesogener
Faden gegen die rotierende Trommel gedrückt wird.
Ein Beispiel für eine solche Aufnahme ist in dem
nebenstehenden Bild wiedergegeben. Es bezieht sich |
auf die 4 Langwellenstationen WSS = Rocky Point,
WRT und WII = New Brunswick und WSO =
Marion. J. Zenneck.
C. Dreher. Kontrollvorrichtungenbeim
Rundfiunk-Betrieb. (Broadcast control ope-
ration.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 498—512, 198.
Der Verfasser, der Staff Engineer der National
Broadcasting Co. in New-York ist und deshalb große
Erfahrung auf diesem Gebiet "besitzt, bespricht im |
wesentlichen Maßnahmen, die im Niederfrequenzteil
der Anlage dazu dienen, um die Leistung nicht unter
ein bestimmtes Minimum und nicht über ein be
stimmtes Maximum gehen zu lassen. Diese Aufgabe
fällt einem Betriebsmanne zu, der während einer
Aufnahme einer Rundfunkvorführung die Nieder-
frequenzleistung überwacht und durch Abschwä-
chungskreise oder Erhöhung der Verstärkung dafür
sorgt, daß das Leistungsniveau in dem zulässigen ı
|
Nıederfre-
= E |
|
IH 00 |
Gebiet bleibt. Für die Beobachtung der Momentan-
leistung dient — wie es scheint, bei den amerikani-
schen Rundfunkstationen allgemein — eine Vorrich-
tung der Western El. Co., die in dem nebenstehenden
Bild schematisch dargestellt ist. Der Niederfrequenz-
strom induziert auf das Gitter einer Röhre, deren
Vorspannung so gewählt ist, daß sie gleichrichtet.
In dem Anodenkreis befindet sich ein Gleichstrom-
instrument G mit NebenschluB und außerdem ein
Kondensator mit 2 uF und eine Induktivität L. Beide
zusammen haben den Zweck, Schwankungen des |
Anodenstroms, deren Frequenz höher ist als diejenige
von Silben, unmerklich zu machen. An dem Aus- |
schlag des Gleichstrominstruments wird die Momen-
tanleistung beurteilt. |
Im zweiten Teil der Arbeit ist näher angegeben, |
wie die Kontrolle in der Praxis tatsächlich organi-
siert ist. J. Zenneck. |
AAEE der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
Zeitschrift für Hochireguenztechnik
UNI
Gegründet 1907
Unter Mitarbeit
von
| Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Prof. Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau `
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
(Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen -
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky. (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
(München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E.h. Je Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
y | 3S4.
Vierunddreißigster Band
mit 447 Bildern im Text.
Inhaltsverzeichnis.
A. Originalarbeiten.
Ardenne, Manfred von, und Schlesinger, Kurt, Ampli-
tudenabhängigkeit der dynamischen Steilheit
beim Richtverstärker (Mit 4 Bildern im Text) .
Ardenne, Manfred von, Eine einfache Methode zur
Bestimmung der Röhrenkonstanten a 3 Bil-
dern im Text) ;
Ardenne, Manfred von, Förisehritte ben Bau und bei
der Anwendung von Widerstandsverstärkern
(Mit 11 Bildern im Text) .
Büge, M., Direkte Messung des Modulationsgrades
eines "Telephoniesenders (Mit 5 Bildern im Text)
Forstmann, Albrecht, Bemerkung zu der Arbeit von
H. G. Möller: „Berechnung des günstigsten
Durchgriffes der Röhren im Widerstandsver-
stärker“
Freimann, L. S., Die hp enähere Theorie des magne-
tostriktiven Generators (Mit 7 Bildern im Text) .
Fuchs, J.. Die Sende- und Empfangsverhältnisse im
Hochgebirge mit besonderer Berücksichtigung
der atmosphärischen Störungen (Mit 5 Bildern
im Text) .
Geyger, Wilhelm, Ein komplexer Wechselstromkom-
pensator für mittlere Frequenzen nl 6 Bildern
im Text) . FE Ne?
Gresky, Gerhard, Richtcharakteristiken. von An-
tennenkombinationen, deren Elemente in Ober-
schwingungen erregt werden (Mit 23 Bildern im
Text) . :
Handel, P., von, Krüger, K. "und Plendl, H. Quarz-
steuerung von Kurzwellen-Empfängern (Mit 7
Bildern im Text) k
Hartel, Hanns von, Eine neue Bas n sie Röhre
(Mit 3 Bildern im Text) . f
Heck, Ludwig. Experimentelle E REN an
Wasserwellen zwecks Herstellung von Analogien
zu elektromagnetischen Strahlungsvorgängen
(Mit 24 Bildern im Text) E
132 u.
Seite
91
143
121
Heegner, K., und Watanabe, Y., Über Schwingungs-
erzeugung mittels eines Elektronenröhren-
systems, bei welchem die Kapazität von unter-
geordneter Bedeutung ist (Mit 5 Bildern im
Text) 0 ee ee a A
Hollmann, H. E., Der Elektronenoszillator als nega-
tiver Widerstand (Mit 5 Bildern im Text)
Hudec, Erich, Zeitproportionale, synchron laufende
Zeitablenkungen für die Braun'sche Röhre
(Mit 24 Bildern im Text)
Janovsky, Wilhelm, Frequenzerniedrigung
Eisenwandler (Mit 20 Bildern im Text). .
Kiebitz, F.. Die Wellenausbreitung des Deutschland-
senders (Mit 1 Bild im Text). .
Knipping, Paul, Über Barkhausen - Kurz-
Wellen (Mit 19 Bildern im Text) .
Krüger, K., siehe Handel, P. v.,
Möller, H. G., Berechnung des günstigsten Durch-
griffes der Röhren im Widerstandsverstärker
(Mit 3 Bildern im Text) . .
Möller, H. G., Erwiderung zu den Bemerkungen. des
Herrn A. Forstmann zu meiner Arbeit .
Möller, H. G., Zur Theorie der Barkhausen-
Schwingungen (Mit 7 Bildern im Text) ;
Moser, Wilhelm, Versuche über Richtantennen bei
kurzen Wellen (Mit 17 Bildern im Text). . .
Osnos., M., und Sammer, F., Eisenverluste von Fre-
quenz-Transformatoren (Mit 8 Bilden im Text)
Plendi, H., siehe Handel, P. v, u. Krüger, K.
Reppisch, H., Über die Konstruktion des harmo-
nischen Mittels (Mit 12 Bildern im Text) .
Ristow, A., Der drahtlose Weckanruf für Einzel- "und
Sammelanruf (Mit 2 Bildern im Text) i
Schlesinger, Kurt, siehe Ardenne, Manfred von
Schramm, Ernst, siehe Forstmann, Albrecht
Watanabe, Y., siehe Heegner, K.
Winter-Günther, H., Über die selbsterregten Schwin-
gungen in Kreisen mit Eisenkernspulen (Mit 10
Bildern im Text) de a E
durch
B. Zusammenfassende Berichte.
Duckert, Paul, Über Fehlweisungen bei der Funk-
peilung (Mit 1 Bild im Text) . f ;
Seite |
60
Geyger, Wilhelm, Die geoelektrischen Untersuchungs-
oe mit Wechselstrom en 18 Bildern im
Text so w g
C, Mitteilungen aus der Praxis.
Bayerische Elektrizitätswerke
Gleichstrom-Hochspannungs-Generatoren
(Mit 5
Bildern im Text) er
Seite |
München-Landshut, -
7!
Reibedanz, Herbert, Nadir-Netzanschluß-Röhrenvolt-
meter (Mit 3 Bildern im Text) Dun
D. Patentschau.
Lübben, Carl, Patentschau (Mit 95 Bildern im Text) .
und Plendi, H.
Seite
49
140
207
81 u. 184
173
l
4l
Seite
184 u. 228
Seite
145
. 28, 102, 147, 190 u. 234
E. Bücher.
Seite
Eingegangene Bücher 38 u. 159 |
Bücherbesprechungen: |
Ardenne, Manfred von (Trendelenburg), Ver- |
stärkermesstechnik. Instrumente und Methoden . 39 |
Barkhausen, H. (Scheibe), Elektronenröhren. |
3, Band A A $ è Fi A : . 5 s i 5 80
Eppen, F. (Zenneck), Die Beseitigung der Funk-
empfangsstörungen. Eine praktische Anleitung 40
Forstmann, Albrecht, und Schramın, Ernst (Lüb-
ben), Die Elektronenröhre .
Frei, K. (Lubberger), Zur Theorie “des Fern-
sprechverkehrs. (Einführung und Überblick) .
Habann, E. (Zenneck), Die neue Entwicklung der
Hochfrequenztelephonie und -Telegraphie auf
Leitungen . ;
Mesny, R. (Zenneck),
Données Numériques de
Radioélectricité . ;
Möller, H. G. (Backhaus), Behandlung von
Schwingungsaufgaben mit en Amplituden
und mit Vektoren .
Ratcliffe, J. A. (Zenneck), The Physical Prin-
ciples of Wireless. .
Sacklowski, Alfred PN Die Ausbreitung. der
elektromagnetischen Wellen
Seite |
19
160
38
Handwörterbuch des Elektrischen Fernmeldewesens.
Hrsg. von Ernst Feyerabend, Hugo Hci-
decker, Fr. Breisig u. August Kruckow
(Zenneck) .
Hilisbuch für die Elektrotechnik, Hrsg. von Karl
Strecker (Lübben) .
Führer durch die Radiotechnik "1930. Der große
Deutsche Radiokatalog (Mauz).
P. Referate.
Andrew, V. J., siehe Hoag, J. B.
Appleton, F. V. (Lübcke), Die Untersuchung der
Schwunderscheinung (Mit 2 Bildern im Text)
Austin, L. W. (Zennec k), Empfangsmessungen an
Langwellenstationen im Bureau of Standards
während des Jahres 1927 (Mit 1 Bild im Text)
Ballantine, S, (Zenneck), Der Einfluß der Beu-
gung um ein Mikrophon bei Schallmessungen
(Mit 1 Bild im Text) .
Beers, G. L., und Carlson, W. L. (Herman-
spann), Fortschritte im Bau von Zwischen-
frequenzempfängern a a a a
Breit, G., Tuve, M. A., und Dahl, O. (Zenneck).
Wirksame Höhe der Kennelly-Heaviside-Schicht
im Dezember 1927 und Januar 1928 . aag
Bun F. G., s. Wait, G. R., u. Hall, PRE
Brown, J. E„ siehe Edwards, W.
Brown, W. F., siehe Wheeler, la- P,
Bryan, A. B., und Sanders, jJ. C. (Zenneck), Die
Dielektrizitätskonstante der Luft bei Hoch-
frequenz
Byrnes, J. F. (Zenneck), Neuere Entwicklung von
en für geringe Leistung und für den Rund-
wE u TE a a e da a d
Carlson, W. L., siehe Beers, G. L.
Carson, J. R. (Zenn e c k), Die Schwächung der Wir-
kung atmosphärischer Störungen .
Chapman, S. (Zenneck), Über den Ursprung des
Nordlichtes .
Cho, E. T. (Zenneck), Die Bedingungen für maxi-
malen Strom in einem Röhrengenerator .
Cobbold, G. W. N., und Underdown, A. E. (Holl-
mann), Einige praktische Anwendungen von
Quarzresonatoren (Mit 3 Bildern im Text)
Colwell, R. C. (Zenneck), Schwunderscheinungen
längs eines Meridians (Mit 1 Bild im Text)
Crossley, A., und Page, R. M. (Zenneck), Eine
Methode zur Bestimmung des Wirkungsgrades
von Röhrenanordnungen .
Crouse, G. B. (Zenneck), Die Entwicklung eines
Netzanschlußgerätes für Renati AD 2 Bildern
im Text) ;
Dahl, O., siehe T uve, M. A.
Dahl, O., siehe Breit, G., und Tuve, M. A.
Davis, Å. H., und Littler, T. S. (Zenneck), Der
Durchgang des Schalls durch schwingungsfähige
Scheidewände von verschiedenem Material .
Dellinger, J. H. (Zenn eck), Prinzipielle Bemerkun-
gen zur Bewilligung von Rundfunkstationen .
Dellinger, J. H., und Pratt, H. (Zenn eck), Drahtlose
Telegraphie im Dienste der Luftfahrt und ihre
Entwicklung (Mit 3 Bildern im Text)
Demski, A. (Espe). Die experimentelle Prüfung
des Maxwellschen Geschwindigkeitsverteilungs-
gesetzes für Elektronen, die aus einer Glüh-
kathode austreten (Mit 1 Bild im Text). .
Diamond, H., und Stowell, E. Z. (Zenneck), Bemer-
kungen zur Theorie der Hochfrequenz-Trans-
formatoren (Mit 1 Bild im Text) f
Dickey, E. T., siehe Dyck, A. von.
Dycke, K. S. von (Zenneck), Der piezoelektrische
Resonator und sein Ersatz durch ein elektrisches
System . .
Dyck, A. F. von, und Engel, F. H. (Ze
Prüfung von Röhren
Dyck, A. F. von, und Dickey, E. T. (Zen neck),
nneck), "Die
Methoden zur quantitativen Prüfung von Rund-
funkempfängern (Mit 1 Bild im Text).
Seite
106
110
119
200
Edwards, S. W., und Brown, J. E. (Zenneck), Die
Zuteilung der Leistung an Rundfunksender nach
Feldstärken .
Eller, K. B. (Zenneck), Die Anderung der Fredu
von Röhrengeneratoren in Abhängigkeit vom
Heizstrom, von der Gitter- und Anodenspannung
und dem äußeren Widerstand . NR N N
Engel, F. H., siehe Dyck, A. F. von.
Englund, C. R. o Eman Die Eigenwelle
linearer Leiter .
Espenschied, L. (Zen. Technische Gesichts-
punkte bei der Zuteilung von kurzen Wellen im
Frequenzgebiet zwischen 15 und 30. 10°/sec
(Mit 1 Bild im Text) . A
Friis, H. T. (Zenneck), Ossillosraphische Beob-
achtung der Fortpflanzungsrichtung und der
Schwunderscheinungen bei kurzen Wellen (Mit 3
Bildern im Text) i
Giebe, E., und Scheibe, A. (Scheibe), Bericht über
die Tätigkeit der Physikalischen Technischen
Reichsanstalt im Jahre 1928: Aufstellung einer
neuen ne für elektrische Schwin-
gungen
Gunn, R. (Zen echt Die Malnagneiische Schicht
ne Atmosphäre und ihre Beziehung zu den täg-
lichen Änderungen des Erdmagnetismus .
Habann, Erich (Mauz). Der Kupieriodurdetekter
(Mit 1 Bild im Text). .
Hall, E. L., siehe Wait, G. R., "und Brick-
wedde,F.G
Hanson, M. P. (Zenneck), Einrichtungen für draht-
lose Telegraphie auf Luftfahrzeugen . .
Harris, S. (Zen neck). Wirkung der Antenne auf die
Abstimmung von Empfängern und ihre Beriück-
sichtigung (Mit 2 Bildern im Text) i
Harrison, J. R. (Zenneck), Schwingungskreise ait
piezo - elektrischen Quarz und Doppelgitter-
röhre (Mit 4 Bildern im Text). .
Hoag, J. B., und Andrew, V. J. (Ferne): Eine
Untersuchung über Mehrfachzeichen (Mit 1 Bild
im Text) .
Hollmann, H. E. (Hollmann), Frequenzrückkopp-
lung (Mit 1 Bild im Text) . .
Hooper, S. C. (Zenneck), Geschispinkie für die
Zulassung von Hochfrequenzstationen (Mit 1
Bild im Text) en
Hund, A. (Zenneck), Aperiodische Verstärkung
und ihre Anwendung auf das Studium atmosphä-
rischer Störungen (Mit 1 Bild im Text) s
Hund, A. (Zenneck), Bemerkungen über Quarz-
platten, Wirkung der Luftschicht und Erzeugung
von Niederfrequenz (Mit 3 Bildern im Text).
Hund. A. (Scheibe), Mitteilung über einen piezo-
elektrischen Generator für Tonfrequenzen .
Jakosky, J. J. (Zenneck), Elektrische Bodenunter-
suchungen
Jansky jun., C. M, (Zennech), Studie über Rud:
funkverhältnisse im Mittelwesten (Mit 1 Bild im
Text)
Jarvis, K. W. (He
einrichtung .
Kimmel, W. J. (Zenneck), Ursachen und Ver-
hinderung des Brummens bei Empfängerröhren
mit Wechselstromheizung . nun a
r m a n s pa n n), Empfänger- Prüf-
—!
—t
5 |
05
15
116
` Koehler, P. (Zenneck). Die Konstruktion von
Transformatoren für ET
mit vorgegebener Charakteristik . R
Lindsay, R. B. (Zenneck), Schallstrahlung einer
Membran bei hoher Frequenz . ooa ae
. Littler, T. S., siehe Davis, A. H.
Marrison, W. A. (Zenneck), Thermostat für Fre-
quenznormalien (Mit 2 Bildern im Text)
Martin, E. R. (Scheibe), Eine Elektronenröhren-
Schaltung zur Messung schwacher Wechselströme
(Mit 2 Bildern im Text) A PA
Martin, J. R. (Zenneck), Fisenverluste in koch-
frequenten magnetischen Wechselfeldern .
Maske, Fritz (Maske), Beitrag zur Herstellung kon-
stanter Schwingungsfrequenzen eines Röhren-
generators (Mit 3 Bildern im Text) 2%
Mazumdar, B. (Hollmann), Untersuchungen und
Messungen an ultrakurzen Wellen Sa 2 Bildern
im Text) Fa
- Montefinale, G., siehe Pession, G:
- Moullin, E. B. (L üb ck e), Ein Röhrenvoltmeter zur
Messung der Spitzenspannung und des Mittel-
wertes von Wechselspannungen beliebiger Kur-
| venform (Mit 4 Bildern im Text)
Nakai, Tomzo, siehe Yokoyama, Eitaro
O'Neill, H. M. (Zenneck), Eigenschaften der Rund-
; funk-Antennen in der Versuchsstation Süd-
Schenektady (Mit 3 Bildern im Text) ar:
. Owens, R. B., siehe Worralt, R. H.
Page, R. M., siehe Crossley, A.
Pedersen, P. O. (Zenneck) Drahtlose Echos mit
langer Laufzeit (Mit 4 Bildern im Text) .
Pession, G.. und Montefinale, G. (Zenneck), Die
drahtlose Zentralstation in Rom (San Paolo)
(Zenneck) $
Pol, B. van der (Zennech), Die Wirkung der
Ne im Empfänger auf die Zeichen-
stärke (Mit 2 Bildern im Text) 0
Pratt, H. (Zenneck), Die Leitung von Pecna
durch Kreuzspulsender und die dabei beob-
achteten Änderungen während der Nacht .
Pratt, H.. siehe Dellinger, J. H.
Prince, D. C. (Zenneck), Charakteristiken von
Doppelgitterröhren und ihr Einfluß auf den Wir-
kungsgrad i
=- Sadao Matsumura, siehe S h o g o Nam b a
Sanders, J. C., siehe Bryon, A. B.
Scheibe, A., siehe Giebe, E.
Schonland, B. F. J. (Zenneck), Die Polarität von
Gewitterwolken . .
Service, J. H. (L bck e), Radioakusiischie Orte
in der Hydrographie (Mit 2 Bildern im Text) .
Shangraw, C. C. (Zenneck), Kurssender für trans-
atlantische Flüge Te n e rt
Seite
196
156
116
152
158
114
174
Shogo Namba und Sadao Matsumura (Scheibe),
Allgemeine Eigenschaften von piezoelektrischem
Quarz und die Eignung des Quarzoszillators als
Frequenznormal (Mit 2 Bildern im Text) i
Smith, B. S., und Smith, F. D. (Mauz), Ein Gerät
zur Erzeugung kleiner Hochfrequenz-Spannungen
von bekannter Größe (Mit 2 Bildern im Text) .
Smith-Rose, R. L. (Scheibe), Apparate für die
Le ale
Stowell, E. Z. (Krüger), Einseitig ee Kurs-
sender für Flugzeug-Navigation PR
Stowell, E. Z., siehe Diamond., H.
Strout, R. S. (Zen neck), Der Temperaturkoeffizient
von Quarzoszillatoren . .
Strutt, M. J. O. (Strutt), Strahlung von Antennen
unter dem Einfluß der Erdbodeneigenschaften
(Mit 6 Bildern im Text). 22 yo 2.
Suits, Ch. G. (Hollmann) Das selbstgleich-
richtende Röhrenvoltmeter (Mit 1 Bild im Text).
Taylor, A. H., und Young, L. C. (Zenneck),
Studien über die Ausbreitung von Wellen hoher
Frequenz (Mit 1 Bild im Text) ;
Terman, F. E. (Zenneck), Prinzipielle Ease T
Gittergleichrichtung (Mit 5 Bildern im Text) .
Terry. Earle M. (Zenneck), D'e Abhängigkeit der
Frequenz eines piezoelektrischen Quarzoszillators
von den Konstanten der Stromkreise (Mit 1 Bild
im Text) .
Tuve, M. A., und Dahl, O. (Zenneck), Fine Anord-
nung zur Modulation eines Senders für die Unter-
suchung der Kennelly-Heaviside-Schicht mit der
Echo-Methode (Mit 2 Bildern im Text) .
Tuve, M. A., siehe Breit, G., und Dahl, O.
Underdown, G. W. N., siehe Cobbold, A. E ©-
Wait., G. R., Brickwedde, F. G., und Hall, E. L.
(Zenneck), Elektrischer Widerstand und ma-
gnetische Permeabilität von Eisendraht bei Hoch-
frequenz
Warner, J. C. (Zen neck), Eigenschaften und Ver-
wendungsmöglichkeiten für Doppelgitterröhren
(Mit 4 Bildern im Text). . UBER RER
Wheeler, L. P. und Brown, W. E. (Zenneck),
Eine neue Art des piezo-elektrischen Normal-
Oszillators . a ae a
Worrall, R. H., und Owens, R. B. (Zen neck), Die
Frequenznormale der amerikanischen Marine (Mit
2 Bildern im Text) .
Wright, J. W. (Zenneck), Der
Schwingungskreis in der Gitter-
leitung (Mit 1 Bild im Text) . E
Yagi, H. (Zenneck), Strahlsender (Beam) mit
extrem kurzen Wellen (Mit 1 Bild im Text). .
Yokoyama, Eitaro, und Nakai, Tomzo (Mauz), Feld-
stärkenmessungen von Großstationen (Mit 1 Bild
im Text Ser
Young, L. C., siehe Taylo r, A. H.
'Oszillator l mit
und Anoden-
Sachregister.
| Seite
Akustik siehe unter Schall.
. Antennen:
Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen. 19
Die Eigenwelle linearer Leiter . ; 35
Strahlung von Antennen unter dem Einfluß der
Erdbodeneigenschaften 65
Wirkung der Antenne auf die Abstimmung "von
Empfängern und ihre Berücksichtigung 115
Eigenschaften der Rundfunkanteınnen in der Ver-
suchsstation Sid-Schenektadv f . 116
Richtcharakteristiken von Antennenkombina-
tionen, deren. Elemente in Oberschwingungen
erregt werden Re 132 u. 178
|
Atmosphäre:
Die diamagnctische Schicht der Atmosphäre und
ihre Beziehung zu den täglichen Anderungen
des Erdmagnetismus FE e
Die Polarität von Gewitterwolken
Über den Ursprung des Nordlichtes .
Atmosphärische Störungen:
Aperiodische Verstärkung und ihre Anwendung
auf das Studium atmosphärischer Störungen
Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hoch-
gebirge mit besonderer Berücksichtigung der
atmosphärischen Störungen Pe
Seite
37
120
114
Seite
Die Schwächung der Wirkung atmosphärischer
Störungen . Ed de en E
Ausbreitung der Wellen:
Eine Anordnung zur Modulation eines Senders
für die Untersuchung derKennelly-Mea-
viside-Schicht mit der Echo-Methode .
Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hoch-
gebirge mit besonderer Berücksichtigung der
atmosphärischen Störungen er g
Oszillographische Beobachtung der. Fortpflan-
zungsrichtung und der Schwunderscheinungen
bei kurzen Wellen . e
Die Untersuchung der Schwunderscheinung :
Schwunderscheinungen längs eines Meridians .
Wirksame Höhe der Kennelly-Heavi-
side- Schicht im Dezember 1927 und Januar
1928 ;
Studien über die Ausbreitung von Wellen hoher
Frequenz 3
Empfangsmessungen an Langwellenstationen im
Bureau of Standards während des Jahres 1927
Eine Untersuchung über Mehrfachzeichen .
Experimentelle Untersuchungen an Wasserwellen
zwecks Herstellung von Analogien zu elektro-
magnetischen Strahlungsvorgängen
Drahtlose Echos mit langer Laufzeit . :
Die Wellenausbreitung des Deutschlandsenders .
Feldstärkenmessungen von Großstationen
Barkhausen-Kurz-Schwingungen s’ehe unter kurzen
Wellen.
Bodenuntersuchung. Elektrische —
Braun’sche Röhre siehe unter Messun g e no
Detektor. Der Kupferjodür- — .
Dielelektrizitätskonstante der Luit Die — ' bei Hoch-
frequenz . ;
Doppelgitterröhre siehe “unter E le k t r on e n-
röhren.
Echos Drahtlose — mit langer Laufzeit .
Eigenwelle Die — linearer Leiter. .
Eisendraht bei Hochfrequenz. Elektrischer Widerstand
und magnetische Permeabilität von — .
Eisenkernspulen. Über die selbsterregten Schwin-
gungen in Kreisen m't — ;
Eisenwandler. Frequenzerniedrigung durch ei
Eisenverluste:
Eisenverluste in
Wechselfeldern i
Eisenverluste von Frequenztransformatoren
Elektronenemission:
Die experimentelle
si
hochfrequenten magnetischen
Prüfung des Maxwell-
schen Geschwindigkeitsverteilungsgesetzes
für Elektronen, die aus einer Glühkathode
austreten m de ee eu
Elektronenröhren:
Eigenschaften und Verwendungsmöglichkeiten für
Doppelgitterröhren .
Eine Methode zur Bestimmung des "Wirkungs-
grades von Röhrenanordnungen .
Eine einfache Methode zur Bestimmung “der
Röhrenkonstanten R
Charakteristiken von Doppelgitterröhren und ihr
Einfluß auf den Wirkungsgrad
Die Prüfung von Röhren . :
Elektronenröhren-Empfänger:
Quarzsteuerung von Kurzwellenempfängern .
Die Entwicklung eines Netzanschlußgerätes für
Rundfunk
Ursachen und Verhinderung des Brummens bei
Empfängerröhren mit Wechselstromheizung .
Prinzipielle Fragen der Gittergleichrichtung .
Elektronenröhren-Generator:
Der Oszillator mit Schwingungskreis in
Gitter- und Anodenleitung . .
Schwingungserzeugung mittels eines Elek-
tronenröhrensystems, bei welchem die Kapa-
zität von untergeordneter Bedeutung ist .
Mitteilungen über einen piezoelektrischen Genc-
rator für Tonfrequenzen
Der Elektronenoszillator als
stand
der
Über
negativer Wider-
Seite
108
200
35
120
143
155
159
12
118
118
236
38
49 |
7]
140
Beitrag zur Herstellung konstanter Schwingungs-
frequenzen eines Röhrengenerators . . . 14
Die Änderung der Frequenz von Röhrengene-
ratoren in Abhängigkeit vom Heizstrom, von
der Gitter- und Anodenspannung und dem
äußeren Widerstand . .5
Die Bedingungen für maximalen Strom in einem
Röhrengenerator . 1
Die angenäherte Theorie des magnetostriktiven
Generators 219
Elektronenröhren-Schaltung Fine
schwacher Wechselströme .
Elektronenröhren-Verstärker:
Berechnung des günstigsten Durchgriffes der
Röhren im Widerstandsverstärker 53, 182 u. 183
Amplitudenabhängigkeit der dynamischen Steil-
heit beim Richtverstärker . . 9]
Fortschritte beim Bau und bei der Anwendung
von Widerstandsverstärkern . ö A
Elektronenröhren-Voltmeter:
Nadir-Netzanschluß-Röhrenvoltmeter . 145
Ein Röhrenvoltmeter zur Messung der Spitzen-
spannung und des Mittelwertes von Wechsel-
spannungen beliebiger Kurvenform
Das selbstgleichrichtende Röhrenvoltmeter
Empfang s. unter Ausbreitung der Wellen.
Empfangsmessungen. — an Langwellenstationen im
Bureau of Standards während des Jahres 1927 .
Empfänger:
Die Wirkung der Rückkopplung im Empfänger auf
zur Messu ng
161
die Zeichenstärke IH
Wirkung der Antenne auf die Abstimmung von
Empfängern und ihre Berücksichtigung . 115
Methoden zur quantitativen Prüfung von Rund-
funkempfängern : 117
Der drahtlose Weckanruf für Einzel- und Sammel-
anruf . . 10
Fortschritte im Bau von Zwischenfrequenz-
empfängern ; . 19
Empfänger- Prüfeinrichtung 198
Erdmagnetismus. Die diamagnetische Schicht er
Atmosphäre und ihre Beziehung zu den täg-
lichen Änderungen des — . 108
Fading siehe unter Ausbreitung der Wellen.
Feldstärkemessungen von Großstationen . . . . 238
Flugwesen siehe unter Luftfahrt.
Frequenzkonstanz:
Die Abhängigkeit der Frequenz eines piezoelek-
trischen Quarzoszillators von den Konstan-
ten der Stromkreise . 12
Beitrag zur Herstellung konstanter Schwingungs-
fregquenzen eines Röhrengenerators 154
Die Änderung der Frequenz von Röhrengenera-
toren in Abhängigkeit vom Heizstrom, von
der Gitter- und Anodenspannung und dem
äußeren Widerstand Ka? 155
Frequenznormal:
Aufstellung einer neuen Frequenzskala für elek-
trische Schwingungen . HS
Die Frequenznormale der amerikanischen Marine 60
Eine neue Art des piezoelektrischen Normal-
Oszillators . . ee
Thermostat für Frequenznormalien ; 13
Allgemeine Eigenschaften von piezoelektrischem
Quarz und die Eignung des QOuarzoszillators
als Frequenznormal Du EEE er
Frequenzrückkopplung . 2 2 200.0. 18
Frequenzwandler;
Frequenzerniedrigung durch Eisenwandler $I u. 11
Eisenverluste von Frequenztransformatoren . . S
Funkpeilung siehe unter Peilung.
Geoelektrischen Untersuchungsmethoden Die — mit
Wechselstrom ee.
Gewitterwolken. Die Polarität. von ==
Gleichrichtung siehe unter Elektrone n rö h ren-
empfänger. .
Gleichstrom-Hochspannungs-Generatoren . en
harmonischen Mittels. Über die Konstruktion des — 56
14
ml
Sei |
ite
| He
(i
fi
m D -© Ml
` eaviside-Schicht siehe unter Ausbreitung der
© Wellen.
ochfrequenzspannungen Ein Gerät zur Ze
kleiner — von bekannter Größe .
ochfrequenzstationen. Gesichtspunkte für die “File
lassung von — . a
ochfrequenztechnik. Apparate für die >=
ochfrequenz-Transfiormatoren., et
Theorie der — .
‚ydrographie. Radioaknalische Ortung in des nn.
upferjodürdetektor. Der — . ee
urssender siehe unter Peilun g.
urzę Wellen:
Über Barkhausen-Kurz- Wellen
Quarzsteuerung von Kurzwellen-Empfängern .
Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen .
Die Stationen der Erde mit Frequenzen über
1,5 10°/sec .
Technische Gesichtspunkte bei der Zuteilung von
kurzen Wellen im nn zwischen
1,5 und 30° 10°/ sec . ee
Oszillographische Beobachtung der. Fortpflan-
zungsrichtung und der Schwunderscheinun-
gen bei kurzen Wellen
Studien über die Ausbreitung von Wellen hoher
Frequenz !
Strahlsender (Beam) mit extrem kurzen Wellen i
Der Elektronenoszillator als negativer Widerstand
Frequenzrückkopplung .
Untersuchungen und Messungen an ultrakurzen
Wellen .
Zur Theorie
gungen
-uftfahrt:
Die Leitung von Flugzeugen durch Kreuzspul-
sender und die dabei beobachteten Ande-
rungen während der Nacht . .
Drahtlose Telegraphie im Dienste der Luftfahrt
und ihre Entwicklung .
zur
der Barkha usen- Schwin-
Einseitig gerichtete Kurssender für Flugzeug-
Navigation .
Einrichtungen für drahtlose Telegraphie auf Luft-
fahrzeugen .
nagnetostriktiven Genërators. Die angenäherte Theo-
rie des — . j
Mehrfachzeichen. Eine Untersuehung über =
Meßgeräte:
Ein Gerät zur Erzeugung kleiner Hochfrequenz-
Spannungen von bekannter Größe .
Nadir-Netzanschluß-Röhrenvoltmeter
Ein Röhrenvoltmeter zur Messung der Spie:
spannungen und des Mittelwertes von
Wechselspannungen beliebiger Kurvenform
Das selbstgleichrichtende Röhrenvoltmeter
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablen-
kung für die Braun'sche Röhre
Ein komplexer Wechselstromkompensator
mittlere Frequenzen nu
Eine neue Braun’sche Röhre
Messungen:
Die Dielektrizitätskonstante der Luft bei Hoch-
frequenz .
Elektrischer Widerstand und "magnetische Per-
meabilität von Eisendraht bei Hochfrequenz .
Eisenverluste in hochfrequenten magnetischen
Wechselfeldern re al a e
Meßverfahren:
Elektrische Bodenuntersuchung
Eine einfache Methode zur
Röhrenkonstanten
Eine Elektronenröhren- Schaltung zur
schwacher Wechselströme
Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden wii
Wechselstrom . ©. 184 u.
Enipfänger-Prüfeintichtung
für
= ne der
Messung
Seite
Mikrophon Der Einfluß der Beugung um ein — bei
Schallmessungen :
Modulation Eine Anordnung zur — "eines Senders
für die Untersuchung der Kennelly-Hea-
viside-Schicht mit der Echo-Methode .
Modulationsgrades Direkte Messung des — eines
Telephoniesenders a ee
Netzanschluß:
Ursachen und Verhinderung des Brummens bei
Empfängerröhren mit Wechselstromheizung .
Die Entwicklung eines Netzanschlußgerätes für
Rundfunk ae
Nadir-Netzanschluß- Röhrenvoltmeter
Nordlichts. Über den Ursprung des —
Oszillator Der mit Schwingungskreis
Gitter- und Anodenleitung . j
Peilung:
Über Fehlweisungen bei der Funkpeilung . ;
Die Leitung von Flugzeugen durch Kreuzspul-
sender und die dabei beobachteten Ände-
rungen während der Nacht :
Kurssender für transatlantische Flüge .
Einseitig gerichtete Kurssender für
Navigation . .
Radioakustische Ortung in “der Hydrographie
Piezoelektrischer Quarz:
Quarzsteuerung von Kurzwellen-Empfängern .
Einige praktische Anwendungen von Quarz-Reso-
natoren . . ;
Eine neue Art des piezo- „elektrischen Normal-
Oszillators .
Schwingungskreise mit piezo- -elektrischem Quarz
und Doppelgitterröhre . .
Bemerkungen über Quarzplatten, Wirkung der
Luftschicht und Erzeugung von Niederfrequenz .
Mitteilung über einen piezoelektrischen Gene-
rator für Tonfrequenzen
Die Abhängigkeit der Frequenz eines piezoelek-
trischen Quarzoszillators von den Konstan-
ten der Stromkreise
—
in der
Flugzeug-
Der piezoelektrische Resonator und sein. Ersatz |
durch ein elektrisches System
Der Temperaturkoeffizient von Quarzoszillatoren
Allgemeine Eigenschaften von piezoelektrischem
Quarz und die Eignung des Quarzoszillators
als Frequenznormal i ;
Quarz siehe unter ezoclekir schen Dias
Richtantennen Versuche über — bei kurzen Wellen .
Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen,
deren Elemente in PER ERT erregt
werden 2
Röhren siehe unter E he k tronenröhren.
Rundfunk:
Neuere Entwicklung von Sendern für geringe
Leistung und für den Rundfunk
Prinzipielle Bemerkungen zur Bewilligung von
Rundfunkstationen .
Die Zuteilung der Leistung an Rundfunksender
nach Feldstärken .
Studie über Rundfunkverhältnisse im Mittelwesten
Eigenschaften der Rundfunk-Antennen in der Ver-
suchsstation Süd-Schenektady . :
Methoden zur quantitativen Prüfung von Rund-
funkempfängern $
Die Entwicklung eines Netzanschlußgerätes für
Rundfunk
Rückkopplung Die Wirkung der — im ‚Empfänger
auf die Zeichenstärke B a
Schall:
Schallstrahlung einer Membran bei hoher
Frequenz
Der Durchgang des Schalls durch schwingungs-
fähige Scheidewände von verschiedenem
Material j .
Schwingungen:
Über die selbsterregten
Schwingungen in
Kreisen mit Eisenkernspulen . En
132 u.
119
238
4l
Über Schwingungserzeugung mittels eines Elek-
tronenröhrensystems, bei welchem die Kapa-
zität von untergeordneter Bedeutung ist .
Schwunderscheinungen siehe unter Ausbreitung
der Wellen.
Sender:
Neuere Entwicklung von Sendern für geringe
Leistung und für den Rundfunk . :
Kurssender für transatlantische Flüge .
Einseitig gerichtete Kurssender für
Navigation
Die Stationen der Erde mit Frequenzen über 1,5
-10°/sec
Gesichtspunkte für die Zulassung von
frequenzstationen
Prinzipielle Bemerkungen zur Bewilligung "von
Rundfunkstationen .
Strahlsender (Beam) mit extrem kurzen. Wellen
Die Zuteilung der Leistung an Rundfunksender
nach Feldstärken
Die drahtlose Zentralstation in Rom (San Paolo)
Direkte Messung des Modulat!onsgrades eines
Telephoniesenders i De e a
Strahlungsvorgängen. Experimentelle Untersuch-
ungen an Wasserwellen zwecks Herstellung von
Analogien zu elektromagnetischen —
Telegraphie:
Drahtlose Telegraphie im Dienste der Luftfahrt
und ihre Entwicklung . T GT S
Flugzeug-
Hoch-
75 |
Eiiiehhingen: für drahtlose Telegraphie auf Luft-
fahrzeugen .
Telephoniesenders. Direkte Messung des. Modu-
lationsgrades eines — . DE Rp
Transformatoren: |
Bemerkungen zur Theorie der Hochfrequenz-
transformatoren
Die Konstruktion von Transformatoren für Nieder-
frequenzverstärker mit vorgegebener Charak-
teristik ;
ultrakurze Wellen siehe unter k u T z e W el le n.
Verstärker siehe unter Elektronenröhren-
Verstärker.
Verstärkung Aperiodische — und ihre Anwendung
auf das Studium atmosphärischer Störungen .
Wasserwellen Experimentelle Untersuchungen an —
zwecks Herstellung von Analogien zu elektro-
magnetischen Strahlungsvorgängen
Wechselstromkompensator Ein komplexer — für
mittlere Frequenzen et ee
Weckanruf Der drahtlose — für Einzel- und
Sammelanruf
Wellenausbreitung siehe unter A u S b r ei t u n g d e r
Wellen.
Widerstandsverstärker siehe unter Elektronen-
röhren-Verstärker.
Zeitablenkungen Zeitproportionale, synchron laufende
— für die Braun’sche Röhre
Großdruckerei Paul Dünnhaupt.
Zwischenfrequenzempfänger. Fortschritte im Bau
von — ee j
Köthen i. Anh.
i. i T ng nA 2 ; S i ‘ Er:
- Juli 1929
\ Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
1 Zeischri fir Hochirequenztechnik
| I NE
Gegründet 1907
# Unter Mitarbeit
von
E Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
3 (Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S.Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
= (Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Poljr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen
BA (Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
Br (München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
E Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
8
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E.h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementispreis des Bandes (1/> Jahr) RM. 20.—, Preis des
Ss 1—40 w 079 ‚einzelnen Heftes RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
Heft 1 stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
Bei Wiederholung Ermäßigung.
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liefert alle für drahtlose Telegraphie und Telephonie
erforderlichen Geräte entsprechend dem neuesten Stana der Technik en
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Vellständige Sende- und Empfanssaniasenn wen
jeder Reichweite für den Nachrichten- und Sicherungsdienst
"im Lands, See- und Luftverkehr | & |
=
= e .
Einrichtungen für Telephonie längs Hochspannunssleitunge )
mittels Hochfrequenz on |
Rundfunksender jeder Leistung >)
Sende-, Verstärker- und Gleichrichter-Röhren-
=
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GELBE LISTE
Vor 50 Jahren am 1. März 1879 eröffnete
Eugen Hartmann in Würzburg eine Prä
zisionswerkstätte für wissenschaftliche Ge
räte und begründete damit unser Werk
Als einer der ersten baute er Telephon
anlagen und wurde ein Hauptlieferer andie
deutsche Reichspost. In späteren Jahren
gaben wir den Bau von Fernsprechern gan
auf um uns verstärkt dem ureigentlice!
GebietelektrischerMeßgerätezuzuwenden}
Solche liefern wir auch für Telegraphie undt
Telephonie vorbildlich in Ausführung unc
Form. Teil | der eben erschienenen gelber
Liste gibt darüber Auskunft. e
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Juli 1929
Heft 1
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
Seite
Paul Knipping: Über DETKRAUSERRURZEN EIER: Sl 19 puper:
er im Text) .
P. von Handel, K. Kae und H. Plendi: Quarzsteuerung von
Kurzwellen- Empfängern. (Mit 7 Bildern im Text) ; 12
Wilhelm Moser: Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen.
(Mit 17 Bildern im Text) . ; : ; : ; š A . 19
Mitteilungen aus der Praxis:
Hochspannungs-Oleichstrommaschinen der Bayerischen EINE:
werke in Landshut. (Mit 5 Bildern im Text) i ; . 27
Carl Lübben: Patentschau. (Mit 18 Bildern im Text) . i . 28
Referate:
G.W. N. Cobbold und A. E. Underdown (H. E. Hollmann):
Einige praktische Anwendungen von iare RECURENT: zu
3 Bildern im Text) . . A i . è 33
C. R. Englund (H.E. Hollmann): Die Eigenwelle linearer Leiter 35
1
Zeisehrit Kür Kochirequenziechni
INHALT
Seite
J. C. Warner (J. Zenneck): Eigenschaften und a
lichkeiten für Gitterröhren. (Mit 4 Bildern im Text) . 35
M. A. Tuve und O. Dahl (J. Zenneck): Eine Anordnung zur
Modulation eines Senders für die Untersuchung der Kenelly-
Heaviside-Schicht mit der Echo-Methode. (Mit 2 Bildern im Text) 37
B.S. Smith und F.D. Smith (E. Mauz): Ein Oerät zur Erzeugung
kleiner OS NIE DE SPANIUNgEN.N von bekannter Größe. ao
2 Bildern im Text) . . , s ; . 37
ILW.Wright (J. Zenneck): Der Röhrengenerator mit Schwingungs-
kreis in der Gitter- und Anodenleitung. (Mit 1 Bild im Text) 38
A. Hund (J. Zenneck): Aperiodische Verstärkung und ihre An-
wendung auf das atuclum AO PIREENE: SIOTUnBEN: u 1 Bild
im Text) . . : $ . 38
Eingegangene Bücher: . . 5 ; ; : ; . ; . 38
Bücherbesprechungen: . : s ` À ; ; ; i . 38
Manuskripte für das Jahrbuch, siika mit klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftteitung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, elne kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandlung Berliu W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32 647.
Ueber BarHKhausen - Kurz - Wellen.
"d
A
e“
| Inhaltsübersicht.
| Einleitung.
> Grundlagen.
Feldverteilung.
‚Die verschiedenen Zonen um den Glühdraht.
„ Die räumliche Lage der „lonisierungszone“.
“ Die Flugzeit eines M+ -Ions ist gleich der Flugzeit
eines Elektrons.
7 "Die Elektronen verlassen gleichphasig den Glüh-
“draht.
© Einfluß der Gitterspannung.
: Schicksal der H+ -Ionen.
:Extremvakuum in der Umgebung des Gitters.
s Veranschaulichung der bisher besprochenen Vor-
„ gänge.
“ Andere Restgase als Wasserstoff.
" Der Einfluß veränderter Gitterspannung auf die
: Wellenlänge.
‚. Moleküle.
Einfluß der Elektrodendurchmesser.
i Einfluß der Stärke des Heizstromes.
“ Einfluß der Elektrodenanordnung.
Sekundär- und Photoemission.
Elektronenschwingungen.
Zusammenfassung des bisherigen, Strahler null-
ter Ordnung und
sein akustisches Analogon.
|
Von Paul Knipping, Darmstadt.
22. Diodenschwingungen.
23. Der Anodenstrom.
24. Uebersicht.
25. Schluß.
26. Literatur.
1. Einleitung.
Die im Jahr 1920 von Barkhausen und
Kurz (1)*) (B.-K.) beschriebenen kurzen Wellen ent-
stehen in einer Schaltung, bei der Kathode und Anode
ungefähr das gleiche negative, das Gitter ein posi-
tives Potential hat. Sie wurden bereits von ihren
Entdeckern durch Pendelungen von Elektronen durch
das Gitter erklärt. Es hat in der Folge nicht an Ver-
suchen gefehlt, diesen Vorgang im einzelnen zu ent-
rätseln. So hat z. B. schon 1919 Whiddington
(2) auf die Mitwirkung der positiven lonen bei
Schwingungsvorgängen hingewiesen und seine Theorie
auch durch Versuche geprüft. Doch scheint seine
Deutung nicht überzeugt zu haben, eine Reihe von
Fragen blieb ungeklärt, neue tauchten auf, so daß trotz
mancher positiven, auf die Probleme verwandten Ar-
beit Experimente und Theorien nicht restlos mitein-
ander in Einklang gebracht werden konnten. Das
mag seinen Grund darin haben, daß die Vorgänge in
einer B.-K.-Schaltung komplizierter sind, als daß sie
mit-einer bestehenden Theorie allein verständlich
*) Die eingeklammerten Zahlen beziehen sich auf die Literatur-
zusammenstellung am Schluß der Arbeit.
y a a | Paul Knipping:
sind. In Anbetracht dieser Lage kann es nicht
schaden, wenn versucht wird, einen neuen Angel-
punkt zu finden, was im folgenden geschieht. Hier-
bei werde ich von den in der Röhrentechnik ge-
bräuchlichen Begriffen wie Steilheit, Durchgriff, Rück-
koppelung etc. keinen Gebrauch machen, sondern
das Schwergewicht ganz auf die atomistische und
elektronische Seite legen. Ferner bemühe ich mich,
durch schrittweises Vorgehen vom Einfachen und
Speziellen zum Allgemeinen und Verwickelten all-
gemein verständlich zu bleiben, und ein Bild zu
geben, das möglichst vielen bekannten Tatsachen
gerecht wird.
2. Grundlagen.
Wir gehen aus von der Fluggeschwindigkeit v
(cm/sec) von kleinen Teilchen mit der Masse m und
der Ladung e in einem elektrischen Feld von V Volt.
Bekanntlich (3) ist 5 Des:
9.6
v = V V erhält. Sind die Teilchen Elektro-
V, woraus man
2.e
nen, so ist (a) v— = We V, sind sie einfach gela-
dene positive Ionen (welche, wie man weiß, die
fast genau gleiche Masse wie neutrale Atome haben),
2.e
erhält man (b) „=/= y. Neutrale Atome
(oder Moleküle — was für uns vorläufig dasselbe be-
deutet) werden in einem elektrischen Feld überhaupt
nicht beschleunigt. Es laufen danach im gleichen Feld
die geladenen Teilchen mit Geschwindigkeiten, die um-
gekehrt proportional den Wurzeln aus ihren Massen
sind. Sei das eine ein Elektron, das andere z. B.
ein positives Wasserstoffatomion (H +-Ion), so ist
De a A Wort
mie Bao Sone Vor ornen
ein Elektron läuft im gleich starken Feld entgegen-
gesetzt und 43mal schneller als ein Hı-Ion. Rech-
net man nach Einsetzen der Konstanten m und e die
zu der Spannung V gehörige Geschwindigkeit v für
Elektronen und H+-lonen numerisch aus, so erhält
man Tabelle 1, zugleich eine Illustration der hohen
Geschwindigkeiten.
Tabelle 1.
Sn v— (cm/sec) |v H+ (cm/sec)
1 570-105 13-10 oder km/sec
10 1800. 105 42.105 unter Fortlassung
14 2000. 105 47.105 des Faktors 105
100 9700: 10° 130 - 105
Fliegen bei der B.-K.-Schaltung Elektronen von der
Kathode durch das Gitter) zur Anode!) und den
gleichen Weg wieder zurück, so sendet das Rohr
gerade eine ganze Welle mit der Wellenlänge A aus,
die aus v, V und den Elektrodendimensionen leicht
errechnet werden kann. Nach B.-K. (1) ist ange-
i 1000 r (cm)
nähert (d) A (cm) = VE, vo Von
1) in gewohnter Bezeichnungsweise.
‚wo r den Radius des
für unse.
einstweilen fo
gende Maße fest: Durchmesser des konzentrisch ug..
Anodenzylinders vorstellt. Wir legen
Betrachtungen zur Vereinfachung
den Glühdraht liegenden zylindrischen Gitters
1 cm, Durchmesser des ebenfalls konzentrische
Anodenzylinders = 2 cm. Die Länge der Elektrode
spielt eine untergeordnete Rolle, nur muß sie gro
gegen die Durchmesser sein, damit or
fortfallen. Die positive Gitterspannung Eg = =]
Volt, Anode und Kathode haben null Volt, 5
Hi
|
|
= 0.
3. Feldverteilung.
Die Verteilung .der Feldstärke in einer d
artigen Anordnung (und solange die Röhre no
nicht schwingt!) wird durch Figur 1 in Annäherun
Im Raum zwischen
veranschaulicht. Kathode un
Te
70 05 0 05 10cm
Bild 1.
Längsschnitt "durch die Elektroden einer nicht schwingendef l
B.-K.-Röhre mit Feldverteilung .
K = Kathode, G = Gitter, A = Anode.
+
den bekannten an der Kathode extrem o steile
logarithmischen (4) Anstieg (wegen de
zylindrischen Anordnung) und im Raum zwischen
Gitter und Anode, dem sog. „Bremsfeld‘ (diese Be.
zeichnungen sind nicht ganz zweckentsprechend
einen ebenfalls logarithmischen, aber viel gleichmäßi
geren Abfall. Die Kurven müssen wir aber noch ei
wenig differenzieren, wenn wir der Wahrheit nahq.
kommen wollen. Unmittelbar um den Glühdraht lieg] `
eine sehr dichte Elektronenwolke, die Raumladungs]'
zone (RLZ), die in Bild 1 nicht wiedergegeben ist,
Ferner: die Elektronen, die zum Gitter fliegen, ioni4',
Gitter, dem sog. „Beschleunigungsfeld‘‘, haben
i
sieren die noch vorhandenen Gasreste. Die hier- )
durch entstandenen lonen werden nach ihren Vor-{`
zeichen auf Gitter und Kathode gezogen. Was sich
an der Kathode abspielt, wird nachher im einzelnen],
erörtert. Am Gitter verliert die Mehrzahl der Jonen
ihre Ladungen, ein Teil indessen haftet mit seinen?
Ladungen, wie die Erfahrung lehrt, fest auf den Ober-|‘
flächen und bildet eine sog. „Doppelschicht“ (5). |
Schwingt die Röhre, pendeln nach der B.-K.sche
Anschauung die Elektronen um das Gitter, so von
auch im Raum Gitter-Anode lonisation statt, wobel.
die negativen Ionen wieder zum Gitter, die positiven,
zur Anode wandern und an beiden Orten zu Doppel- :
schichten Anlaß geben. Durch den Einfluß dert,
Raumladung und dieser Doppelschichten (DS) wird.
die in Bild 1 dargestellte Feldverteilung stellenweise |. ;
gründlich verändert, wie Bild 2°) zeigt. Wir erken- |.
nen darin vor (außerhalb) dem Glühdraht eine noch y;
etwas unter null Volt heruntergehende Aone (6), de‘:
2) Im folgenden ist nur eine Rohrhälfte geze:ächnet. i
Ueber Barkhausen-Kurz-Wellen. 3
„ die normalerweise nur von wenigen Elektronen
. zufällig höherer Geschwindigkeit überwunden
den kann, während alle übrigen durch sie zurück-
alten werden. Ein in Freiheit gelangtes Elektron
t nun zum Gitter und findet dort auf den posi-
n Gitterdrähten die oben genannte negative DS,
es durch die Oeffnungen „zentriert“, wie Bild 3
ınschaulicht. Das Elektron a konnte zufällig frei
= + |
6
H
E EE E E E E E
O 2 4 6 8 Mmm$
Bild 2.
Feldverteilung mit Berücksichtignng der Raumladung
und Doppelschichten.
schen den Drähten durchfliegen, hingegen würde b
e diese DS auf dem Gitter landen, wird aber
ch die abstoßenden Kräfte so geführt, daß es noch
chkommt. Erst das Elektron c, das nicht mehr
ügend abgelenkt wird, trifft auf das Gitter. Die
pelschichten auf der Gitteroberfläche wirken „wie
-hter‘“, welche die Gitteröffnungen vergrößern. Der
de in Bild 2 ist eine positive DS vorgelagert. Die
Bild 3.
Durchgang von Elektronen durch das Gitter.
ichten können gelegentlich bis 100 Volt (5) Span-
gsunterschied gegen ihre Elektroden erreichen.
neg. DS auf der Außenseite des Gitters und die
-DS auf der Anode geben möglicherweise durch
deln der Elektronen zwischen diesen Schichten
aß zu besonders kurzwelligen Schwingungen (7)
—> in Bild 2).
l. Die verschiedenen Zonen um den Glühdraht.
Betrachten wir jetzt etwas eingehender die
gänge, die sich in der Nachbarschaft des Glüh-
htes abspielen. Wenn ein Elektron die RLZ ver-
en hat, wird es in dem vorliegenden Feld be-
eunigt und kommt auf immer höhere Geschwindig-
en. Soweit es dabei den Weg zum Gitter ohne
ammenstöße mit Molekülen zurücklegen kann,
; meist der Fall ist und wesentlich vom Gasdruck
ängt und hier nicht diskutiert werden soll, schei-
es für unsere augenblicklichen Ueberlegungen aus.
gewinnt indessen Interesse, wenn es mit Atomen
r Molekülen zusammenstößt. Dabei müssen wir
voneinander gänzlich verschiedene Fälle (8) un-
cheiden, die sich am besten an Hand eines Bei-
Is erläutern lassen, in dem Elektronen mit
Isserstoffatomen kollidieren,
t
a) Das speziell ins Auge gefaßte Elektron ist beim
Zusammenstoß weniger wie 11 Volt?) im Felde ge-
laufen, es hat eine geringere als „11-Volt-Geschwin-
digkeit“. Resultat: es läuft nach dem Zusammen-
stoß höchstens mit etwas veränderter Richtung, aber
sonst unbeeinflußt weiter, es hat keinen Geschwin-
digkeitsverlust erlitten und auch keine Energie an
das getroffene Atom abgegeben. Das Elektron nach
seinem Zusammenstoß unterscheidet sich eigentlich
in nichts von einem anderen, das ohne Kollision sei-
nen Weg machte, es ist für unsere Ueberlegungen
uninteressant, das gestoBene Atom ebenfalls.
b) Das Elektron hat im Augenblick des Stoßes
eine Voltgeschwindigkeit von 11 bis 14 Volt?). Resul-
tat: es findet ein Energieaustausch statt. Dabei über-
trägt das Elektron seine Geschwindigkeit und Ener-
gie auf das getroffene Atom, das dadurch in einen
besonderen Zustand, den „Anregungszustand‘“ (8)
übergeht, und das darauf nach einer sehr kurzen Zeit
durch eine Art Lichtblitz seine vorher empfangene
Energie ausstrahlt. Das Stoßelektron, das bei diesem
Vorgang seine ganze (bei 11 Volt) oder den größten
Teil (über 11 bis 14 Volt) seiner Geschwindigkeit
einbüßte, muß nach der Kollision seinen Lauf mehr
oder weniger von neuem beginnen. Das angeregte
Atom wird, da es neutral ist, durch keine Felder be-
einflußt.
c) Das Elektron stößt mit höherer als 14-Volt-
Geschwindigkeit auf ein H-Atom. Resultat: das Atom
wird in ein A+-Ion und ein freies Elektron aufgespal-
ten, „zerschossen“. Das Ion wird zur Kathode ge-
trieben, das freie Elektron dem Stoßelektron, das in
ähnlicher Weise wie bei b) seinen Lauf neu beginnen
muß, nachgezogen. Die „Ausbeute“ steigt von dem
Grenzwert 14 V (lonisierungsspannung) bis zur dop-
pelten lIonisierungsspannung schnell an und fällt dar-
auf ab (9).
Wir können zusammenfassend sagen, der Glüh-
draht sei mit mehreren aufeinander folgenden kon-
zentrischen Zonen verschiedenen Interesses umgeben,
wir haben
1. die RLZ, aus deren Grenzfläche die Elektronen
mit 0 Volt Geschwindigkeit austreten;
2. die Zone von 0 bis 11 Volt, in der nichts Wesent-
liches geschieht;
3. die Zone von 11 bis 14 Volt, in der Licht ent-
steht (worauf wir später in Abs. 18 zurück-
kommen) und
4. die Zone von 14 Volt bis zum Gitter, in der
H--Ionen gebildet werden. Die ersten Ionen
entstehen an der Grenze dieser Zone.
5. Die räumliche Lage der „Jlonisierungszone“.
Wenn wir die räumliche Lage dieser
Zonen festlegen wollen, so müssen wir uns dem Bild 2
zuwenden. Aus ihm erkennen wir unmittelbar‘), daß
z. B. die Grenze der 14-V-Zone, die für uns beson-
ders interessant werden soll, sehr dicht (4) an der
RLZ resp. am Glühdraht liegt. Sie verschiebt sich —
nebenbei gesagt — ein wenig mit der Temperatur der
Kathode (vgl. Abs. 16) Die genaue Lage dieser
3) In runden Zahlen.
4) Der Punkt „14 V"Xist in Bild 2 durch ein Kreuz auf der
Feldverteilungskurve und die beigefügte Zahl 14 (auf der Ka-
thoden- wie auf der Anodenseite!) gekennzeichnet,
Paul Knipping:
Zone ergäbe sich aus einer komplizierten (s. Abs. 19)
mathematischen Berechnung, die aber nicht hierher
gehört. Es genügt für unsern Zweck, wenn wir ihre
Entfernung vom Glühdraht aus dem Bild 2 zu etwa
0,5 mm ermitteln. In diesem Abstand entstehen die
ersten H+-Ionen, die zur Kathode wandern, während
die beiden Elektronen (die wir zusammenfassen)
nach dem Gitter zu, durch dieses hindurch in das
„Bremsfeld“ vor der Anode, von hier zurück und
abermals durch das Gitter zum Glühdraht zurück-
fliegen.
6. Die Flugzeit eines H*-Ions ist gleich der Flugzeit
eines Elektrons.
Wir wollen uns jetzt die Frage vorlegen, ob
vielleicht zwischen dem eben beschriebenen Flugwez
oder besser der Flugzeit der Elektronen und dem
Flugweg resp. der Flugzeit des H+-Ions auf die Ka-
thode zu irgendeine Beziehung besteht. Nach B.-K.
(1) entspricht dem Flugweg von 2mal 1 cm gerade
eine Welle mit der Wellenlänge A, die nach Bezie-
hung (d) und den numerischen Angaben von Abs. 2
1000 X 1 (cm) _
sich ergibt zu A (cm) = = 10 cm =
s le V 100 Volt
10
1 m. Dem entspricht eine Frequenz » = I
= 3.10° pro sec. In 0,33.10—? sec. führt also ein Elek-
tron gerade die Hin- und Herbewegung aus. Nach
(c) von Abs. 2 wandert das H+-Ion im gleichstarken
Feld 43mal langsamer. Danach legt es während einer
Schwingung nicht 2, sondern 2:43 cm = 0,47 mm
zurück, und zwar in der Richtung auf die Kathode
zu. Während also primäre Elektronen den Hin- und
Herweg einmal durcheilt haben und dabei eine Welle
ausgesandt ist, gelangen die Ionen gerade zur RLZ.
Die einfache Beziehung ist danach vorhanden, wir
müssen sie nur noch entsprechend auswerten, um
weitere Schlüsse von größerer Tragweite aus ihr
ziehen zu können. Dazu betrachten wir den Vorgang,
der sich bei der Ankunft des H+ -Ions in der RLZ
abspielt.
7. Die Elektronen verlassen gleichphasig
den Glühdraht.
Hierbei erfolgt zweierlei: 1. vereinigt (3) sich
ein Raumladungselektron mit dem H-Ion, das damit
neutralisiert wird, und dadurch wird 2. in die RLZ
an dieser Stelle für einen sehr kurzen Augenblick
eine Bresche (3) gesprengt. Diese benutzen sofort
(10) einige hundert neue Glühdrahtelektronen, die ja
nur auf eine solche Gelegenheit gewartet haben, um
aus der RLZ auszutreten und ins Freie zu gelangen.
Danach schließt sich die Lücke sogleich. Die neuen
Flektronen schlagen die gleiche Bahn wie das erste
ein. Die Ankunft des H+-lons, das Zer-
stören der Raumladung, Austretenfri-
scher Elektronen und die Ankunit des
ersten Elektrons findet alles im glei-
chen Moment statt. Das heißt aber nichts an-
deres als: das erste und die neuen Elek-
tronenschwingenin Phase (11). Der Vor-
gang wiederholt sich bei jeder Schwingung, so daß
schließlich nach einer gewissen Zeit sämtliche oder
zum mindesten ein großer Teil der Elektronen mit
gleicher Schwingungsdauer und in gleicher Phase ipl
Bewegung sind. Die Einleitung dieses Prozessegi lt
kann man sich folgendermaßen vorstellen: Bekannt!
lich gibt es auf der Oberfläche eines jeden Glit ekt
drahtes besonders aktive Bereiche. Hier treten dig a
ersten Elektronen überhaupt aus und beginnen deg `
eben beschriebenen Vorgang. Lelie wird dieg"
durch die späteren Bilder 12—14 (Abs. 22) -o
anschaulich]. Haben sich aber einmal. wenn auch zul"
nächst nur mit ganz wenigen Elektronen, die Ver 1
hältnisse zu ordnen begonnen, so wachsen sie lawiner N
gleich an (wie auch in Bild 12—14 gezeigt wird) un!‘ »
breiten sich schnell über den ganzen Glühdralit unfim
die ganze Röhre aus. Schließlich, wenn nach det:«i
„Einlaufzeit“ alle Ionen und Elektronen „mitgenom.*
men“ sind und volle Ordnung stattgefunden hal!ın
[wenn Störungen anderer Art, die wir gleich beein
handeln, fortfallen], ist (bei auch sonst optimalen Bey:ur;
dingungen) der periodisch schwinzende Anteil deflas
Elektronen 100 Prozent, sämtliche Elektronen und.
„nn!
m.
=
auch Ionen haben sich „eingeschwungen“. m
ir
8. Einfluß der Gitterspannung. i
Wir wollen eben zusehen, wie die Verhält-
nisse sich verschieben, wenn die Gitterspannung|
nicht mehr den in unserm Beispiel gegebenen Wert: 3
von 100 Volt hat. Mit sinkendem Æ, verflacht sich “u
Intensität d. Schwingung
Bild 3a.
Abhängigkeit der Schwingungsintensität von Eg.
die Feldkurve in Bild 2 und die lonisierungszon],.
(14-V-Zone) rückt von der Kathode weg zum Gitter]:
hin. Damit kommen die H.-Ionen etwas verspätet.‘
gegen die pendelnden Elektronen an der RLZ an, “|, ie
daß, wenn wir vom Gang des Ausbeutefaktors d,
absehen, nicht mehr exakte Gleichphasigkeit besteht.{.
weswegen die Intensität der Schwingungen (beil'
gleichzeitigem Wachsen der Wellenlänge) schnell ab-|
nimmt. Umgekehrt kommen bei höherem Ey diel”
Ionen zu früh zur RLZ, wodurch gleichf: ls die
Schwingungsintensität (diesmal bei gleichzeitig ab-1. *
nehmender Wellenlänge und wegen der Form der|.,
Ausbeutekurve langsamer) sinkt (Bild 3a). Es gibt $
daher für ein bestimmtes Rohr mit reiner H -Atom-|'‘
füllung ein Optimum für EZ, bei dem die Schwingung
im Außenraum einen Maximalwert hat und in dem! 1
eine durch die geschilderten Verhältnisse genau feste: ,
gelegte Wellenlänge existiert. Entfernt sich E, noch
weiter von diesem Optimum, so setzen die Schwin-|;,
gungen überhaupt aus.
Sk
d
l
fr
9. Schicksal der H'-Ionen.
Betrachten wir nunmehr das Schicksal der ba
tralisierten H+-lonen, die wieder gewöhnliche H- -
Atome geworden sind. Natürlich können sie an iris,
-Z nicht in Ruhe verharren, sondern sie müssen sich
„eiterbewegen. Ihre Flugrichtung und -geschwindig-
«jt ist ihnen als ungeladenen Teilchen jetzt nicht durch
-2ktrische Felder vorgeschrieben, sondern sie unter-
gen allein den Gesetzen der kinetischen Gastheorie.
-ie Flugrichtung ist zunächst völlig beliebig. Da die
tome nicht durch den Glühdraht hindurchfliegen
‚;nnen, werden sie sich jedenfalls von ihm weg-
“enden. Die Fluggeschwindigkeit von Gasmolekülen
-) überhaupt ist u = 485 (m/sec), dividiert durch
-e Wurzel aus der Gasdichte, speziell bei H-Atomen
tu = 1,844 V 1+ at (km/sec), wo ¢ die absolute
-emperatur der Atome und a der Ausdehnungs-
effizient der Gase ist. Nehmen wir £ mit 2400°
3solut = 2100° Celsius an, weil sich ja die Atome
- unmittelbarer Nähe des glühenden Wolframdrahtes
finden, so wird 1-+oat ungefähr 10 und die
‚/urzel daraus 3, so daß u rund 6 km/sec = 6.10”
:n/sec wird. Ein H-Atom würde danach in 10-° sec
zrade 6 cm weit fliegen. Aber eine so weite Strecke
ermag es in unserm Rohr ungestört gar nicht zurück-
legen, obwohl dies bei einem Druck von 0,003 mm
-g die freie Weglänge ist. Zunächst fliegt das Atom
6.3.10-9
einer Schwingungsdauer nur 2; = 18.107
n = 0,018 mm weit, nach etwa 25—30 Elektronen-
:hwingungen hat es, wenn es zufällig senkrecht zur
'rahtachse fortflog, gerade die 14-V-Zone erreicht.
jing es unter einem schiefen Winkel vom Draht fort.
) kommt es entsprechend später in dieser Zone an.)
as heißt: nach verhältnismäßig wenigen Elektronen-
:hwingungen sind die Atome eben wieder dort ein-
etroffen, wo sie sozusagen „gebraucht“, wo sie von
euem ionisiert werden. Auf dem Weg von der Ka-
ıode bis zur 11-V-Zone kann den Atomen überhaupt
ichts geschehen, von 11 bis 14 Volt können sie
öchstens angeregt, aber nicht in ihrem Lauf gestört
‚erden, von 14 Volt ab werden wieder lonen ge-
ildet. Diese wandern von neuem zur Kathode —
nd so geht das Spiel: „Jonenbildung, Zer-
törung der Raumladung, phasenrich-
iges Austreten frischer Elektronen,
angsames Zurückwandern der Atome“
nunterbrochen weiter Ein bestimm-
er kleiner Gasrest vermag also die Schwin-
ungen dauernd aufrecht zu erhalten, ja er ist un-
edingt dazu notwendig, wie man aus
ielen Versuchen (12) entnehmen kann. Fehlt der
iasrest oder ist er zu klein oder zu groß, so schwingt
ine Röhre nicht, sie tut dies erst, wenn durch
ingeres Brennen des Glühfadens Gase frei geworden
nd, oder sie schwingt nur kurze Zeit nach der Ein-
haltung (13).
10. Extremvakuum in der Umgebung des Gitters.
Beachten wir weiter, daß auch außerhalb der
4-V-Zone Atome anfänglich vorhanden sind, die im
auf der Zeit alle ionisiert, als Ionen relativ schnell
ur Kathode geführt, von dort aber relativ langsam
ntlassen werden, so werden wir gewahr, daß später
ie ganzen Gasreste sich innerhalb der 14-Volt-Zone
m den Glühdraht resp. in einer ähnlichen Zone in
er Nachbarschaft der Anode (denn die gleiche Ueber-
gung gilt natürlich auch für den Raum zwischen
Ueber Barkhausen-Kurz-Wellen. 5
An nn e
Gitter und Anode) befinden. Der übrige Raum ist
praktisch gas- und ionenfrei, die schwingenden Elek-
tronen erfahren unterwegs keine Hindernisse (vgl.
Abs. 25). Hierauf läßt sich ein Verfahren gründen, um
‚ein besseres Vakuum, als es mit Pumpen allein er-
reichbar ist, zu erzeugen. Das Elektronenrohr stellt
danach eine Hoch-Vakuumpumpe vor (14).
il. Veranschaulichung der bisher besprochenen
Vorgänge.
Die bisher behandelten Vorgänge wollen wir
nun an den Bildern 4 bis 6 veranschaulichen. Zu-
nächst ist in Bild 4 die unmittelbare Umgebung des
K ALZ 14 -V
'
N
7 7
2 or. T
3 g
4 -6 “e>
I BL `N
j i i )
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Y 4 | >
Bewegung von
9> Elektronen,
© tonen.
© neulnaleAfome
Veränderung der AL
Bild 4.
(Zeitbild, von oben nach unten zu lesen.)
Glühdrahtes mit der RLZ und der 14-Volt-Zone dar-
gestellt. Das Bild stellt sozusagen eine Zeitlupen-
aufnahme von der Bewegung der Elektronen, Ionen
und Atome dar, es umfaßt etwas mehr als eine volle
Schwingungsdauer von 0,33-10-" sec, diese Zeit ist
noch in 100 kleinere Zeitabschnitte weiter unterteilt.
Im ersten Abschnitt verläßt gerade ein Elektron die
RLZ, im zweiten fliegt es auf ein neutrales Atom zu,
das es im dritten getroffen hat. Das Atom wird in
ein lon verwandelt und dieses geht langsam zur
Kathode, während das ursprüngliche und das ab-
gesplitterte Elektron gemeinsam ihre Bahn durch das
Gitter zur Anode und wieder zurück fortsetzen
(4 bis 99). Bei 100 ist das lon eben im Begriff, in die
RLZ einzudringen; gleichzeitig hat sich das Elektron
soweit genähert, daß es ebenfalls kurz vor der RLZ
steht. In 101 befinden sich Elektron und Ion in der
RLZ, die zerrissen ist, es treten frische Elektronen
6 Paul Knipping:
aus und das Ion neutralisiert sich. Von hier an voll-
zieht sich das Spiel von neuem, die Elektronen laufen
rasch davon, das Atom langsam. Die Elektronen
ionisieren abermals — usw. Das gleiche: wird in
Bild 5 dargestellt, wobei diesmal der halbe Quer-
schnitt der Röhre und eine dreimal so lange Zeit-
spanne gezeichnet ist. Man erkennt hier besonders
<«— Zeit
Bild 5.
Graphischer Fahrplan für Elektronen, Ionen und Moleküle.
(Zeitachse verläuft vor oben nach unten.)
K = Kathode, RLZ=Raumladung, 14-V = 14- Voltzone,
G = Gitter, A = Anode.
deutlich den verschieden schnellen Lauf der Elek-
tronen, Ionen und Atome sowie die Zeitbeziehungen,
die ja für den Vorgang wesentlich sind. Bild 6 zeigt
die Verteilung des Restgases in der Röhre, die gleich-
mäßige Verteilung a vor, das Abwandern in die
i OZ
paap
a f
Gasverteilung a) vor dem Einschalten, b) kurze Zeit später,
c) bei vollem Schwingen.
bezeichneten Zonen (b) beim Einschalten und (c)
den Endzustand, der sich einstellt, wenn sämtliche
Atome in den Zonen konzentriert sind. Bei dieser
Gelegenheit sei darauf hingewiesen, daß die 14-V-
Zone vor der Anode (Bild 2), ebenso wie der Um-
kehrpunkt der Elektronen sich mit dem Potential der
Anode verschieben. Je negativer sie ist, um so
weiter rücken die Zonen zum Gitter.
12. Andere Rest-Gase als Wasserstoff.
Ehe wir die bisherigen Ueberlegungen ver-
tiefen, wollen wir die Punkte diskutieren, an denen
wir vorher bestimmte, willkürlich scheinende An-
nahmen gemacht hatten. Wenn früher ausschließlich
von Wasserstoffatomen und ihren lonen die Rede
war, so geschah das, um dort Komplikationen zu ver-
meiden und das Wesentliche an einem einfachen Bei-
spiel zu zeigen. Wir haben uns jetzt zu fragen, wie
die Verhältnisse sich gestalten, wenn bei der vor-
Gitterspannıur
gehaltenen |
von 100 Volt der Gasrest im Versuchsrohr nicht mein‘
aus H-Atomen, sondern aus anderen Atomsorten od:
läufig wieder konstant
gar aus einem Gemisch solcher besteht. Wir müssy:
dann mit den entsprechenden Massen und lonisig“
rungsspannungen (3, 8) rechnen, die in Tabelle 2 z4;
sammengestellt sind. Diese enthält ferner in de
2. Zeile die Wurzeln aus den reziproken Massen uni“
in der 4. Zeile die Wurzeln aus den lonisierung-
spannungen, also diejenigen Faktoren. die für die hit
in Frage kommenden Vorgänge [nach Abs. 2 (b)| mal
gebend sind. Die Auswahl der Gasarten (Elektron ur
Tabelle 2.
Elek- qr rer N
aek- H N O Co, Hy;
1:1840 1 14 16 44 200 | Masse
43 1 0267 025 0,15 0,07 Wurzel a. reziproker Mass
— 14 16 17 — 10 | lonisierungsspannung Volt
— 37 40 4,1 = 3,2 | Wurzel aus lon.- Spannung
Wasserstoff sind ergänzend hinzugefügt) — Stick-j
stoff, Sauerstoff, Kohlensäure und Quecksilberdampi
— geschah nach der Erfahrung, nach der ein absolutes
Vakuum überhaupt nicht herstellbar ist. Stets treten |‘
außer Wasserdampf, der durch die hohe Temperatur ':
des Glühdrahtes und die Elektronen in Wasserstofi. '
der in Vakuumröhren erfahrungsgemäß vorherrscht, ,
und Sauerstoff zerlegt wird, N, O und CO. aus den |‘
Gefäßwänden und den Elektroden aus (15). Di
Quecksilberdampf diffundiert aus den Pumpen oder!
dem Mc Leod und ist, wie bekannt (16), nur mit
größter Schwierigkeit wieder zu entfernen. Di
Tabelle 2 gibt uns durch Zeile 4 sofort darüber Aus-I
kunft, wie weit sich die lJonisierungszonen bei gade
Gasen verschieben. Man sieht, die Zone rückt um!
etwa 10% nach außen für N und O und für Hg umj.
einen etwas größeren Betrag nach innen. Diese].
Zonen verschieben sich danach nur um relativ geringe].
Beträge. Ganz anders steht es aber mit den Flur].
zeiten der in diesen Zonen erzeugten positiven Ionen|
Aus der 2. Zeile erkennt man, daß diese Zeiten gegen]
die des H-Ions erheblich gewachsen sind, bei N und
O auf das 3,7- und 4fache, bei Hg sogar auf das |.
l4fache. Das heißt: bis solche lonen zur RLZ['
kommen, führen die Elektronen nicht eine, sondern]
bei Luft rund vier und bei Hg 14 Schwingungen aus f|
Es stellt sich heraus, daß diese Gase unter den te-
trachteten Umständen keinen Beitrag zur Aufrecht-'.
erhaltung der Schwingungen liefern, sie sind ver,
glichen mit den H-Atomen nur „Störer“. |
13. Der Einfluß veränderter Gitterspannung
auf die Wellenlänge.
Wie ändert sich das Bild, wenn wir nun die
Gitterspannung variieren? Zunächst setzen nach def-
obigen Vorstellung (Abs. 8,11) die durch H-Ionen u- '
terhaltenen Schwingungen aus, gleichzeitig verschiebt
sich die Ionisationszone, und durch „passendes Fin- |
regulieren‘“*) bringen wir es dahin, daß nun eine
andere lonenart in Phase mit den Elektronen |
schwingungen kommt. Allgemein muß »- vp:= Flug-
zeit positiver Ionen sein, wobei n = 1, 2 Ver- °”
4) Das sich in vielen experimentellen Arbeiten findet.
Ueber Barkhausen-Kurz-Wellen. | | o 7
—
ndern wir jetzt Z, weiter, so überschreiten wir
-nen Zwischenbereich, in dem diese Schwingungen _Ţ
-bsterben, dann kehren abermals neue wieder, die
-urch andere [onen unterhalten werden. Dabei
.ndert sich jedesmal sprunghaft die Wellenlänge. Man
‚rkennt ferner, daß den langen Wellen die kleineren
Jassen, kürzeren Wellen immer schwerere Massen
uzuordnen sind. Man erhält so bei Variation der
‚Jitterspannung ein „Spektrum“ von verschiedenen
Vellenlängen mit verschiedenen Intensitäten.
Intensität d Schwingung
A.
Man
N o
NN
An
Bild 6a.
schematisches, einfaches Massenspektrum der Restgase in einem
B.-K.-Rohr. n = 1! (s. Abs. 12a).
dann danach eine B.-K.-Schaltung geradezu als
‚Massenspektrographen“ bezeichnen, aus dessen
(urve Bild 6a man für ein bestimmtes Rohr nicht
ıllein die Anwesenheit bestimmter Massen’), sondern
wuch ihre prozentische Beteiligung ohne weiteres ab-
esen könnte, wenn nicht diese Kurve noch von
fremden“ Buckeln überlagert wäre, die andere Ur-
sachen wie Resonanzlage mit einem Außenkreis oder
ihnliche hätten’).
14. Moleküle.
Hatten wir bisher ausschließlich von Atomen
ınd Atomionen gesprochen, so wenden wir uns, um
weiter zu verallgemeinern, den Molekülen zu. Aber
tier erleiden wir Schiffbruch, weil nun die Verhält-
nisse schlechterdings unübersehbar werden. Einiger-
maßen berechenbar würden sie noch bleiben, wenn
der Gasrest in unserm Versuchsrohr wenigstens ein-
heitlicher Natur wäre. Doch ist diese Annahme un-
wahrscheinlich. Weiter wäre es möglich, Zonen für
die lonisierung von Molekülen anzugeben, Aussagen
über Geschwindigkeitsverhältnisse ihrer Ionen und
damit Phasenverhältnisse zu machen. Aber damit
wäre gar nichts gewonnen, weil man keine Vor-
stellung davon haben kann, ob und in welchen Grad
die Moleküle (vielleicht durch Absorption des ultra-
violetten Lichtes angerester Atome oder durch
Elektronenstöße) bereits dissoziiert sind. Wir müssen
diesen Punkt hier vollkommen offen lassen.
15. Einfluß der Elektrodendurchmesser.
Wenden wir uns zur Röhre zurück, und zwar
zu den Dimensionen von Gitter- und Anodenzylinder,
für deren Radienverhältnis (Q) durch die Angaben
in Abs. 2 der Wert 1:2 festgesetzt war.
Es ist bekannt (17), daß dieses Verhältnis be-
stimmte Grenzen nicht überschreiten darf, weil sonst
Schwingungen ausbleiben. Weiter lehrt die Erfah-
5) Bei Kapzov (7) verschwinden beim Kühlen mit flüssiger
Luft die Weilenlängen, deren Ionen kondensiert werden.
6) Vielleicht gelingt die Entwirrung bei größerer Erfahrung.
rung, daß (bis auf zwei Fälle (18), bei denen leider
keine näheren Dimensionsangaben gemacht sind) nur
Rohre mit zylinderförmigem Gitter und ebensolcher
Anode schwingfähig sind. Beides wird verständlich,
wenn man sich den Feldverlauf vergegenwärtigt. Zu-
nächst jedoch sei zur Feldverteilung folgende zusätz-
liche Bemerkung gegeben. Wie in Abs. 3 gesagt und
in Bild 2 zu sehen ist, liegt vor der Anode eine positive
Doppelschicht. Elektronen, die gegen die Anode an-
laufen, haben ein „Bremsfeld“ vor sich, dessen Höhe
Saab.
x Umkehrpunkte d Elektronen
Bild 10.
Bild 7—10.
Feldverteilung bei verschiedenem Durchmesserverhältnis und
verschiedener Anodenspannung.
nicht gleich der Spannungsangabe eines dort ein-
geschalteten Voltmeters, sondern das um die Höhe
der DS zu erniedrigen ist. Das Voltmeter mißt ja
ausschließlich Potentiale zwischen metallischen Elek-
troden, niemals aber solche DS, deren Existenz und
Größe nur auf Umwegen und jedenfalls nicht mit
einfachen Mitteln erschlossen werden kann. In den
nun folgenden Bildern sind die DS, die ganz außer-
ordentlich dicht an den Elektroden liegen [Bild 2
übertrieb die Abstände ungeheuer], nicht mehr selbst
zur Darstellung gebracht, sondern es sind als Ordi-
naten einfach die Differenzen: angelegte Spannung
minus DS aufgetragen. Dabei ist in Bild 7 bis 9
Ex = 0, E = 100 — 20 = 80, Ea = — 20 + 20
= 0 Volt angenommen, in Bild 10 ist Ea „effektiv“,
8 | | Paul Knipping:
also unter Einrechnung der DS = 0, — 50 und — 100
Volt, ferner ist das Durchmesserverhältnis (0) in
Bild 7 zu 1:4, in Bild 8 und 10 zu 2:4 und in Bild 9
zu 3:4 angenommen. Im Fall des Bildes 8 (Q = 2:4)
bemerkt man, wie die Elektronen gleich zu Anfang
beim Verlassen der RLZ außerordentlich stark be-
schleunigt und im „Gegenfeld“ ungefähr ebenso
schnell abgebremst werden. Dies hat zur Folge, daß
die Schwingung nahezu eine harmonische ist und
eine wohldefinierte und scharfe Resonanzkurve auf-
weist. Verschiebt sich aber Q nach 1:4 (Bild 7) oder
nach 3:4 (Bild 9), so entnimmt man den Feldkurven,
daß einmal eine enorme Beschleunigung, danach aber
eine viel geringere Verzögerung stattfindet (bei Q
= 1:4) oder umgekehrt (bei Q = 3:4). Sofern unter
diesen Umständen überhaupt noch Schwingungen
auftreten, werden sie keineswegs so scharfe Reso-
nanzkurven mehr haben wie im ersten Fall. Man
erkennt ganz allgemein, daß, ie mehr sich Q von
einem „optimalen Wert“ entfernt, um so breiter und
verwaschener die Resonanz ausfällt (19) und bei
noch ungünstigeren Verhältnissen sich überhaupt keine
Schwingungen ausbilden. Weiter findet man, daß in
solchen ungünstigen Fällen noch Schwingungen ent-
stehen, wenn man nur die Feldkurven passend „ver-
legt“. Dies ist in Bild 7 durch die gestrichelte Kurve
angedeutet, die zu einem stark negativen Xe gehört.
Durch diese Maßnahme, die sich wohl in allen Ex-
perimentalarbeiten findet, wird die Symmetrie in den
für die Schwingungen wesentlichen Teilen des Kurven-
verlaufs wiederhergestelli. Indessen ist hier auf fol-
gendes zu achten, worauf bereits im Abs. HH hingewig-
sen war: Da der Umkehrpunkt der Elektronen an der
Anodenseite (in den Bildern 7 und 10 durch kleine
Kreuze bezeichnet) nicht mehr dicht vor der Anode
liegt, wie dies der Fall ist, wenn Er = Ea „effektiv“
ist, so muß in Formel (d) Abs. 2 auch ein „redu-
zierter“ Radius eingesetzt werden, wie dies bereits
B.-K. gemacht haben, soll der Wert für 4 richtig
herauskommen. Die häufixe vorkommende Abwei-
chung 2 (eperim.) < 2 (berechnet) (1.20) findet hier-
durch eine anschauliche Erklärung.
16. EinfluB der Stärke des Heizstroms.
Bei dieser Gelegenheit sei auch die Abhängig-
keit der Wellenlänge vom Heizstrom besprochen,
obwohl dies eigentlich nicht hierher gehört. Je stär-
ker die Heizung, um so mehr Elektronen treten aus
dem Glühdraht, um so stärker wird die Raumladung’)
und um so weiter rückt diese und mit ihr die Zone
der lonisierung, gleichfalls die Umkehrzone der
schwingenden Elektronen vom Glühdralit nach außen.
Dies ergibt in gleicher Weise wie vorhin bei der
Betrachtung der Anodenseite eine Verkürzung der
Wellenlänge, die ebenfalls schon durch die Versuche
von B.-K. (1) bekannt ist.
17. Einfluß der Elektrodenanordnung.
Die Notwendigkeit zylindrischer Symmetric
ist jetzt gleichfalls verständlich. Bei jeder anderen
Anordnung ist die Feldverteilung, auf die cs doch
ganz wesentlich ankommt, so ungünstig, daß in der
T) Vgl. auch Abs. 19. Die RLZ kann dann ganz weit von der
Kathode fortrücken.
Regel die für Schwingungserzeugung nötigen Ver
hältnisse nicht vorhanden sind.
18. Sekundär- und Photoemission.
Nun sollen noch in Kürze und mehr der Vollständig
keit halber zwei Punkte behandelt werden: die si-
kundäre Elektronenemission und die Emission vr
Photoelektronen. Der sog. „Photoeffekt“ (8) ist eir
Folge der in Abs. 4 erwähnten Lichtausstralimung a
geregter Atome. Wir müssen uns vorstellen, dż
„zeitweise“ (!) das ganze Rohr mit unsichtbarer
ultravioletten Licht erfüllt ist. Wenn dieses auf di
Elektroden trifft, so senden sie die Photoelektront
aus. Dieser Vorgang ist außerordentlich komplizier
und soll mit Stillschweigen übergangen werden. Di
„sekundäre Elektronenemission“ (3) tritt ein, wen
Primärelektronen genügend hoher Geschwindigkei]-
auf irgendwelche Elektroden auftreffen. Als Quelle
hierfür kommen nur Gitter und, wenn das Rolr|
schwingt und ein Elektronenstrom zur Anode fliett.
auch diese in Frage. Die beiden Ströme haben, wi!
cin UVeberschlag zeigt, in der Regel keine große B:- -
deutung gegenüber dem viel kräftigeren primär
Flektronenstrom des Glühdralites, so daß wir si
außer Betracht lassen. Außerdem sind bei der
Photoströmen die Phasenverhältnisse verwickelte
Natur und hängen obendrein noch von der sog. „Ver
weilzeit“ (S, 21) ab, deren ungenaue Kenntnis jei
Rechnung vereitelt. |
mee e EEE —Ř a — E E EA
3 ; p .. . .. . . ` ..- A, $ x = 3
19. Elektronenschwingungen. |
Wenden wir uns nun den Schwingungen selb
zu. Da nach Abs. 10 und Bild 6 die gesamten Qas-
reste um Kathode und Anode konzentriert sind, im
übrigen Raum extremes Hochvakuımn herrscht. kön-
nen die Elektronen praktisch ohne Behinderung durch |
das Gitter hin- und herpendeln. Die Annahme wir
dann erlaubt sein, daß zunächst nur diejenigen von
ihnen dem Schwingvorgang entzogen werden, dit
„zufällig“ auf dem Gitter landen. Das Verhältnis der
schwingenden zu den auftreffenden wird wohl m].
Verhältnis der Gitteröffnungen zu den Gitterhinder- |
nissen stehen, es mag mit 100:1 vielleicht richtig ge
schätzt sein. Durch die Wirkung der negativen Dor-
pelschicht auf den Gitterdrähten (vgl. Abs. 3, Bild ©.
mag es auf 1000:1 steigen. Ferner sei Ja = 0: &
gehen keine Elektronen an der Anode verloren. Dan
schwingt jedes einzelne primäre Elektron durch- |’
schnittlich 1000 mal hin und her, ehe es aus dem Vor-
gang ausscheidet. (In ähnlicher Form hat diesen (k- ,
danken Kirchner (22) ausgesprochen.) Wie sollt |
man ihm überhaupt ansehen, wie oft es hin- und her-
schwingt? (Eine exakte Lösung ergäbe sich durt |:
eine mathematische Behandlung.) Rechnen wir der |:
Emissionsstrom zu 50 mA, so heißt das obige nichts !:
weniger, als daß in der Röhre zwischen Kathode u: `
Anode ein Hochfrequenzstrom von der erstaunlich! -
Stärke von 50 Ampere in allseitig radikaler Richtun:
schwingt! Die 50 mA Emissionsstrom entsprecht!
50-10=".1,6-10°° —= rund 80.10'" Elektronen pe
Sekunde, das sind pro einzelne Schwingung dr |:
3.10°-te Teil = 25.10°, wegen der 1000 Schwingen |:
gen bis zur Ausscheidung 25.10'' Elektronen P -
Schwingung. Rechnen wir mit einem Druck dv `
Restgases von 0,000076 mm Hg, also einem knapp”
Iıntausendstel mm = 10" Atmosphären, so sind in
nem cm” noch 28. 10'°:10° = 28.10'' Moleküle, in
or gesamten Röhre, die 25 cm” Inhalt habe, sind
ann 700.10'* Moleküle vorhanden. Von dieser gro-
'n Zahl wird bei jeder Elektronenschwingung durch
nen kleinen Bruchteil der Elektronen, sagen wir
yrsichtig den millionsten Teil, ein Bruchteil von
tomen ionisiert, nämlich rund 3.10° Atome, die aus
:m Raum um das Gitter „herausgepumpt“ werden.
ies geht nach einer Exponentialfunktion vor sich,
ıd eine einfache Rechnung zeigt, daß trotz der gro-
:n Zahlen doch nach wenigen tausend Schwingun-
:n, also nach einem winzigen Teil einer Sekunde,
ıs Vakuum schon um mehrere Zehnerpotenzen höher
:worden ist. Diese „Pumpe“ arbeitet demnach mit
ıßerordentlicher Geschwindigkeit. Eine genaue Be-
achtung lehrt, daß man mit einer gegebenen Strom-
ärke ein Grenzvakuum erreicht, was mit den bei
an Elektronenstößen wirksamen Querschnitten (8)
ıd dem „Nutzeffekt“ (9) der lonisierung zusammen-
ingt.
Bild 11.
Strahlungsfeld eines Strahlers nullter Ordnung.
D). u. 21. Zusammenfassung des bisherigen, Strahler
nullter Ordnung und sein akustisches Analogon.
Nachdem wir bisher verschiedene Finzelvorgänge
chandelt hatten, wollen wir in einer kurzen Zu-
ımmenfassung die Betriebsweise ciner B.-K.-Rölıre
leendermaßen formulicren: Die Primäreclek-
ronen treten im Takt der Schwingeun-
en aus dem Glühdraht aus (Abs. 7) und
liegen vermöge des extremen Hoch-
akuums (Abs 10) und der negativen
Ioppelschichten auf dem Gitter (Abs. 3)
ehr oft (Abs. 19) durch dieses hin und
er, ehe sie ausscheiden Im zleichen
akt wird die Raumladung zerstört
Abs. 7), und zwar in einer Phase gegen-
ber dem Elektronentakt, daß die fri-
chen Elektronenimmerin laktmitden
chon vorhandenen sind. Im gleichen
akt schwankt das Potential des Ano-
enzylinders Die Schwingungsdauer
ingt weder von Kapazitäten noch In-
uktivitäten ab. Nicht Leitungsteile
trahlen Energie in den Außenraum ab
vorausgesetzt, dab man die Röhre für sich betrach-
t) Sondern dies besorgt allein der
Ueber Barkhausen-Kurz-Wellen. 9
Anodenzylinder mit seinem Wechsel-
potential. Das heißt: die B.-K.-Röhre
ist ein Strahler nullter Ordnung (23).
Eine solche Röhre arbeitet danach grundsätzlich an-
ders wie irgendeine Senderöhre oder Sendeanord-
nung. Das Außenfeld sieht ebenso grundverschieden
von dem gewöhnlichen Senderfeld aus: es ist, auch
in den kleinsten Abständen von der Röhre, rein
kugelsymmetrisch (Bild 11). Deshalb ist auch das
meist verwandte Lechersystem nicht der geeignete
Auffänger. B.-K. (1) konnten (allerdings mit einer
„Antenne“ an ihrer Röhre) ohne Verstärkung über
600 Meter telegraphieren und über 300 Meter tele-
phonieren, wobei als Auffänger ein linearer Oszilla-
tor benutzt wurde. Heute reicht nach der Angabe
vieler Autoren die Schwingungsenergie auf dem
Lechersystem manchmal nach ein paar Metern
nicht mehr zum Ablesen aus. Für den Strahler null-
ter Ordnung spricht weiter die Tatsache (24), daß
B.-K.-Schwingungen auch bei isolierter Anode auf-
treten.
21. Die B.-K.-Röhre und ihr Außenfeld finden ihr
(akustisches) Analogon in einem speziellen Unter-
wasserschallsender, den man sich in folgender Weise
vorstellen kann: Eine unter Wasser und mit Druck-
wasser betriebene Sirene sendet bei jedem Offen-
stehen ihrer Lochreihen Druckwellen aus, die von
den einzelnen Löchern ausgehen und die sich in
irgendeiner Weise überlagern. Die Hauptenergie-
richtung liegt unter diesen Umständen jedenfalls in
der Richtung der austretenden Wasserstrahlen, die
Energieverteilung ist nicht kugelsymmetrisch. Bringt
man aber die Sirene in eine völlig mit Wasser ge-
füllte dünnwandige, nachgiebige Hohlkugel, die nur
kleine Oeffnungen zum Austritt des Verbrauchs-
wassers hat, so übertragen sich die Druckstöße durch
die fast unkompressible Wasserfüllung auf die Ku-
gelwand, die sie aufnimmt und jetzt die Energie
gleichmäßig nach allen Seiten ausstrahlt (23).
22. Diodenschwingungen.
Wenn wir uns zu dieser (allerdings ganz
extremen) Auffassung der B.-K.-Röhre bekennen, so
wird uns auch die Arbeitsweise einer ohne Magnet-
feld schwingenden Diode (10, 25) klar, die sich von
der Triode durch das Fehlen des Gitters unterschei-
det (die wir als Einschaltung hier kurz beschreiben,
obwohl sie streng genommen nicht hierher gehört).
Von Elektronenpendelungen kann bei ihr unmöglich
die Rede sein, sondern wir haben einen scheinbar ste-
tigen, in Wirklichkeit aber unstetigen Elektronenfluß
vom Glühdraht zur Anode. Die Ausstrahlung der
Diode hat daher den gleichen Charakter wie der
Triode. Dagegen ist ihre Arbeitsweise (die Schwin-
gungen gehorchen der Thomsonschen Formel nicht!)
wieder total verschieden von allem bisher überlegten.
Sie wird durch Bild 12 bis 14 veranschaulicht. Gleich-
zeitig kann man in Bild 12 sehen, wie auch bei der
Triode der erste Anlaß zu Schwingungen gegeben
wird (vgl. Abs. 7). Wenn nämlich die ersten überhaupt
erzeugten lonen die RLZ erreichen, sendet der Glüh-
draht einen verstärkten Elektronenstrom aus (Bild 12,
Phase 3 und 4), worauf sich bei der zweitmaligen
lonisierung die Verhältnisse in gleicher Weise, nur
u Ver Sr Fe zen
10
potenziert abspielen (Bild 13). Von diesem Bild unter-
scheidet sich 14 allein durch die andere, uns nun
bekannte Verteilung der Gasreste und das Aufhören
oder wenigstens Kleinerwerden des stetigen Elek-
tronenstroms. Bei der Diode wird auch ein Extrem-
vakuum erzeugt, Elektronenschwingungen sind
bei dem „Pumpvorgang“ durchaus nicht erforderlich.
Die Diode hat also nach dieser Auffassung ziemlich
die gleiche „Einlaufzeit“ wie die Triode. Diese Zeit
ist bei beiden Röhren meßbar, wenn man als Æ% nicht
Gleich-, sondern Wechselspannung verwendet und
deren Frequenz steigert, bis das Rohr nicht mehr
schwingt, wie es schon Wechsung (26) getan
U J
| A 5 E 4 bas
ii $7 kiu
Ne £leKtronen
VATA! tJ/onen
AK
AVAN
Bewegung der Elektronen, — -Ionen und Gasreste in einer Diode.
K = Kathode, A = Anode, J= lonisierungszone.
Bild 12. Bild 13. Bild 14.
Beim Einschalten. Kurze Zeit später. Beim vollen Schwingen.
hat, allerdings ohne daraus Schlüsse wie den genann-
ten zu ziehen. Aber die Diode hat einen kleineren
Spielraum für den Schwingungsbereich, man kann
Größenverhältnisse, Gasdruck und Spannungen nicht
in dem Maß variieren wie bei Trioden. Könnte man
von beiden Oszillogramme aufnehmen, so fände man
(Bild 15 und 16), daß die Triode eine mehr oder we-
niger sinusförmige (vgl. Abs. 23), die Diode eine
zackenförmige (27) Charakteristik hat. Dem ent-
sprechend hätte man für die Diode eine schärfere
Resonanzkurve zu erwarten.
23. Der Anodenstrom.
Zum vollen Verständnis der Triode, zu der
wir zurückkehren, fehlt uns jetzt nur noch ein
wesentlicher Punkt: die Aufklärung der so rätselhaft
Potential der Anode Potential derAnode
Zer Ze
Bild 15. Bild 16.
Oszillogramm einer
Triode.
Diode.
scheinenden Elektronenströme, die an der Anode
nach außen abfließen, wenn das Rohr schwingt, trotz-
dem die Anode ein negatives Potential hat. Hierin
liegt aber gar nichts geheimnisvolles, sowie man die
positive Doppelschicht vor der Anode im Auge be-
hält und sich ferner klar macht, daß alle vorher ge-
zcichneten Feldverteilungskurven nur für den statio-
nären Fall Geltung hatten. Hierin lag eine bequeme
Idealisierung, eine Vereinfachung, die vorher gerecht-
fertigt war, die aber jetzt fallen mußt). Indem näm-
lich der in Abs. 19 genannte Hochfrequenzstrom hin-
und herschwingt, verschiebt er die Potentiale der
8) Worauf schon Benham und Mülleru. Tank hinwiesen(28)
Paul Knipping:
Elektroden im gleichen Takt und um erhebliche Be- ~X,
träge, wodurch ja gerade die Ausstrahlung zustande- |
kommt. Dies bringen die Bilder 17-19 zum Ausdruck. į
in denen £x (stationär) = /;. (stationär und effekt) E
= 0 Volt und E, (effektiv) = 100 Volt ist. Der f
jeweilige Ort der größten Elektronendichte ist durch r
starke Pfeile angegeben, die stationäre Feldkurve in L
Bild 18 punktiert eingetragen. Ueber die stationäre `,
Kurve läuft sozusagen ein Wellenzug und verschiebt |"
— was für uns besonders bedeutungsvoll ist — die J.
Fußpunkte an der Kathode und Anode. Das Tiefer- f
rücken an der Kathode, allerdings verbunden mit ver- f.
stärkter RL, in Bild 17 bedeutet erhöhte Emission, |”
das entsprechende Höherrücken an der Anode heißt:
hier können die Elektronen, die noch auf die a
|
K G A A
Bild 17.
Verschiebung der Feldverteilungs -
kurven beim Schwingzusiand
H-Kathode G=-Gilter, A=- Anode
î Orf grosster Flektromendichte
Bild 19.
zufliegen, nach außen austreten. In Bild 19 haben f:
sich die Verhältnisse gerade umgekehrt. Diese Be- «.
tronenschwingungen auch noch sto B weise
Elektronenemission der Diode auch bei der Triode
möglich ist. Beide Vorgänge können sich überlagern.
wie weit der eine oder beide gleichzeitig (ie nach
den Betriebsbedingungen) vorliegen, mag unerörtert '
bleiben. Beachtet man nun noch die positive Doppel- |°
schicht vor der Anode, von der wir gesagt haben
daß sie das dortige Potential effektiv positiver |
macht, so finden wir, daß hier zu „gewissen“ Zeiten ;
Elektronen abfließen können. Die Stärke dieses Stro-
mes hängt selbstverständlich vom Potential der
Anode, ferner von der Höhe der Doppelschicht (man
bedenke hier auch, welche Rolle die negative DS auf
der Außenseite des Gitters spielt) und der Höhe der
Potentialschwankungen ab, dann aber von
trachtung belehrt uns darüber. da außer den Elek- |
noch
—
"Wian -———
‘endwelchen Phasenverhältnissen, von denen wir
zt wissen (28), daß sie höchst verwickelter Natur
id. Sagen wir kurz: der Anodenstrom hängt von
r Form der Oszillographenkurve (Bild 13) ab. Es
ire möglich, dies Bild zu erweitern, indem man
ch noch die Potentialschwankungen an den Elek-
„den und Gitter- und Anodenströme darstellte.
erdurch vermöchte die Frage des Anodenstroms
ad seiner Abhängigkeit von Eg, Ea und weiteren
ırametern restlos geklärt werden, doch wollen wir,
te durch saubere Messungen sichere Grundlagen
erzu geschaffen sind, an dieser Stelle die Frage
cht weiterspinnen.
24. Uebersicht.
Vergegenwärtigen wir uns zum Schluß noch
nmal die Größen, durch welche die Wellenlänge
i der B.-K.-Schaltung bestimmt wird. Wir haben
eren kontinuierlich undsprunghaftver-
nderliche.
Beginnen wir mit den gegebenen Daten jedes
öhrenindividuums, mit Q = %4 : fa, dem gegeben
iasdruck und der gegeben Gaszusammensetzung.
'n der Röhre haben wir die rein elektrischen Größen
`p Ea, In Tesp Io, weiter de Geschwindig-
eiten der beteiligten lonen und deren
ugehörige Jonisierungsspannungen, dazu
ommen die (sicher auch pulsierenden) DS auf Gitter
nd Anode, die unstetige, stoßweise Elektronen-
mission, nach anderer Auffassung (29) Kapazität
iitter-Anode und Induktivität ihrer Verbindungs-
situngen, ferner die Dielektrizitätskonstante (30) des
lektronengases und ihre Veränderlichkeit, Phasen-
ınterschiede zwischen Strom und Spannung (28, 33),
chwingende Raumladung (31), zuletzt im Außen-
reis ein mehr oder weniger abgestimmtes System
32) mit Kapazität und Induktivität, Kopplung, Dämp-
ung, so bemerken wir, es sind deren nicht ganz we-
nige. Durch ihre große Zahl und die Mannigfaltig-
keit der durch sie hervorgerufenen Erscheinungen
wird das Verständnis auch anscheinend einfacher
Vorgänge ungeheuer erschwert (selbst wenn es ge-
lang, einige der Parameter auszuschalten), wenn
man keinen geeigneten Wegweiser besitzt.
= Das Gesamtsystem stellt sich auf einen be-
‘stimmten Schwingungszustand ein, wählt eine
Wellenlänge bestimmter Intensität aus, nicht Einzel-
teile. Je nach den mitwirkenden Faktoren ist die
Wellenlänge von Eg abhängig oder nicht, oder man
hat einen Strahler nullter oder erster Ordnung vor
sich.
25. Schluß.
Zu guter Letzt soll kurz auf einen Punkt hingewie-
sen werden, der Bezug auf die hier vorgebrachten
Anschauungen zu haben scheint. Die Ueberlegungen
von Abs. 10 gaben uns ein Mittel, Räume zu evaku-
ieren. Bei dem niedrigsten sicher gemessenen Vakuum
von 10° mm oder 10-!! Atmosphären sind im cm? immer
noch 3.107 Moleküle vorhanden, von denen man
noch einen großen Teil entfernen kann. Je schwerer
die Moleküle, um so besser wird das Extremvakuum
und um so schneller wird es erreicht. Vielleicht liegt
hierin der tiefere Grund für den Erfolg des „Aus-
waschens“ (34) von Vakuumapparaten mit Hg-Dampf
Ueber Barkhausen-Kurz-Wellen. 11
und Elektronen. Selbstevakuierungsvorgänge findet
man allenthalben, die in ähnlicher Weise erklärlich
sind. Eine Röntgenröhre, ja eine gewöhnliche Glüh-
lampe hat nach diesen Vorstellungen im Betrieb resp.
nach dem ‚Klarbrennen“ ein besseres Vakuum wie
nach der Fabrikation. Hier ist möglicherweise auch
die Wirkungsweise der „Getter“ zu suchen. Man
versteht hierunter bestimmte, ausgewählte Substan-
zen (roter Phosphor ist wohl der älteste Repräsen-
tant), die man absichtlich in kleinen Mengen in einen
zu evakuierenden Apparat einbringt. Beim Brennen
der Glühdrähte und Durchfließen eines Elektronen-
stroms wird die Substanz verdampft, ionisiert und die
lonen werden an unschädliche Stellen geschafft (35).
Zusammenfassung.
Es wird versucht, das Zustandekommen der
Barkhausen-Kurz-Schwingungen auf atom-
und elektronentheoretischer Grundlage zu verstehen.
Dabei ergibt sich, daß
1. ein Gasrest notwendig ist, daß derselbe aber beim
Schwingen zur Kathode und Anode verdrängt
wird, während der Raum um das Gitter gasfrei ist;
2. die Primärelektronen im Takt der Schwingungen
aus dem Glühdraht austreten und sehr oft hin-
und herpendeln, ehe sie ausscheiden. Im gleichen
Takt wird durch Ionen (Rückkopplung) die Raum-
ladung zerstört, und zwar in einer Phase gegen-
über dem Elektronentakt, daß die frischen Elek-
tronen stets in Phase mit den bereits vorhandenen
schwingen. Gewisse, für die Ionen charakteristi-
sche Konstanten bestimmen im Verein mit der
Gitter- und Anodenspannung die Wellenlänge.
3. die (antennenlose) Barkhausen - Kurz-
Röhre vermöge des Wechselfeldes ihrer Anode
(und auch die Diode ohne Magnetfeld) einen
„Strahler nullter Ordnung“ vorstellt, deren
Raumstrahlung kugelsymmetrisch ist.
Im hiesigen Institut wird im Hinblick auf die hier
vorgetragene Anschauung an einer Reihe von Fra-
sen gearbeitet, resp. es werden Arbeiten in Angriff
genommen, worüber bei Gelegenheit an dieser Stelle
berichtet werden soll.
In dieser Mitteilung, die aus einer Seminar-
diskussion entstanden ist und die das Thema keines-
wegs erschöpft, habe ich den Versuch unternommen,
die Probleme von einer anderen Seite, als dies ge-
wöhnlich geschieht, zu beleuchten und möglichst weit-
greifend zu behandeln, wobei einige gewollte und
bedauerlicherweise einige ungewollte Lücken geblie-
ben sind. Ein Teil der hier vorgetragenen Gedanken
findet sich bereits in der Literatur zertreut, einen Teil
von schon bekannten mag ich als Nichtfachmann
übersehen haben, einiges scheint mir neu. Ob dieses
richtig ist, vermögen erst Versuche zu entscheiden.
26. Literatur.
1) H. Barkhausen und Kurz, Physikal. Ztschr. 21, S. 1,
1920; siehe auchS. I. Zililinkewitsch, Arch. f. Elektro-
techn. 15, S. 470, 1926.
2) R. Whiddington, Rad. Rev. Nov. 1919, Proc. Cambr
Phil. Soc. 19, S. 346, 1920. i
3) Jedes moderne Lehrbuch.
4) A. Katsch, Ztschr. f. Physik 32, S. 287, 1925.
5) E. Gehrcke und R. Seeliger, Verh. Dt. Phys. Ges. 15,
S. 438, 1913; J, Franck und G. Hertz, ebenda 15,
S. 391, 1913,
12
6) W. Schottky, Physikal. Ztschr. 15, S. 624, 1914; A.
Wehnelt und H. Bley, Ztschr. f. Phys. 35, S. 338, 1926.
7) M. T. Grechowa, Ztschr. f. Physik 38, S. 621, 1926;
N. Kapzow, Ztschr. f. Physik 35, S. 129, 1925; Cl.
Schäfer und Merzkirch, Ztschr. f. Plıysik 13, S. 166,
1923. H. E. Hollmann, Ann. d. Phys. (4) 86, S. 129,
1928.
8) J.Franck und P.Jordan,
Band Ill.
9) H. Sponer, Ztschr. f. Physik 7, S. 185, 1921; W. Hanle,
Naturwissensch. 15, S. 832, 1927; von Hippel, Ann. d.
Physik (4) 87, S. 1035, 1928.
G. Mierdel, Physikal. Ztschr. 28, S. 344, 1927.
J. W. Johnson, Ann. d. Physik 67, S. 154,
W. Schottky, ebenda S. 157.
12) M. T. Grechowa, Ztschr. f. Physik 35, S. 59, 1926;
N. Kapzow, ebenda 35, S. 129, 1926; R. Whidding-
ton, siehe 2; N, N. Nettleton, Proc. Nat. Acad.
America 8, S. 353, 1922.
13) E. Pierret, J. Phys. et Rad. (6) 8, S. 985, 1927, auch
das Gegenteil kommt vor: Cl. Schäfer und Merzkirch,
(siehe 7).
14) Aehnlich, wenn auch mit anderer Deutung: F. N. New-
man, Phil. Mag. (4) 44, S. 215, 1922; vgl. dazu auch
F. Skaupy, Ztschr. f. Physik 2, S. 213, 1920.
15) I. Langmuir, Am. Chem. Soc. 38, S. 2283, 1916, siehe
auch M. Pirani, Ztschr. f. Physik 9, S. 327, 1922.
16) R. W. Wood, Physikal. Ztschr. 13, S. 353, 1912.
17) J. Sahänek, Physikal. Ztschr. 26, S. 368, 1925 und 29,
S. 640, 1928.
1S) W.1.Roımanoff, cbenda28, S. 770. 1927 und Cl. Schäfer
und Merzkirch, (siehe 7)'
19) H. E. Hollmann, (siche 7), Teil Il, § 6.
20) N. Kapzov und S. Gwosdower, Ztschr. f. Physik 45,
S. 114, 1927, Figur 8! und H. E. Hollmann, (siehe 7),
Figur 13—14!
Struktur der Materie,
10)
Il, 1922;
P. von Handel, K. Krüger und H. Plendl: E
21) W. Wien, Ann. d. Phys. (4) 83, S. 1, 1927, Fr. G. Slach
Phys. Rev. (2) 28, S. 1. 1926 mißt direkt die Lebensdau:'
angeregter H-Atome.
22) Kirchner, Ann. d. Phys. 77, S. 287, 1925.
23) F. Aigner, Unterwasserschalltechnik 1922.
24) H. E. Hollmann, (siehe 7). ,
25) L. A.Pardue u. J. S.W e bb, Phys. Rev. (2) 32, S. 946, 1935,
L. Tonks u. J. Langmuir, Phys. Rev. (2) 33, S. 195.19%
26) W. Wechsung, Jahrb. f. drahtl. Telegr. u. Teleph. 3%.
S. 85, 1928.
27) Beobachtet von R. Bär, M. v. Laue und E. Meyer.
Ztchr. f. Physik 20, S. 83, 1923.
28) W. E. Benham, Phil. Mag. (7) 5. S. 641, 1928; Müller |"
und F. Tank, Helv. Phys. Acta 1, S. 447, 1928.
29) K. Kohl, Ann. d. Phys. 85, S. 1, 1928; Physikal. Ztsch | ,
28, S. 732, 1927; S. I. Zititinketitsch, (siehe auch |l
30) K. Kohl, Ztschr. f. techn. Physik 9, S. 472, 1928.
31) B. van der Pol, Physika 5, S. 1, 1925; Jahrb. d. draht!
Telegr. u. Teleph. 25, S. 121, 1925; F. Tank u. E. Schild-
knecht, Helv. Phys. Acta 1, S. 110, 1928.
32) Typus von E. W. B. Gill und J. H. Morrell, Phi
Mag (6) 44, S. 161, 1922; 49, S. 369, 1925; Jahrb. d
drahtl. Telegr. u. Teleph. 27, S. 54, 1926.
33) O. Pfetscher, Physikal Ztschr. 29, S. 449, 1928, siehe i
auch 3".
31) M. Pirani, Ztschr. f. Physik 9, S. 327, 1922; M. A. Schir-
mann, Physikal. Ztschr. 27, S. 749, 1926.
35) H. Simon, Ztschr. f. Techn. Physik 8, S. 431, 1927.
Ausführliche Literaturhinweise finden sich in K. Kohl. Ann. ^.
Physik. (4) 85. S. 1, 1928 und W. J. Romanoff, (siehe 15)
und in H. E. Hollmann, Ztschr. f. Hochfr. 33, S. 27, 66 und
101, 1929.
Physikalisches Institut der Technischen Hochschul:
Darınstadt.
(Eingegangen am 30. Januar 1929.)
Quarzsteuerung von Kurzwellen-Empfängern.
Von P. von Handel, K. Krüger und H. Plendi.
141. Bericht der Deutschen Versuchsanstalt für Luftfahrt, E. V., Berlin-Adlershof (Abteilung für Funkwesen |.
und Elektrotechnik). ö
Inhaltsangabe.
Einleitung und Aufgabestellung.
Frequenzstabilisierung:
A. durch tonüberlagernde Quarzkristalle,
B. durch hochfrequentüberlagernde Quarzkristalle.
Schluß und Zusammenfassung.
Einleitung.
Die Deutsche Versuchsanstalt für Luftfahrt hat in
den letzten Jahren auf die Brauchbarkeit der kurzen
Wellen für den Verkehr mit Luftfahrzeugen in
mehreren Veröffentlichungen!) hingewiesen. Es zeigte
sich, daß bei Verwendung quarzgesteuerter Tele-
graphiesender für eine Verbindung in Richtung vom
Luftfahrzeug zum Boden verhältnismäßig sehr kleine
Leistungen ausreichten, z. B. 2 Watt für einen durch-
gehenden Verkehr bis zu etwa 600 oder 800 km.
Hierbei erwies es sich als gleichgültig, ob das mit
1) H. Faßbender, K. Krüger und H. Plendi. Natur-
wissenschaften 15, S. 357, 1927; H. Plendl, Ztschr. f. techn.
Physik 11, S. 456, 1927; H. Faßbender, l.uftfa'rtforschung 1.
S. 121, 1928; K. Krüger und H. Plendi, Jahrb. d. drahıl,
Telegr. u. Teleph. 31, S. 169, 1928; K. Krüger u. H. Plendi,
Jahrb. d. drahıl. Tel. 33 S. 85, 1928; außerdem: Kurswellenversuche
bei der Amrerikafəohrt des Luftschiffes „Graf Zeppelin“ ETZ 50,
S. 16, 1920,
fester Dipolantenne ausgerüstete Luftfahrzeug wäh- j
rend des Fluges in beliebiger Höhe sendete oder vor
Start bzw. nach Landung vom Boden aus. Die
Quarzsteuerung sorgte auch für Unabhängigkeit der
ausgestrahlten Wellen von Erschütterungen jeglicher |
Art, wie sie in Luftfahrzeugen, besonders Flugzeugen.
nun einmal nicht zu vermeiden sind. Man ’ hatte am
Empfangsort in der Tat keinerlei Kriterium dafür. ob
sich das Flugzeug mit stillstehendem oder laufenden
Motor am Boden
Triebwerk in der Luft, da weder aus der Stärke noch
aus der Klarheit des Empfangstones ein Schluß auf
den augenblicklichen Bewegungszustand des Flug-
zeuges zu ziehen war.
Ein anderes Bild ergab sich jedoch für den Emp-
fang eines Bodensenders in der fliegenden Maschine.
Wenn auch hier nicht, wie früher von anderer Seite
geglaubt und behauptet wurde, die Aufnahme von
Kurzwellen-Zeichen völlig unmöglich war, so er
wiesen sich doch eine Reihe von Faktoren von mehr
oder minder störendem EinfluB auf einen sauberer ,
Empfang, nämlich Lärmgeräusche, Zündstörungen und
Erschütterungen.
Es galt nun Mittel zu finden, diese Störungsquellen
in ihrer Auswirkung auf den Empfang möglich
weitgehend unschädlich zu machen.
ich
|
|
befand, oder mit vollaufendem |
J
Ri
Te
og
u
<n
| A
|
-n
© Als bestes Mittel gegenüber den an sich schwer
bekämpfenden Lärmgeräuschen?) erwies sich eine
bung der Zeichenstärke über die veränderte Reiz-
-hwelle des Ohres hinaus, z. B. durch Zuschaltung
aer weiteren Niederfrequenz-Verstärkerstufe. Be-
glich der Störungen durch die Zündanlage des
.otors zeigte sich, daß diese in den für die Versuche
wıptsächlich verwendeten Metallflugzeugen im all-
‚meinen nur einen geringen Einfluß auf den Emp-
ng ausübten. Je reiner der von einem quarz-
.:steuerten Sender im Empfänger hervorgerufene
.eberlagerungston war, desto deutlicher hoben sich
‘e Zeichen aus dem Störspiegel der Zündstörungen
raus.
Als schwer zu bekämpfende Störquellen erwiesen
ch dagegen die Einflüsse der Erschütterungen. Bei
ch so sorgfältiger Aufhängung der Empfänger in
‚ummischnüren ergab sich stets während des Fluges
‘ne mehr oder minder starke Zerstörung des Ueber-
gerungstones, welche einen einwandfreien Empfang
shinderte.e Die untersuchten Empfänger zeigten
dese Erscheinung der Tonzerstörung in verschiede-
əm Maße. Meist gaben gerade diejenigen Geräte,
velche sich bei Aufstellung am Boden durch Kon-
tanz und Empfindlichkeit auszeichneten, im Flug-
eug einen rauhen, erschütterungsmodulierten Ton
der gar völlig tonzerstörte Zeichen, welche sich aus
em Störspiegel nur schlecht heraushoben. Andere
mpfänger, welche weniger empfindlich waren, d. h.
ine kleinere Lautstärke ergaben, zeigten meist einen
eringeren Grad der Tonzerstörung.
Durch wiederholte Versuche wurde festgestellt,
aß die Erschütterungen nicht nur durch die Auf-
‚ängung der Geräte übertragen wurden, sondern auch
urch die Luft. Einzelne Empfänger zeigten beispiels-
veise eine deutliche Mikrophonwirkung, man Konnte
n angeschlossenen Kopfhörer ohne Schwierigkeit
Vorte verstehen, welche gegen das Gehäuse ge-
prochen wurden. Es genügten also ganz geringe
‚rschütterungen, um auf den Empfang störend ein-
uwirken. Setzte man einen solchen Empfänger in
in Gehäuse mit Blei- und Kupferwänden, so wurden
liese Einwirkungen sofort bedeutend verringert, da-
ür ergaben sich iedoch Baugewichte, welche für
¿inen Flugzeugempfänger nicht zugestanden werden
(onnten.
So blieb zunächst nichts anderes übrig, als die
rschütterungsempfindlichkeit durch sorgfältige Bau-
veise, durch Auswahl stabiler Einzelteile und Ver-
neidung beweglicher Leitungen möglichst herab-
„usetzen. Auf diese Weise wurden auch in der Tat
“ortschritte erzielt, doch waren diese Erscheinungen
0 schwierig zu beherrschen, daß von zwei genau
seich gebauten Empfängern der eine sich bezüglich
Srschütterungsempfindlichkeit ganz anders verhalten
tonnte wie der andere.
Ferner wurde beobachtet, daß ein Empfänger sich
nit der Zeit verschlechterte, d. h. empfindlicher gegen
Erschütterungen wurde. In einem anderen Fall zeigte
ein recht brauchbares Gerät nach einer gering-
fügigen, nur den Wellenbereich änaernden Umschal-
tung plötzlich die Eigenschaft der Tonzerstörung in
besonders hohem Maße.
`) H. Faßbender und K. Krüger, Geräuschmessungen in
Flugzeugen, Ztschr. f. techn. Physik 8, S. 277; 1927.
Quarzsteuerung von Kurzwelien-Empfängern. 13
Hinzu trat in den meisten Fällen noch eine
andere, die Güte des Empfanges beeinträchtigende
Erscheinung. Stellte man einen als gut bekannten
Empfänger bei Abwesenheit von Erschütterungen auf
einen Sender ein und bewegte dann das (Gerät in
seiner Aufhängung ein wenig auf und ab, so kam der
Ueberlagerungston im Rhythmus dieser Bewegungen
ins Schwanken. Auch diese Erscheinung trat bei den
verschiedenen Empfängern in verschiedenem Maße
auf und war schwierig zu beseitigen. In manchen
Fällen half eine Erdung des Metallgehäuses am Gerät,
meist aber erwies sich dieses Mittel als unzureichend
zur Behebung der Schwankungsempfindlichkeit.
Während also für die kurzen Wellen die Sender-
frage im Flugzeug bereits als in weiten (Grenzen ge-
löst gelten konnte, befand sich die Entwicklung eines
Bild 1.
Schaltbild eines quarzgesteuerten Senders.
brauchbaren Kurzwellen-Empfängers für Flugzeuge
noch in den ersten Anfängen.
Offenbar mußte zur Beseitigung der Erschütte-
rungsempfindlichkeit nicht nur im Sender eine
Frequenzstabilisierung vorgenommen werden, son-
dern auch auf der Empfangsseite. Gelang dies, so
konnten die auftretenden Vibrationen nicht mehr von
derart nachteiligem Einfluß auf die Güte des Emp-
fanges sein, denn tonzerstörend wirkten ja nur die
von den Erschütterungen hervorgerufenen Frequenz-
änderungen. Bei festgehaltener Frequenz mußte der
Ueberlagerungston vielmehr musikalisch rein bleiben
und konnte nur noch einer Amplitudenschwankung
unterworfen sein, von der nicht anzunehmen war,
daß sie sich nachteilig bemerkbar machen würde.
Es lag nun der Gedanke nahe, die Frequenz-
stabilisierung des Empfängers durch Quarzsteuerung
vorzunehmen. Zu diesem Zwecke erschien in erster
Linie die Entwicklung einer Methode nötig, welche
gestattet, die Ueberlagerungsfrequenz des Empfängers
in gewissen Grenzen stetig oder auch sprunghaft zu
ändern, ohne jedoch die frequenzstabilisierende Eigen-
schaft der Quarzsteuerung wesentlich herab-
zumindern. Denn es ist zweckmäßig, die Ueber-
lagerungstonhöhe des Empfängers beliebig einstellen
zu können. Ueberdies ändert sich mit der Zeit der
Ueberlagerungston durch verschiedene Erwärmung?)
oder durch Verlagerung des Quarzkristalles innerhalb
der Fassung, so daß die Ueberlagerungsfrequenz
sogar über den Hörbarkeitsbereich hinaus gehen kann.
Die Schwierigkeit, zwei oder mehrere Kristalle so
genau zu schleifen, daß sie sich unter gleichen Be-
dingungen tonüberlagern sowie auch die Schwierig-
3) Vergl. hierzu F. Gerth und H. Rochow, Die Temperatur-
abhängigkeit der Frequenz des Quarzresonators. E.N.T. 5, S. 549 bis
551, 1928; Nr. 12, Daselbst auch weitere Literatur.
14
keit einer geeigneten Einrichtung für Konstanthaltung
der Temperatur beider Quarze*) sollte aber nach
Möglichkeit vermieden werden.
A. Frequenzstabilisierung durch tonüberlagernde
Quarzkristalle.
Das oben geforderte Verhalten quarzgesteuerter
Schwingungen läßt sich nun durch Einführung einer
zusätzlichen Rückkopplung angenähert erreichen.
Die einfache Schaltung eines quarzgesteuerten
Senders, in der die Rückkopplung nur durch den
P. von Handel, K. Krüger und H. Plendi:
welche beide hinsichtlich der Quarzsteuerung gleich-
wertig sind, erreicht werden.
Diese beiden Schaltungen geben die zwei mög-
lichen Wege. Bild 4 zeigt ein quarzgesteuertes
Schwingaudion, welches mit Selbstüberlagerung
arbeitet, Bild 5 stellt einen quarzgesteuerten Fremd-
überlagerer dar, den man sich auf ein entdärmpftes
Audion 'arbeitend denken muß. Diese beiden Wege
getrennt
werden im folgenden unter Abschnitt I und 2
behandelt.
Bild 2.
Quarzgesteuerier Sender. Ersatzschaltbild des Quarzkristalles.
Kristall selbst und die innere Röhrenkapazität von
Gitter-Anode zustande kommt, zeigen die Bilder 1—3.
In dieser Schaltung liegt der Quarzkristall direkt
zwischen Gitter und Kathode. Die Drossel D in
Bild 1—3 dient nur zur Ableitung des Gittergleich-
stromes und soll für Hochfrequenz einen sehr hohen
Widerstand darstellen, der daher bei der Betrachtung
der Schwingungen nicht berücksichtigt zu werden
braucht. Bild 1 zeigt den Kristall X in der üblichen
Bild 4.
Quarz;esteuertes Schwingaudion mit zusätzlicher Rückkopplung.
In den Schaltungen Bild 4 und 5 transformiert die
Koppelspule Z in bekannter Weise Wechselspannung
aus dem Anodenschwingkreis an das Gitter oder aus
dem Gitterschwingkreis an die Anode. In diesem
Falle zeigen die Schwingungen ein in mancher Hin-
sicht anderes Verhalten wie in der Schaltung nach
Bild 1-3. Bei Durchdrehen des Abstimmkonden-
sators C setzen die Schwingungen leichter ein als bei
Bild 3.
Quarzgesteuerter Sender. Darstellung der Impedanz des
Quarzkiistalles.
Darstellung, in Bild 2 ist das elektrische Ersatz-
schaltbild des Kristalls gezeichnet, in Bild 3 der resul-
tierende Blind- und Wirkwiderstand des Kristalls,
welcher erforderlich ist, um eine stabile Schwingung
zu ermöglichen. Man sieht, daß in Bild 3 die Schal-
tung sich auf die bekannte Huth-Kühn- Schal-
tung zurückführen läßt?).
Die zusätzliche Rückkopplung besteht darin, daß
zu der vom Schwingkreis über die Gitter-Anoden-
kapazität dem Quarzkristall aufgedrückten Spannung
noch eine phasengleiche oder wenig phasenverscho-
bene Zusatzspannung in Serie geschaltet wird. Das
kann zweckmäßig in Schaltungen wie Bild 4 oder 5,
4) Eine größere Zahl von Quarzkristallen wurde für die vor-
liegenden Untersuchungen von der Loewe-Radio G. m. b. H.
vorbereitet und zur Verfügung gestellt.
5) Eine genaue Untersuchung der Schwingvorgänge kristall-
gesteuerter Sender soll in einer späteren Arbeit veröffentlicht
werden.
Bild 5.
Quarzgesteuerter Sender (Fremdüberlagern) mit zusätzlicher
Rückkopplung.
Schaltung 1—3 und lassen sich überdies in gewissen
Grenzen über die eigentliche Resonanzstelle des
Schwingkreises mitziehen, wobei die Frequenz sich
um einige hundert Hertz ändert, bis die Schwingungen
plötzlich abreißen.
Außerdem macht sich aber noclı eine andere Er-
scheinung bemerkbar. Es ist bekannt, daß auch
Kristalle in Schaltung nach Bild 1—3 nur dann ein-
wellig sind, wenn sie sorgfältig geschliffen und aus-
gewählt werden, während sonst sich häufig mehrere
nahe beieinander liegende oder auch um einige Kilo-
Hertz getrennte Schwingungen einstellen lassen, ein
Zustand, der bei der Entwicklung quarzgesteuerter
Sender sich oft höchst unangenehm bemerkbar
machte. Es zeigt sich aber, daß auch Kristalle, die
in Schaltung 1—3 einwellig und daher zu Sende-
zwecken durchaus brauchbar sind, bei entsprechend
starker zusätzlicher Rückkopplung sich in mehreren
x u, as z
Een u
2 Quarzsteuerung von Kurzwellen-Empfängern. 15
Wellen erregen lassen, welche ohne diese Zusatz-
‘opplung nicht einsetzen. Im allgemeinen liegen
-iese Wellen ganz dicht um die Hauptwelle herum
-nd unterscheiden sich oft nur um wenige hundert
‘lertz voneinander. Dies äußert sich dann in der
Weise, daß bei Durchdrehen des Abstimmkonden-
„ators C zunächst eine Welle einsetzt, die sich, wie
„ben geschildert, mehrere hundert Hertz weit
ziehen läßt, bis sprungartig die nächste Welle
nit einem afhderen Ton einsetzt. Dieser Vorgang
ann mit Hilfe eines konstanten Empfängers ab-
‚sehört werden, der einmal eingestellt wird und da-
saach unverändert bleibt. Dreht man nun den Kon-
lensator C wieder zurück, so bleibt zunächst die
' etzte Welle bestehen und ändert sich ihrerseits stetig
„m allgemeinen um einige hundert Hertz, bis sprung-
:aaft wieder die erste Welle einsetzt. Dreht man den
Abstimmkondensator über einen größeren Bereich,
;o kann man meist mehrere solcher sprunghaft sich
‚indernder Schwingungen beobachten, wobei aller-
'lings der Beobachtungsempfänger oft nachgestellt
DUO
O
Bild 6.
Ersatzschaltbild des Quarzkrisıalles.
werden muß, da häufig die folgende Welle eine Ueber-
lagerungsfrequenz ergibt, welche über der Hörbar-
keitsgrenze liegt.
-Mitunter zeigt sich beim Durchdrehen des Ab-
stimmkondensators ein größerer Bereich, in dem
keine Schwingungen einsetzen. Diese treten erst
wieder bei weiter entfernt liegender Kondensatorstel-
lung auf und meist folgen dann in deren unmittel-
-barer Nähe wieder eine Anzahl anderer einstellbarer
Schwingungen. So konnten z. B. bei einem Kristall
der Nennwelle 46,28 m zwischen 46 und 47 Meter
etwa 5 Wellen und zwischen 40 und 41 Meter un-
gefähr wieder ebensoviele beobachtet werden.
l. Quarzgesteuertes Schwingaudion.
Das quarzgesteuerte Schwingaudion stellt, wie
‚oben besprochen, einen der zwei möglichen Wege zur
quarzgesteuerten Tonüberlagerung mit Zusatzrück-
:kopplung dar. Die Wirkungsweise wurde bei Be-
‚sprechung des Bildes 4, welches das Schaltbild zeigt,
ausführlich erörtert. In dieser Schaltung war es bei
allen der zahlreichen untersuchten Quarzkristalle
möglich, durch verschiedene Abstimmung der Reihe
-nach mehrere Quarzwellen nacheinander zu erregen.
‘Verwendete man für Senden und Empfang Quarz-
‘kristalle, deren Nennwellen nahe beieinander lagen,
-so konnte man im allgemeinen eine oder mehrere
Quarzwellen im Empfänger einstellen, die sich mit
-der Senderwelle tonüberlagerten. Der Ueberlage-
‚rungston blieb völlig rein und konstant, selbst wenn
‘der Empfänger kräftigen mechanischen und akusti-
schen Erschütterungen ausgesetzt wurde, wie z. B.
‘in der fliegenden Maschine. Jedoch machten sich
‚einige nachteilige Erscheinungen bemerkbar.
Zunächst zeigte sich, daß die erzielbare Laut-
stärke ganz erheblich geringer war als bei Empfang
ohne Kristall, und für einen praktischen Betrieb nicht
ausreichte. Untersuchungen hierüber ergaben, daß
die Amplituden der Eigenschwingung des nach Bild 4
geschalteten quarzgesteuerten Empfängers bedeutend
größer waren als die Amplituden eines gewöhnlichen
am Einsatzpunkte schwingenden Audions. Der
Quarzkristall setzte nämlich entweder überhaupt nicht
ein oder aber gleich mit großer Amplitude, was die
Audionwirkung stark abschwächte, da die Audion-
röhre an einem Charakteristikpunkte und in einem
Rückkopplungszustand arbeiten muß, wo die Schwin-
gungen sehr weich oder indifferent sind. Der Kristall
stellt nämlich auch in der Nähe seiner Resonanz-
stelle, welche gegeben ist durch die Resonanz der
Größen L, C,, R im Ersatzschaltbild (Bild 6) einen
erheblichen Ohmschen Widerstand dar. Dieser ist
definiert durch die Gleichung.
_ oQ d Eo sd
R= za p Q=1,39-10 p2
wobei o die Dichte, @ die „Viskosität“, ıı die piezo-
elektrische Konstante, d die Dicke und F die Fläche
des Quarzkristalles bedeuten. Aus dieser Gleichung
errechnet sich z. B. für einen Kristall von 50 m
Wellenlänge und 4 cm? Fläche ein Ohmscher Wider-
stand von etwa 1700 Q bei Resonanz °).
Der Kristall muß also in Serie mit diesem Ohm-
schen Widerstand resultierend eine hohe Induktivität
darstellen, damit die hierdurch entstehende Rückkopp-
lung in Reihe mit der zusätzlichen Rückkopplung der
Spule Z zum Einsetzen der Schwingungen ausreicht.
Sonst würden diese, durch den Ohmschen Widerstand
des Kristalls behindert, niemals einsetzen können. Der
Zustand läßt sich reproduzieren durch Einschalten
eines entsprechenden Ohmschen Widerstandes in
Serie mit einer Drossel an Stelle des Kristalls, wobei
natürlich die Eigenschaft der Frequenzstabilisierung
durch den Kristall in Fortfall kommt. Man sieht dann,
daß sich die Lautstärke am Telephon gegenüber der
bei gewöhnlichem Empfang in ähnlicher Weise redu-
ziert, als hätte man den Empfänger ohne Kristall oder
Ersatzglieder sehr stark rückgekoppelt. Auch dann
nehmen natürlich die Amplituden der Eigenschwin-
gung des Empfängers zu, die Lautstärke erheblich ab.
Schließlich sei noch auf eine Erscheinung hin-
gewiesen, die zwar weniger störend war als die
Abnahme der Lautstärke, die aber immerhin auch
nachteilig wirkte. Der quarzgesteuerte Empfänger
ergab zwar einen reinen konstanten Ueberlagerungs-
ton, war aber gegen kräftigere Erschütterungen stark
amplitudenempfindlich geworden, was sich durch ein
dumpf hallendes Geräusch im Hörer bemerkbar
machte. Der Vorgang ist offenbar so, daß die Fre-
quenz des Schwingaudions durch die Quarzsteuerung
zwar weitgehend konstant gehalten wird, kräftige
Vibrationen des Empfängergehäuses oder der Lei-
tungen verstimmen aber so stark, daß bei konstanter
Eigenfrequenz die Amplituden im Rlıythmus der Er-
schütterungen schwanken und der sonst reine Ueber-
lagerungston in seiner Amplitude durch diese Er-
schütterungen moduliert wird.
16
2.QuarzgesteuerterFremdüberlagerer.
Die geschilderten Nachteile machten es erforder-
lich, das unter Abschnitt 1 behandelte Prinzip zu ver-
lassen und den anderen möglichen Weg, den der
quarzgesteuerten Fremdüberlagerung, einzuschlagen.
Zu diesem Zwecke wurde ein Sender in Schaltung
nach Bild 5 so stark zusätzlich rückgekoppelt, daß
die oben geschilderte Erscheinung des Einsetzens
mehrerer verschiedener Quarzwellen eintrat. Als
Empfänger wurde ein gewöhnliches Audion (also ohne
Quarzkristall) daneben gestellt und durch die Rück-
kopplung bis an die Grenze des Einsetzens der Eigen-
schwingungen entdämpft. Der quarzgesteuerte Sender
arbeitete hierbei als Fremdüberlagerer, der Emp-
fänger als Audion. Die Kopplung zwischen beiden
Geräten konnte durch Regelung der Amplituden des
Fremdüberlagerers und durch entsprechende Aende-
rung der Entfernung beider Apparate eingestellt
werden. Der durch Verwendung des Fremd-
überlagerers erwartete Erfolg wurde zunächst er-
reicht. Es ließ sich auch in der fliegenden, also er-
schütterten Maschine ein Empfang mit reinem,
frequenzkonstantem Ton erzielen, der in der Laut-
stärke dem Empfang
etwa gleichwertig war. Bei entsprechend eingestellter
Kopplung zwischen Fremdüberlagerer und Audion
machte sich hier keine Amplitudenempfindlichkeit
bemerkbar.
In bezug auf die Frequenzstabilisierung zeigte sich
aber ein verschiedenes Verhalten der Hauptwelle und
der Nebenwellen des Ueberlagerer-Kristalls. Bei Ver-
wendung der Hauptwelle war der Ton beinahe ebenso
empfindlich gegen Erschütterungen, als ohne Quarz-
steuerung, da durch die Anwendung der Zusatzrück-
kopplung die frequenzstabilisierende Wirkung des
Quarzkristalls stark herabgemindert wird. Diese
Eigenschaft zeigte sich dagegen nicht bei den durch
die zusätzliche Rückkopplung erregbaren Kristall-
nebenwellen; diese waren völlig stabil und un-
empfindlich gegen Erschütterungen.
Hier stellte sich aber eine neue Schwierigkeit ein:
Die Eigenfrequenz von Quarzkristallen ist bekannt-
lich abhängig von deren Temperatur. Für diese sind
maßgebend die innere Erwärmung durch Verluste
und die Außentemperatur. Die Verlustwärme ist ab-
hängig von der Belastung des Kristalls. Hatte man
durch Erregen einer Nebenwelle einen gut hörbaren
Ueberlagerungston eingestellt, so änderte sich alsbald
die Temperatur des Kristalls durch dessen Belastung
und durch den Einfluß der Außentemperatur im Flug-
zeug. Das äußerte sich in einer stetigen Aenderung
der Tonhöhe, welche schließlich zu einem Aus-
wandern des Tones über die Hörbarkeitsgrenze führte,
ohne daß an der Einstellung des Empfängers etwas
geändert wurde. Man war zwar in der Lage, durch
den bereits geschilderten Vorgang des Mitziehens der
Schwingungen bei zusätzlicher Rückkopplung die
Tonhöhe in gewissen Grenzen nachzustellen. Da sich
aber die Kristallfrequenz stetig im gleichen Sinne
änderte, so konnte diese Maßnahme nur kurzzeitig
Abhilfe schaffen. Es mußte daher die nächst folgende
Kristallnebenwelle erregt werden, sobald der Ueber-
lagerungston der ersten zu hoch geworden war. Im
günstigen Falle erzielte man damit sofort eine neue
Tonüberlagerung. Im allgemeinen aber gab diese
P. von Handel, K. Krüger und H. Plendi:
im gewöhnlichen Empfänger.
neue Kristallfrequenz eine Ueberlagerung, die noch
außerhalb der Hörbarkeitsgrenze lag, und es war vor-
erst kein Empfang möglich. Ließ man nun die ganze
Apparatur eine Weile unverändert, so wurde schließ-
lich die Ueberlagerungsfrequenz dieser zweiten
Nebenwelle hörbar, anfänglich mit sehr hohem Ton,
dann allmählig tiefer und lauter werdend. Mit dieser
zweiten Nebenwelle wiederholte sich nunmehr im all-
gemeinen dasselbe Spiel wie vorher bei der ersten.
Es zeigte sich also, daß infolge der Temperatur-
abhängigkeit der Quarzfrequenzen zur Ermöglichung
eines dauernden Empfangs die einzeln erregbaren
Kristallnebenwellen nicht mehr als einige tausend
Hertz auseinander liegen dürften, entsprechend dem
gut hörbaren Tonbereich. Das war aber bei den zahl-
reichen hier verwendeten Quarzkristallen nicht der
Fall. Ein brauchbarer Empfang nach dieser Methode
wäre also nur durch Temperaturkonstanz des Sender-
und Empfänger-Quarzes zu erreichen. Gegen den
Einfluß der Außentemperatur ließe sich durch ge-
eignete Thermostaten, in die der Kristall mit Fassung
gesetzt wird, ein wirksames Schutzmittel finden,
wenn auch dessen Anwendung in Hinsicht auf Raum-
beanspruchung und Einfachheit keine ideale Lösung
ist, dort wo es sich um möglichst kleine und einfache
Geräte handelt wie im Flugzeug. Dagegen stieße die
Schaffung eines Ausgleiches für die innere Er-
wärmung der Quarzkristalle, welche sich bei An-
wendung des geschilderten Prinzipes nicht vermeiden
läßt, schon auf sehr viel größere Schwierigkeiten.
Denn es liegt im Wesen dieser Methode, daß durch
die zusätzliche Rückkopplung und die veränderte Ab-
stimmung, welche die verschiedenen Nebenwellen des
Kristalles erregen, der Quarz mit verschiedenen
Spannungen belastet wird und sich hierdurch im
Lauf des Betriebes stets verschieden erwärmen
muß. Aus diesen Gründen ist also ein betriebs-
sicherer Zustand auch bei Empfang mit quarz-
gesteuerter Fremdüberlagerung im NHörbarkeits-
bereich mit einfachen Mitteln nicht erreichbar.
B. Frequenzstabilisierung durch hochirequent-
überlagernde Quarzkristalle.
Die quarzgesteuerte Ueberlagerung mit zusätz-
licher Rückkopplung, welche im Hörbarkeitsbereich
arbeitet, führt, wie gezeigt, im praktischen Betrieb
sowohl bei Anwendung von Selbstüberlagerung wie
von Fremdüberlagerung zu Schwierigkeiten. Der
Hauptnachteil besteht darin, daß man dem stetigen
Auswandern des Ueberlagerungstones über die Hör-
barkeitsgrenze praktisch machtlos gegenübersteht.
Das eingangs gestellte Problem, einerseits die
Eigenfrequenz des Empfängers zu stabilisieren,
andererseits die Höhe des Empfangstones beliebig
einstellen und nachstellen zu können, muß also auf
einem anderen Wege gelöst werden. Die Lösung
wird nicht dadurch erreicht, daß, wie in Abschnitt A.
die Erfüllung dieser beiden Bedingungen in einer
geeigneten Wirkungsweise des Quarzkristalles ge-
sucht wird; bei der im folgenden behandelten
Methode wirkt vielmehr der Quarzkristall nur als
Frequenzstabilisator, während die Forderung der
Einstellbarkeit der Empfangstonhöhe durch andere,
hiervon unabhängige Mittel erreicht wird:
BEER E
\
Quarzsteuerung von Kurzwellen-Empfängern. i 17
Die Quarzwellen von Sender und Empfänger
werden derart gewählt, daß sie sich hochfrequent
überlagern. Diese Ueberlagerungsfrequenz entspricht
einer langen Welle und ist hier als Zwischenfrequenz
aufzufassen, die durch ein Langwellen-Audion hörbar
gemacht wird. Der tonreine Empfang einer langen
Welle bietet aber keine besonderen Schwierigkeiten.
Bei diesem Prinzip ist die Eigenfrequenz des Emp-
fängers auf der kurzen Welle durch den Quarzkristall
stabilisiert und die Höhe des Empfangstones kann am
Langwellen-Audion beliebig ein- und nachgestellt
werden.
Zur Erprobung dieses Prinzips wurde folgende
Versuchsanordnung verwendet.
Kurzmwellen -Audion
lagerer arbeitet hier jedoch ohne Zusatz-Rückkopp-
lung, wodurch der Kristall nur in seiner Hauptwelle
schwingen und dadurch sehr schwach belastet
werden kann. Diese Belastung ist außerdem kon-
stant, da im Gegensatz zu früher die Einstellung
dieses Gerätes im Betriebe unverändert bleibt. Das
hat zur Folge, daß die innere Erwärmung des
Kristalles gering ist, nach einer gewissen Zeit einen
Gleichgewichtszustand erreicht und daß somit die
Frequenzänderung im wesentlichen nur von Schwan-
kungen der Außentemperatur abhängt.
Diese Frequenzänderungen bei Sender und Emp-
fänger sind hier also erheblich geringer als bei den
früheren Anordnungen und verschwinden im all-
Langwellen - Audıon
Fremdüberlagerer
quarz gesleuerl
Bild 7.
Quarzgesteuerter Kurzwellenempfänger mit Zwischenfrequenz.
Die Bodenstation bestand, genau wie bei den
früher geschilderten Versuchen, aus einem quarz-
gesteuerten Sender mit feststehender Welle.
Empfangsseitig im Flugzeug wurde ein Aufbau, wie
ihn Bild 7 zeigt, verwendet. Das Kurzwellen-Audion‘)
arbeitete in nicht schwingendem Zustand, jedoch mit
starker Dämpfungsreduktion hart am Einsatzpunkt
der Schwingungen und war auf die Sendewelle ab-
gestimmt. Die vom quarzgesteuerten Fremdüber-
lagerer‘) erzeugte Zwischenfrequenz hatte eine
Wellenlänge von etwa 2000 m. Die Kopplung
zwischen Kurzwellen-Audion und quarzgesteuertem
Fremdüberlagerer konnte beliebig eingestellt werden.
Der Ausgang des Kurzwellen-Audions war induktiv
an den Gitterkreis eines Langwellen-Audions?) ge-
koppelt, das auf die Zwischenfrequenz (2000 m) ab-
gestimmt wurde. Hinter das Zwischenfrequenzaudion
waren zwei bis drei Niederfrequenz-Verstärker-
stufen?) geschaltet.
Die Anordnung ist auch hier durch Quarz-
steuerung der Kurzwellenstufe unempfindlich gegen
Frschütterungen. Der quarzgesteuerte Fremdüber-
6) Hierfür wurde u. a. das Gegentaktaudion des Kurzwellen-
Empfängers Telefunken Gr. 98 verwendet.
1) Hierfür wurde ein im Laboratorium gebautes Gerät ver-
wendet.
8) Hierfür wurde das Gerät Telefunken E. 266 verwendet.
9) Hierfür wurden die Niederfrequenzstufen des Gr. 98 ver-
wendet.
gemeinen, sobald ein Beharrungszustand erreicht
wird. In die Zwischenfrequenz gehen sie mit dem
gleichen absoluten Betrag ein, wie bei den Quarz-
wellen. Man ist aber jetzt in der Lage, durch ge-
ringes Nachstimmen des Zwischenfrequenzaudions
diesen Aenderungen zu folgen und somit jeden be-
liebigen Empfangston einzustellen. Aus diesen Grün-
den brauchen keine besonderen Anforderungen an
die Kristalle in Hinsicht auf genaue Einhaltung ihrer
Nennwellen gestellt zu werden. Ferner erübrigen
sich Anordnungen zur Konstanthaltung der Tempe-
ratur, wie Thermostaten und Vakuumfassungen.
Aus obigen Erörterungen geht also hervor, daß
die an das Langwellenaudion gelangende Zwischen-
frequenz völlig konstant ist, abgesehen von einem
sehr langsamen, geringfügigen Wandern, das nur eine
gewisse Zeit lang nach dem Einschalten auftritt, und
dessen Einfluß auf die Höhe des Empfangstones
leicht auszugleichen ist. Zur Erzielung eines frequenz-
konstanten Empfangstones ist es dann nur mehr er-
forderlich, daß die Eigenfrequenz des Langwellen-
audions ebenfalls konstant ist. Dies läßt sich, wie
die Erfahrung zeigt, ohne weiteres erreichen, da bei
langen Wellen geringes Vibrieren stromführender
Teile keinen merklichen Einfluß auf die Frequenz
ausübt.
Das Ergebnis von zahlreichen Versuchen, die mit
der geschilderten Anordnung ausgeführt wurden, ent-
18 P. von Handel, K. Krüger und H. Plendl: .Quarzsteuerung von Kurzwellen-Empfängern.
mh FT 7 Tvurtyr Ty;,eT httuuÜntrrur m, Tr T—————————_
sprach im vollen Umfang dem oben erörterten Sach-
verhalt. Es konnte selbst bei heftigsten mechanischen
und akustischen Erschütterungen im Flugzeug (Motor
bei Vollgas, Start und Landung) ein völlig reiner,
frequenzkonstanter Empfangston erzielt werden. Die
Tonhöhe war am Zwischenfrequenzaudion beiiebiz
einstellbar und die Lautstärke war ohne Verwendung
von Zwischenfrequenz - Verstärkerstufen zumindest
gleichwertig dem normalen Empfang.
Die geschilderte Anordnung arbeitet mit nicht-
schwingendem Kurzwellen-Audion und daher auch
mit nichtschwingender Empfangsantenne. Dies hat
zur Folge, daß in der Nähe befindliche Leitergebilde
nicht induziert werden können. Der wechselnde
Kontaktwiderstand solcher Leiter kann also in diesem
Falle keine den Empfang störende Rückwirkung mehr
hervorbringen.
Die bei Verwendung einer schwingenden Emp-
fangsantenne häufig auftretenden Störgeräusche
obiger Ursache kommen also hier in Fortfall. Wie
die Erfahrung zeigt, ist dies besonders wichtig für
bewegliche Stationen auf Schiffen oder in Luftfahr-
zeugen, wo sich im allgemeinen mechanisches Ar-
beiten metallischer Teile gegeneinander nicht ver-
meiden läßt.
Beim Kurzwellen-Empfang mit Zwischenfrequenz
arbeitet man im einfachsten Falle mit zwei ab-
gestimmten Schwingkreisen, dem des Kurzwellen-
audions und dem des Langwellenaudions. Vergleicht
man die Resonanzkurven dieser beiden Kreise, so
zeigt sich, daß die Durchlaßbreite ausgedrückt in
Hertz im Zwischenfrequenzaudion nur einen Bruch-
teil von der im Kurzwellenaudion beträgt, annähernd
gleiche Dämpfung vorausgesetzt. Dies hat eine
praktische Bedeutung für die Verminderung des Ein-
fluses von Empfangsstörungen. Wirken diese z. B.
über die ganze Durchlaßbreite des Kurzwellenkreises
mit konstanter Amplitude, so beeinträchtigt ohne An-
wendung von Zwischenfrequenz das gesamte dieser
Durchlaßbreite entsprechende Störungsspektrum den
Empfang. Verwendet ınan nun Zwischenfrequenz,
so wird das störende Kurzwellenband reduziert auf
die erheblich geringere Durchlaßbreite des Lang-
wellenkreises. Die Störungsverminderung ist pro-
portional dem Verhältnis der Durchlaßbreiten, die
sich für gleiches Dämpfungsdekrement'°) verhalten
wie die Frequenzzahlen der beiden Kreise.
10) Für einen guten Langwellenempfänger hat das Dämpfungs-
dekrement des Schwingkreises etwa den Wert von 1,50/,. Bei
Kurzwellenempfängern kann man etwa mit 0,5%, rechnen.
Die bei den Versuchen beobachtete Verringerung
des Störungseinflusses war ganz erheblich, obwohl
das Wellenverhältnis nicht sehr groß war (47 m und !
2000 m). Es kommt daher der Verwendung von
Zwischenfrequenz für Kurzwellenempfangsanlagen
in Luftfahrzeugen eine besondere Bedeutung zu. da
hier die von der elektrischen Zündanlage der Ver-
brennungsmotoren hervorgerufenen Störungen den
Empfang ganz erheblich beeinträchtigen können.
Die beschriebene Anordnung ermöglicht eine
weitere Erhöhung der Lautstärke durch Zuschaltung
von Zwischenfrequenz-Verstärkerstufen. Der Wellen-
bereich der gesamten Zwischenfrequenzanordnung
kann dabei sehr klein gehalten werden, da die Ueber-
lagerungswelle durch den Empfängerquarz fest-
gelegt ist.
Für die Zwischenfrequenz kann natürlich auch
jeder Langwellenempfänger benutzt werden. Ist auf
der betreffenden Station bereits ein Langwellengerät
vorhanden, z. B. ein Peilempfänger, so kann man
zweckmäßig für Kurzwellenempfang einen Zusatz.
bestehend aus Audion und quarzgesteuertem Fremd-
überlagerer, verwenden. Diese Ersparnis von Ge-
räten ist für Luftfahrzeuge von besonderer Be-
deutung.
Zusammeniassung.
Zur Stabilisierung des Kurzwellen - Empfangs
wurden Versuche mit Quarzsteuerung von Emp-
fängern durchgeführt. Hierbei zeigte sich, daß die
Verwendung eines Kristalls, der mit der Frequenz
des Senderquarzes tonüberlagert, praktisch nicht
möglich ist: das quarzgesteuerte Schwingaudion er-
gab eine zu starke Verminderung der Lautstärke,
während bei Anwendung eines Fremdüberlagerers
mit Quarzsteuerung sich die Temperaturabhängigkeit
der Kristalle störend bemerkbar machte.
Zur Lösung der Frage wird ein Verfahren an-
gcgeben, bei welchem die Ueberlagerung von Sender-
und Empfängerquarz eine hochfrequente Schwingung
ergibt. Diese Zwischenfrequenz entspricht einer
langen Welle und wird in einem normalen Schwing-
audion hörbar gemacht.
(Eingegangen am 25. März 1929.)
Wilhelm Moser: Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen. 19
Versuche über Richtantennen bei Kurzen Wellen.
Von Wilhelm Moser’).
Mitteilung aus dem Laboratorium der Telefunken-Gesellschaft.
Inhaltsübersicht.
Der Gedanke, elektrische Wellen zu richten.
Bisher bekannte Systeme.
Versuche des Telefunken-Laboratoriums.
a) Versuchsanordnung;
b) Strahlung von Dipolen und aus Dipolen zu-
sammengesetzten Antennen;
c) Reflektoren.
4. Fortschritt im kommerziellen Betrieb.
Zusammenfassung.
DT
1. Der Gedanke, elektrische Wellen zu richten.
Der Gedanke, elektrische Wellen von einer An-
tenne aus gerichtet in den Raum zu strahlen, ist so
alt wie die drahtlose Telegraphie selbst, ja sogar
alter, denn schon Heinrich Hertz benutzte Re-
flektoren für — allerdings sehr kurze — elektrische
Wellen bei seinen rein physikalischen Versuchen.
Als später die Ausnutzbarkeit der elektrischen
Wellen für fernmeldetechnische Zwecke, also die
drahtlose Telegraphie, entdeckt wurde, tauchten auch
bald Vorschläge zur Verwendung von Spiegeln auf;
so versuchte Marconi vor vielleicht 30 Jahren schon
parabolische Reflektoren. Andere Forscher (z. B.
F. Braun, Blondel, Zenneck) beschäftigten
sich sehr früh mit der Kombination zweier oder
mehrerer Antennen; sie wollten dadurch eine Strah-
lungsvermehrung (Konzentration) in der einen oder
Strahlungsverminderung (Abblendung) in der anderen
Richtung oder auch beides gleichzeitig erreichen.
Mit den zunehmenden Wellenlängen der großen
Stationen schwand die Möglichkeit, Richtantennen
nennenswerter Bündelung zu schaffen, denn Sammel-
spiegel müssen, ganz gleich, ob sie aus Metallflächen
oder Einzeldrähten bestehen, ihren Dimensionen nach
in der Größenordnung der Wellenlänge oder mög-
lichst noch größer sein, Spiegel für 10 Kilometer
Wellenlänge sind also nicht herstellbar. Es blieb
lediglich das Prinzip der rückwärtigen Abblendung
des Empfanges von Interesse, das man auch bei den
längsten Wellen nach dem von Bellini und Tosi
angegebenen Prinzip mit verhältnismäßig einfachen
Mitteln erreichen kann. Die Großempfangsstationen
haben heute solche „gerichtete“ Empfangsantennen.
Mit dem Aufkommen der kurzen Wellen lebte das
Problem der Richtantennen von neuem auf. Die im
heutigen Urbersee-Verkehr wichtigsten Wellen lie-
gen zwischen 14 und 30 m, also in einer Größen-
ordnung, für welche Reflektor-Dimensionen technisch
möglich sind. Es ist also ganz natürlich, daß alle
Stellen, die sich mit der Entwicklung von Kurz-
wellenstationen befaßten, auch ernstlich an den Bau
und an die Erprobung von Richtantennen herangingen.
Die Literatur über den Gegenstand ist recht umfang-
reich geworden; auf sie näher einzugehen, würde den
*) Vortrag auf der Jahresversammlung des Vereins Deutscher
Elektrotechniker in Berlin am 19. Juni 1928.
Rahmen des Referats überschreiten. Wichtig ist
aber, daß die technische Entwicklung der Richt-
antennen bereits ziemlich fortgeschritten ist.
2. Bisher bekannte Systeme.
Die englische Marconi-Gesellschaft hat das
„Beam“-System erprobt und eingeführt. Es ist ge-
kennzeichnet durch vertikale Antennendrähte, die in
einer Ebene und in gleichem Abstand voneinander
angeordnet sind. In einer zu den Antennen parallelen
Ebene liegen die ebenfalls vertikalen Reflektordrähte.
Die Antennen sind durch eine gleichmäßig verzweigte
Energieleitung so gespeist, daß überall Gleichphasig-
keit der Schwingung herrscht. Ein derartiges System
bündelt die Energie senkrecht zur horizontalen An-
tennen-Ausdehnung.
Die ausgestrahlten Wellen sind vertikal polari-
siert und verlassen die Antenne unter einem kleinen
Elevationswinkel oder sogar parallel zur Horizon-
talen. Die seitliche Schärfe der Bündelung richtet
sich, wie bei jeder anderen Antennenform, nach der
seitlichen Ausdehnung des „Beams“, je größer diese
Ausdehnung, desto schärfer der Strahl. Aus diesem
Grunde kommt die Marconi-Gesellschaft zu Beam-
breiten von 200 bis 600 m und Konzentrationswinkeln
von wenigen Graden.
Andere interessante Antennenformen wurden von
den französischen Ingenieuren und Forschern Chi-
reix und Mesny angegeben. Kennzeichnend für
diese ist die Zickzackform der Antennen und Re-
flektordrähte. Auch hier finden wir die Anordnung
in zwei Parallel-Ebenen, einer Antennen- und einer
Reflektor-Ebene. Zusammensetzung und Speisung der
Zickzack-Drähte ergibt wie bei dem englischen
System vertikal polarisierte Austrahlung unter
horizontalem Winkel. In der Wirkung kann also
zwischen dem Marconi-Beam und der Chireix-
Mesny-Antenne ein grundsätzlicher Unterschied nicht
bestehen.
3. Versuche des Telefunken-Laboratoriums.
Telefunken hat bei der Entwicklung von Richt-
antennen oder „Strahlwerfern“ — wie wir sie
mit einem deutschen Wort bezeichnen wollen — un-
abhängig voneinander zwei Wege verfolgt: Ueber
den einen hat Prof, Dr. Meißner verschiedentlich
berichtet. Es sind das Versuche, bei denen Parabol-
Spiegel — aus Metallflächen oder Einzeldrähten —
zur Verwendung kamen. In den Brennlinien dieser
Spiegel befanden sich Linear-Antennen, die über eine
Energieleitung gespeist wurden. Der Erfolg dieser
Versuche war bekanntlich eine kommerzielle Ver-
bindung zwischen Nauen und Südamerika auf der
11-Meter-Welle.
Im folgenden Fall soll über den anderen Weg
berichtet werden; dieser ging von der Untersuchung
der Strahlungselemente aus und führte über das Stu-
dium der Kombination solcher Elemente und über ein-
gehende Untersuchungen der Wirkung von Reflektor-
20
drähten zu einer neuen, und wie die Versuche zeigen,
zweckmäßigen und wirksamen Antenneniorm. Es
darf. nicht unerwähnt bleiben, daß die Anregung zu
diesen Versuchen von Dr. Otto Böhm, dem Di-
rektor des Telefunken-Laboratoriums, ausging, und
daß eine Anzahl von Ingenieuren aus dem Telefunken-
Laboratorium an Sonderaufgaben wesentlich mit-
Wilhelm Moser:
lich; dagegen erwies sich eine Modulation des Sen-
ders empfangsseitig ungünstig. Es wurde also rein
ungedämpft gesendet. Bild 3 zeigt die Baracke, in
der Sende- und Maschinenanlage untergebracht war,
im Hintergründe sieht man zwei 60 m hohe Maste.
Das 150 m lange Dralitseil zwischen diesen Türmen
diente zur Halterung der Versuchsantennen. Die aus-
77/4
10 Wat 50 Walt 50 Waf 700 Waf 500 Watt 3000 Malt
A:212 m A=:212 m R - 06m A-3 m A -265 m A:265m
Schaltungsschema des Meßsenders.
gearbeitet hat. Die Spezial-Probleme werden daher
von ihren Bearbeitern an anderer Stelle ausführlich
publiziert werden. Der Vortrag kann ein nur kurzes
Gesamtreferat darstellen.
a) Versuchsanordnung.
Sender- und Versuchsantennen waren auf dem der
Transradio-Gesellschaft gehörenden Gelände der
Bild 2.
Ansicht des Meßsenders.
Großfunkstelle Nauen aufgebaut, und zwar mit Rück-
sicht auf störende Mast- und Antennenanlagen ab-
seits vom Hauptgebäude am Rande des Langwellen-
feldes. Der Sender bestand aus einem quarzgesteu-
erten Oszillator und 5 Vervielfachungs- bzw. Ver-
stärkerstufen. (Bild 1 und 2): Die Endstufe lieferte
3 kW Hochfrequenzenergie auf eine Energieleitung,
die zu den Versuchsantennen führte. Die durch
Quarzsteuerung gewährleistete Wellenkonstanz war
für die Erzielung guter Empfangsergebnisse unerläß-
nutzbare Höhe betrug 40 m. Außer diesen Türmen
standen auch provisorische Holzgerüste von 20 bis
30 m Höhe zur Verfügung. Versuchswellen waren
15, 17 und 26,5 m. Durch die Bündelung der Strah-
lung erstrebten wir Verbesserung des Empfangs in
großer Entfernung (Uebersee), also mußte die Fmp-
Bild 3.
Sendebaracke und 60 m Maste.
fangsmeßstelle in Uebersee liegen. Für die Versucht
stand Telefunken die Gegenstation Buenos-Aires
(Villa Elisa) in 12000 km Entfernung zur Verfügung:
in der Nähe dieser Station wurde für die Meßzwecke
ein kleines Empfangs-Laboratorium angelegt. Dort
hat ein von Telefunken entsandter Spezial-Ingenieur,
MHerrEllerbrock, die oft sehr langwierigen Sende-
Perioden mit großer Geduld und Genauigkeit durch-
gemessen. Seine Empfangsanlage bestand aus Dipol-
antenne, Energieleitung und Empfänger _(selbst-
Sc
Lo SD en e E ES 22
a mu A z= ZZ
Pe Zn nn ——n fin (in ` a G
'schwingendes Audion und NF-Verstärker).
m Sm m I ~
Ueber
“Besonderheiten der Empfangsantenne wird auch ein
“Wort zu sagen sein.
stärke für ie 2 oder 3 Sende-Antennen,
Empfangsziel war die relative Messung der Feld-
zwischen
` denen in schneller Folge (alle 2 bis 3 Minuten) ge-
- wechselt wurde.
.
j
Dieser schnelle Wechsel der Sende-
antennen war notwendig wegen des schnellen Wech-
sels der Versuchsbedingungen; Fading, atmosphä-
- rische Störungen, Echo-Erscheinungen wechseln oft
‚ bei
Strom verlauf Spannungs verlauf
Wr, 2
Et N 5S
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r æ mm ma ~ p „æ m e ~
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Pa N ri 2
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Speisun g
Bild 4.
Speisung der Einzeldipole.
innerhalb von Minuten und Sekunden. Daher war
diesen Messungen eine objektive Empfangs-
registrierung ungeeigneter als die subjektive der
Parallel-Ohm-Messung. Diese verlangt einen sehr
geübten Beobachter, der imstande ist, den richtigen
Mittelwert der Lautstärke anzugeben. Durch Ver-
anderung der Senderstromstärke, z. B. wiel :2:4
bei unveränderter Antenne konnte die Meßgenauigkeit
kontrolliert werden. Es zeigte sich, daß die Meß-
werte erstaunlich genau der Senderstromstärke, also
der Feldstärke am Empfangsort proportional waren.
Selbstverständlich wurden immer sehr viele Einzel-
Beobachtungen, z. B. die Messungen über 3 Stunden,
kombiniert. Die Versuche laufen etwa seit Februar
1927; sie sind z. Zt. noch nicht beendet. Auf der
Senderseite haben sich die Herren Dr. Rothe und
Dr. Sammer sehr verdient gemacht.
b) Strahlung von Dipolen und aus
DipolenzusammengesetztenAntennen.
Wir kommen nun zu den untersuchten Antennen-
formen. Strahlungselement ist ein linearer Draht
von einer halben Wellenlänge; es sei stets so erregt,
daß Strombauch in der Mitte, Spannungsbäuche an
den beiden Enden liegen (Bild 4. Solche Einzel-
dipole in horizontaler und vertikaler Lage wurden
zunächst untersucht. Auch die Höhe über Erde
wurde in den möglichsten Grenzen variiert. Die
Längsrichtung des Strahldrahtes lag natürlich immer
senkrecht zur Senderichtung. Für die Erregung
solcher Einzeldipole wurden Energieleitungen aus
parallelen Drähten verwendet. Die Speisung cr-
folgt ohne Spule je nach Umständen in der Mitte
oder am Ende des Strahldrahtes. Die kleine Unsym-
Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen.
2
metrie, die im zweiten Fall in der Belastung der
Energieleitung auftritt, ist unerheblich.
Die folgenden Bilder zeigen Proben der Meß-
ergebnisse der Strahlelemente.e. Wir ersehen aus
Bild 5, daß bei Vertikal-Anordnung mit der Entfer-
nung von der Erdoberfläche eine nur unwesentliche
Lautstärkenerhöhung eintritt (maximal 50%), dieser
Unterschied wird noch geringer, wenn der erdnahe
Dipol als Gegengewicht eine große Metallplatte er-
hält. Dieses letzte, wohldefinierte Strahlungselement
7 Hanfseil
oyS5m
ganz hoher Dipol
ED: Get
millel hoher Dipol
Bild 5
Vertikale Dipo'e in verschicdenen Höhen.
sei im folgenden unsere Standard-Antenne. Horizon-
tale Dipole (Bild 6) zeigen sich um das doppelte über-
legen; ja, hebt man die Strahldrähte bis nahe unter
das Tragseil, so sinkt die Strahlung des Vertikal-
Drahtes, während die des horizontalen noch steigt.
Die geeigneten Meßwerte und Kurven beziehen sich
auf A = 26,5; bei 15 und 17 m Wellenlänge wurden
weiter vorn die gleichen Meßergebnisse erzielt.
Die horizontale Polarisation der Ausstrahlung ist
also irgendwie bevorzugt. Das kemmt noch besser
zum Vorschein bei Kombination mehrerer Dipole. Die
Polarisationsrichtung der Wellen und die Unter-
schiede in ihrem Verhalten werden dann ausgepräg-
ter. Bild 7 zeigt z. B. zwei gleichphasig schwingende
Dipole nebeneinander angeordnet, und zwar einmal
vertikal und das andere Mal horizontal gerichtet.
Jenes gibt, bezogen auf die Standard-Antenne, den
Verbesserungs-Faktor 1,5, dieses 2,5. Konnte man bei
Einzeldipolen vermuten, daß das Tragseil mit erregt
29 Wilhelm Moser:
wird und ausstrahlungsfördernd oder -hindernd
wirkt, so ist diese Möglichkeit bei der letzten Kom-
bination sehr verringert; wegen der Gleichphasigkeit
der Dipole müßte das Tragseil unnatürlich schwingen.
Es ist aber wahrscheinlich, daß die Erdkapazität
des Tragseils die Strahlhöhe vor allem der vertikalen
Dipole erniedrigt. Technisch sind die Tragseile nicht
zu umgehen. . Ihr EinfluB muß in Kauf genommen
werden; es interessiert überhaupt nur die unter einem
Tragseil anzuordnende beste Antennenform.
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I 4
Bild 6.
Horizontale Dipole in verschiedenen Höhen.
Wäre vielleicht irgendeine andere Anordnung von
Vertikal-Dipolen günstiger? Das nächste Bild 8 zeigt
zwei Vertikal-Dipole übereinander, einmal in ent-
gegengesetzter Richtung, das andere Mal in gleicher
Phase schwingend. Beide Anordnungen sind schlech-
ter als alle vorher gezeigten; auch die verschiedene
Höhe über Erde ändert daran nichts. Vermutlich
spielt hier der Ausstrahlwinkel eine Rolle.
Es lag nahe, auch am Empfangsort die Polari-
sation zu kontrollieren. Es zeigte sich zwar ein
Unterschied, ob mit Horizontal- oder Vertikal-Dipol
empfangen wurde, und zwar wiederum zugunsten
der horizontalen Anordnung. Dieser Unterschied war
aber unabhängig von der Anordnung der Sender-
‚antenne. Das steht in Uebereinstimmung mit Beob-
achtungen, nach denen eine dauernde Dreliung der
Polarisations-Ebene des Empfangsfeldes beobachtet
wird.
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ild 8. Zwei vertikale Dipole übereinander.
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Nachdem der Horizontal-Doppel-Dipol mit seiner
sinfachen und symmetrischen Speisung als gün-
stigstes Bauelement gefunden war, lag es nahe, er-
einfache und wohldefinierte Speisung durch
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weiterte Kombinationen zunächst durch Anordnung
übereinander zu probieren. Bild 9 zeigt mehrere
Doppelreihen übereinander; dabei konnte die sehr
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Rorızonlaler Planspregc
Dipole mt 2 Aellektoren. 7
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aale == Berbarhtungszeif mE En e ERE OE SA
Peete ha] en | BE BA
| a | | 1a OE DEN E SEA E Er.
AE EEI sapen Irre
Bild 9.
Horizontal Dipole übereinander.
Lechersystem (die unseres Wissens zuerst in Ruß-
land versucht und veröffentlicht wurde) verwendet
werden. Die übereinanderfolgenden Antennen sind
in Abständen einer halben Welle abwechselnd links
und rechts angeschlossen, so daß sie bei normaler
Speisung des Lechersystems von untenher phasen-
gleich schwingen. Durch Verlängerung oder Verkür-
zung der Lecherleiter nach unten kann man oben-
drein in gewissen Grenzen Abstimmungs-Aenderung
vornehmen. Die Strahlung war sehr günstig. Wir
- erhielten die vierfache Amplitude, wie bei zwei verti-
Bo
TA:
ya `
kalen gleichphasigen Dipolen. Dabei ist zu beachten,
daß beide Anordnungen die gleiche Baufläche bean-
Spruchen. Man könnte übrigens noch mehr Reihen
übereinander speisen, nur wurde die Messung noch
Nicht ausgeführt, weil die Aufhängehöhe nicht reichte.
amit war das Vertikal-Element gegeben, das nun
zu größeren Antennen seitlich nebeneinander gereiht
werden konnte. Bevor ich aber darauf eingehe,
möchte ich über die rückwärtige Abblendung einige
orte sagen.
Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen.
. Hertzschen Gleichungen mittels einer
23
c) Reflektoren.
Bisher ist von Reflektoren nicht die Rede ge-
wesen; die beschriebenen Anordnungen waren Richt-
antennen, bei denen die Strahlung nach vorn und
hinten gleichmäßig gebündelt war. Um die Strahlung
nur in einer Richtung, und zwar nach vorn auszu-
senden, stellt man hinter die Antenne Reflektor-Drähte.
Obwohl solche Versuche mit längeren Wellen schon
vor langer Zeit (z. B. Zenneck) gemacht worden
sind, und obwohl die Literatur voll ist von berechneten
Strahlungs-Diagrammen, fanden wir Schwierigkeiten
schon bei den Vorversuchen mit oen einfachen Linear-
HERE HEESHEE
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Bild 10.
Vertikal-Antenne mit Reflektor.
Antennen und Reflektoren. Bei Verlängerung bzw.
Verkürzung des Reflektors durchlief der Antennen-
Kopplungswiderstand ein Maximum und ein Mini-
mum; gleichzeitig änderte sich das Abschirmverhält-
nis nach hinten. Rechnungen und Versuche, die
F. Sammer zu diesem Punkt ausgeführt hat, zeigen,
daß die elementare Betrachtungsweise der Wegdiffe-
renzen und Phasen nicht genau ist. Man muß Nahe-
und Fernfeld in Betracht ziehen und kann aus den
Näherungs-
Rechnung die Reflektor-Ströme und Phasen aus-
rechnen. Auch die Rückwirkung des Reflektors auf
die Antenne muß man berücksichtigen. Dann ergibt
sich das Maximum des Strahlungswiderstandes auch
theoretisch. Das beste Abstimmunsverhältnis liegt —
das ist ja auch plausibel — im Maximum.
Der Reflektorabstand kann in gewissen Grenzen
A
variiert werden, und zwar vong bis >- . Das Optimum
À À
liegt bei 7 bis —. Mißt man bei richtig abgestimmtem
5'
24 Wilhelm Moser:
Reflektor in gleichem Abstand nach vorn und hinten die
Feldstärke (z. B. in 300 m Entfernung), so zeigt sich
deutlich der Unterschied. Bild 10 zeigt z. B. eine
Vertikal-Doppel-Draht-Antenne ohne und mit Re-
flektor im Polardiagramm; das Abschirmungsverhält-
nis ist hier ungefähr 10:1.
Antenne Reflektor
m Ye A Abıland
rom Jender
El Pal Ba a E
| I Sa EER —/radatire Hert) I AE Ei HS BE) ra ONE
SE | Br
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Bi = Krabitichlung,/ Kill |
ETES ie bip E p pinup Ei: Ei
PA OENE Y PRAD la
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hiz ERRE i | AN | GNER EE it .
SREE T el Ir Ina | 2 | 130 100-0 0
| — - -te yeplingeruo g- — = Verhörzeng-—
ERAU E AA p I EEN E _ J=
ERS e Eal a LLE: eD eSt RU Me Ea aa ne: RARO o Ea Na: M j |
ER Er AH rek rn ER ER ER Er aaeh aS
Bild 11.
Schema einer Kombination von 6 Horizontal-Antennen und von
6 Reflektoren, sowie Abschirmungsverhältnis.
Kombiniert man viele Antennen und Reflektoren,
so ergibt sich der Nachteil der gegenseitigen Beein-
flussung der Reflektoren. Die Abstimmung der
Einzel - Elemente ist dadurch erschwert und das
Optimum der Abschirmung nicht leicht herstellbar.
Bessere Abschirmwirkung erreicht man durch Kopp-
lung der Reflektoren untereinander. Bild 11 zeigt die
Anordnung zweier horizontalen Tannenbaum-Ele-
mente nebeneinander, mit dem gleichen System als
Spiegel. Wie die Antennen sind auch die Reflektor-
drähte durch eine Energieleitung verbunden: die
Energieleitung der Reflektordrähte endet in zwei
Parallel-Drähten mit Abstimmbrücke. Durch Ver-
schieben dieser Brücke kann man die richtige Ver-
längerung bzw. Verkürzung der Reflektoren (natür-
lich in gewissen Grenzen), also das Abstimm-Optimuni
einstellen. Gemäß Bild 11 erreichte man bei dieser
Anordnung ein Abschirmungsverhältnis 1:28. Das
nächste Bild 12 zeigt ein Polardiagramm der Anord-
nung mit und ohne Reflektor aufgenommen im Ab-
stand von einigen hundert Metern. Es wird auf-
fallen, daß die Feldstärke mit Reflektor nach vor!
nur wenig zunimmt. Das theoretische Optimum für vil
diese Zunahme beträgt bezüglich der Energie 1 :? |
bzw. der Feldstärken also 1:y?2. Mehr kann ma |!
gar nicht erreichen. Die wichtigste Aufgabe de «l
Reflektors ist aber nicht, die Lautstärke zu erhöhen.
hinten \ \ \ N ? f a
Í \ a \ i i
| \ \ l 4l
a) a AA t> > Y
Eae | y1
; PD
Bild 12.
Polardiagramm (Anordnung Bild 11).
sondern die rückwärts um die Erde laufenden und
mit Zeitdifferenz gegen die normalen Zeichen ein-
treffenden „Echos“ zu vermeiden. Denn es komni
vor, daß bei ungerichteter Sendeantenne die rück-
wärts laufenden Zeichen genau so laut oder lauter
Ir Tugn
L
Bild 13.
Schema der Anordnung und Speisung eines Richtstrahlwerles
von 8 Halbwellen Breite.
le
P
N!
m as ġ
i ‘
H '
N N
r t r >
` > : f
Pe a Dr
Y =
l En > | O a E E a om
sind als die vorwärts laufenden. Eine Schnelltelegra-
phie ist daher unmöglich. l
Das nächste Bild 13 zeigt schematisch die Neben '
einanderreihung von 4 Vertikal-Elementen nebst Re-
flektoren. Das nächste Bild 14 zeigt das Schema
des Aufbaus dieser Antenne. Die Wellenlänge ist
26,5 m, der Turmabstand 160 m. Es sind dam fy
S horizontale Halbwellen nebeneinander angeordnet. "x
Bei }A = 15 m haben 16 horizontale Halbwellen aul d
dem gleichen Raume Platz. Für kommerzielle Richt x
antennen (z. B. Transradio-Nauen, Nord- und Sūd- p
-amerika-Verkehr) wird Telefunken diese BauweiseDrähten.
'eibehalten.
- Ein Polardiogramm für die 8 Halbwellen breite
‚ntenne zeigt Bild 15. Man sieht, daß die Bün-
-elung schon recht scharf ist und bedenke, daß durch
Bild 14.
Schema des Aufbaus zu 13.
den Radius-Vektor die Amplitude dargestellt ist. Eine
Darstellung der Energie ergäbe ein viel schärferes
Diagramm. Der Feldstärkenzuwachs gegenüber einem
vertikalen Tannenbaum beträgt etwa das dreifache,
der Verstärkungsfaktor gegenüber der Standard-
Antenne das 16-fache. Auch mit einem Parabol-
Spiegel gleicher Dimension wurde verglichen und die-
sem gegenüber eine Amplitudenverbesserung von
über 2:1 erhalten.
Die seitliche Zuordnung vieler gleichphasiger An-
E]
Eu Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen.
25
Es wurde außerdem versuchsweise eine
Anordnung aus zweimal 8 Antennen nebeneinander
ausgemessen, mit dem Erfolg, daß auch diese An-
tennenzahl merklich gleichphasig erregt werden
konnte.
Für die Gleichphasigkeit maßgebend ist neben
N
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\ |
|i
a8
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[l JAR 5
Jo | Ii hlingsdiagramm
| der horitonlakn '
J | | | Äntennenhombinafiönen.
| 6 Mipole peðeneinander
| | JDpole Gbereinonger —-
|
| X
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Bild 15.
Polardiagramm zu 13.
'tennen wurde auch mit Vertikal-Drähten versucht
T | F C| Übersicht über feriuche ram 13+ 18 (àra 138R ©
Ber TE I Zee ra Lattikas |
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Be i Hmi aan $ - Jkrahlwerfer (frertikale Drähte a PReflehtordrähte )
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16.
Empfangsvergleich für Senderstrahlwerfer aus 8 vertikalen
Antennen und 8 Reflektordrähten im Verhältnis zu einer
vertikalen Linearantenne.
"und zwar schon bevor die heute beschriebene end-
gültige Strahlwerferform gefunden war. Der Erfolg
‘der Bündelung war natürlich der gleiche. Bild 16
| zeigt z. B. das Lautstärkenverhältnis einer Linear-
` Antenne zu 8 Linear-Antennen nebst 8 Reflektor-
gleichmäßiger Antennen-Abstimmung die symmetrisch
verzweigte Energieleitung. Ueber diese noch ein
Wort:
d) Wie die Ausführung gezeigt hat, kommt man
zu relativ großen Strahlwerferausmaßen, wenn man
26
einigermaßen scharfe Bündelung erstrebt. Dadurch
wird es notwendig, vom Verzweigungspunkte über
ziemlich weite Strecken die Kurzwellenenergie den
einzelnen Antennen zuzuführen. Meistens muß der
Strahlwerfer außerdem in erheblicher Entfernung vom
Sender aufgestellt werden. Derartige Anordnungen
sind dadurch möglich, daß es gelingt, Energieleitun-
gen von kleinen Verlusten herzustellen. Für diese
Energieleitungen kommen zwei Ausführungsformen,
Parallel-Drahtleitung oder konzentrische Rohrleitun-
gen in Frage, man kann von vornherein nicht olıne
weiteres zugunsten der einen oder der anderen Form
entscheiden. Zu wählen ist diejenige, welche bei
möglichst geringen Verlusten die größtmöglichste
Betriebssicherheit ergibt. Eine rechnerische Ueber-
sicht zeigt, daß beide Ausführungsformen bei opti-
maler Dimension ungefähr gleichwertig sein Können.
Die Rechnung kann aber den Einfluß der Isolatoren
und der vor allem bei Freileitungen sich bildenden
Metall-Oxydschichten nicht abschätzen. Messungen
an versuchsweise gebauten Energieleitungen zeigten,
daß man mit beiden Systemen auf eine Dämpfung
von 0,15 bis 0,2 °/a pro Meter Länge herunterkommt,
trockenes Wetter vorausgesetzt. Fehler im Aufbau
der Leitung (ungünstige Anordnung der Isolatoren,
schlechte Kontakte und ähnliches) können die Ver-
luste auf das 5fache bis 6fache steigern. Normale
Verhältnisse vorausgesetzt, hat also eine 500 m lange
Verbindungsleitung vom Sender zur Antenne ein £!
— 0,1. Hieraus ergibt sich ein Uebertragungs-
wirkungsgrad von 83 Prozent.
Aus betriebstechnischen Gründen wird man der
konzentrischen, also nach außen vollkommen abge-
schirmten Energieleitung den Vorzug geben.
Vorbedingung für minimale Verluste und die Ver-
meidung von Ueberspannungen durch Spannungs-
bäuche ist die Anpassung des Verbraucherwider-
standes an den Wellenwiderstand der Leitung. Sie
erfolgt z. T. durch Zwischenschaltung von Trans-
formatoren passenden Uebersetzungsverhältnisses.
Die Primär- und Sekundär-Induktion wird durch
Reihen-Kapazitäten ausgeglichen. An den Verzwei-
gungsstellen der Energieleitungen hat man infolge der
Aenderungen des Wellenwiderstandes ebenfalls an-
zupassen. Wir wählen die verzweigte Leitung so,
daß ihr resultierendes Z dem der Hauptleitung an-
genaßt ist. Durch Querschnitts-Aenderungen kann
man das leicht erreichen. Der Gesamtwirkungsgrad
eines solchen Systems mit 500 m langer Zuleitung
ist nacli unseren Versuchen mindestens 70 %, bei
mechanisch vollendeter Ausführung (die wir für die
Versuche nicht machen konnten) walırscheinlich
noch besser.
4. Fortschritt im kommerziellen Betrieb.
Welcher Fortschritt für kommerzielle Uebersee-
verbindungen ist nun mit den Strahlwerfern erreicht?
Das Maß für die Güte einer solchen Verbindung ist
das Telegraphiertenpo. Dieses hängt nicht allein
von der Sendeenergie, sondern auch von den Emp-
fangsverhältnissen und der Uebung des Personals ab.
Der betriebsmäßige Fortschritt, der durch Verbesse-
rung der Sendeantenne gebracht wird, ist also immer
kleiner als die lautstärkenmäßige Verbesserung er-
warten ließe.
Wilhelm Moser: Versuche über Richtantennen bei kurzen Wellen.
Das nächste Bild 17 gibt Ihnen ein Beispiel. Di:
6 untereinander liegenden Kurven zeigen Aufnahme. ;
tempos in Buenos-Aires an 6 aufeinanderfolgende
Tagen aus dem April v. J. An allen Tagen wurd
ein Sdrähtiger Strahlwerfer verwendet, nur am
3. Tage eine Linear-Antenne. Die Kurve dieser An-
des Strahlwerfers
tenne is tiger als die
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Laufstärhe =; |
Bild 17.
Verkehrskurven zu Bild 16.
Zum Schluß noch ein Wort über die Verwendung
von Richtantennen für den Empfang. Man wird fra-
gen, ob solche Richtantennen für den Empfang auch
nützlich sind. Die Frage ist nach Versuchen, die bei
uns und anderswo gemacht worden sind, mit Ja zu
beantworten. Denn bezüglich der Lautstärkenerhö-
hung gilt das gleiche wie bei der Sendeantenne; aber
die Empfangsrichtantenne leistet noch mehr. Sie
blendet außerhalb der Strahlrichtung herkommendt
atmosphärische Störungen ab; sie beseitigt ferner
wegen ihrer räumlichen Ausdehnung gewisse Laut-
stärkenschwankungen, die durch kleine Wegdifferen-
zen der ankommenden Strahlen verursacht sind.
Wegen der auftretenden Interferenzen hoher Ord-
nung und gewisser merkwürdiger Polarisations-
erscheinungen (die wir schon erwähnten) liegen die
Verhältnisse auf der Empfangsseite verwickelter; das
letzte Wort über die beste Empfangsantenne ist noch
nicht gesprochen.
(Eingegangen am 15. Dezember 1928.)
——
Mitteilungen aus der Praxis. 27
Mitteilungen aus der Praxis.
a er ren:
er
A.-G. Bayerische Elektrizitäts-Werke in Landshut.
Die zunehmende Bedeutung, welche die Verwen-
dung der Hochspannüngs-Gleichstrom-
maschine in den letzten Jahren als Anoden-
generator im Sendebetrieb gewonnen hat, veranlaßten
die Bayerischen Elektrizitätswerke in
Landshut, sich frühzeitig mit dem Bau solcher
Maschinen zu beschäftigen.
Eine große Zahl von Anlagen wurde inzwischen
mit Maschinensätzen dieser Firma ausgerüstet und
- m a nn igi EOE ua Denn an]
Fre TNT II an men et = .
Bild 1.
‘es soll, nachdem sich für die normalen Verwendungs-
zwecke bestimmte Typen herausentwickelt haben,
ein Ueberblick über die wichtigsten Erzeugnisse der
: Firma auf diesem Gebiet gegeben werden.
| Im Mittelpunkt des Interesses steht der Anoden-
generator selbst.
Volt erfolgt in den Nuten. Der Stromwender besitzt
verhältnismäßig kleine Abmessungen, welche es
gestatten, den Stromwender mechanisch absolut fest
zu bauen. Ferner kann die Lamellenspannung bei
der zweipoligen Maschine klein gehalten werden (bei
dem Generator des Bildes 1 lag der Wert unter
50 Volt), so daß die Mikanitisolierung zwischen zwei
Stromwendersegmenten eine Stärke von 0,65 mm
erhalten konnte.
Der Festlegung der Ankerwickelköpfe ist denkbar
größte Sorgfalt gewidmet. Durch eine einfache und
sinnreiche Anordnung ist Drahtbrüchen, namentlich
in den Ausführungen zum Stromwender, wirksam
begegnet.
Das Maschinengewicht beträgt nur 715 kg, ein
Beweis dafür, daß die zweipolige Maschine bei gün-
®
a,
y7. F. n` ks p
- u” . ^ . -
i N h EA wee PAoL t
Bild 3
ild 3.
stiger Auslegung vor allem in den Abmessungen
überlegen ist. Indessen besitzt sie auch in elektrischer
Hinsicht Vorteile, da die Ankerwicklung nur `zwei
Punkte höchsten und verschiedenen Potentials auf-
weist, wodurch große Abstände zwischen den beiden
Bürsten entgegengesetzten Potentials möglich sind.
A ‘ RT
Bild 2.
Bild 1 zeigt einen solchen, für den Untersender
Kaiserslautern gelieferten Hochspannungs-Gleich-
strom-Generator von 16 kW Leistung bei 4500 Volt
Spannung und 1440 Umdrehungen pro Minute. Die
vorderen Kapselungsdeckel sind des besseren Ein-
blicks in die Maschine wegen abgenommen.
Kennzeichnend für diese Konstruktion ist die sta-
bile Durchbildung der ruhenden und umlaufenden
Teile, welche das Auftreten mechanischer Schwin-
gungen vollkommen ausschließt. Die Maschine ist
trotz ihrer Leistung und Spannung zweipolig aus-
geführt. Der Anker besitzt zwei getrennte Wick-
lungen, welche nach einem besonderen Verfahren
als Schablonenwicklungen hergestellt sind. Die
gesamte Isolierung für eine Prüfspannung von 10 000
Die Maschine ist nur mit Wendepolen ausgerüstet
und fremderregt. Die Wendepolwicklungen sind vor
die beiden Ankerwicklungen geschaltet, um diese vor
der Wirkung von Schaltwellen zu schützen.
Die an den Lagerschildunterseiten sichtbaren
Verriegelungsvorrichtungen bewirken vollkommenen
Berührungsschutz bei erregter und unter Spannung
stehender Maschine. Die Vorrichtung spricht derart
an, daß beim Aufklappen der Kapselungsdeckel die
Erregung sofort selbsttätig abgeschaltet und damit
der Generator spannungslos wird. Zum Schutz gegen
das Auftreten hoher Abschaltungsspannungen sind
Löschkondensatoren und Schutzwiderstände im Er-
regerkreis angeordnet.
28 a = Patentschau.
Ein vollständiges Gleichstrom-Hochspannungs-
Aggregat ist in Bild 2 dargestellt. Ein nach Patenten
der Herstellerin erbauter selbstanlaufender Dreh-
strommotor als Antriebsmotor ist mit einem Hoch-
spannungs-Anodengenerator von 3,0 KW Leistung bei
3000 Volt Spannung, 2940 Umdrehungen pro Minute
und einer Gleichstromerregermaschine für den Gene-
rator direkt gekuppelt und auf gemeinsamer Grund-
platte montiert. Sämtliche Maschinen sind ventiliert
geschützt ausgeführt.
Bild 3 zeigt ein nach Schutzrechten der Firma
hergestelltes Aggregat ähnlicher Leistung in schwall-
wassergeschützter Ausführung. Der rechts auf dem
Bild sichtbare, von der Maschinenwelle angetriebene
Lüfter versorgt Motor und Generator
© ®
ı - pi rä
durch ein
System von Zuluftkanälen mit Frischluft. Die Warm-
luft tritt durch die an den Seitenwänden der Grund-
platte sichtbaren Oeffnungen ins Freie.
Die Firma hat Hochspannungsaggregate bereits
für Spannungen bis zu 10000 Volt ausgeführt.
Eine besondere Spezialität der Firma sind die
Mehr-Kollektor-Generatoren, wie sie
namentlich für Kurzwellensender- und Notsender-
betrieb verwendet werden. So werden Maschinen
für fünf verschiedene Spannungen hergestellt. Die
Maschinen besitzen dabei drei Stromwender, denen
hoch-, mittel- und niedergespannter Gleichstrom ent-
nommen wird, ferner zwei Schleifringe zur Entnahme
von Wechselstrom von 50 Hz. Außerdem besitzt die
Maschine eine Mittelfrequenzwicklung zur Entnahme
eines Wechselstromes: geringer Leistung bei 800 Hz
Das Bild 5 zeigt die Maschine mit -abgenommenen,r
Kapselungsdeckeln. Der Antrieb solcher Maschine
erfolgt vorzugsweise
maschinen. |
Außerdem werden für Kleinsender GleichLy
strom - Gleichstrom - Hochspannungs:
Einankerumformer gebaut.
Erwähnt sei noch der Bau von Meizstronm-
Niederspannungs - Generatoren fir
direkte Kupplung mit Drehstrom- und Gleichstrom.
| Ir
Antriebsmotoren sowie für Rienienantrieb. Das Bild 4 |
zeigt ein solches Aggregat für eine Leistung von |\i
500 Amp. bei 17 Volt. Der Antrieb erfolgt durch einen |in
Drehstrom-Selbstanläufermotor von 1440 U.p.M. |
DieBayerischenElektricitäts-Werke
befassen sich auch mit dem Bau von Mittel-! |
irequenz-Generatoren, die vorzugsweise |
als Eingehäusetyp hergestellt werden, um so alleli:
Erleichterungen bei Unterbringung in knappem Raum | |
zu gewährleisten. Neben Maschinen für aus- j,
gesprochene Mittelfrequenz, d. h. für den Frequenz- x,
bereich von 250 bis etwa 1000 Hz, beschäftigt sich |,
die Firma auch mit dem Bau von Hochfrequeınz- A
maschinen.
‘Patentschau.
Von Carl Lübben.
Erzeugung elektrischer Schwingungen konstanter
Frequenz.
D.R.P. 475 832, Klasse 2la*, Gruppe 6 (Lorenz),
Pat. vom 11. Januar 1928, ausgegeben am 2. Mai 1929.
Bekanntlich gibt eine Gleichstrommaschine, mit
deren Feldwicklung ein Schwingungskreis verbunden
Bild 1.
wird, elektrische Schwingungen von der Frequenz
dieses Schwingungskreises unabhängig von der
Tourenzahl der Maschine. Eine solche Maschine wäre
zur Erzeugung konstanter Frequenz ideal, wenn nicht
die in der Maschine auftretenden Verluste diesem Zu-
sei
stande bei höheren Frequenzen bald ein Ende setzen fi,
würden. Dagegen können Schwingungen von nie- [m
driger Frequenz etwa in der ' Größenordnung von 'gi
100 Perioden pro Sekunde erzeugt werden. Er-
findungsgemäß soll eine solche Einrichtung zur Er-
zeugung niedriger Frequenzen mit einem Frequenz- :
wandler zusammengeschaltet werden, um die erfor- i
derliche hohe Gebrauchsfrequenz zu erzielen. In:
Bild 1 bedeutet G der Anker, F die Feldwicklung eines |
Gleichstromgenerators, die mit dem Schwingungs- |
kreis C, L und dem Frequenztransfiormator T ver-
bunden ist. Der Sekundärkreis des Frequenztransior-
mators wird durch die Größen L -C> und R gebildet.
Röhrensender.
D.R.P. 476 062, Klasse 21a*, Gruppe 8 (Int. Gen.
El. Co., New York), Patent vom 13. Januar 1928, aus- |
gegeben am 11. Mai 1929. Amerikanische Prioritil |;
vom 11. Februar 1927. m
— 2
. Bei Röhrensendern, denen die Anodenspannung
“urch Gleichrichterröhren zugeführt wird, verwendet
| ıan gewöhnlich als Ausgleichsmittel Kondensatoren
(Bild 2) im Nebenschluß mit dem Kreis und Schein-
‚'iderstände in Reihe mit dem Kreis. Beim Tasten,
ısbesondere bei Schnelltelegraphie, treten leicht
. Bild 2.
'szilatorische Momentanströme auf, die eine brauch-
are Arbeitsweise verhindern.
Erfindungsgemäß sollen diese störenden Ströme
lurch Einschaltung einer Drossel A beseitigt werden,
‚lie auf einem Eisenkern von geringem magnetischen!
Widerstand gewickelt ist, und nur wenige Drahtwin-
dungen besitzt.
Röhrensender.
© D.R.P. 475 753, Klasse 21a*, Gruppe 8 (Telefunken),
Pat. vom 30. Dezember 1927, ausgegeben am 1. Mai
«1929.
: Um bei Röhrensendern die Verstimmungen eines
'n Parallelresonanz (Stromresonanz) schwingenden
Kreises durch einseitig übertragenen Wirkwiderstand
zu verhindern, soll erfindungsgemäß ein zusätzlicher
Blindwiderstand eingeschaltet werden, der vom
un M
Bild 3.
gleichen Betrage des Blindwiderstandes des Zweiges
ist, in den der Wirkwiderstand nicht übertragen wird,
und der ein entgegengesetztes Vorzeichen besitzt.
‚Bei der in Bild 3 dargestellten Anordnung ist als zu-
Bild 4.
Sätzlicher Blindwiderstand eine Drossel D vor-
gesehen. Bei der in Bild 4 dargestellten Gegentakt-
Schaltung sind die beiden zusätzlichen Blindwider-
Stände. die Drosseln D, und D., in die beiden Anoden-
zeiger eingeschaltet.
Patentschau. 29
Gegentakt-Röhrensender.
D.R.P. 475 568, Klasse 21a*, Gruppe 15 (Pohontsch),
Pat. vom 19. April 1928, ausgegeben am 27. April
1929.
Zur Erzeugung kurzer Wellen verwendet man
Röhrensender mit zwei Röhren in (egentaktschal-
tung, um eine möglichst gute Symmetrie zu erhalten.
Erfindungsgemäß soll zwischen Symmetriepunkt 4
(Bild 5) der Schwingkreisspule und dem gemeinsamen
Minuspunkt K ein Schwingungskreis C, L eingeschal-
tet werden, der annähernd auf die erzeugte Frequenz
Meh
abzustimmen ist. Es soll durch diese Anordnung eine
erheblich größere Schwingleistung erzielt werden
können.
Mehrphasenwechselstrom-Hochirequenz-Umiormer.
D.R.P. 475833, Klasse 2la*t, Gruppe 8 (Lorenz),
Pat. vom 8. Oktober 1927, ausgegeben am 3. Mai
1929.
Bei Hochfrequenzenergie
Erzeugung von
durch Speisung mehrerer Röhren mit Mehrphasen-
strom ergeben sich dadurch Schwierigkeiten, daß an
jeder der Röhren bei der negativen Halbperiode des
der
Speisestromes hohe negative Anodenspannungen
liegen, während in demselben Augenblick am Gitter
positive Spannungen herrschen, die wiederum starke
Gitterströme zur Folge haben. Erfindungsgemäß
sollen diese Nachteile dadurch beseitigt werden, daß
die Gitterkreise der einzelnen Röhren ebenfalls durch
30
Patentschau.
den Speisewechselstrom derart beeinflußt werden,
daß während der negativen Halbperioden der Speise-
spannung das Gitter keine oder nur geringe positive
Spannung führt. Das Bild 6 zeigt eine derartige An-
ordnung, bei der drei Eisendrosseln D vorgesehen
sind, deren Sekundärwicklungen in den Gitterkreisen
der einzelnen Röhren liegen, während die Primär-
wicklungen vom Speisewechselstrom gespeist wer-
den. Die Drosseln haben noch je eine dritte Wick-
lung w, die hintereinandergeschaltet sind und mit
einer Gleichstromquelle verbunden sind, um eine ge-
eignete Vormagnetisierung herzustellen.
Herstellung piezoelektrischer Elemente.
D.R.P. 475 567, Klasse 2la*, Gruppe 8 (Int. Gen.
El. Co., New York), Pat. vom 27. Oktober 1927, aus-
gegeben am 30. April 1929. Amerikanische Priorität
vom 8. März 1927. |
Die Herstellung der Piezokörper erfolgt bisher in
der Weise, daß aus einem Mutterkristall Teile in be-
stimmter Beziehung zur optischen und elektrischen
Achse ausgeschnitten werden. Erfindungsgemäß soll
die Herstellung der Piezokristalle dadurch wesentlich
erleichtert werden, daß ein Samenkristall aus einem
Teil eines vollständigen Kristalls derart geschnitten
wird, daß eine seiner Flächen parallel zu einer ge-
wissen Fläche des vollständigen Kristalls ist. Dieser
Samenkristall soll dann mit dieser Fläche gegen eine
von zwei Platten gelegt werden, die in einem Ab-
stand voneinander liegen, der der gewünschten Dicke
des Kristalls entspricht. In einer geeigneten Mutter-
flüssigkeit wächst dieser Samenkristall zu der ge-
wünschten Kristalltafel.
Nachweis von Schwingungen mittels Piezokristalle.
D.R.P. 475374, Klasse 21a!, Gruppe 42 (Tele-
funken), Pat. vom 26. März 1926, ausgegeben am
24, April 1929.
Wenn man einen Piezokristall in seiner Eigen-
schwingung erregt, beobachtet man an den Seiten des
Kristalls das Auftreten heftiger Luftwirbel, die durch
die mechanischen Schwingungen des Kristalls erregt
werden.
Erfindungsgemäß sollen diese Luftströmungen
dazu verwendet werden, um einen geeigneten Indi-
kator zu beeinflussen. Dieses kann in sehr verschie-
dener Weise geschehen, z. B. durch Bewegung einer
Kontaktvorrichtung, Ablenkung eines Flüssigkeits-
strahls, Bewegung eines Spiegels für Zwecke der
Bildtelegraphie usw.
Tasten von Röhrensendern.
D.R.P. 475133, Klasse 21a’, Gruppe 16 (Tele-
funken). Pat. vom 5. September 1924, ausgegeben am
19. April 1929.
Das sogenannte Verstimmungstasten, bei dem gce-
wöhnlich zwei verschieden abgestimmte Schwin-
sungskreise beim Tasten abwechselnd in Betrich
kommen, wird gewöhnlich benutzt, wenn beim Ver-
stimmen erhebliche Wellenunterschiede auftreten
sollen. Beim Tasten von Kurzwellenröhrensendern
ist erfolgreicher Betrieb schon durchführbar, wenn
die Wellenänderungen außerordentlich gering sind,
zum Beispiel Bruchteile von ess der Wellenlänge.
Änderungen der Wellenlänge beim Tasten durch
Änderung der Selbstinduktion oder Kapazität gibt fast
immer Anlaß zur Funkenbildung im Tastkontakt.
Erfindungsgemäß soll nun das Tasten in der
Weise erfolgen, daß ein Ohmscher Widerstand W
(Bild 7) in die Gitterleitung des Röhrensenders ein-
geschaltet ist und parallel dazu über Hochfrequenz-
drossel D die Taste T liegt.
Richtantennensystem.
D.R.P. 475 293, Klasse 21a*, Gruppe 46 (Jagy,
Japan), Pat. vom 21. Juni 1926, ausgegeben am
25. April 1929. Japanische Priorität vom 12. Dezeni-
ber 1925.
Die Erfindung betrifft ein Richtantennensystem, bei
dem mehrere senkrechte isolierte Leiter in geeigneter
Entfernung von einer senkrechten Antenne angeord-
net und bezüglich ihrer Länge in bestimmter Weise
abgeglichen sind. Ist nämlich die Länge des Leiters
gleich oder wenig größer als die halbe Wellenlänge,
so wirkt der Leiter als Reflektor. Wenn andererseits
die Länge des Leiters kürzer als eine halbe Wellen-
länge ist. so wirkt der Leiter als Wellenrichter, indem
'
bs”
h
05°
65
7
Er 4 %.
IS, 7
el
4 2 4
Bild 8.
er die Wellenenergie absorbiert und weiter
Richtung des Richtungsgebers ausstrahlt.
Bei der Anordnung in Bild 8 sind in geeigneter
Entfernung von der Hauptantenne 1 senkrechte Leiter
in der
Bild 9.
3, 4 angeordnet, die länger bzw. kürzer ausgebilde .
sind wie dieses aus dem Bild 9 ersichtlich ist. Außer-
dem sind eine Anzahl Leiter, 5,5’, 5”, 5”, hinter der
Antenne 1 angeordnet, die kürzer als eine halbe
Wellcnlänge (0,8 bis 0,95 der halben Wellenlänge) sin,
m
fand
j'en
ld
seit
= Patentschau. 31
p en m
fer SE Ce ETUI RE Sr n SEEEREWESEESBER EG RE SEEREREREEREESEREREREEEEEBEF = SZGaES<BESZsSÜiBÄte SE GÄBesaE see EZ EEE ne Ia
ad reflektierend wirken. Eine Anordnung, die nach.
en Versuchen die größte Wirkung ergeben soll, ist in
«ild 10 dargestellt, bei der die Leiter 1 bis 4 auf den
eiten eines Dreiecks angeordnet sind.
05"
|
05’
|
l
b5
l
ee,
A | Bi}
Bild 10.
Gegensprecheinrichtung.
D.R.P. 475535 Klasse 2la', Gruppe 50 (Lorenz),
2at. vom 8. Januar 1925, ausgegeben am 26. 4. 1929.
Für eine drahtlose Gegensprecheinrichtung ver-
wendet man häufig getrennte Sende- und Empfangs-
ıntennen mit verschiedener Abstimmung. Dieses
Verfahren ist jedoch nur anwendbar, wenn man mit
Jen beiden Antennen genügend weit auseinandergelit
əder sie entkoppelt.e. Man kann diese Nachteile ver-
meiden, wenn man die beiden Wellenlängen so dicht
Bild 11.
aneinanderlegt, daß durch das Zusammentreten beider
cine Schwebungswelle entsteht, die noch außerhalb
der Hörbarkeit liegt und die einem geeigneten Emp-
fänger zugeführt wird. Die Sendeenergie stört dann
solange nicht, als im Empfänger der Sättigungsstronı
nicht erreicht wird.
Erfindungsgemäß soll an Stelle zweier Antennen
nur eine verwendet und Sender und Empfänger durch
eine Brückenschaltung voneinander getrennt werden.
In diesem Falle ist es einfach, die Verstimmung der
Brücke so zu wählen, daß nur so viel Sendecnergie
in den Empfänger gelangt, als für die größte Emp-
iangslautstärke notwendig ist. Eine derartige An-
ordnung zeigt Bild 11, bei der eine Antenne mit den
Kondensatoren C und der Hintcreinanderschaltung
cines Kondensators C, und einer Spule L, eine Brücke
bildet, die mit einer Selbstinduktion Z durch einen
Umschalter U mit Empfänger und Sender verbunden
ist. Der Umschalter trägt an seinem Griff den
Haken H zum Anhängen des Telefons. Durch den
Umschalter wird die Selbstinduktion Z entweder im
Empfänger oder Sender eingeschaltet, und dadurch
der erforderliche Wellenwechsel hervorgerufen.
Gleichwellentelephonie.
D.R.P. 475 375, Klasse 21a*, Gruppe 55 (Int. Stand.
El. Corp., New York), Pat. vom 2. Februar 1927, aus-
gegeben am 23. April 1929.
Bei der Gleichwellentelephonie, bei der mehrere
Stationen mit derselben Frequenz synchron gesteuert
werden, erfolgt an den verschiedenen Stellen des
Raumes eine Interferenz je nach der Phase der ein-
zelnen Wellen an den betreffenden Punkten. Auf
Grund der Ungleichmäßigkeit der Leitung, welche die
synchronisierende Welle von der einen Station zur
anderen leitet, können sich die Phasenverschiebungen
Bild 12.
von Zeit zu Zeit ändern, so daß im Empfänger
periodische Abschwächungen — ähnlich dem Fading-
Effekt — auftreten.
Erfindungsgemäß sollen diese Schwankungen da-
durch beseitigt werden, daß man an passenden
Punkten zwischen den Stationen Phasenveränderungs-
vorrichtungen anordnet. Ein solcher Phasenrichter
ist z. B. in Bild 12 dargestellt. Eine Spule Z, ist über
den Widerstand R, und eine Spule L, mit dem Kou-
densator C verbunden. Eine Spule L, wird mittels
eines Motors M so bewegt, daß sich die Kopplung mit
der Spule L, erhöht, während sich die Kopplung mit
der Spule L. verringert und umgekehrt.
Verfahren zur mehrfachen Hochfrequenzübertragung.
D.R.P. 474 643, Klasse 21a’, Gruppe 56 (Tele-
funken), Pat. vom 12. Januar 1924, ausgegeben am
27. April 1929.
Die Erfindung betrifft eine Vereinigung der Hoch-
frequenzübertragung auf drahtlosem Wege und Längs-
drahtleitungen derart, daß die hochfrequenten Schwin-
gungsströme über beide Wege gleichzeitig so geleitet
werden, daß sie im Empfänger nutzbar gemaclıt wer-
den können. Diese zwei Wege Hochfrequenzüber-
tragung bieten eine erhöhte Sicherheit der Naclı-
richtenübermiittlung, z. B. bei Unterbrechung der
Drahtleitung oder bei Störungen in der drahtlosen
Nachrichtenübermittlung. Ein weitere Vorteil liegt
darin, daß am Empfangsort eine größere Lautstärke
erzielt werden kann.
Nachweis schwacher Wechselströme.
D.R.P. 474813, Klasse 21g, Gruppe 12 (Geffcken
& Richter), Pat. vom 16. November 1923, ausgegeben
anı 10. April 1929.
Zum Nachweis schwacher Wechselströme wird
eine Finrichtung vorgeschlagen, bei der die Wechsel-
stromenergie gewissermaßen aufgespeichert wird, un
J
6
ö
Bild 13.
dann beim Ueberschreiten eines gewissen Energie-
niveaus eine kurze Augenblickleistung hervorzurufen.
Zu diesem Zweck wird ein Detektor 3 (Bild 13) in
Reihe mit einem Kondensator 2 geschaltet, zu dem
parallel eine Gasentladungsstrecke 1 liegt. Der Kon-
densator lädt sich auf und entlädt sich bei Erreichung
der Zündspannung der Glimmröhre 1 über diese mit
einer Stromstärke, die ein Mehrfaches der Auflade-
stromstärke beträgt. Das Eintreten der Entladung
kann unmittelbar durch die Leuchterscheinung oder
unter Zwischenschaltung eines geeigneten Relais, z. B.
eines Kopfhörers 5 erfolgen.
Bild 14.
Da schwache Wechselstromenergien praktisch
selten die zur Betätigung einer Gasentladung
notwendigen Spannungsamplituden aufweisen, ist es
zweckmäßig, eine Hilfsspannung an die Glimm-
röhre zu legen, die etwas niedriger bemessen
a
lt- i|
Bild 15.
ist als die Zündspannung. Eine derartige An-
ordnung zeigt Bild 14. Die Hilfsspannung wird hier
von der Batterie B mittels eines Potentiometers F ab-
gegriffen.
Besonders zweckmäßig ist es, als Detektor eine
Glühkathodenröhre zu verwenden, da diese auch bei
hohen Spannungen eine vollkommene Gleichrichter-
wirkung besitzt. Eine solche Anordnung zeigt Bild 15.
Bildtelegraphie.
D.R.P. 474 869, Klasse 2la’, Gruppe 32 (Clausen
vud von Bronk), Pat. vom 19. Juni 1927 (Zusatz zum
Pat. 450 454), ausgegeben am 13. April 1929.
Patentschau.
Im Hauptpatent 450454 handelt es sich um eii
——
Verfahren zur Bildzerlegung bzw. -zusammensetzun: |
mittels geeigneter Gitter, die im Gang der Lich.
strahlen eingeschaltet und unter dem Einfluß elek-
trischer Spannungen in ihren optischen Eigenschafte:
——
beeinflußt werden.
Erfindungsgemäß soll die Anordnung so getroiien
werden, daß zwei Zerlegungsgitter G, und G. (Bild 19)
7.
i7
ae
4i-
rt
4l-
Bild 16.
zwischen drei Polarisatoren P,, P., P, angeordnet
sind. Durch eine solche Anordnung kann nur dam
das Licht hindurchgehen, wenn beide Zerlegungsgitier |
erregt sind. Die beiden Gitter werden mit ver- |
schiedenen Freugenzen erregt, die der Unterteilung |
des Bildes in Bildpunkte entsprechen, so daß es mög- '
lich ist, auf diese Weise nacheinander das ganze
Bildfeld abzutasten bzw. zusammenzusetzen.
Bildübertragung.
D.R.P. 475 831, Klasse 2la!, Gruppe 32 (Lorenz).
Pat. vom 24. Dezember 1927, ausgegeben am 11. Mai
1929.
Bei der Bildübertragung werden den Hoch-
frequenz-Trägerwellen häufig außer der Modulations-
frequenz, die den Bildzeichen entspricht, noch eine
Praktisch macht es Schwierigkeiten, beide Frequenzen
voneinander zu trennen. Erfindungsgemäß soll dieses
dadurch erleichtert werden, daß bei der Sender-
cinrichtung das auf der einen Seite der Träger- |
)
| .
b - 5
|
S J En
Bild 18.
welle / (Bild 17) liegende Bildfrequenzband b, und
das auf der anderen Seite der Trägerwelle liegend: |:
Synchronisierungs-Seitenfrequenz f unterdrückt wird.
Es bleiben also für die Sendung die in Bild 18 an-
gegebenen Frequenzen bzw. Frequenzbänder f, u
b, übrig, die ohne besondere Schwierigkeiten auf der
Enipfangsseite voneinander getrennt werden Könner.
besondere Synchronisierungs-Frequenz aufgedrückt.
I
Die neuesten deutschen Hochfrequenz-Patente.
Klasse |
Nr und |Ausgabe- Inhalt
Gruppe tag |
473 792| 21c/54 15. 4.29 | Regelwiderstand
474 608| 21a?/l 15.4.29 | Vorrichtung zur Schallwiedergabe
‚474 642| 21al/29 9.4.29 | Röhrenempfänger
474 643! 21a%/56 | 17.4.29 | Mehrfachtelegraphie durch Hoch-
| frequenz
474 677 21c/66 8.4.29 | Regelung von Maschinen mittels
Röhren
474681. 21g/15 | 15.4.29 | Schwingender Gleichrichter
474 808: 21al/9 15. 4.29 | Empfänger
'474 813| 21g;12 | 10.4.29 |Relais zum Nachweis schwacher
| Ströme
474 869| 21al/32 | 13.4.29 | Bildtelegraphie
474 875) 21g;10 13.4.29 | Kondensator
474 942 21a?/3 16.4.29 | Elektrostatischer Lautsprecher
474 943| 2la?/1l | 15.4.29 | Lautsprecherinembran
475031! 21a%/77 | 17.4.29 | Heizwiderstand
-475 060! 2121/29 | 18.4.29 | Röhrenempfänger
- 415061! 21a4/38 | 17.4.29 | Detektor
- 475 062 21ał/68 | 18.4.29 | Toroidspule
. 475 063| 2la1/69 | 20. 4. 29 Zwischenfrequenz-Transformator
475113; 21g/29 | 17.4.29 | Lichtelektrische Zelle
475132, 21a1/6 19.4. 29 | Frequenzsteigerung
*475 133| 2lat/l6 | 19.4.29 | Tasten von Kurzwellen-Röhren-
sendern
475134, 2124/76 | 19.4.29 | Röhrenschutzwiderstand
475162: 2la4/76 | 19.4.29 | Schirmvorrichtuug
475 177, 21a4/25 | 26.4.29 | Empfangseinrichtung
475218. 2lal/7 20.4.29 | Wechselstromtelegrafielängs Lei-
| tungen
175220; 21a4/29 | 20.4.29 | Hochirequenzverstärker
. 4752211 2la!/35 | 22.4.29 | Netzanschlußemplänger
‚475 222) 2124/38 | 20.4.29 | Detektor
475 223| 21a%/68 | 20.4.29 | Ringspule
475 224| 2124/69 | 20.4.29 | Abstimmvorrichtung
Referate. | 33
Klasse
Nr. und Ausgabe- Inhalt
Gruppe tag
475 225| 21a4/75 | 20.4.29 | Herstellungsverfahr. f. Radiogeräte
475240! 21a?/3 23.4.29 | Schaltung für Kondensatormikro-
phone
475 271| 2la!/22 | 22.4.29 | Störbeseitigung
475 272| 21at/38 | 22.4.29 | Detektor
475 274| 218/10 23. 4.29 | Kondensator
475275| 21g/10 | 22.4.29 | Kondensator |
*475 293| 21a2/46 | 25.4. 29 | Richtantennensystem
475330| 21a4/76 | 22.4.29 | Störbeseitigung
*475 374| 2lat/42 | 24.4.29 | Piezoelektrische Schwingungs-
kontrolle
*475 375| 21a4,55 | 23.4.29 | Gleichwellen-Rundfunk
475 376! 21a4/76 | 24.4.29 | Schutzvorrichtung
475430| 21a°/3 25. 4.29 | Elektrostatisches Telephon
475 487! 21a2/69 | 25.4.29 | Lautstärkenregelung für Empfänger
475 490! 21c/59 25. 4.29 | Fliehkraftregler für Hochfrequenz-
maschinen
*475 535| 21a4/50 | 26.4.29 | Gegensprechen
*475 567; 21a4/8 30. 4.29 | Herstellung von Piezoelementen
*475 568! 2la4/15 | 27.4.29 | Gegentakt-Röhrensender
475 570| 2le/l 29. 4. 29 | Hochohmwiderstand
475 572 21a?/1 2. 5. 29 | Lautsprecher
475572, 21a?/7 1.5.29 | Lautsprecher
*475 753| 2la!/8 1.5.29 | Röhrensender
475 765| 21g/!3 1.5.29 | Röhre
*475 831) 2lal/32 | 11.5.29 | Bildübertragung
*475 832| 21a4/6 2.9.29 | Frequenzsteigerung
*475 833| 21a4/8 3.5.29 | Röhrensender
475 891| 21a1/32 2.5.29 | Bildübertragung
*4:6062| 21a4/8 | 11.5.29 | Röhrensender
476 064| 21a?/70 | 11.5.29 | Einstellvorrichtung
|
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlicher referiert.
Referate.
G. W. N. Cobbold und A. E. Underdown. Einige
praktische Anwendungen von Quarz-
Resonatoren. (Some practical applications of
quartz resonators.) Journ. Inst. El. Eng. 66, S. 855
bis 871, 1928.
Die vorliegende Arbeit behandelt die Verwendung
von Quarzresonatoren als Frequenznormale und Fre-
quenzstabilisatcren.
= Zunächst geben die Verfasser eine Uebersicht über
Herstellung und Schleifen piezoelektrischer Schwing-
kristalle sowie über die verschiedenen Formen von
Kristallfassungen. Der Vergleich mit zwei anderen
Frequenznormalen, der Elinvar-Stimmgabel, erregt
durch einen Multivibrator, und einem elektrischen
Schwingungskreis fällt nach Ansicht der Verfasser
zugunsten der Stimmgabel aus. Demgegenüber be-
sitzt der elektrische Schwingungskreis den Vorzug
der Abstimmbarkeit. Im Bereich hoher Frequenzen
ist der Quarzkristall der Stimmgabel allerdings über-
legen.
Bei Versuchen mit verschiedenen Schwingschal-
tungen haben die Verfasser die in Bild 1 dargestellte
als günstigste gefunden; der angegebene Wert für
die Induktivitäten L, und LZ, bezieht sich auf einen
Kristall von 144,5 Kilohertz (A = 2075 m). Die Fas-
sung besitzt einen mikrometrisch verstellbaren Luft-
spalt: Eine Aenderung dieses Spaltes von 0,05 auf
0,12 mm bewirkte eine Verschiebung der Frequenz
von 144,144 auf 144,500 kHz. Durch Parallelschal-
ten einer Kapazität von etwa 5 cm zur Spule Z, sinkt
Bild 1.
die Frequenz um 7 Hz, d. h. um 1/20 000, während
eine Vergrößerung der Induktivitäten um 30-40 %
erst eine Abnahme der Frequenz um 1 Hz zur Folge
hatte. Aenderungen der Anodenspannung um 40 %
und der Heizung um 10 % bewirkten Frequenz-
änderungen von maximal 3 Hz.
Wurde der ganze Oszillator in einen elektrischen
Ofen gebracht, so ergaben Temperaturunterschiede
von 55 bis 125 Grad Fahrenheit eine lineare Abnahme
der Frequenz um 40 Hz, was einem Temperatur-
Referate.
koeffizienten von 4 pro Million auf ein Grad Fahren-
heit entspricht.
Ferner wird der Einfluß eines parallel zum Kristall
liegenden Schwingungskreises, dessen Resonanz-
frequenz sich zwischen 100 und 190 kHz variieren
ließ, untersucht. Das Bild 2 gibt die durch Verstim-
mung des Kreises erhaltene Frequenzkurve wieder:
Ausgehend von einer Eigenfrequenz von 190 kHz
fällt die Schwingungsfrequenz zunächst nur in gerin-
â» f.
0 2
Ergenfrequenz des Schwinguagskreiss.
Bild 2.
gem Maße ab; bei 145 kHz setzt jedoch ein stei-
ler Abfall ein, bis bei Resonanz zwischen Schwin-
gungskreis und Kristall die Schwingungen vollständig
aussetzen.
Is: oliermaterial
Bild 3.
Um nach Belieben verschiedene Frequenzen ein-
stellen zu können, konstruierten die Verfasser eine
Quarzfassung, die dem Bild 3 entsprechend eine An-
zahl verschiedener Kristalle gleicher Dicke, aber von
verschiedener Oberfläche enthielt; die Kristalle wer-
den in Longitudinalschwingungen versetzt. Die Fas-
sung liegt in der abgebildeten Schwingschaltung, die
im Prinzip der vorhergehenden Schaltung des Bildes 1
entspricht, jedoch durch Wahl der einzelnen Abgriffe
an den Induktivitäten L, und L, die einzelnen Kri-
stalle nach Belieben zu erregen gestattet.
Zur exakten Abstimmung der Welle eines Senders
auf die Resonanzwelle eines Quarzkristalls benutzen
die Verfasser einen Wellenmesser mit einer Glimm-
lampe als Indikator. Entsprechend der Resonanzkurve
des Wellenmessers leuchtet die Glimmlampe übe
einen breiten Teil der Abstimmskala auf, doch bi-
wirkt die Energieentziehung durch den Kristall inner-
halb dieses Bereiches ein plötzliches Erlöschen de
Indikators. Dieser Abstimmbereich des Kristalls is
außerordentlich schmal und entsprach bei Versuche
der Verfasser einer Frequenzänderung von 1:100:
Um verschiedene Wellen einstellen zu können, wir
eine mit 4 Kristallen ausgerüstete und ähnlich der
Bild 3 gebaute Fassung benutzt.
Zur genauen Wellenmessung innerhalb eines Be-
reiches von 100 bis 4800 m geben die Verfasser eine
Quarzoszillator mit 7 Kristallen in Verbindung m:
einem Ueberlagererwellenmesser an, welcher mittel:
eines Telephons auf Verschwinden des Interferenz-
tones abgestimmt wird. Abweichend von Bild:
wird hierbei eine Anordnung benutzt, bei der mittel:
eines doppelpoligen Schalters gleichzeitig verschie-
dene Windungen der Gitterdrossel L, und verschie-
dene Kristalle eingeschaltet werden. Zu diesem
Zweck haben die Kristalle nur eine Elektrode gemein-
sam, während die zweite Elektrode für ieden Kristall
unterteilt ist. Die Eigenwellen der Quarzkristall:
liegen zwischen 1000 und 1800 m; durch Abstimmen
auf ihre Oberwellen läßt sich der oben angegebene
Bereich bestreichen.
Ferner beschreiben die Verfasser einen Quarz-
wellenmesser, der Vielfache von 100 m festlegt, und
zwar in Verbindung mit einem auf wenige Prozent
abgeglichenen Sender. Der Quarzoszillator schwingt
in der Grundwelle von 400 m; daneben können noch
die zweite und vierte Harmonische mit 200 und 100 m
Wellenlänge benutzt werden. Die dritte Harmonische. |.
welche eine Reihe von Wellen ergibt, die ein un-
geradzahliges Vielfaches von 100 m betragen, wird
durch einen auf 133,3 m abgestimmten Absorptions-
kreis auf 25 % ihres normalen Wertes herabgedrückt.
Gitter- und Anodenkreis einer mit dem Oszillator
zekoppelten Hechfrequenzverstärkerröhre werden mit-
tels stufenweise einschaltbarer Kapazitäten auf die
verschiedenen Harmonischen abgestimmt. Die Meß-
genauigkeit beträgt 0,02 % bei 500 m und 0,2 % bey,
5000 m Wellenlänge.
Zum Schluß geben die Verfasser einen „‚Quarz-
multivibrator“ an, der alle ganzzahligen Vielfache von
1000 kHz zu erzeugen gestattet, und zwar in einen
Wellenbereich von 150 bis 20 m. Analog der vor-
hergehenden Apparatur besteht der Multivibrator aus
einem auf 1000 kHz abgestimmten Quarzoszillator.
einem kapazitiv angekoppelten Filtersystem mit à
wahlweise einschaltbaren Filterkreisen und einem
Gleichrichter mit Niederfrequenzstufe zur Hörbar-
machung und Verstärkung des Schwebungstones.
Mittels der drei Filterkreise lassen sich alle Har-
monischen zwischen der 2ten und 15ten
In der Diskussion weist A. S. Anzwin darauf
hin, daß ein Luftspalt in der Kristalliassung die Aus- |
herabsetzt.
gangsamplitude einer Schwingschaltung
Mit aufliegender Elektrode und bei sorgfältigem Ein-
regulieren ihres Druckes auf den Kristall konnte mit
einer einzigen Röhre eine Ausgangsleistung von S%
Watt erzielt werden. Im Laboratorium der
Telephonie Gesellschaft ist ein Quarzoszillator ent-
wickelt worden, der eine Frequenzkonstanz von I pro
Million über 10 Tage beibehielt: Damit dürfte die
einstellen. <
Bell
and
Fre
Inte
cT
ach
auf
jru
jie
vh
E
| er
Referate. 35
jenauigkeit der besten Elinvar-Stimmgabel erreicht
ein. C. J. Aston bemerkt, daß geringe Frequenz-
‚erschiebungen durch Temperaturerhöhung mittels
cines Thermostaten möglich erscheinen, da von den
/erfassern die Beziehung zwischen Frequenz und
‚emperatur als linear angegeben wird. Demgegen-
iber können jedoch unkontrollierbare Frequenz-
;prünge auftreten, die das Verfahren nur bedingt an-
sendbar erscheinen lassen. Bei Aenderung des
_uftspaltes über dem Kristall machen sich die zwi-
schen Kristalloberfläche und Elektrode auftretenden
'_uftwellen störend bemerkbar, indem dieselben eine
Jämpfende Wirkung auf die mechanischen Quarz-
schwingungen ausüben. S. J. Underhill betont,
daß Kristalle für eine Resonanzfrequenz über 3.10"
J3esonders sorgfältig geschliffen werden müssen, weil
‘andernfalls benachbarte Stellen mit verschiedenen
Frequenzen angeregt werden und einen hörbaren
Interferenzton ergeben können; aber auch wenn die-
ser Ton über der Hörbarkeitsgrenze liegt, machen
sich Unstabilitäten und Sprünge von einer Frequenz
auf die andere störend bemerkbar. Aus diesem
Grunde hält G. W. Goyder bei hohen Frequenzen
‚die longitudinale Anregung für vorteilhafter, denn die
schwingende Oberfläche ist in diesem Fall kleiner,
so daß geringe Unregelmäßigkeiten nicht so sehr ins
Gewicht fallen. H. E. Hollmann.
C. R. Englund. Die Eigenwelle linearer
Leiter. (The natural period of linear conductors.)
Bell Syst. Techn. Journ. 7, S. 404—419, 1928.
Aus der Theorie von Abraham ergibt sich das
Verhältnis der Eigenwelle } eines linearen Leiters zu
‚seiner physikalischen Länge l zu 2. Abweichend
hiervon gibt Mac Donald den Wert 2,53 an, der
auch dann noch gelten soll, wenn der Leiter zu einem
nahezu geschlossenen Kreis zusammengebogen wird.
Zur exakten Messung dieses Verhältnisses benutzt
. der Verfasser einen Röhrengenerator mit einem Wel-
lenbereich von 4,24 bis 8,44 m. Eine Dipolantenne ist
galvanisch mit dem Schwingungskreis gekoppelt. Zur
Messung und Konstanthaltung der Sendeenergie ist
ein mittels zweier kurzer Drähte induktiv angekoppel-
tes Thermogalvanometer vorgesehen.
Die Empfangsantennen sind Messing- und Kupfer-
rohre von etwa 1,3 cm Stärke; in der Mitte befindet
sich ein Thermokreuz von 600 Ohm Widerstand und
einer Empfindlichkeit von 4 mA für den vollen Aus-
schlag. Besondere Sorgfalt ist auf die genaue Mes-
sung der Wellenlänge mittels eines Lechersystems
gelegt, wobei eine Genauigkeit von 0,3 "/. erreicht
wird.
Da in geschlossenen Räumen die von den Wänden
und dem Beobachter reflektierten Wellen sich störend
bemerkbar machten, mußten die Versuche im Freien
vorgenommen werden. Aber auch hier mußten die
vom Erdboden reflektierten Wellen berücksichtigt
und eine Verstimmung der horizontal liegenden An-
tennen durch die Erdkapazität vermieden werden.
Vorversuche ergaben, daß diese in einer Höhe von
4 m über der Erde nicht mehr zu bemerken war.
Wurde die Höhe der Empfangsantenne stetig ver-
ändert, so ergab sich ein Maximum des aufgenomme-
nen Stromes; dies lag z. B. bei einer Wellenlänge
von 6,34 m und einem Abstand zwischen Sender und
Empfänger von 7,7 m bei einer Höhe von 3,85 m,
während sich die Sendeantenne 2,5 m über dem Erd-
boden befand. Für diesen Fall ergibt eine einfache
Rechnung, daß der Erdboden ersetzt werden kann
durch eine Metallfläche, die sich 0,71 m unter der
Erdoberfläche befindet.
Die Resonanzkurven verschiedener Empfangs-
antennen wurden aufgenommen, indem die Sender-
welle unter Konstanthaltung der Energie stetig ver-
ändert wurde. Für Kupferrohre von 300, 250 und
227,1 cm Länge ergaben sich für das Verhältnis A/l
die Werte 2,11; 2,13 und 2,13. Daraus ergibt sich,
daß die Eigenwelle eines Dipols 6—7 % größer ist,
als seine physikalische Länge, was mehr der Theorie
von Abraham als der von Mac Donald ent-
spricht. Leider finden sich keine Angaben darüber,
in welcher Weise die angegebenen Verhältniszahlen
von der Beschaffenheit der Antennen, z. B. ihrem
Durchmesser und dem Material abhängen.
Verschiedene Antennenstäbe wurden kreisförmig
zusammengebogen; dabei nimmt bei sehr kleinem Ab-
stand der freien Enden die Wellenlänge stark zu, was
auf die vergrößerte Endkapazität zurückzuführen ist.
Wird der Kreis mehr und mehr geöffnet, so sinkt das
Verhältnis A/! bis auf 2,05, steigt dann wieder an, um
sich stetig dem für den gestreckten Dipol gültigen
Wert zu nähern. Bei einem gegenseitigen Abstand
der zusammengebogenen Enden von 10,2 cm betrug
die Verhältniszahl 2/1 2,166; auch dieser Wert liegt
noch unterhalb des von Mac Donald angegebenen
Betrages.
Verfasser findet, daß sowohl der von einer Emp-
fangsantenne aufgenommene Strom als auch die
Schärfe ihrer Resonanzkurve zunimmt, wenn sich
eine zweite Antenne in unmittelbarer Nähe der ersten
befindet. Dabei nimmt mit kleiner werdendem Ab-
stand beider Antennen die Resonanzwelle ab, so dal
sich das Verhältnis 4/1 dem theoretischen Wert 2
nähert.
Um nicht bei jeder Wellenmessung auf das un-
handliche Lechersystem zurückgreifen zu müssen,
konstruierte der Verfasser einen einfachen Wellen-
messer für ultrakurze Wellen, bestehend aus einem.
in 14 2 schwingenden Lechersystem. Für obigen
Wellenbereich wird es gebildet aus zwei etwa 1,3 cm
starken Kupferrohren, die sich in einem Abstand von
10 cm durch eine Messingscheibe von 15 cm Durch-
messer verschieben lassen. Als Indikator ist ein
Thermogalvanometer induktiv mit der Plattenbrücke
gekoppelt. Für die vorliegende Ausführung ergibt
sich eine Konstante Brückenverkürzung von 3,1 cm,
so daß für die Resonanzwelle gilt:
2 = 4 (d + 3)
wenn d die Länge der Stäbe vom freien Ende bis
zur Brücke bedeutet. Die Meßgenauigkeit wird in
obigem Wellenbereich mit 0,4 °/w angegeben.
H. E. Hollmann.
J. C. Warner. Eigenschaften und Ver-
wendungsmöglichkeiten für Doppel-
Gitterröhren. (Some charakteristics and appli-
cations of four electrode tubes.) (Aus dem For-
schungslaboratorium der Gen. El. Co.) Proc. Inst.
Radio Eng. 16, S. 424—446, 1928.
36
Die Arbeit ist eine Zusammenstellung der wich-
tigsten Eigenschaften von Schutz- und Raumladungs-
gitterröhren. Sie werden durch die Ergebnisse von
Messungen an solchen Röhren illustriert und zum
Teil in sehr anschaulicher Weise mit den Eigenschaf-
ten dersell'cn Röhren, aber als Drei-Elektrodenröhren
3
S R
u. Anodenstrom n| mÅ
Q5
Schurz -Giffer-
6 4 2 ö
Spannung am Stever-Gitter
Bild 1.
geschaltet, verglichen. Am Schluß werden noch einc
Anzahl von besonderen Schaltungen besprochen, die
den Doppel-Gitterröhren eigentümlich sind. Als Bei-
spiel ist in Bild 1 die Relais-Charakteristik einer
Doppel-Gitterröhre UX 222 in der Schaltung als
Schutzgitterröhre wiedergegeben’), in Bild 2 die ent-
zn EI
6 — R
II TEST
u ZN
&
S 2
G
-3
-2 7 O +7 +2 +3 t4
Spannung am Stever-Gifter
Bild 2.
sprechende Charakteristik derselben Röhre in der
Schaltung als Raumladungs-Gitterröhre.
Der Verfasser kennzeichnet die Vorteile der bei-
den Arten von Doppel-Gitterröhren in folgender
Weise: i
Bei der Schutzgitterröhre ist das innere Gitter die
Steuerelektrode und das äußere oder Schutzgitter
wird auf konstanter Spannung gehalten. Dadurch
wird die Kapazität zwischen Anode und Steuergitter
auf einen meist unmerklichen Wert herabgedrückt.
Eine zweite Folge des Schutzgitters ist eine starke
Zunahme des Verstärkungsfaktors und des inneren
Widerstandes, ohne Schädigung der Steilheit der
Röhre. Das gestattet einen hohen Grad von Ver-
1) Ey bedeutet Anodenspannung; die Kurven beziehen sich
auf eine Schutzgitterspannung von 45 Volt.
Referate.
stärkung in Verbindung mit Stromkreisen hoher lm-
pedanz, ohne daß dabei unerwünschte Rückkopplun-
gen und Schwingungen auftreten.
Bei der Raumladungsgitter-Röhre ist die äußere ]:
Elektrode die Steuerelektrode, während die innere
auf konstanter Spannung bleibt. Der Zweck de
inneren Gitters ist der, die Wirkung der Raumladung
um den Glühfaden und damit den inneren Wider-
stand zu verringern. Die Raumladungsgitterröhre
wirkt ebenso wie eine Drei-Elektrodenröhre, besitzt
aber im allgemeinen größere Steilheit als eine Drei-
Elektrodenröhre ähnlicher Dimension.
Bild 3.
Unter den besonderen Schaltungen erwähnt der
Verfasser z. B. folgende. Bei einer Raumladungs-
gitterröhre ändert sich bei Aenderung der Spannung
am Steuergitter nicht nur der Anodenstrom, sondern
auch der Strom durch das Raumladungszitter, und
zwar in entgegengesetztem Sinn, als der Anoden-
strom. Man kann also daran denken, nicht nur die
Z ufohr
Bild 4.
Aenderungen des Anodenstroms, sondern auch die-
jenigen des Stroms durch das Steuergitter in der
Schaltung von Bild 3 oder 4 auszunützen. Dabei kann
man bei der Schaltung von Bild 3 die Widerstände
unter Umständen so einstellen, daß durch den an-
geschlossenen Stromkreis überhaupt kein Gleichstrom
fließt.
Seine Meinung über den praktischen Wert solcher
Stromkreise und von Doppel-Gitterröhren überhaupt
faßt der Autor in etwa folgender Weise zusammen.
Die Raumladungsgitterröhre wirkt ebenso wie eine
Ein-Gitterröhre, aber bei geringeren Anodenspannun-
gen oder bei etwas größerer Verstärkung. Anord-
nungen, wie die oben angegebene, bei denen die
Röhre doppelt ausgenutzt werden soll, — so inter-
essant sie sein mögen — leisten meist mit einer.
Röhre nicht mehr, als was man in ebenso einfacher.
wirksamer und meist billigerer Weise mit zwei Ein-
Gitterröhren erreichen kann. Dagegen gestattet die
Schutzgitterröhre nicht nur eine viel höhere Hoch-
frequenzverstärkung, als man mit einer Ein-Gitter- |:
röhre bekommen kann, sondern es ist bei ihr auch
die Rückkopplung durch die Röhre selbst praktisch
eliminiert, die ia bei den Ein-Gitterröhren sehr stö-
rend werden kann. J. Zenneck.
en
%
a
ir
eh
-
y
M. A. Tuve und O. Dahl. Eine Anordnung
“zur Modulation eines Senders für die
Untersuchung der Kennelly-Heavi-
‚side-Schicht mit der Echo-Methode.
:(A transmitter modulating device for the study of
“the Kennelly-Heaviside layer by the echo method.)
Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 794—798, 1928.
Mißt man die Höhe der Heavisideschicht mit
„der Echo-Methode, so werden die Ergebnisse um so
-klarer, je kürzer die Zeichen sind, die der Sender
.aussendet.
|
Zweck der Arbeit ist die Mitteilung einer
Methode zur Herstellung sehr kurzer Zeichen.
Die Anordnung, deren Ausgang auf einen Zwi-
> schenverstärker wirkt, ist diejenige des nebenstehen-
den Bildes’). Die linke Hälfte stellt einen ‚„Multi-
vibrator“ von Abraham und Bloch dar. Bei
Zur Gitter -Vor Spa
t90 V desZwischen Virsa,
im Sender
RN Eaten
01M
‘den im Bild angegebenen Dimensionen erhält man
-im Anodenkreis der Röhren A und B außer dem nor-
. malen Anodenstrom Stromstöße derselben Richtung,
- deren Dauer und Frequenz durch Aenderung der
ah
ungefähr */sw sec. zu erhalten.
"seite des
Widerstände und Kapazitäten zwischen den Gittern
und Anoden der beiden Röhren von Bild 1 in weiten
Grenzen variiert werden kann. Es ist auf diese
Weise insbesondere möglich, solche Stromstöße von
“der Dauer von etwa "/,oo0o Sec. in einem Abstand von
Auf der Sekundär-
Niederfrequenz-Transformators werden
diese Strom-Stöße derselben Richtung in einen posi-
+
tiven und negativen Stoß mit noch kürzerer Dauer
zerlegt, von denen nur der positive auf die stark
. negativ vorgespannten Gitter der 50-Watt-Röhren
i wirkt.
Für den Gebrauch wichtig ist, daß man die Ver-
- hältnisse so einrichten kann, daß der Sender während
. der kurzen Zeit der Zeichen seine volle Leistung
- abgibt.
Ein Beispiel für die Methode bietet die Kurve von
: Bild 2, die von einem Sender mit der beschriebenen
Bar T30 sec BET
— > Zeit
Bild 2.
- Anordnung herrührt und dem tatsächlich aufgenom-
. menen Oszillogramm nachgezeichnet ist.
. kennt darin die außerordentlich scharfen Zeichen und
‘ die Reflexionen, die, wie die Ausmessung ergibt, auf
eine Kennelly /
Höhe von 137 Meilen (250 km) schließen lassen. Daß
Man er-
-Heaviside-Schicht in der
1) _M2 in diesem Bilde bedeutet Megohm = 106 Ohm,
Referate.
37
der Abstand und die Intensität der Zeichen nicht ge-
nau gleich sind, erleichtert die Identifizierung der ein-
zelnen Reflexionen. J. Zenneck.
B. S. Smith und F. D. Smith. Ein Gerät zur
Erzeugung kleiner Hochfrequenz-
Spannungen von bekannter Größe. An
instrument for the production of known small high
frequency alternating electromotive forces. Proc.
Phys. Soc. 39, S. 18—28, 1928.
> Galranomeleg, z
_Aupfer - Ne:
Thermo-Eiemente| | I Sr
Zwei A 2
_Wicklungen
Eisenpulver-Nern JE ej
ArimärMichlung |
E rocken
Re p os]
66 Volf
Bild 1.
Das tragbare Gerät besteht aus einem ab-
geschirmten Röhrengenerator mit Trockenbatterien
und einem Spannungsteiler besonderer Bauart. Es
liefert im Frequenzbereich von 10 bis 15 kHz (4 =
30 bis 6 km) Spannungen im Umfang von 7,6.1079 V
bis 15.10738 V und ist demgemäß vor allem als Ver-
gleichssender bei Messungen der Empfangsintensität
von Langwellen-Stationen verwendbar. An dem
sorgfältig durchgebildeten Gerät sind besonders her-
Vom Generator g4 >
N TÜTE 2
X 4 Wi i L} >
58%
We
Ae.
Je
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H
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12 A AN % 9
Ga 3 As >
ir
Bild 2.
vorzuheben die Maßnahmen zur Beseitigung von fal-
schen Koppelungen durch Streufelder: beim Gene-
rator, dessen Bau Bild 1 zeigt, wird im Schwingungs-
kreis als Induktivität eine Toroidspule mit Eisenkern
(50 mHy) benutzt, deren geringes magnetisches
Außenfeld noch durch eine Kompensationswindung
beseitigt wird; ferner wird eine sehr sorgfältige, z. T.
mehrfache metallische Kapselung angewandt.
Von besonderem Interesse ist die Bauart des
Spannungsteilers, der mit dem Generator durch eine
biegsame geschirmte Leitung verbunden ist. Um eine
geometrische Stufung der Spannungen (35 Stufen mit
38
dem jeweiligen Verhältnis 1:V 2, Gesamtbereich so-
mit 1:2.10°) zu erzielen, ist derselbe als Kettenleiter
ausgebildet (Bild 2). Die Serienwiderstände be-
tragen 0,0347 Ohm, die Parallelwiderstände 3,47 Ohm.
der Schlußwiderstand 9,12 Ohm; die ganze Kette
stellt einen Anschlußwiderstand von 0,12 Ohm dar.
Die Stromstärke, mit welcher die Kette belastet ist,
wird mit Thermoelementen und Gleichstrominstru-
ment (Galvanometer) gemessen und kann zwischer.
8,33 und 125 mA eingestellt werden.
E. Mauz.
J. W. Wright. Der Röhrengeneratormit
Schwingungskreis in der Gitter- und
Anodenleitung. (The tuned-grid, tuned-plate,
self-oscillating vacuum-tube circuit.) Proc. Inst.
Radio Eng. 16, S. 1113—1117, 1928.
Es handelt sich um die Schaltung des nach-
stehenden Bildes, die in Deutschland wohl meist als
Huth-Kühn-Schaltung bezeichnet wird. Ueber diese
Schaltung waren in der amerikanischen Literatur
Arbeiten mit abweichenden Ergebnissen erschienen.
Der Verfasser stellt die Theorie unter Vernachlässi-
gung des Gitterstroms richtig. Es folgt aus seinen
Ableitungen, daß, wenn man Schwingungen erhalten
will, deren Frequenz durch den Schwingungskreis in
Referate.
rn Ze
der Gitterleitung bestimmt ist, der Schwingungskreis
in der Anodenleitung eine etwas höhere Eigen |
frequenz haben und infolge davon für die Schwir-
gungen eine Induktanz darstellen muß.
J. Zenneck
A. Hund. Aperiodische Verstärkung
und ihre Anwendung auf das Studiun
atmosphärischer Störungen. (Note u
apcriodic amplification and application to the stuly
of atmospherics.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. Wi
bis 1078, 1928.
Der Verfasser weist darauf hin, daß Verstärker
mit induktiver und kapazitiver Kopplung im allgenıci-
nen aperiodische Spannungen nicht so verstärkc,
zum
Oscillb -
graphen
daß der zeitliche Verlauf der verstärkten Spannung
ein richtiges Abbild der zugeführten Spannung ist
Er empfiehlt in diesem Fall Verstärker mit Doppel-
Gitterröhre in Raumladungsschaltung und mit reiner
Widerstandskopplung nach der Art des Verstärkers
im vorstehenden Bild. J. Zenneck.
Eingegangene Bücher.
(Ausführliche Besprechung einzelner Werke vorbehalten.)
Die Internationale Regelung der Funktelegraphie
and -telephonie. (Weltfunkvertrag Washington, 1927.)
Hrgg. von H. Thurn, Ministerialrat im Reichspost-
ministerium. IV. u. 97 S., 8°. Berlin 1929, Verlag
Julius Springer. Geh. RM. 8,40.
Der Amateur-Kurzwellenbetrieb. Fine gemein-
verständliche Darstellung des Liebhaberverkelhırs auf
kurzen Wellen. Hrgg. von Max Vantler. Die
Fachschriften-Reihe des „Funk“. Zweites Heft. 32 S.
mit 10 Abb., 8°. Berlin 1929, Weidmann sche
Buchhandlung. Geh. RM. 0,75.
Elektrische Ausgleichsvorgänge und Operatoren-
rechnung. Hrgg. von John R. Carson. Erweiterte
deutsche Bearbeitung von F. O. Ollendorf und
K. Pohlhausen. IX u. 186 S. mit 39 Abb. im Text
und einer Tafel, 8°. Berlin 1929, Verlag von Julius
Springer. Geh. RM. 1650, geb. RM. 18—.
Elektrische Gleichrichter und Ventile. Hrgg. von
Prof. Dr.-Ing. A. Güntherschulze. Zweite er-
weiterte und verbesserte Auflage. 330 S. mit 305
Textabb., 8°. Berlin 1929, Verlag von Julius Sprin-
ger. Geb. RM. 29.—.
Grundriß der Physik. Hrgg. von Prof. Dr. F
Meigen. 5.—7. vollständig neu bearbeitete Auflagt
von Prof. F. Meigen und Dr. F. Rossmann.
Speyers Kompendien und Repetitorien V. 292 S. mit
52 Abb. im Text, 8°. Freiburg i. Bad. 1929, Speyer
und Kaerner, Universitätsbuchhandlung.
Bücherbesprechungen.
Die Ausbreitung der elektromagnetischen Wellen.
Von Dr. A. Sacklowski. Mit einer Einführung von
Professor Dr. ing. e. h. Dr. K. W. Wagner. Ein
Bericht über die Literatur des Gebietes erstattet mit
Unterstützung der Heinrich-Hertz- Gesell-
schaft zur Förderung des Funkwesens. 2. Band der
Einzeldarstellungen aus der elektrischen Nachrichten-
technik. Hrsg. von F. Moench. XI und 129 $-
mit 46 Bildern. Berlin Weidmannsche Buch-
handlung, 1928. Geh. 4,50 Mk., geb. 6 Mk.
Der Mochfrequenztechniker und -physiker wird das
Erscheinen dieses kleinen Werkes freudig begrüßen.
‘Der Verfasser hat in höchst dankenswerter Weise
die in zahlreichen Zeitschriften verstreuten Arbeiten
über Wellenausbreitung zusammengetragen und das
umfangreiche Material zu einem handlichen Nach-
schlagewerk geformt. Welche Mühe hier aufzuwenden
war, zeigt das Literaturverzeichnis, das für sich allein
schon ein Werk darstellt: nicht weniger als 474 Ar-
beiten sind zitiert.
Das Buch zerfällt in einen empirischen und einen
‚theoretischen Teil. Zunächst werden die experimen-
tellen Grundlagen behandelt, in erster Linie die Feld-
stärkemessungen für lange und mittlere Wellen. Die
verschiedenen Meßmethoden, mit und ohne Hilfs-
‚sender, werden eingehend beschrieben, sowie die An-
‚ordnungen zur Trennung von Horizontal- und
‚Vertikalkomponente. Daran anknüpfend schließt sich
‚eine Darstellung der Ergebnisse und Folgerungen aus
‚den Messungen, unter besonderer Berücksichtigung
der periodischen Schwankungen der Feldstärke sowie
der Einflüsse von Nordlicht, Sonnenfinsternis und
Wetter. Es folgt dann ein umfangreiches Kapitel über
die Aufstellung von Ausbreitungsformeln, in welchen
die Arbeiten von Austin sowie die ausgedehnten
Versuche vonRound,Eckersley,Tremellen
und Lunnon in den Vordergrund gestellt sind. An-
'schließend folgt ein Kapitel über die Ausbreitung der
kurzen Wellen, ein weiteres behandelt Fadings,
Polarisation und Richtempfang.
Der zweite Teil des Buches bringt die Theorien
über die Wellenausbreitung. Ausgehend von der
Hertzschen Formel werden zunächst diejenigen
Arbeiten herangezogen, welche mit mehr oder minder
leitender Erde rechnen, ohne Berücksichtigung der
oberen Atmosphäre. Der nächste Abschnitt behandelt
die Theorien, welche die Existenz einer leitenden
Höhenschicht ihren Rechnungen zugrunde legen.
Hier finden sich die Arbeiten von Larmor (1924),
Baker und Rice (1926), Elias (1926) und schließ-
lich von Lassen (1926). Den Schluß dieses Teiles
bildet ein kurzer Bericht über die Interferenz-Ver-
suche von Appleton und Barnett sowie über
die von Quäck beobachteten Doppel- und Mehr-
Tachzeichen.
Die Darstellung ist überall klar und flüssig, sie
wird durch eine große Zahl von Figuren wirksam
unterstützt. Besonders angenehm wird diese Klarheit
empfunden bei Behandlung der zahlreichen Methoden
der Feldstärkemessung für lange und mittlere Wellen.
Für dieses Wellengebiet ist in der Tat alles bekannte
Material in großen Zügen mitgeteilt. Was dagegen
die kurzen Wellen betrifft, so möchte man meinen,
daß sie etwas stiefmütterlich behandelt worden sind
im Verhältnis zu dem großen Interesse, das man
diesem Wellengebiet heute von allen Seiten der
Theorie sowohl als der Praxis entgegenbringt. Die
hier geübte Einschränkung mag darin begründet sein,
daß das Literaturverzeichnis mit 1926 abschließt, ob-
wohl im Vorwort 1928 als Erscheinungsiahr genannt
Ist. So kommt es, daß man hier manche grundlegende
Arbeit vermißt, deren Ergebnisse einem bereits in
Fleisch und Blut übergegangen sınd — ein Zeichen
Bücherbesprechungen. | En f 39
für die rapide Entwicklung dieses Fachgebietes. Es
sei ferner zugegeben, daß es bei den kurzen Wellen
besonders schwierig ist, das umfangreiche sich teil-
weise widersprechende Material über Ausbreitung in
eine zusammenhängende Darstellung zu bringen.
Immerhin wirkt es befremdlich, wenn man z. B. auf
Seite 50 liest, daß zwischen langen und kurzen
Wellen „in bezug auf die Schwunderscheinungen keine
wesentlichen Unterschiede bestehen“. Das gleiche gilt
von der Angabe (Seite 58), daß sich die Schwund-
erscheinungen bei kurzen Wellen „erst in Entfernung
von einigen hundert Kilometern, außerhalb der toten
Zonen“ bemerkbar machen. Daß dies — leider! —
nicht der Fall ist, wird jeder wissen, der einmal einen
Kurzwellensender auf nächste Entfernung beob-
achtet hat.
Auf alle Fälle füllt das kleine Werk eine seit
langem empfundene Lücke aus. Es steht zu hoffen,
daß es mit der weiteren Entwickelung der Kenntnisse
über die Wellenausbreitung Schritt hält und daß beim
nächsten Erscheinen auch die kurzen und kürzesten
Wellen zu ihrem Recht kommen. K. Krüger.
Die Elektronenröhre.: Von Albrecht Forst-
mann und Dr. Ernst Schramm. (Die Radio-Reihe,
Band 24.) 238 S. mit 197 Abb. Berlin 1927. Verlag
von R. C. Schmidt & Co. Gbd. Gzl. RM. 9.50.
Unter den vielen Radiobüchern ein Werk, das bce-
souderer Beachtung wert ist. Den Verfassern ist es
gelungen, die schwierige Materie trotz Beibehaltung
der exakten wissenschaftlichen Darstellung derart
klar und verständlich zu behandeln, daß nicht nur der
Fachmann, sondern auch der vorgeschrittene Funk-
freund das Buch mit Nutzen lesen und verwenden
kann. Von den drei Abschnitten behandelt der erste
Teil die Theorie der Röhre, insbesondere die Emis-
sion, Katlıodenarten, Charakteristik und Messungen.
Der zweite Abschnitt befaßt sich mit der Funktion der
Röhre in den verschiedenen Schaltungen (Verstärker
und Gleichrichter) und behandelt die dabei auftreten-
den Probleme vorwiegend vom theoretischen Stand-
punkt aus, während im dritten Abschnitt die praktische
Anwendung mit den Schaltbildern für Nieder- und
Hochfrequenzverstärkung sowie Demodulation be-
sprochen wird. Die Darstellung zeichnet sich dadurch
aus, daß in allen Fällen Formeln entwickelt werden,
die der Praktiker verwenden kann und daß trotzdem
eine Allgemeinverständlichkeit erzielt ist, soweit es
der Stoff überhaupt gestattet. Das Buch wird sich
sicher viele Freunde erwerben und kann Fachleuten
ebenso wie Funkfreunden bestens empfohlen werden.
C. Lübben.
Verstärkermeßtechnik. lastrumente und
Methoden. Von Manfred von Ardenne, unter
Mitarbeit von W. Stoff und F. Gabriel. Mit
einem Geleitwort von Prof. Dr. M. Pirani. VII
und 235 S. mit 246 Abb., 8°. Berlin 1929. Verlag
von Julius Springer. Geh. 22,50 Mk., geb. 24 Mk.
Das Buch wendet sich nach einem Geleitwort von
Herrn Pirani vor allen Dingen an diejenigen,
welche Apparate mit Elektronenröhren im technischen
Betrieb herstellen, ebenso an diejenigen, welche die
40 | Bücherbesprechungen.
Elektronenröhren als Meßinstrument im Laboratorium
anwenden wollen. Demgemäß hat der Verfasser die
theoretischen Betrachtungen auf ein Mindestmaß be-
schränkt und die praktischen Ausführungen über die
Eigenschaften der einzelnen Meßeinrichtungen und
Geräte in den Vordergrund gestellt.
Das Buch gibt einen Einblick in die Meßmethoden,
die Meßgeräte und die Meßfehler. Zahlreiche gut
ausgeführte und übersichtliche Schaltskizzen und
Kurvenbilder erläutern den Text und erleichtern das
Hineinfinden in die Materie. Ob es allerdings un-
umgänglich notwendig ist, sogar Röntgenaufnalımen
von Spulenköpplungen: (Bild 214 und 244) einzufügen,
scheint mir zweifelhaft.
Man vermißt — insbesondere bei der alpha-
betischen Literaturübersicht am Schluß des Buches
— die restlose Erfassung des Gesamtstoffes. Das
Literaturverzeichnis ist vollständig wohl nur hin-
sichtlich der Arbeiten des Verfassers.
F. Trendelenburg.
Die Beseitigung der Funkempfangsstörungen. Eine
praktische Anleitung. Von F. Eppen. Mit einem
Geleitwort von Dr. Bredow, Rundfunkkommmnissar
des Reichspostministeriums. Aus der Fachschriften-
reihe des „Funk“. 31 Seiten, 14 Textabbildungen.
Berlin 1925. Weidmannsche Buchhandlung. Brosch.
RM. 0,60.
Das kleine Buch ist für den Gebrauch des Rund-
funkpraktikers bestimmt. Es ist einfach und klar ge-
schrieben. Die schematischen Abbildungen sind über-
sichtlich und leicht verständlich.
In einem ersten Teil werden die allgemeinen Ge-
sichtspunkte in der Frage nach der Entstehung und
der Beseitigung von Störungen des Rundfunks durch
irgendwelche elektrische Anlagen — darum handelt
es sich im ganzen Buch nur — besprochen.
In einem zweiten speziellen Teil werden die bei
den einzelnen Störungsquellen anzuwendenden Ver-
fahren zur Störungsbeseitigung angegeben. Unter
den Beispielen erwähne ich die elektrische Klingel,
Pendelgleichrichter, die Temperaturregler von elek-
trischen Heizkissen, elektrische Bahnen, Generatoren
und Motoren und Hochfrequenzheilgeräte. In allen
diesen Fällen werden einfache Maßnahmen empfohlen,
die die Störung beseitigen oder mindestens mildern
können.
Da an Maßnahmen zur Beseitigung einer Störung
erst gedacht werden kann, wenn man die Störungs-
quelle kennt, so gibt der Verfasser auch Methoden
an, um diese ausfindig zu machen.
Das Buch wird dem Rundfunk-Praktiker sicher
gute Dienste leisten, aber auch anderen wird es will-
kommen sein als übersichtliche Zusammenfassung
dessen, was auf diesem Gebiete bekannt ist.
J. Zenneck.
Hilisbuch für die Elektrotechnik. Hrsg. von Dr.
K. Strecker. 10. Auflage. Schwachstromausgabe
(Fernmeldetechnik). XX1 und 6637 S. mit 1057 Abb.
Berlin 1928. Verlag von Julius Springer. Gbd.
RM. 42.—.
Dieses seit 40 Jahren erscheinende Werk, das dem
Elektrotechniker seit langem ein unenibehrliches
Handbuch geworden ist, ist nunmehr auch gesondert
als Schwachstromausgabe herausgegeben worden.
Das Buch hat infolgedessen eine erhebliche Un-
arbeitung und Ergänzung gefunden. Vor allem
sind diejenigen Gebiete, die den FHlochfrequen:-
techniker besonders angehen, zum Teil neu au
genommen, zum Teil erheblich erweitert worden. Be
sonders zu erwähnen sind die Abschnitte über Mes-
sungen mit Hochfrequenz, Feldstärkemessungen, Mes
sungen an Elektronenröhren, Erzeugung elektrischer
Schwingungen und Funkwesen. Diese Abschnitte
nehmen in dem Werk nicht weniger als 180 Seiten
ein, woraus hervorgeht, daß auch diese Gebiete sehr
eingehend behandelt sind. Das Werk bedeutet auch
für den Hochfrequenztechniker ein wertvolles Hilfs-
buch und kann bestens empfohlen werden.
C. Lübben.
Zur Theorie des Fernsprechverkehrs. Von Ober- '
postrat K. Frei. I. Band der ‚„Einzeldarstellungen
aus der Nachrichtentechnik“, hrsg. von F. Moench.
138 S. Berln 1927. Weidmannsche Buchhandlung.
Gbd. RM. 6.—.
Im Fernsprechverkehr, der eine Erscheinung mit
starken Schwankungen ist, treten technisch wirt-
schaftlich wichtige Fragen auf, die man mit der Wahr-
scheinlichkeitsrechnung beantworten kann. Eine der
wichtigsten ist z. B. die Zahl der nichtdurchkommen-
den Anrufe als Funktion der Gesamtzahl von Anrufen
und der verfügbaren Leitungszahl. Frei behandelt
diese und andere Fragen im Anschluß an frühere Ar-
heiten. Alle Vorschläge werden kritisch auf ihre Zu-
lässigkeit — es sind lange nicht alle Gleichungen
richtig! — und Geltungsbereich untersucht. Ganz kurz
erwähnt Frei am Schluß neuere amerikanische Ar-
beiten über die Verwendung der Wahrscheinlichkeits-
rechnung in der Überwachung der Fabrikation. Auch
das ist ein Gebiet mit starken Schwankungen. Es
wäre interessant, die Schwankungen der mittleren
Brenndauer von Verstärkerröhren als wahrscheinlich-
keitstheoretisches Fehlergesetz aufzusuchen. Dann
kann nıan die Risiken berechnen, wenn man Austausch
durchgebrannter Lampen gewähren will. Wenn viele
Schiffe die gleiche Welle aussenden, wie oft ist zu er-
warten, daß Schiffe gleichzeitig senden? Allgemein
gesagt, wenn man Erscheinungen mit starken Schwan-
kungen beurteilen will und wenn man die Gesetze der
Schwankungen nicht aus anderen Unterlagen er-
rechnen kann, so wird man immer ein wahrscheinlich-
keitstheoretisches Gesetz finden können, das die Er-
wartung einer so und so großen Abweichung vom
Mittelwert zu berechnen gestattet. Ganz besonders
sei betont, daß solche Abweichungen — gerade im
Fernsprechverkehr — sich nicht nach dem Gauss-
schen Gesetz richten, sondern nach Poisson und
anderen Gesetzen. Das vorliegende Buch nimmt
seine Beispiele alle aus der Fernsprechteclmik. Man
kann aber an Stelle des Wortes Fernsprecher sagen
„Erscheinung mit starker Schwankung“ und erhält so
eine angenehm zu lesende Einführung in die Ge-
dankengänge, wie die Aufgaben gestellt werden und
wie die Ergebnisse mit der Wirklichkeit verglichen
werden. Das Buch wird also nicht nur Fernsprech-
technikern empfohlen, sondern allen, die sich mit dem
Benehmen stark schwankender Erscheinungen be-
fassen müssen. Lubberger.
©- Heft2
jee
August 1929
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
= und Telephonie
-o< —
L isch für Hochlreguenziechnik
a mm ANAA
Gegründet 1907 -
Unter Mitarbeit
von
EA Dr hxc: Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
i (Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
Be (Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
= (Berlin), Postrat Prof.Dr.G.Leithäuser (Berlin), Dr. S.Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
= Dr, E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
| (Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Poljr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen
3 (Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
5 Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
% Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W.Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
E (München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing. E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (1), Jahr) RM. 20.—, Preis des
einzelnen Heftes RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
Bei Wiederholung Ermäßigung.
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A S.41—80
A h
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hleichsirom-Hochspannungs-Dyname
für Sender : für 2000-18 000 Volt Spannung
offene Bauart und Marineausführung (DGM.)
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E z - = DE va Zi
Doppelstrom-Generatoren
(Gleichstrom-Gleichstrom-Doppelstrom-Umformer) maximale Leistung 1200 Volt, 120 Watt
besonders geeignet für Funk- Kurzwellensender usw.
Verlangen Sie bitte Prospekte 17 und 44! Verlangen Sie bitte Prospekte 17 und 44!
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Bayerische Elektricitäts-Werkejl
Fabrik Landshut Bayern
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H&B Multizellular-Voltmeter sind die einzigen elek-
trostatischen Geräte, die zum Messen niedriger Wed-
selspannungen geeignet sind. Sie arbeiten mit seht
geringem Eigenverbrauch. Die Hochfregquenz-Technik
bevorzugt diese Voltmeter, weil sie frequenzunab-
hängig sind. In Verbindung mit Spannungsteilern sind
statische Voltmeter auch fürHochspannungsmessungen I
bis 1 Million Volt zu verwenden. JahrzehntelangeEr- \
fahrungen im Bau dieser Geräte geben Gewähr für
höchste Vollendung in Ausführung und Form.
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Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
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Zeilschriit für NOGHIFBQUENZIGGHNIK
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Seite Seite
H. Winter-Oünther: Ueber die selbsterregten Schwingungen in Earle M. Terry (J. Zenneck): Die Abhängigkeit der Frequenz
Kreisen mit Eisenkernspulen. (Mit 10 Bildern im Text) 41 eines piezo-elektrischen Quarzoszillators von den Konstanten der
K. Heegner u. Y. Watanabe: Ueber Schwingungserzeugung mit- Stromkreise. (Mit 1 Bild im Text) 72
tels eines Elektronenröhrensystems, bei welchem die Kapazität von R. S. Strout (J. Zenneck): Der Temperaturkoeffizient von Quarz-
untergeordneter Bedeutung ist. (Mit 5 Bildern im Text) . 49 oszillatoren ; 73
Hans Georg Möller: Berechnung des günstigsten Durchgriffes W. A. Marrison (J. Zenneck): Thermostat für Frequenznormalen.
der Röhren im Widerstandsverstärker. (Mit 3 Bildern im Text) 53 (Mit 2 Bildern im Text) . 73
H. Reppisch: Ueber die Konstruktion des harmonischen Mittels. H. Pratt (J. Zenneck): Die Leitung von Flugzeugen durch Kreuz-
(Mit 12 Bildern im Text) . 56 spulen-Strahisender und die dabei beobachteten Aenderungen
Paul Duckert: Zusammenfassender Bericht. Ueber Fehlweisungen während der Nacht . 74
bei der Funkpeilung. (Mit 1 Bild im Text) . : A ? . 60 | J]. F. Byrnes (J. Zenneck): "Neuere Entwicklung von Sendern für
Referate: geringe Leistung und für Rundfunk 74
M. J. O. Strutt: (Seibstreferat.) Strahlung von Antennen unter dem J.H. Dellinger u. H. Pratt (J. Zenneck): Drahtlose Telegraphie
Einfluß der Erdbodeneigenschaften. (Mit 6 Bildern im Text) . 65 im Dienste der Luftfahrt und ihre Prenen (Mit 3 Bildern
f E. a. u. A ee Be) Aufstellung einer neuen ji im Text) . 75
| requenzskala für elektrische Schwingungen.
© RH. W orral IR B. Owens J. Zennecki: Die Frequenznor. C. Ga neraw U g. Zènnecki: ‚Kurs: Sender für transatlantische 2
male der amerikanischen Marine. (Mit 2 Bildern im Text . 69
L. P. Wheeler u. W. E. Brown (J. Zenneck): Eine neue Art E. Z. Stowe (K. Krüger): Einseitig_ gerichtete Kurssender für
Flugzeuz-Navigation. (Mit 2 Bildern im Text) 77
des piezo-elektrischen Normal-Oszillators . 70 | M. P. Hanson (Il. Zenneck): EIMFIChIUNGEN für drahtlose Tele-
. R. Harrison (J. Zenneck): Schwingungskreise mit pi iezo-elek- ` graphie auf Luftfahrzeugen 77
! trischem Quarz u. Doppelgitterröhre. (Mit 4 Bildern im Text) 70 £ °
A.Hund(J.Zenneck): Bemerkungen üb. Quarzplatten, Wirkung der L. Espenschied (J. Zenneck): Technische Öesichkepuikte bei
Tun senient und Erzeugung von Niederivegieng (Mit 3 Bildern der Zuteilung von kurzen Wellen im r ANNEE CDIR zwischen
g im Text) 71 1,5 und 30-10%sec. (Mit 1 Bild im Text) 77
A. Hund(A. Scheibe): Mitteilung üb. einen piezo- -elektrischen Gene- S. C. Hooper (J. Zenneck): Gesichtspunkte für die Zulassung
u rator für Tonfrequenzen. (Mit 1 Bild im Text) . 71 von Hochfrequenzstationen. (Mit 1 Bild im Text) 78
K. S. van Dyke (J. Zenneck): Der piezo-elektrische ‘Resonator J. H. Dellinger (J. Zenneck): Prinzipielle Bemerkungen zur Be-
| und sein Ersatz durch ein elektrisches System. (it 2 Bildern willigung von Rundfunkstationen . . o. °..
f im Text) . ; R : > À A ; h : + 2 Bücherbesprechungen . 5 ; : ʻ : è š ; . 79
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfählgen Figuren versehen, sind an die Schriftleltung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
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s Ueber die selbsterregten Schwingungen in Kreisen
mit Eisenkernspulen.
Von H. Winter-Günther, München.
Inhaltsübersicht.
Die selbständigen Eigenerregungen in Schwin-
gungskreisen mit Eisenkernspulen werden in An-
|Iehnung an ein analoges mechanisches Problem be-
'handelt, indem für die Eisenkernspule eine nach
‚Maßgabe des magnetisierenden Stromes periodisch
ı veränderliche Induktivität eingeführt wird.
Schon seit längerer!) Zeit weiß man, daß in
‚Schwingungskreisen, die eine Spule mit geschlosse-
.nem Eisenkern enthalten und auf die eine sinus-
.förmige äußere E. M. K- wirkt, unter Umständen sich
. zusätzliche Schwingungen erregen können, deren
- Frequenzen nicht notwendig gleich der Frequenz der
‚äußeren E. M. K. noch einem ganzzahligen Vielfachen
davon sind. K. Heegner') hat bekanntlich all-
: gemein das Einsetzen derartiger Schwingungen ex-
. perimentell untersucht und mit Hilfe von Energie-
' betrachtungen auch theoretisch bestimmte Aussagen,
besonders über die bestehenden Frequenzrelationen
gewonnen.
1) K.Heegner, „Selbsterregungserscheinungen bei Systemen
mit gestörter Superposition.“ Ztschr. f. Phys. 29, S. 91, 1924 und
33, S. 85, 1925. Ref. d. Jahrb. 27, S. 30, 1926.
In dieser Veröffentlichung will ich nun zeigen, daß
die wichtigsten unter den hierher gehörenden Er-
scheinungen (d. s. selbständige Eigenerregun-
gen) auch eine von derjenigen Heegners etwas
abweichende Darstellung zulassen. Ich wurde hierzu
durch eine ArbeitLord Rayleighs?) geführt, in der
ein Beispiel für Frequenzhalbierung aus der Mechanik
behandelt wird. Die Uebertragung der hierbei ent-
wickelten Methode auf unser Problem schien mir
wegen der Einfachheit, mit der sich daraus die Be-
dingungen für das Einsetzen und für den Verlauf der
Eigenerregungen ergeben, nicht ohne Bedeutung zu
sein.
Der Inhalt dieser Arbeit von Rayleigh soll
hier kurz angegeben werden, da hierdurch das Ver-
ständnis der elektromagnetischen Analogie erleich-
tert wird:
Eine gespannte Saite ist an einem Ende mit der
Zinke einer Stimmgabel verbunden, die in Richtung
der Saite mit der Frequenz wọ schwingt. Die Span-
nung der Saite erfährt somit eine periodische Aende-
2) „On maintained vibrations“, Phil. Mag. 15, S. 229, 1883;
s. auch Rayleigh, Theory of sound, 1, S. 82, London 1926.
49 H. Winter-Günther:
——
——
rung der gleichen Frequenz. Für transversale Schwingungskreise mit der Kapazität C,, der Induk-
Schwingungen scheint zunächst keine Veranlassung tivität Z, und dem Verlustwiderstande R, (Bild 1). oe
vorzuliegen. Tatsächlich aber führt die Saite unter Auf diesen Kreis wirke eine äußere sinusförmige |, u
gewissen Bedingungen kräftige transversale Schwin- elektromotorische Kraft e, mit der Frequenz u.
gungen von der Frequenz wo > Payvieisi Die Differentialgleichung für den a i, lautet daher |
2 dD. a a l
machtzur Deutung dieser Erscheinung für die Trans- di, re A RHS i dt (1); \
Dr des Systems den Ansatz - ER a n Bahr 7
te tr .u—2 ß sin wt u —0 Wenn die eisenfreie Induktivität Z, hinreichend groß
ist, können die höheren harmonischen von ?, gegen-
und weist nach, daß diese Differenzialgleichung bei über der Grundschwingung vernachlässigt werden if
einer bestimmten Wahl der Konstanten a, ß, n? ein und Gl. (1) besitzt eine stationäre Schwingung als | ;
partikulares Integral Lösung: -
2 Oo ON — Jı sin wot,
u = A -sin [~ t—p l
2 die man bekanntlich erhält, wenn für die Eisenkern- |: -
besitzt. spule eine nach Schunck-Zenneck*) definierte
Die elektromagnetische Analogie zu diesem Induktivität Ze eingeführt wird. |
mechanischen Problem bildet offenbar ein Schwin- Nach der Methode der kleinen Schwingungen soll |"
gungskreis, dessen Kapazität oder Induktivität peri- nun dem Strom i eine zusätzliche Schwingung i '
odisch veränderlich ist. Dies letztere ist der Fall, superponiert werden mit der Bedingung: i << i. Die
wenn in dem Kreise eine Eisenkernspule liegt, welche Differentialgleichung für den variierten Strom wird,
von einem Wechselstrom magnetisiert wird. Die da nach dieser Voraussetzung in erster Nährung:
„Induktivität“ dieser Spule erfährt hierdurch eine
periodische Aenderung (s. u.) der gleichen Frequenz nl a(i ti) |
wie der magnetisierende Wechselstrom für den Fall, d (i + i) odo E
daß diesem noch Gleichstrom überlagert ist, der dhi) di +À d [d Bei)
geh un aber, wenn die Gleichstrom- a di Br Eu di di, ,
componente fehlt. Ib.) dli i dd, G
Es soll nun gezeigt werden, daß die selbständigen nn u Hu i eeta parae
Eigenerregungen in derartigen Systemen analog den r = i Mai i (2)
mechanischen Beispielen aus dieser Periodizität der i z) ; Na, .
„Selbstinduktion“ erklärt werden können. N HITE ao |
In dem folgenden Abschnitt wird zunächst eine Die Gleichung der überlagerten Schwingung ist
Darstellung der „Selbstinduktion“ einer Eisenkern- daher:
spule als periodische Funktion der Zeit gegeben. In AD, T di A[dd,
den darauffolgenden Abschnitten sollen dann die ~z; ee Li Franc le A+ RH [a0 8)
selbständigen Eigenerregungen in einfachen Schwin- —UL- a u Ha — |
gungskreisen mit Eisenkernspule (mit und olıne do, dd,
schließlich wird eine Erweiterung des Ansatzes von tionen von i, daher periodische Funktionen der Zeit‘)
Rayleigh zur Darstellung der bei gekoppelten und können, wie unten gezeigt wird, durch folgende
Systemen mit Eisenkernspule unter Umständen auf- Fourierreihen dargestellt werden:
Gleichstromvormagnetisierung) behandelt werden und Die Koeffizienten di, und z, le) sind nun Funk- |
tretenden Störerscheinungen führen. |
KK)
5 e — Lot kisin wgt+k,cos2 wyt+-kysin3wgt..(4)
A L |
und daher: |
d (dd, |
a di = Wo kı COS wg t—2 wy ka sin 2 wot |
+3 wg kz cos 3 wot —.... (5) |
Bild 1. l Lọ und k,„ sind hierin Funktionen der Amplitude J, |
Schwingungskreis mit Eisenkernspule und Gleichstrom- des magnetisierenden Wechselstromes und des über-
Vormagnetisierung, lagerten Gleichstromes ig. |
Nach Rayleigh wird Gl. (3) infolge dieser
Periodizität der Koeffizienten u. U. stationäre Lösun-
gen für i besitzen, die sich der ursprünglichen Lä-
sung ¿i von Gl. (1) überlagern und die daher die
selbständigen Eigenerregungen unseres Systems dar-
stellen. Vor deren Untersuchung sind zunächst die
I. Die Eisenkernspule als periodisch veränderliche
Induktivität.
Eine Spule mit geschlossenem Eisenkern, dessen
magnetischer Fluß 2. sei und der von dem Gleich-
strom îy vormagnctisiert werde, liege in einem
3) In der angeführten Arbeit wird noch eine Reihe von weiteren = n—
Beispielen aus der Mechanik gegeben. In en nn. 1) a Jahrbuch 19, S. 117, 1922.
hange sei ferner hingewiesen auf: B. van der Pol, „Stabiliseering 5 : d l
door kleine Trillingen“, Physica, Nederl. Tijdschrift v. Natuur- 5 ~ hat in GI. (3) die Bedeutung einer periodisch ver-
lii
kde. 5, S. 157, 1925. jnderlichet Selbstinduktion.
/
/
(
Ueber die selbsterregten Schwingungen in Kreisen mit Eisenkernspulen. 43
Koeffizienten der Reihe Gl. (4) als Funktionen von
ı und :,zu berechnen:
) Lo und kn bei reiner Wechselstrom-
magnetisierung (ig = 0).
Verwendet man, wie üblich, für die analytische
Jarstellung der Magnetisierungskurve des Eisens
len Ansatz von L. DreyfuBß:
D,— Im arctg (q " i1) + L: ii, (6)
worin nach oben i = J, sin wt, so wird zunächst
dD. Lin j Eh
panna ZZ — a 4 T
dii Wer ETITA 7)
Fe
di
die doppelte Generatorfrequenz besitzt. Daher
wird in Gl. (4 u. 5) k, = k, = k; = 0. Die übrigen
Koeffizienten von Gl. (4 u. 5) ergeben sich wie folgt:
2a
l dd,
I = = di,
- d (wo t)
1 F Ladí ' E
ia m wot) A A em
ur 1 +g? Ji -sintwot er TER
.cosnwot-dlwo)..n—=2, 4,6. | (9)
di,
Aus Gl. w ergibt sich:
E J pp
AETH ver Ko
h= ( T a ka—(Lo— L’) i
k= Fe (: + 2 a A) = L (kn—2 + kn+2)
. Sinus-Glieder treten in der Fourierreihe (für iy
== 0) nicht auf. Wir erhalten also das Ergebnis:
Bild 2.
dp
Die ersten Koefficienten der Fourier-Reihe für FR eines Eisen-
kernes ohne Gleichstromvormagnetisierung, als Funktionen der
Amplitude des magnetisierenden sinus-förmigen Wechselstromes
ID,
> = Lo + ka cos 2 wot + k, cos 4wgt t . .
1
3 daher
dD,
7 di)
(11)
—w {2 ksin 2wgt + 4 ky sin 4 wot. .} (12)
Là k
In Bild 2 sind die Werte von-— d —-als Funktionen
Es jo Li
von q.J, eingetragen.
Aus Z, und k, ergibt sich der Wert der nach
Schunck-Zenneck definierten Induktivi-
tät Le der Eisenkernspule: Es ist nämlich wọ Le’ Jı
cos wt die Grundschwingung der Spannung an die-
ser Spule, wenn der Spulenstrom i, = J, sin ®ot ist.
Da in diesem Falle die Gesamtspannung an der Spule
d®, di,
T Fr ist, so folgt hieraus:
2
o fen. di,
ae
27
. 'd 2
2w | A + cos 2? on ) a
io e LSI
cos wat d (Wot
0 ( 0 = (13)
2
Durch den Vergleich der Ausdrücke (8) und (9) mit
Gl. (13) erhält man:
L=L+7 (14)
(L'4-Lm) ist der IE von Le und von Lo.
ka (s. Bild (2) /)
b)Z,undAk„ beiGleichstrom-Vor magne-
tisierung (iy +0).
Es ist bekannt, daß die Abhängigkeit von Feld-
stärke und Fluß im Eisen für den Fall einer Gleich-
strom-Vormagnetisierung bedeutend verwickelter ist,
als sie durch den Ansatz GI. (6) wiedergegeben wird.
Es wird deshalb hier auf eine analytische Berech-
nung der Koeffizienten von Gl. (4) verzichtet. Immer-
hin lassen sich über dieselben auch ohne die An-
nahme einer bestimmten Magnetisierungskurve einige
qualitative Aussagen machen:
1. Die Grundfrequenz der Funktion ist,
d
di,
bei Anwesenheit einer Vormagnetisierung, gleich
der Generatorfrequenz wo; denn hier ist im Gegensatz
zu a) Deligti) F— Pelig— i)
dd,
di,
dd, :
I; —/,—+k, sin ot- ka cos2 wt kysin3wgt-+ . (15)
4
(Die Glieder mit cos (2n— 1) wt und sin 2n wol
(n = 1, 2,...) sind hierin vernachlässigt worden;
denn die Spannung an einer Eisenspule kann bei
Gleichstromüberlagerung und sinusförmigem Wech-
selstrom (i = J, sin wol) bekanntlich”) durch fol-
gende Reihe dargestellt werden (bei Vernachlässi-
gung von Hysterese und Wirbelstromverlusten):
AD, di,
di, dt
aus der sofort der Ansatz Gl. (15) folgt).
2. Die hier in erster Linie interessierenden in
Gl. (15) neu auftretenden Koeffizienten kı, ka ...
werden, wie leicht einzusehen ist, Null, wenn :, = 0
oder J, = 0 (s. a)!), oder wenn îy = œ oder J,
6) s, R. Strigel, dieses Jahrbuch 29, S. 10, 1927.
— p, COS wt + pə sin 2 wot A pz cos 3 wot- -
44 H. Winter-Günther:
= œ . Es ist deshalb zu erwarten, daß die Werte
von k,, k... sowohl bei konstantem :, und vari-
ablem J,, wie auch bei variablem 2, und konstantem
J; Maxima durchlaufen.
ll. Selbständige Eigenerregungen von Schwingungen
der Generatorfrequenz und deren ganzzahligen Viel-
tachen.
mit reiner Wechselstrommagneti-
sierung.)
Deutlicher als an der Schaltung Bild 1 erkennt
man das Wesen der Selbsterregungserscheinungen
an der schon von K. Heegner’) angewandten
Doppelkernschaltung (Bild 3): 2 gleiche eisen-
geschlossene Transformatoren (der magnetische Fluß
(Eisenkernspule
Bild 3.
Doppelkernschaltung ohne Gleichstromüberlagerung.
eines Kernes sei 4 ®.) sind primär in Reihe geschal-
tet und liegen über einer beliebigen, sehr großen
Drosselspule Z, an einem Generator mit der Fre-
quenz wọ Ihre sekundären Wicklungen sind in
Gegenschaltung durch einen Schwingungskreis
(L, C, R) verbunden. Hierdurch ist erreicht, daß in
diesem Sekundärkreis eine nach Maßgabe der Fre-
quenz des Primärstromes i; = J, sin wọt periodisch
veränderliche Induktivität liegt, während sich die
vom Primärstrom induzierten Spannungen kompen-
sieren.
Nach I, Gl. (3) u. Gl. (11) ist die Differential-
gleichung des Stromes im Sekundärkreis, wenn die
dd,
Reihe für ——- nach dem 2. Gliede abgebrochen wird:
di,
(Lo + ka cos 2 wot) - t} +i(R—2 w, kasin? wt)
+h [iat=0, 0)
Diese Gleichung besitzt nach Rayleigh ein par-
tikulares Integral
i — A sin (wt— q) (2)
vorausgesetzt, daß Z hinreichend groß ist, so daß die
Oberschwingungen von į zu vernachlässigen sind
und daß ferner die folgenden Abstimmungsbedingun-
gen für den Sekundärkreis erfüllt sind.
k
(oo z) m W0 (L— 5 cos 2 o) a)
kə _,
R=— owg sin2Q i
(3)
7) Ztschr. f. Phys. 33, S. 85 ff., 1925.
Cd
(Die Induktivität L, des Primärkreises ist so grol I
gewählt, daß die Rückwirkung der Schwingungen in į.
L, C, R auf den Primärkreis zu vernachlässigen sind. |
Gl. (3a, b) ergeben sich durch Einsetzen von |.
Gl. (2) in Gl. (1) und sagen folgendes aus: Im Sekun-
därkreis der Schaltung Bild 3 tritt Selbsterregung '
einer Schwingung mit der Generatorfrequen|
1
ein, wenn a) w L= zg Mach Vorauss. istL L|
(0)
und wenn b) die Energiebedingung Gl. (3b) erfùlli 1.
ist. Nach ihr sind Schwingungen nur dann mög-
(sin 2 œ < 0). Aus der in
Bild 2 wiedergegebenen Abhängigkeit des k, von der
Amplitude J, des magnetisierenden Stroms ist daher
zu schließen, daß sowohl unterhalb wie oberhalb
gewisser Werte von J, die Schwingungen im Sekun-
därkreis nicht aufrecht erhalten werden können.
Wird die Entwicklung I Gl. (11) erst nach a
k
lich, wenn R zira
3. Gliede abgebrochen, so lautet die Differential-
gleichung des Sekundärstromes:
(Lo + ka cos 2 wot + k; cos 4 os +1) Mu
|
H(R— 2%, - ©, sin 2wgt— 40, ky sin 4wgt) i -+ af; dt=0
mit einem partikularen Integral?):
i = A sin (2 wt—p), 9)»
sofern die Bedingungen erfüllt sind:
1 k
(201-5.-.)=- 200 (L= z cos 2y a)
0
i 6
R=— 20, sin 29 b) i
Die Oktave der Generatorschwingung wird |’
hiernach erregt, wenn der Sekundärkreis ungefähr
auf die Frequenz 2 w, abgestimmt ist. Da nach
Bild (2) k, wie k, eine Funktion der Amplitude J, des.
magnetisierenden Stromes ist, folgt, daß Gl. (5) wie-
der nur innerhalb eines bestimmten Bereiches von J,
erfüllt sein kann. |
Würde endlich in die Differentialgleichung des >
Sekundärstromes die vollständige Reihe I Gl. (11),
eingeführt, so ergäben sich in gleicher Weise die Be- |
dingungen für das Einsetzen einer Schwingung im:
sekundären Kreise, deren Frequenz irgend ein
gerades oder ungerades ganzzahliges Vielfaches der
Gieneratorfrequenz ist.
III. Selbständige Eigenerregung von Schwingungen |
der halben Generatorfrequenz und deren ganzzahligen ,
Vielfachen.
(Eisenkernspule mit Wechselstrom- und Gleichstrom-
magnetisierung.)
Die Schaltung in Bild 4 unterscheidet sich von
derjenigen in Bild 3 nur dadurch, daß auf den Eisen- 5
kernen eine dritte Wicklung angebracht ist, die von ~
Gleichstrom ?, durchflossen ist. Für die zeitliche :
8) Wie stets im folgenden ist angenommen, daß L hinreichend
groß ist, sodaß in der Fourler-Reihe, die sich für d ergibt, ein a
Glied gegen alle anderen groß wird.
Ueber die selbsterregten Schwingungen in Kreisen mit Eisenkernspulen.
‚bhängigkeit der Funktion aD, gilt hier nach Ib
di,
ie Reihe
D
75 — Lot kısin wot +kocos2 wot + kgsin3 wt » . (1)
“el
ie Aenderung der Induktivität des Sekundärkreises
at die gleiche Periode wie der Strom des Gene-
atorkreises ö, = J, sin wot.
Die Differentialgleichung des Sekundärstromes i
st daher
Lo- Fe, sin wot +. L) F -R H oo k cos oot
| (2)
— 2 w kasin 2 wo +...) +2 [ia=0.
Jnter denselben Voraussetzungen wie im voraus-
rehenden Abschnitt folgt aus dieser Gleichung, daß
Bild 4.
Doppelkernschaltung mit Gleichstromüberlagerung.
im Sekundärkreis eine Schwingung mit der halben
wo
Generatorfreauenz | n) oder einem ganzzahligen
Vielfachen hiervon a einsetzt, wenn folgende
Bedingungsgleichungen erfüllt sind:
ne un = t cos2g) a)
A z f
2 n=12...\ (0)
R=—n®. sing b)
d. h. wenn der Kreis L, C, R ungefähr auf die Fre-
abgestimmt ist und der Verlustwider-
stand dieses Kreises die Bedingung erfüllt:
E o
quenz n 2
Wo En ;
R<n D g En =J Ji ig)
(Für n = 1 [Frequenzhalbierung] ist die Analogie
; mit dem in der Einleitung erwähnten mechani-
; schen Probleme vollkommen.)
Versuche zu Abschnitt II und III.
Das Oszillogramm (5) zeigt ein Beispiel für die in
: Abschnitt II behandelten selbsterregten Schwingun-
‚gen: die bekannte Frequenzverdoppelung mit
nicht vormagnetisierten Eisenkernen. Die Schaltung
‚war diejenige von Bild 3; die Generatorfrequenz war
ws = 2 nz . 1000 sec", der Sekundärkreis (ohne
. Eisenkerne) war etwas höher als auf 2 œw gestimnit.
45
Während der Aufnahme wurde die Generator-
spannung und damit die Amplitude J, des magneti-
sierenden Stromes ¿ allmählich erhöht. Erst bei
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e aaa a a a LULE saate i 12
ø ee
Bild 5. Bild 6.
Bild 5. Frequenzverdopplung mit der Doppelkernschaltung.
Während der Aufnahme wurde die Amplitude des magnetisierenden
Stromes i, allmählich gesteigert.
Bild 6. Desgl. Frequenzhalbierung.
46
gewissen Werten dieser Amplitude (und damit von
k., vergl. Bild 2) setzten in dem zunächst strom-
losen Kreise L, C, R Schwingungen i mit der Fre-
quenz 2 wo = 2 a. 2000 sec" ein, die später bei
noch höheren Werten von J, wieder verschwanden
(im Einklange mit der an Gl. (6) Abschn. II geknüpf-
ten Diskussion).
Das Oszillogramm (6) soll als ein Beispiel aus
Abschn. II, die bekannte Frequenzhalbierung
mit vormagnetisiertten Eisenkernen zeigen. Die
Schaltung gibt Bild 4. Die drei Wicklungen hatten
gleiche Windungszahlen (i= 2 Amp.). Der Kreis
L, C, R war ungefähr auf die Frequenz m ab-
gestimmt lo» = 2 a - 1000 sec). Wie im voraus-
gehenden Beispiel treten auch hier im Sekundärkreise
die Schwingungen ö (diesmal von der halben Gene-
ratorfrequenz) nur innerhalb eines gewissen Be-
reiches der Amplituden J, des magnetisierenden
Stromes ¿ auf. Auch dies ist in Uebereinstimmung
mit der Theorie (vergl. Abschn. II, G. (3),) da k;
nach den Ueberlegungen des Abschn. I für einen kon-
stanten Gleichstrom ¿jọ einen ähnlichen Verlauf wie
k, in Bild 2 besitzen muß.
Die Abstimmung des Generatorkreises ist bei
allen diesen Versuchen ohne Bedeutung, solange «<7,'
Bei uns lag zwischen dem Generator und den Primär-
wicklungen der Transformatoren eine sehr große
Selbstinduktion.
Bild 7.
Gekoppelte Kreise, in welchen u. U. sich zusätzliche Schwin-
gungen der Frequenzrelation 2 ©, = œw; --@, erregen können.
VI. Seibständige Eigenerregung von Schwingungen
in gekoppelten Systemen.
In zwei gekoppelten Schwingungskreisen, von
denen der eine eine Eisenkernspule enthält, können
bekanntlich neben denjenigen Selbsterregungs-
erscheinungen, die in den vorausgehenden Ab-
schnitten behandelt wurden, zwei Schwingungen mit
den Frequenzen w, und w. (®, F ə @,) auftreten,
wodurch unter Umständen eine Pendelung”) der
resultierenden Stromamplituden hervorgerufen wird.
Eine Erweiterung des Ansatzes von Rayleigh
ermöglicht auch hier das Finsetzen dieser über-
lagerten Schwingungen (und zwar derjenigen Schwin-
gungen, für welche nach Heegner die Frequenz-
relation besteht no = w; Tow» n=12 ...) aus
der Periodizität der Selbstinduktion abzuleiten. Der
praktisch wichtigste Fall 2 wœ» = w, + œ; (Eisenkern
mit reiner Wechselstrommagnetisierung) soll im fol-
genden Beispiel behandelt werden (s. Bild 7).
Es bestehe für diese Schaltung wieder die Be-
dingung, daß die eisenfreien Induktivitäten groß
gegenüber der Eisenkernspule sein sollen.
9) s. neben den Arbeiten von Heegner: Plendl, Sammer,
Zenneck, d. Jahrbuch 26. S. 104, 1925.
H. Winter-Günther:
Die Generatorspannung sei: e= E sin (wo t— y)
Die Gleichungen des Systems:
dD, di di, 2
di, "dt rn dt TR i
Te + dt+ Ly ~ doma _
LB} Ri ifatt tita
dt
besitzen zunächst die Lösung: i, =
a)
(1)
— 0 |»
= J, sin wo t, welche
wieder dadurch gewonnen wird, daß die Eisenkern-
spule durch die nach Schunck-Zenneck defi-
nierte Induktivität Le ersetzt wird. Wie bei dem un-
gekoppelten System gelangen wir von Gl. (1) zu den
Gleichungen der selbsterregten Schwingung dieses
Systems, indem dem Primärstrom die kleine Schwin-
gung ili<i,), dem Sekundärstrom i’ überlagert wird.
Das Ergebnis ist:
di
dd. di,. d (dD.
di, dt’ i- pla) t Lipt Rt a)
E dlit i)
+ cat 0 (2)
di i+ o lo
Ly H Ri + +g) i ë di + La TH 0
dd,
Wird die Entwicklung von IL in I, Gl. (11) nach
1
dem zweiten Gliede abgebrochen, so ist in den vor-
ausgehenden Gleichungen zu setzen:
are — Lo + ka cos 2 w,t und
di E
d (ÐA _ E
| ii = — 2 wo ka- sin 2 wot (3)
GI. (2) werden erfüllt durch den Ansatz:
(also durch zwei stationäre Schwingungen verschie-
dener Frequenzen) unter den folgenden Bedingungen:
ee er W»
5 ko
b) Xo 5—0 (1 90 (Ft va)
w Lis’ (« |
1
w C»
(o (Lia tHL) — Se]
Au) = (e L= sc) Ar
mul) C
ka.
d) Ro, = — w'a. go (p + Mə)
2972?
R” AR: R, A BR a) L; "R,
(+19)
li,
e) Ru — 0,5 sin (pi + pa)
i0) Geringe Dämpfung vorausgesetzt. — X% ist die auf den
Primärkreis bezogene Reaktanz des Systems ohne Eisenspule,
Ru ist der auf den Primärkreis bezogene Verlustwiderstand des
gleichen Systems (für die Frequenz w).
——
——— a.
Ueber die selbsterregten Schwingungen in Kreisen mit Eisenkernspulen,
———
Die Gleichungen (5, a—e) ergeben sich sofort durch
Zinsetzen von Gl. (4) in Gl. (2).
Der Verlauf des Sekundärstromes folgt
ıatürlich ohne weiteres aus Gl. (2b), wenn darin für
: der Ansatz Gl. (4) eingeführt wird.
Diskussion von Gleichung (5):
i. Die linke Seite von Gl. (5b) bzw. (c) stellt die auf
den Primärkreis bezogene Reaktanz des Syste-
mes ohne Eisenspule für die Frequenz wı bzw.
w dar. Da nach Voraussetzung die Eisenkern-
spule klein gegenüber den eisenfreien Spulen sein
soll, folgt, daB w, und œ, ungefähr die Eigen-
frequenzen dieses Systemes ohne Eisenspule sind,
der Generator also eine Frequenz besitzen muß,
die in der Mitte zwischen diesen Eigenfrequenzen
liegt.
2. Aus (1) folgt, daß die Frequenz der Schwebungen,
die aus diesen selbsterregten Schwingungen resul-
tieren (Pendelungen der Stromamplituden) im
Einklang mit der Erfahrung?!) um so rascher sein
müssen, je fester c. p. die Koppelung zwischen
beiden Kreisen ist.
JAmP Y
Bild 8.
Beispiel einer Strom-Spannungs-Charakteristik der Schaltung
| von Bild 7. Gebiet der Eigenerregung gestrichelt.
3. In Gl. (5, d, e) ist die Energiebilanz des Systemes
enthalten. Sie ergeben zunächst das Amplituden-
verhältnis der beiden selbsterregten Schwingun-
2
u Ro, w
Heegner). Ferner folgt aus ihnen (ähnlich wie
bei den ungekoppelten Systemen), daß die Schwin-
gungen w, und w., unterhalb gewisser Werte von
1 2
k, (kə <— — Ru, |nicht aufrecht erhalten werden
a w»
können, d. h. aber mit Rücksicht auf die in Bild 2
wiedergegebene Abhängigkeit: k, = f (J,), daß
(in Uebereinstimmung mit den Experimenten?!)
unterhalb und oberhalb gewisser Werte des ma-
gnetisierenden Stromes J, die Schwingungen wı
und w. verschwinden.
4. Endlich ergibt sich aus der vorausgehenden Ent-
wicklung Gl. (1) und Gl. (2), daß es für das Ein-
setzen der selbsterregten Schwingungen bedeu-
tungslos ist, ob der Generator im Primärkreis
oder im Sekundärkreis von Bild 7 liegt, voraus-
gesetzt, daß die Generatorspannung so eingestellt
wird, daß die Amplituden J, des magnetisierenden
Stromes in beiden Fällen gleich groß sind.
(in Uebereinstimmung mit
A Plendl, Sammer, Zenneck, ds. Jahrbuch 26, S. 104,
' 192
f
47
Dieser letzte Punkt soll noch an einigen Experi-
menten kurz erläutert werden:
Die Kurven in Bild 8 sind mit einer ähnlichen
Schaltung aufgenommen, wie sie Plendl, Sam-
mer, Zennec k!) benützt haben. Die Eisenspule
lag hier im Sekundärkreis, infolgedessen besitzen die
Charakteristiken Stellen, bei denen der Generator-
strom bei steigender Generatorspannung auf kleinere
Werte zurückkippt. Bei gewissen Frequenzen des
Generators überlagern sich diesen Kipperscheinun-
gen die oben besprochenen Schwebungen”?). (Ge-
strichelter Teil der Kurven.) (Plendl, Sammer,
Zenneck führten diese Pendelungen bekanntlich
2Amp I
Bild 9.
Kreise und Generatorfrequenz sind die gleichen wie bei Bild 8,
jedoch liegt der Generator in einem anderen Teil der Schaltung.
zurück auf die plötzliche Aenderung der Rück-
wirkung von Sekundär- auf Primärkreis, welche
mit dem Kippen des magnetisierenden Stromes J,
verbunden ist.)
Die Kreise, mit denen die Kurven in Bild 9 auf-
genommen wurden, sind mit den Kreisen von Bild 8
vollkommen identisch. Die Schaltung unterscheidet
sich von der vorausgehenden nur dadurch, daß jetzt
der Generator in dem Kreise der Eisenspule liegt.
Die Rückwirkung des nunmehrigen sekundären
Kreises auf den (Generatorkreis ist natürlich unab-
hängig von den Stromamplituden und kann wie üblich
durch eine konstante zusätzliche Impedanz im
Generatorkreis dargestellt werden. Es ist deshalb
zu erwarten, daß die Stromspannungscharakteristik
des Generatorkreises (s. Bild 9) sich durch nichts von
der eines einfachen Schwingungskreises mit
Eisenspule unterscheide. Dies ist auch tatsächlich
der Fall, nur treten, wie es unsere Theorie fordert,
bei den gleichen Werten des magnetisierenden
Stromes J, und bei den gleichen Generator-
frequenzen in den Schaltungen Bild 8 und Bild 9
die gleichen Schwebungen auf (gestrichelter Teil der
Kurven). (Eine Erklärung für diese Pendelungen,
welche auf die Charakteristik der Eiffektivwerte
zurückgeht, scheint für diese letzte Schaltung nicht
möglich zu sein, da in einfachen Schw.-Kr. mit
Eisenspule derartige Pendelungen bekanntlich nicht
auftreten.)
Daß die Kipperscheinungen und Pendelungen auclı
vollkommen unabhängig voneinander auftreten kön-
nen, zeigt endlich das Oszillogramm (10). Die Schal-
tung war dieselbe wie in Bild 8, nur war die Koppe-
12) 1. c.
13) Aehnlich den in
Oszillogramm (10) dargestellten
Schwebungen.
48
lung etwas fester. Die Generatorspannung wurde
während der Aufnahme allmählich von kleineren
auf höhere Werte gebracht: Zunächst tritt das nor-
IL EIREIROJER
EEE N N EN N N N N A N N NE a ne Tu nn nn an ee unten
— a a a TE er ai D eee e o EDS RA
a h ee rn en ae ed ya AD an A en AE ee Te en E G
nn ee m nn Lens A M AA M m BAR EI M MR AR AR AM AN AT A, B N A N, N g RER a,
eo e mn -o e e o a D a SaD aa aaa l
Bild 10.
Selbsterregung in Schaltung von Bild 7. Während der Aufnahme
wurde die Amplitude der Generatorspannung allmählich gesteigert.
H. Winter-Günther: Ueber die selbsterregten Schwingungen in Kreisen mit Eisenkernspulen.
male Kippen der Ströme ein und erst nach wei-
terem Erhöhen der Spannung (und damit von J)
setzen Schwebungen ein, die bei noch größeren Wer-
ten des magnetisierenden Stromes wieder erlöschen.
Schlußbemerkung.
Die vorliegende Arbeit hat gezeigt, daß die selbst-
erregten Schwingungen in Kreisen mit Eisenkern-
spulen in erster Nährung die gleichen sind wie die-
jenigen, welche in einem Kreise entstehen, der an
Stelle der Eisenspule eine Spule besitzt, deren In-
duktivität durch eine mechanische Vorrichtung peri-
odisch geändert wird. (An Stelle von a in GI. (3)
ir
Abschn. I tritt hier L (f).)
Ueber die Amplituden der selbsterregten
Schwingungen macht die vorliegende Theorie keine
Aussagen. (A ist in Gl. (2) Abschn. II u. s. f. will-
kürliche Integrationskonstante) Der Grund hierfür
liegt darin, daß — wie schon Rayleigh betont —
die Rückwirkung der entstehenden Schwingungen
auf die Koeffizienten in der Diff. Gl. (3) Abschın. |
nicht berücksichtigt wurden. (Es wurde angenommen
3<i,.) Aus dem gleichen Grunde ist die Theorie in
der mitgeteilten Form auf die von K. Heegner
weiterhin behandelten unselbständigen Eigenerregun-
gen nicht anwendbar.
Es sei mir gestattet, Herrn Geheimrat Zenneck
für das fördernde Interesse, das er an dieser Arbeit
genommen hat, verbindlichst zu danken.
Zusammenfassung.
In der vorliegenden Arbeit wird die analytische
Darstellung der von K. Heegner in größeren
Zusammenhange behandelten selbständigen Eigen-
erregungen in Schwingungskreisen mit Eisenkern-
spulen zurückgeführt auf eine aus der Mechanik be-
kannte Form:
Mit Hilfe der Methode der kleinen Schwingungen
wird zunächst gezeigt, daß bei sinusförmigem magne-
tisierendem Strome die Eisenspule in dem Schwin-
gungskreis, dessen Eigenerregungen untersucht wer-
den, ersetzt werden kann durch eine periodisch ver-
änderliche Induktivität. Die Grundfrequenz dieser
Induktivitäts-Aenderung ist hierbei
1. im Falle reiner Wechselstrom-Magnetisierung
gleich der doppelten Frequenz des Generators,
2. im Falle von Gleich- und Weclhselstrom-Magnteti-
sierung dagegen gleich der Generatorfrequenz.
Die Amplituden von Grund- und Oberschwingungen
dieser periodischen Induktivitätsänderungen sind
Funktionen der Effektivwerte der magnetisierenden
Ströme.
Dieser Ansatz führt für ungekoppelte Systeme auf
eine bekannte Diff. Gl, welche nach Rayleigh bei
einer bestimmten Wahl der Koeffizienten als Lösung
stationäre Schwingungen besitzt, deren Frequenz
gleich ist der halben Frequenz der Induktivitäts-
Aenderung oder einem ganzzahligen Vielfachen hier-
von. D. h. aber, daß die dem magnetisierenden
Strome sich überlagernden Eigenerregungen im Falle
1. eine Frequenz gleich der Generatorfrequenz, im
Falle 2. dagegen gleich der halben Generator-
ir
K
|
i
|
|
|
|
K. Heegner und Y. Watanabe: Ueber Schwingungserzeugung mittels eines Elektronenröhrensystems, bei welchem usw. 49
frequenz, oder einem ganzzahligen Vielfachen hier-
von besitzen.
Die Bedingungsgleichungen für das Einsetzen der
Selbsterregungen sind leicht abzuleiten und ergeben
quantitative Aussagen über die erforderlichen Ab-
stimmungen der Systeme und Amplituden der
maznetisierenden Ströme.
Zum Schlusse wird an einem Beispiele gezeigt,
daß in gleicher Weise die Bedingungen abgeleitet
werden können, welche für das Einsetzen der bei
sekoppelten Systemen auftretenden Eigen-
erregungen bestehen. (Pendelungen der Strom-
amplituden.)
München, Physikalisches Institut der Technischen
Hochschule.
(Eingegangen am 20. April 1929.)
Ueber Schwingungserzeugung
mittels eines Elelitronenröhrensystems,
bei welchem die Kapazität von untergeordneter Bedeutung ist,
Von K. Heegner (Telefunken) und Y. Watanabe.
Inhaltsübersicht.
l. Schwingungserzeugende Zweiröhrenschaltung,
welche nur Kapazitäten und Widerstände ent-
hält.
IH. Schwingungserzeugende Zweiröhrenschaltung,
welche nur Selbstinduktionen und Widerstände
enthält und lineare Theorie des Systems.
III. Berücksichtigung der Kapazität der Anoden-
spule und Entartung des Systems. (Die in der
Gitterzuleitung gelegene Selbstinduktion L»
wird zu Null.)
IV. Amplitudenproblem für L, =0 (Dynatron).
V. Versuche.
2 Zusammenfassung.
I. Vor einiger Zeit wurde von einem der Verfasser
ein Elektronenröhrensystem beschrieben, welches nur
Kapazitäten und Widerstände enthält und dennoch
zu annähernd sinusförmigen Schwingungen veranlaßt
u. Bild 1.
Schwingungserzeugende Schaltung, welche nur Kapazitäten
und Widerstände enthält.
werden kann!). Die Schaltung ist in Bild 1 wieder-
gegeben. Die Resultate waren folgende: Bei Fin-
führung des Verstärkungsgrades des zweiten Rohres
od an l Ra |
II D Ra +- R;
(R'i: und D’ innerer Widerstand und Durchgriff des
1) Jahrb. d. drahtl. Telegr. 29, S. 151, 1927; Ztschr. f. Physik 42,
S. 773, 1927. An dem Tetrode-Multivibrator wurden einige Re-
sultate etwas früher von Roosenstein gegeben. Tijdschr. v. h.
aT Radiogenootschap 3, S. 90, 1927; Radio Nieuws
1926, S. 163.
zk (1)
zweiten Rohres) und einer entsprechenden Größe
bezüglich des ersten Rohres
Be
ist das Kriterium für das Einsetzen der Schwingungen
gegeben durch
Ci I 1 3)
Ö, <RS (x .) (
Wenn die linke Seite von (3) nur um weniges kleiner
ist als die rechte Seite, so werden annähernd sinus-
förmige Schwingungen erhalten, deren Frequenz
durch die Formel
l l /1 l
hrs i = 4
= Ok, Ci (x T 7 K
bestimmt ist. Bei abnehmenden Werten der Kapa-
zität C, bleibt die Frequenz wesentlich hinter der aus
(4) zu errechnenden Frequenz zurück. Die Oszilla-
tion nimmt die Form einer Multivibratorschwingung
an, welche innerhalb der Periode zwei sprunghafte
Strom- und Spannungsänderungen aufweist. Die
vollständige Entartung des Systems ist gegeben,
wenn der Kondensator C, aus den Elektroden-
kapazitäten gebildet wird.
Il. Diese Untersuchung gab dem anderen von uns
den Anlaß, sich mit einer dualen Schaltung zu be-
fassen, in welcher statt der Kapazitäten C, und C,
Selbstinduktionen L, und Z, gesetzt sind (Bild 2).
Der der Kapazität C, in Bild 1 parallel liegende
Widerstand R, ist in Bild 2 nur durch den inneren
Widerstand R; der ersten Röhre vertreten. Auch
dieses System besitzt eine Entartung, sobald die
Selbstinduktion L» bis auf die Induktivitäten der Lei-
tungen verkleinert wird. Es ist aber klar, daß für
diesen Fall nicht diese Induktivitäten, sondern die
Elektroden- und Leitungs-Kapazitäten von maßgeben-
dem Einfluß werden. Dies bedingt einen Unterschied
gegenüber der Schaltung von Bild 1. Im folgenden
soll die Schaltung näher untersucht werden.
50 K. Heegner und Y. Watanabe: z
Die Wirkungsweise der Schaltung ist leicht ein-
zusehen, wenn L, groß gegenüber L, angenommen
wird. Unter dieser Voraussetzung stellt L, bei
sprunghafter Veränderung des Anodenstromes der
Röhren einen sehr großen Widerstand dar, und die
Anordnung verhält sich wie ein rückgekoppelter
Widerstandsverstärker. Gehen wir von einer für
diesen labilen Gleichstromlage aus (kk’ > 1), so
begibt sich das System sprunghaft in eine stabile
Gleichgewichtslage. Die nunmehr einsetzende Strom-
änderung in der Selbstinduktion L, zieht das System
wiederum in das Gebiet der labilen Gleichgewichts-
lage zurück und es erfolgt ein zweiter Sprung in eine
stabile Gleichgewichtslage, so daß eine Schwingung
Bild 2.
Schwingungserzeugende Schaltung, welche nur Selbstinduktionen
und Widerstände enthält.
mit zwei sprunghaften Aenderungen hervorgerufen
wird. Lassen wir aber L, kleiner werden und L,
wachsen, so werden die sprunghaften Aenderungen
zum Verschwinden gebracht, und die Schwingung
wird schließlich aussetzen. Das Kriterium hierfür gibt
die lineare Theorie des Systems. Für das erste Rolır
liefert der lineare Ansatz
RATE (5)
in welchem Strom und Spannung durch Einführung
des Spannungsverhältnisses ey: ea=x und des
äußeren Anodenwiderstandes Ra eliminiert sind. Diese
Größen berechnen sich aus Bild 2 zu
Ro
ee n= ô+ jw
(6)
l l l
M I RE Lon
Diese Größen in (5) eingesetzt, liefert
; l 41 l
(S Rok'—1) : (Lan + Ra) = RT Lin (7)
oder
1
R; Lin(Lon+Ra)+ Lin (1— SR; k’) + (Lon-+R)=0 (8)
Für das Einsetzen der Schwingungen ergibt sich
, R, Lo
SRk>nti+Z (9)
und für die Frequenz
__ Ro Ri
= ll
w
(10)
Die Bedingung (9) läßt eine der Gleichung (3) ent- li
sprechende Umformung zu
Da TEE i
Loo [ —,). (11) f
III. Die Frequenz (10) ist gültig für kleine Ampli- ||
tuden. Bei kleinen Werten von L versagt aber die |,
Formel, wie erwähnt deshalb, weil die Elektroden- |;
kapazitäten und die Eigenkapazität der die Selbst-
induktion L, darstellenden Spule in den ‘ordergrund
treten. Um diesen Fall näher zu untersuchen, setzen
wir in (8) für Z,n den Wert
| Ln
1+L,0,n?
ein, durch welchen eine der Selbstinduktion parallel
liegende Kapazität C, berücksichtigt wird. Der
Widerstand des Schwingungskreises (7,, C) ist ver-
nachlässigbar, sobald angenommen wird, daß der dem
Kreise parallel liegende Widerstand R. wesentlich
kleiner ist als der Resonanzwiderstar: 3 des Kreises.
Die Gleichung (8) erweitert sich zu
Í
í
(12)
1
E Lin (Lant Rì + Lin (Q — SRK) (13) |
+(Lon+R)(I-+-L,C,n’)=0
und die Formel (10) und (11) zu |
|
} == L L + la Ci (14)
w? R; Ro
und
1
| 15) i
.) | F
i
Die Frequenz bleibt stets unterhalb der Eigenschwin-
gung der Spule und geht für L, = 0 in diese über. |:
Um kleine Schwingungen zu erhalten, muß kk” nahe- |!
zu = 1 sein. Der Fall Le = 0 und kk’ >> 1 führt li
auf eine Multivibratorschwingung, deren Frequenz |
wesentlich tiefer ist als die Eigenfrequenz der Spule. yı
Die Berechnung dieser Frequenz hat aber die Lösung |
des Amplitudenproblems zur Voraussetzung. |
AA = w? L, Ci) < S Ro (e
\
|
Bild 3.
Dynatronkreis bei degenerierter Schwingungskreiskapazität.
IV. Der Fall L, =0 hat ein besonderes Interesse,
weil die Gitterspannung e, des zweiten Rohres mit dem
Anodenstrom der ersten Röhre durch eine statische _
Charakteristik verbunden ist, und zwar handelt es
sich um eine fallende Charakteristik zufolge der |
Phasenumkehrung, welche das zweite Rohr bewirkt. `
Es wird ersichtlich, daß dieser Fall durch ein Dyna- i
tron?) gegeben ist, in dessen Plattenkreis eine Spule |
|
2) A. W. Hull, Jahıb. d. drahfl, Telegr. 14, S. 47, 1919.
Ueber Schwingungserzeugung mittels eines Elektronenröhrensystems, bei welchem die Kapazität von untergeordneter usw. 5]
nn a Th em nm
-nit parallel geschaltettem Widerstand gelegt ist
Bild 3).
Das Amplitudenproblem erfährt nunmehr folgende
3ehandlung: In Bild 4 ist eine Charakteristik (e'g, ia)
les Röhrensystems von Bild 2 wiedergegeben. Der
lurch den Widerstand R, fließende Strom :, in Ab-
ıängigkeit von g wird durch eine Gerade dar-
zestellt, welche durch den Nullpunkt geht, wenn das
Gitter der zweiten Röhre keine Vorspannung besitzt.
In Bild 4 ist eine solche Gerade für den Widerstand
von 125 Q eingezeichnet. Die Addition der Ordinaten
| Bild 4.
Charakteristiken (e'g, ia). (&'g.ü), (e'g, i2) für die in Bild 2
gegebene Schaltung bei L, = 0.
beider Kurven ergibt den in der Selbstinduktion
fließenden Strom i, in Abhbängigkeit von e'g. Diese
in Bild 4 eingezeichnete Kurve hat ein Maximum in
P, und ein Minimum in P,. Die Parallelen durch
diese Punkte zur e’,-Achse treffen die Kurve in den
Punkten Q, und Q,. Die Periode der Schwingung ist
in vier Zeiten einzuteilen: die langen Zeiten, in denen
sich der Strom in der Selbstinduktion ändert und die
Elektroden- bzw. Spulen-Kapazitäten vernachlässig-
bar sind, und die kurzen Zeiten, in denen die Span-
nung an der Selbstinduktion sich sprunghaft ändert,
der Strom in der Selbstinduktion aber angenähert
konstant bleibt. Für die Berechnung der Periode
kommen nur die langsamen Vorgänge der Strom-
änderung in der Selbstinduktion in Betracht. Diese
ergeben sich aus der Gleichung
i di Ret
egt Li y taR =, (16)
indem noch der Spulenwiderstand KR’, berücksichtigt
ist.
di
egt iR
Das Integral) ist längs der (e'g, ù) -Kurve in
Bild 4 von Q; bis P, und Q, bis P, zu nehmen. Für
die Berechnung des Verlaufes der Sprünge ist die aus
Elektroden- und Spulen-Kapazität zusammengesetzte
Kapazität C, einzuführen. Es besteht die Gleichung
SEE de
i — io + Cı TI —
3) Eine entsprechende Formel ist in der oben genannten Arbeit
in der Ztschr. f. Physik unter 11) für den Multivibrator von Bild 1
gegeben. Diese ist mit negativem Vorzeichen zu versehen. Die
Gültigkeit der Formel ist an die Bedingung gebunden, daß iz
kleingegen i,ist, eine Bedingung, welche leicht zu erfüllen ist\Hgr.)
(17)
0 (18)
suche angestellt.
indem ĉo den während dieser Zeit durch die Selbst-
induktion fließenden Strom bedeutet.
r
deg
/ mio
=) (19)
Dieses Integral‘) ist auf der (e'g, i) -Kurve erstens
von P, über P, bis zu Q, mit dem Gleichstromwert
io und zweitens von P. über P, bis zu Q, mit dem
Gleichstromwert tio zu erstrecken. Die Charakte-
ristik wird also durch die Integrationen (17) und (19)
vollständig hin und zurück durchlaufen.
Bemerkenswert ist, daß das Dynatron auch für
den Fall, daß der Widerstand R in Bild 3 fehlt
(R= ©), nach dieser einfachen Methode behandelt
werden kann, sobald nämlich der sekundäre Elek-
tronenstrom nicht größer wird als der primäre
Plattenstrom. Für diesen Fall existiert auf der Cha-
rakteristik nicht nur das Maximum und Minimum P.
und P, und der Punkt Q, sondern auch der Punkt
Q.. In der Zweiröhrenschaltung von Bild 2 hin-
gegen wird bei beständigem Wachsen des Wider-
standes R., der innerhalb der zweiten Röhre zwischen
Gitter und Kathode vorhandene Widerstand maß-
gebend. Zufolge der einseitigen Leitfähigkeit dieser
Stromstrecke und ihrer Abhängigkeit von der Ano-
denspannung des zweiten Rohres wird die Aufgabe
theoretisch schwer zugänglich’).
V. Im Forschungslaboratorium der Telefunken-
gesellschaft (Professor Dr. Dr. A. Meißner)
haben wir an der Schaltung von Bild 2 einige Ver-
Verwendung fanden zwei Röhren
RE 134. Der Widerstand R'a in der Anode des
zweiten Röhre betrug 20000 Q. Als Widerstand R.
wurde ein Rheostat von 1 bis 10000 Q benutzt. Als
Selbstinduktionen L, und ZL. fanden zwei einander
gleiche Litzespulen mit kapazitätsarmer Wicklung
Verwendung. Ihre Selbstinduktion betrug 0,08 Hy
und ihr Widerstand 37 Q. Das Aussetzen der Schwin-
gungen fand bei dieser Anordnung bei R» = 170 Q
statt, ein Widerstand von der Größenordnung der
Spulenwiderstände. Mithin werden die Spulen-
widerstände auf die in (10) gegebene Frequenzformel
nicht ohne Einfluß sein. Die Erweiterung der For-
mel unter Berücksichtigung der Spulenwiderstände
R’, und R’, lautet:
ERER: R4 Ri)
rn en ee]
Da K, klein gegen R: = 5000 Q ist, so kann die
Formel gekürzt werden
a Ri [R +R’ R)
(20)
(21)
Für den Fall, daß die Zeitkonstanten der beiden
Spulen einander gleich sind, heben sich die Wider-
stände in ihrer Wirkung auf. Um die aus der
4) Das Integral wird bei Annäherung an die angegebenen
Grenzen unendlich groß. Wie weit die Integration zu erstrecken
ist, kann aus (17) abgeschätzt werden.
5) Wir machen noch auf die irrtümliche Vorstellung aufmerk-
sam, welche E. Friedländer für die Schaltung R, = œ ent-
wickelt (Archiv für Elektrotechnik 17, S. 137, 1926, Bild 57.)
Die daselbst angegebene Bedingung für das Einsetzen der
Schwingungen bedeutet nichts anderes, als daß das System von
einer labilen Gleichstromlage in eine stabile übergeht.
52 K. Heegner u. Y. Watanabe: Ueber Schwingungserzeugung mittels eines Elektronenröhrensystems, bei welchem usw.
Frequenzformel der linearen Theorie sich ergeben-
den Frequenzen herzustellen, ist notwendig, die
Batteriespannungen an Anode und Gitter der beiden
Röhren so einzustellen, daß die Amplitude bei abneh-
mendem AR, bis zu kleinsten Werten herstellbar ist
und nicht zuvor abreißt. Bei den angegebenen Daten
war dies ohne eine besondere Vorspannungsbatterie
für das Gitter des zweiten Rohres möglich. Die An-
ordnung liefert vor dem Aussetzen der Schwingun-
gen die Frequenz » = 1800 Per./sec. Bei wach-
sendem Widerstand R, wird die Frequenz tiefer, er-
reicht bei 450 Q ein Minimum y = 1180 Per./sec und
steigt sodann langsam an (Kurve L. = L,, in Bild 5).
Frequenz Per./sec
Bild 5.
Abhängigkeit der Frequenz vom Widerstande R, für die in
Abb, 2 gegebene Schaltung.
Bei Kurzschluß der Spule L, ergibt sich die Kurve
(L. = 0) in Bild 5. Bei abnehmendem Widerstand
R, geht die Schwingung in die Eigenfrequenz der
Spule über. Wie in dem Bild angedeutet ist, wächst
die Frequenz vor dem Aussetzen der Schwingungen
überaus rasch und nur bei sehr guter Abgleichung
der Bedingung kk’=1 ist die Eigenfrequenz zu er-
reichen. Die benutzte Spule hatte eine Eigenwelle
von 1700 m. Die Elektroden- und Batterie-Kapazität
drückt die Eigenfrequenz wesentlich herab, dennoch
liegt die Frequenz, bei welcher die Schwingungen
aussetzen, weit oberhalb der hörbaren Töne. Die
Kurve (L, = 0) in Bild 5 besitzt ein Minimum bei
R, = 270 Q und hat in diesem Punkte die Frequenz
1420 Per./sec. Um die Selbstinduktion von 0,08 Hy
zu einem Schwingungskreis dieser Eigenfrequenz zu
—
_—
ergänzen, wäre erforderlich, 142000 cm Kapazitit |
parallel zu schalten. Mit beiden Spulen L, und I.
können’ zufolge der Formel (20) noch wesentlich
tiefere Frequenzen erreicht werden, wenn der Wider-
stand der Spule L, vergrößert wird. Auf diesem
Wege kann leicht die Frequenz 600 Per./sec hergestell
werden, aber die Schwingungen setzen nicht nur aus
bei Verkleinerung von AR, sondern reißen auch ab
bei Vergrößerung von R,.. Die Aenderung von R,
innerhalb deren die Schwingung sich aufrecht erhält |-
betrug etwa 1 Q. Auch ist hierbei notwendig, das
Gitterpotential der zweiten Röhre zu regulieren. Dəf
die Kurven in Bild 5 sich durchschneiden, ist nur eine .
Besonderheit der gewählten Daten. Wird für R,
2000 Q eingesetzt, so fällt R, entsprechend größer |
und der Kurzschluß von Z, liefert stets eine höhere
Frequenz. |
N
Wird im Falle L, = 0 in der Umgebung des Mini- |;
mums der Frequenzkurve ein Drehkondensator von |
einigen 1000 cm der Spule L, parallel gelegt, so!
vertieft sich die Frequenz nur geringfügig, woraus |
folgt, daß die Schwingung den Charakter einer Multi-
vibratorschwingung hat. Wurde der Spule L, eine |
Kapazität parallel geschaltet, so fand bei ungefähr "
200 cm ein Umspringen in eine hochfrequente Schwir- :
gung statt. Die Stelle des Umspringens konnte zu
größeren Kapazitäten verschoben werden, wenn auch
die Kapazität von L, vergrößert wurde, und zwar |
hatte die Verschiebung ungefähr denselben Betrag. `
Somit darf die Kapazität der Spule Z, nicht wesent-
T
+
A, lich größer sein als die der Spule Z.. i
Wir erwähnen, daß das in Bild 2 gegebene Zwei- :'
röhrensystem in bekannter Weise auch durch eine ;
Doppelgitterröhrenanordnung ersetzt werden kan. +
Zusammeniassung:
In einer früher beschriebenen Schwingungen er- |.
zeugenden Zweiröhrenschaltung, welche nur Wider- |-
stände und Kapazitäten enthält, werden die Kapazi- »
täten durch Selbstinduktionen ersetzt. Die lineare |
Theorie des auf diese Weise erhaltenen Systems $
wird gegeben. Das System besitzt ebenso wie die !.
Ausgangsschaltung eine Entartung, für welche die |:
Amplitude die Form einer Multivibratorschwingung |.
annimmt, mit dem Unterschied, daß die Elektroden-
und Spulen-Kapazität für die Zeitdauer der Sprünge |.
maßgebend ist. Eine Lösung des Amplituden.
problems wird gegeben. Einige Versuche werden
beschrieben.
= SOE ——Ů
koa ne er
a. anie e o e O
(Eingegangen am 15. April 1929.)
Hans Georg Möller: Berechnung des günstigsten Durchgriffes der Röhren im Widerstandsverstärker. 53
Berechnung des günstigsten Durchgriffes der Röhren
im Widerstandsverstärker.
Von Hans Georg Möller, Hamburg.
Inhaltsübersicht.
jerechnung des Verstärkungsverhältnisses.
‚rmittlung der Größe der scheinbaren Röhren-
kapazität Cseh, des Widerstandes Ry der Elek-
tronenstrecke Glühdraht — Gitter, des Gitter-
ableitungswiderstandes Ka des Blockkonden-
sators Ca und des Anodenwiderstandes R..
(onstruktion der Kurve Verstärkungsfaktor
Durchgriff D.
3erechnung des günstigsten Durchgriffes.
‚wei Zahlenbeispiele.
1. Widerstandsverstärker mit gewöhnlichen
Röhren.
2. Widerstandsverstärker mitL o e w e schen Mehr-
fachröhren.
Jiskussion der Zahlenbeispiele.
usammenfassung.
V—
Für die Transformatorenverstärker berechnete
Schottky als günstigsten Durchgrifi
Dop = 2 Ug/ Ua.
Hierbei ist Ua die Spannung der Anodenbatterie,
U, die negative Gittervorspannung, welche den
Jitterstrom so weit herabsetzt, daß er den Gitter-
reis nicht mehr merklich belastet. U, ist etwa
> Volt. Schottky ging bei seiner Berechnung
lavon aus, daß der Widerstand im Anodenkreis der
xöhre angepaßt sei (R; = Ra) und daß die Röhre
sine maximale Leistung liefern solle. Die an der
xöhre liegende Anodenspannung gleicht im Mittel der
Spannung der Anodenbatterie.
Bei Widerstandsverstärkern ist die mittlere
Anodenspannung um den Spannungsabfiall des mitt-
leren Anodenstromes im Anodenwiderstand kleiner.
Es ist daher zu erwarten, daß der günstigste Durch-
griff bein Widerstandsverstärker größer sein wird,
und daß man mit besonders hohen Anodenspannungen
ırbeiten muß, wenn man kleine Durchgriffe an-
wenden will.
Als sicher galt bisher als untere Grenze des
Durchgriffes der Wert
Dmin = Jl Ua,
da für diesen Durchgriff die Steuerspannung im Ruhe-
zustand Null wurde.
Die Messungen von Ardenne haben nun er-
geben, daß alle diese Regeln nicht richtig sind. Es
ist vielmehr überraschenderweise möglich, eine gute
Verstärkung bei gleichzeitiger Verwendung von hohen
Widerständen, kleinen Durchgriffen und niedrigen
Anodenspannungen zu erzielen.
Der Zweck dieser Mitteilung ist, diesen merk-
würdigen experimentellen Befund zu klären und eine
Methode zu entwickeln, den günstigsten Durchgriff
der im Widerstandsverstärker verwendeten Röhre
zu berechnen.
Bild 1 zeigt eine Widerstandsverstärkerstufe. Die
Röhre 1 arbeitet auf einen Kombinationswiderstand,
der aus dem Anodenhochohmwiderstand AR, der
Blockkapazität Cu, dem Gitterableitungswiderstand
Ra der scheinbaren Kapazität der nächsten Röhre
Csen und dem Gitterwiderstand der nächsten Röhre
R, gebildet wird. Bevor wir an die Berechnung des
günstigsten Durchgriffes gehen, müssen wir uns über
Bild |.
diese Größen klar werden. Namentlich müssen wir
überlegen, wie groß wir Ra wählen dürfen, damit
der kapazitive Widerstand 1/oCsen der nächsten
Röhre keine unzulässig große Frequenzabhängigkeit
des Kombinationswiderstandes Ra ergibt.
Nach dieser Vorbereitung soll eine graphische
Methode zur Konstruktion des Verstärkungsfaktors
in Abhängigkeit vom Durchgriff D angegeben werden.
Unter „Verstärkungsfaktor“ ist hierbei das Verhältnis
der Gitterspannungsamplituden an zwei aufeinander-
folgenden Röhren verstanden:
V = Uy, Uy,
Die V-D-Kurven zeigen ein Maximum. Der dieseni
Maximum zugeordnete Durchgriff sei mit Dopt be-
zeichnet. Die maximale Verstärkung wird sich
dann zu.
Viras a o Dopt
ergeben.
Hieraus wird abgeleitet werden, daß die maximale
Verstärkung dann erreicht wird, wenn der Kom-
binationswiderstand Ra der Röhre angepaßt ist.
Schließlich soll unter der Voraussetzung der An-
passung der günstigste Durchgriff berechnet und die
Aussage der Endfiormel an zwei Zahlenbeispielen er-
läutert werden. Diese Zahlenbeispiele werden dann
die Ardenneschen Meßresultate bestätigen.
Berechnung des Verstärkungsverhältnisses.
Das Verhältnis der Spannungsamplituden Uy./Ha,
sei mit ö (Uebersetzungsverhältnis) bezeichnet. & ist
meist sehr nahe gleich 1, es wird nur bei sehr niedri-
gen Frequenzen, bei denen der kapazitive Wider-
stand 1/wCscn mit Ra und R, vergleichbar wird,
merklich unter 1 sinken. Es ist dann:
Uy, —ü Ua; Ua = — Sa Ras Ta == war SY
54 nn Hans Georg Möller:
(aus Za = S Us: = S U, + DU.) = Fr S (U — D Ra Za)
entstanden.)
Durch Elimination von Ua und 3. erhält man:
Uy, ü PR 1
ü Ra S Uy, DTA E EE O SEEREEHEOKES SRH
l
Di
5 S Ra
ia u
-SILSDN i
j D+ si
Ermittlung von Coch; Ro» Rü, Cis Ra k
l. Die scheinbare Röhrenkapazität,
Cser Die Kapazität zweier Leiter ist definiert als
das Verhältnis der auf den Leitern angesammelten
Ladung zu der zwischen den Leitern herrschenden
Spannung. Die Ladung des Gitters setzt sich aus
zwei Teilen Q, und Q, zusammen:
Qı = Cgk Ug; Q: = Cga (ug -++ Ua); -}
sinkt, wenn «g steigt.
Ferner ist ta = V tg, wobei V der Verstärkungsfaktor
ist. Setzt man dies alles in die Formel für Csen ein:
Cai (9, + Qə) [üg > Cgk + Cga (1 + V).
Hierzu tritt als weiterer kapazitiver Widerstand
noch der zwischen der Anode und Kathode der ersten
Röhre liegende.
Diese Gesamtkapazität beträgt für normale Röhren
etwa 50 cm, durch ungeschickte Leitungsführung
wird sie meist um ein Vielfaches erhöht. In den
Mehrfachröhren von Loewe ist sie auf etwa 5 cm
heruntergedrückt. Für die höchste Frequenz von
f = 10000 Hertz, œ = 60000 ergibt sich ein kapazi-
tiver Widerstand von !/; bzw. 3,3 Megohm.
2. Der Widerstand Rg der Elektronen-
strecke Glühdraht— Gitter.
Nach der Formel für den Anlaufstrom
Ye € ug| KT
= se
berechnet sich PR — di,/du, für K/e = 8,5- 10° Volt/
grad, Is = 102 Amp.
-Zeichen, da ua
T = 2000° abs. T = 1000° abs.
u Ug R,
— 1 Volt 5,4. 10° Olm —.1 Volt 3,3-10° Ohm
—1,5 9,9.10° '—125 1,7.10°
= 6,6. 10° zn; 3,0.10*
25 3,4.10° N, 0,9.10"
zn 6.10°
— 4 1,8. 10"!
Die Tabellen zeigen, daß man bei hohen Glüh-
drahttemperaturen 2,5 bis 3 Volt, bei niedrigen Tem-
peraturen 1 bis 1,25 Volt negative Spannung an das
Gitter legen muß, damit das Gitter praktisch un-
belastet ist. Sie zeigen zugleich die Ueberlegenheit
der dunkelglühenden Kathoden.
3.DerGitterableitungswiderstand Rü
Ra bildet ebenso wie AR, eine Belastung des Gitter-
kreises. Man wird ihn daher so hoch wie mög-
lich wählen. Nimmt man ihn zu hoch, so entlädt sich
der Blockkondensator Ca zu langsam, was zu Ver-
stärkungsschwankungen führt. Es hat sich als prak-
tisch herausgestellt, ihn ebenso groß wie Ra zu
nehmen.
—
—
4 Der Blockkondensator Ca Cs sollfı
groß gegenCscrund sein kapazitiver Widerstand klein lì
gegen Rg und AR. sein. Das wird namentlich für ii
tiefe Töne Schwierigkeiten machen. Ca zu 1000 cm
zu wählen, wird für die normalen Bedürfnisse aus- si
reichen. Nimmt man Ca zu groß, so erfolgt nach Ein- -i
fall einer starken Störung die Entladung von Ca über ı
Ra zu langsam. Y
i
5. Der Anodenwiderstand &Ra Ra bildet x
zusammen mit Ra und 1/jw Csen den Widerstand Ru, v
von dessen Größe die Verstärkung abhängt. Damit
“die Verstärkung nur wenig von der Frequenz ab-
hängt, darf sich Ra bei einer Veränderung von w nur
wenig ändern. Fin sR, R, 4 R,darf also den Wert T i
für die höchsten w-Wertes, die man noch unver-
zerrt verstärken will, nicht wesentlich überschreiten. ;
Es ist hiernach zulässig, mit Ra und Ra auf je 4 MR:
bei Verwendung gewöhnlicher Röhren, und auf je:
6 bis 7 MQ bei den Loeweschen Mehrfachröhren
heraufzugehen. i
Damit sind Csch, R,, Ri Cür Ra festgelegt, und ;
wir können zu unserer eigentlichen Aufgabe: der Be- ,
rechnung des günstigsten Durchgriffes für diese fest-
gelegten Werte kommen. Die Aufgabe soll in dop-
pelter Weise durchgeführt werden: Es soll die V-D- -
Kurve graphisch ermittelt und aus ihr der günstigste ,
Durchgriff abgegriffen werden, — Es soll ein rech-
nerisches Verfahren zur Bestinnmung des günstigsten)
Durchgriffes mitgeteilt werden |
|
P a u
Konstruktion der V-D-Kurv Pa,
Wir wollen der Finfachheit halber al gnehmen, daß
eine Veränderung des Durchgriffes die: Charakte-
ristik der Röhre nicht verändere, einge Annahme,
welche sehr gut erfüllt ist. In unserer \ Formel für
die Verstärkung sind Ra und D bekannt;.. V soll ja
für verschiedene vorgegebene D-Werte ermi ttelt wer-
den. Unbekannt ist S. S hängt von D und‘ Ra ab.
Um S zu finden, konstruieren wir im ?a-%se-Dia gramm
zunächst den Ruhestrom ia des Verstärkers. ‚Haben
wir diesen, so können wir us und S aus der Kfent-
linie ablesen.
Hierfür stehen uns zwei Gleichungen zur }\Ver-
fügung: die Gleichung der Charakteristik: i.—flus)
und tsı =— Ug + D(Ua— ia Ra)
oder — ia D Ra = tsı — (— U,+ D Ua),
eine mit der Neigung tga = D-Ra die Us -Achse im
k.
+ Punkte ua = — Ug-+D-U,schneidende Gerade. Die
© Lösung unserer beiden Gleichungen mit den beiden
v. Unbekannten ča und st wird graphisch durch den
‘Schnittpunkt der Geraden und der Charakteristik
festgelegt. Um quantitativ zeichnen zu können,
xz müssen wir die Maßstäbe festlegen. Wir benutzen
"in Bild 2 als Strommaßstab i = 10” Amp/cm, als
Spannungsmaßstab e= 0,1 Volt/cm. Als Wider-
standsmaßstab erhalten wir dann r = 10* Q. Unter
+ Berücksichtigung dieses Maßstabes T tga eine
“reine Zahl. In Bild 2 ist für D = 3%, Ua = 1,4 Volt,
i ; DR. 0,03. 10° _,
ga t a 104 nz
» die Konstuktion dargestellt. Wir lesen aus der
` Kennlinie ab: S = 11.10” Amp/Volt. Der Be-
rechnung von U, lag Ua = 80 Volt, Ra = 1 Meg-
ohm zu Grunde Für 1/o Csen = 4-10° Ohm würde
; sich Ra zu 3,82 Megohm ergeben. Mit diesem Wert
.. berechnet sich V zu 18,6.
Durch Wiederholung der geschilderten Konstruk-
tion lassen sich nun für die verschiedensten Wider-
stände die V-D-Kurven konstruieren. Bild 3 zeigt
‘. solche Kurven. |
Alle diese Kurven zeigen, daß beim günstigsten
ne ns
= ist. Diese
: Regel läßt darauf schließen, daß bei günstigster Ver-
: stärkung der Belastungswiderstand Ra der Röhre an-
- gepaßt ist; mit Ra = R; erhalten wir für V in der
1
Tat 2D
leicht erkennt.
C. a 1
: Durchgriff Dopt V immer nahezu gleich
wie man durch Einsetzen von 1/R; S8 = D
Berechnung des günstigsten Durchgriffes.
Der Durchgriff soll so gewählt werden, daß V ein
Maximum wird. V war zu
EEE. SIR
1
DERS
berechnet. Soll also V ein Maximum werden, so muß
der Nenner ein Minimum werden. Die Bedingung
hierfür ist
d l
Um die Diffferentiation ausführen zu können,
. müssen wir die Abhängigkeit des S von D kennen.
Zur Berechnung dieser Abhängigkeit steht uns die
Gleichung der Charakteristik
2 N
i = f (usi) z.B. i = cus!
€ us| KT (2)
oder i = c4 us: 2 oder i = ca €
und die Gleichung für die Steuerspannung
usi = — Ug + D (Ua — ie Ra) (3)
zur Verfügung. Die Ausführung der Differentiation
ergibt:
1 ds Als
ee er.
j Ra S? duse dD (3)
Berechnung des günstigsten Durchgriffes der Röhren im Widerstandsverstärker. 55
dus/dDfinden wir aus der differenzierten Gleichung 3
unter Einsetzen von didusi = S:
dus/dD= Ux’ — ia: Ra — D Ra S-dusjd Dl;
dustı|d D = (Ua — ia Ra)/(! +D Ra 5)
Setzen wir den Wert dus/dD in die Maximalbe-
dingung ein, so erhalten wir:
S? (1 + D Ra S)/(d S/dus) = Ua — ia Ra
iy=S?/(dS/du,) ist aus der Pie für die
Charakteristik zu berechnen:
a) Für ba = C` Ust h erhält man: yi = 3i,
b) Für ia = c ust? erhält man: yi = 1,62 (unterer
Knick der Kennlinie),
u yi=i (An-
c) Für ia = ce erhält man:
laufkurve).
r% ,
\_- Ma O5MR i GCF 08MR, Ez= 00V
\ Re 2M2; da, = 04M2, Ez "00V
Ra IMR; ak = 04MR, Ez-40V
\
\
20
J
ein-
Bild 3.
Wenn wir D- Ra: S = Ra/R; und R; =
setzen, erhalten wir:
Ra y ta (l Te = Ua — la Ra;
la =
Ralb
Ray Ra(1 +5) (4)
Mit Ri f= Re
=R OFE) yA
Ug Us = Ug 4H tst 1
Ua — ia Ra Ua Co Ra
Ra (1 HEr) +H Ra
=t (14 (5)
1/87
Ua 1 + Rap Ra
Bei Verwendung normaler Röhren arbeiten wir in
der Nähe des unteren Knickes, wo die Formel c) für
die Anlaufkurve nicht mehr, die Formel b) noch nicht
gilt. Wir wählen für y einen Mittelwert zwischen 1
und 1,6, nämlich 1,3. In den L o ew e schen Mehrfach-
röhren sind die Ströme so klein, daß die Formel für
die Anlaufkurve gilt; wie haben y = 1 zu setzen.
8 = 1 würde der Anpassung des Kombinations-
widerstandes Ra an = Röhre entsprechen (B = 1 ist
gleichwertig mit R; = Ra). Da die Kurven in Bild 3
D =
56
zeigten, daß bei günstigstem Durchgriff Ra immer un-
gefähr angepaßt ist, so wollen. wir in erster An-
näherung 8 = 1 benutzen. Nach Berechnung von D
und S muß aber kontrolliert werden, ob die benutzte
Annäherung wirklich stimmt. Ergibt sich 8=D.R.- S
wesentlich verschieden von 1, so muß die Rechnung
mit einem korrigierten 8-Wert wiederholt werden.
Us: ist für das aus der Gleichung 4 berechnete za
aus der Kennlinie abzugreifen oder für sehr kleine
Ströme aus der Anlaufkurve zu berechnen.
Zwei Zahlenbeispiele.
1. Beispiel: Widerstandsverstärker mit gewöhn-
lichen Röhren. Csen hat der Wert von 50 cm. 1/@Cseh
für f = 10000, œ = 60000 Hertz den Wert 0,3
Megohm; Ra und Ra können dann, wie wir über-
legten, ebenfalls auf 0,3 MQ, ieder der Widerstände
einzeln auf 0,6 MQ gesteigert werden. Der Kombina-
tionswiderstand Ra erhält dann den Wert 0,1 Me-
gohm. Für Ua = 100 Volt berechnen wir čia nach
Formel 5 zu
100
2,3-0,6 + 1,3-0,21
Für s= 0,01 Amp. erhalten wir aus der Formel
für den Anlaufstrom mit T = 1000°: tsı = 0,43 Volt.
U, muß so groß sein, daß Rg den Wert von Ra
wesentlich übersteigt. Wir wählen es nach Seite 54
zu 1,2 Volt.
Nach der Formel (6) berechnet sich dann D zu
1,27%.
Schließlich kontrollieren wir, ob die vorausgesetzte
Anpassung S. D. Ra =1 erfüllt ist. Wir erhalten:
S. D. Ra = 1,28.
Wollten wir das Resultat verfeinern, so müßten
wir die Rechnung mit S. D. Ra = 1,15 (einem Mittel-
wert von 1 und 1,28) wiederholen. Diese Wieder-
holung würde aber den gefundenen Wert von Dopt so
wenig ändern, daß sich eine Verfeinerung des Resul-
tates nicht lohnt.
2. Beispiel: Widerstandsverstärker mit Loewe-
schen Mehrfachröhren. Csen hat jetzt einen Wert von
nur 5 cm. Alle Widerstände sind demnach 10 mal so
groß, wie in dem ersten Beispiel. Die Ströme werden
jetzt so gering, daß wir den für die Anlaufkurve gül-
— 6,05 10-5 Amp.
ja
o dS _ g $
tigen Wert von S? einsetzen müssen. Formel (5)
st
H. Reppisch:
hat dann die Gestalt:
Ua
Ra R,
u (+ | FR.)
Nach diesen Formeln berechnet sich ča zu 7,7. 10-
Amp.,“s: wieder nach der Formel für die Anlaufikurve
zu — 0,615 Volt, D zu 1,05%
Wenn wir zur Kontrolle S. D. Ra berechnen: so
finden wir jetzt 0,94. Dieser Wert stimmt mit dem
Ausgangswert 1, soweit überein, daß eine weitere
Verfeinerung des Resultates unnötig ist.
Diskussion der Zahlenbeispiele. Die
Zahlenbeispiele ergeben das überraschende Resultat,
daß für den höheren Anodenwiderstand als gün-
stigster Durchgriff ein kleinerer Wert heraus-
kommt. Ferner ist den bisherigen Erwartungen wider-
sprechend, daß der Durchgriff kleiner als U,/Ua sein
kann, daß man also mit negativer Steuerspannung
arbeitet, bei der nach der gewöhnlich bei der Be-
rechnung des Verstärkungsgrades angewandten
Langmuirschen Formel der Anodenstrom Null
und damit auch die Verstärkung Null sein müßte.
sn
o
iy =
und D =
auf, daß für die in den Widerstandsverstärkern mit
sehr hohen Anodenwiderständen verwendeten sehr
kleinen Ströme für die Charakteristik nicht mehr die
Die !
überraschenden Resultate beruhen letzten Endes dar- |:
-ooa o e
Langmuir sche Formel, sondern die Gleichung für
die Anlaufkurve gilt.
Zusammenfassung.
Solange man bei der Berechnung von Wider-
Standsverstärkern für die Kennlinie die Lang-
muirsche Formel benutzt, erhält man für den gün-
stigsten Durchgriff Dopt, welcher die größte Verstär-
kung liefert, verhältnismäßig hohe Werte. Dopt wird
um so höher, je höher der Anodenwiderstand wird.
Bei hohen Anodenwiderständen werden
Ströme aber so klein, daß die Langmuir sche
Formel durch die Formel für den Anlaufstrom zu er-
setzen ist. Hierdurch ändert sich das Bild völlig. Die
günstigsten Durchgriffe werden kleiner und nehmen
mit wachsenden Anodenwiderständen ab. Die
zunächst überraschenden Messungen Ardennes
werden durch die Theorie bestätigt.
(Eingegangen am 3. Mai 1929.)
—
Ueber die Konstruktion des harmonischen Mittels.
Von H. Reppisch, Berlin-Tempelhof.
Inhaltsübersicht:
Es werden einfache und leicht zu beweisende Kon-
struktionsmethoden zur Auffindung des harmonischen
Mittels beliebiger Widerstände an systematisch zu-
sammengestellten Beispielen angegeben.
1) In einer Arbeit über eine einfache geometrische Darstellung
des harmonischen Mittels im Arch. f. El. 8, S. 183—187, 1919
gab E. Orlich dem hier mit P bezeichneten Wert die Benennung
harmonisches Mittel. Diese Bezeichnungsweise wird hier bei-
behalten, weil aus den im vorliegenden Aufsatz angegebenen
Konstruktionen die Berechtigung der Orlich’schen Bezeichnung
deutlich hervorgeht.
Die rechnerische Ermittelung des resultierenden E
Widerstandes zweier parallelgeschalteter Wider-
stände ist nur dann noch ziemlich einfach, wenn die
beiden Widerstände von gleicher Art sind. Die be-
kannte Formel
En W,- H 9
Wi + W:
kann man also nur dann vorteilhaft benützen, wenn
W, und W., entweder nur Resistanzen, nur positive
oder nur negative Reaktanzen oder auch nur Iınpe-
danzen mit gleichen Plıasen sind.
— ru
die `
FIN z EEEE NT
en en a:
. í Pr
Für solche art- i
gleichen Widerstände können zur zeichnerischen Er-
mittelung des Wertes P die in den Bildern 1 und 2
dargestellten Konstruktionen angewandt werden, wo-
bei gerade aus Bild 2 die Proportion
Bild 1. Bild 2.
.Zeichnerische Ermittelung des Widerstandes der Parallelschaltung
von artgleichen Widerständen.
. P : W, = W, :(W,+#W,),
welche auf diese Konstruktion führte, leicht ables-
-bar ist.
= Die beiden Widerstände W, und W, werden als
-die Strecken OA und AB hintereinander angetragen;
in O und A oder auch in A und B werden die Lote?)
errichtet. Macht man nun 04’ = OA oder BB’ = AB
‚und verbindet 4’ mit B oder B’ mit O, dann
ART"--
E
Bild 3. Bild 4.
Zeichnerische Ermittelung des Widerstandes der Parallelschaltung
von positiven und negativen Reaktanzen (Blindwiderständen).
schneiden diese Verbindungslinien das in 4 errichtete
Lot im Punkt D und es ist AD der gesuchte Wert P.
| Diese für artgleiche Widerstände recht einfache
Konstruktion läßt sich sinngemäß auclı auf Parallel-
schaltungen von positiven und negativen Reaktanzen
„anwenden. Die Bilder 3 und 4 zeigen die Einfachheit
‚dieser Methode. In Bild 3 ist OA eine positive, AB
-eine negative Reaktanz (Bild 4 zeigt den umgekehr-
‘ten Fall), die zueinander parallelgeschaltet sind.
‘Macht man auch hier 04’ 1 OA und gleichzeitig
0A’ = 0A, dann schneidet die Verbindungsgerade A’B
in ihrer Verlängerung über B hinaus das im Punkt A
errichtete Lot im Punkt C, wodurch man P = AC
„erhält.
2) Es ist nicht unbedingt notwendig, jedoch sehr zweckmäßig
-über O, A oder B die Lote zu wählen, weil man sicher für die
‚zeichnerischen Darstellungen Millimeterpapier verwenden wird.
Ueber die Konstruktion des harmonischen Mittels, 57
Aus der Aehnlichkeit der Dreiecke CAB und A’OB
ergibt sich die Proportion
CA:AB=4’0:0B,
und weil AB=—X, 40=X,=04 und
OB = X, — X, ist, wird
ODE
CA P x
Bei Parallelschaltung einer Resistanz R=0A mit
einer positiven oder negativen Reaktanz + X=0B
kann man zur Ermittelung des Wertes P die in den
Bildern 5 und 6 gezeigten Konstruktionen anwenden.
Errichtet man über 0A und OB Kreise, die diese
Strecken als Durchmesser haben (Reaktanz- und
Resistanzkreis), dann schneiden sich diese Kreise
außer im Ursprung O im Punkte S und es ist OS=P.
Würde man nur den einen oder nur den anderen
Kreis schlagen, dann würde die Verbindungslinie AB
jeden dieser Kreise im Punkte S schneiden, wodurch
man ebenfalls P erhält.
Da im vorliegenden Falle OA und OB aufeinander
senkrecht stehen, ist AB zur Zentralen beider Kreise
parallel. Die Strecke OS gehört der Chordalen
(Potenzlinie) beider Kreise an, die immer senkrecht
auf der Zentralen steht; aus diesem Grunde ist im
vorliegenden Spezialfalle auch OS _| AB, so daß man
OS auch durch Fällen des durch O gehenden Lotes
auf AB finden kann.
Der Beweis zu den in den Bildern 5 und 6 ge-
zeigten Konstruktionen, die bereits mehrmals in der
Literatur?) angegeben worden sind, kann auf ver-
schiedene Weise geführt werden. Z. B. ist nach den
Lehrsätzen der ebenen Geometrie:
1. Tangentensatz‘)
A OSA ~ A BOA
OS : OA = BO : BA
2. Tangenten-Sehnenwinkel-Satz
x OBA =x S0A,
Die Proportion ergibt für die Beträge 0A, OS, OB
und BA den Ausdruck
_04-BO
“BA ”’
wobei nun BA die geometrische Summe von OA und
OB ist, also
OS
A
| BA| = | OA + OB].
Durch Einsetzen der Beträge wird
R-X
P= RFX Y'
Um zu zeigen, daß OS = P auch die richtige Lage
in Bezug auf die beiden Widerstände R und X hat,
kann man z. B. folgendermaßen vorgehen: Der von
der Summe|BA|=|04-+ OB|mit der reellen Achse
eingeschlossene Winkel ist gleich dem Winkel OAB;
aus der Aehnlichkeit der Dreiecke BSO und BOA folgt,
3) Orlich, Arch. f. El.,8, S. 183—187, 1919; W. A. Barclay,
Exp. Wir., 4, S. 87—92, 1927; F. Strecker u. R. Feldtkeller,
Wiss. Ver. a. d. Siemens-Konzern, 5, S. 134, 1927; R.Feldtkeller
u. H. Bartels, Wiss. Ver. a. d. Siemens-Konzern, 6, S. 65, 1927;
H. Rukop, Arch. f. El., 21, S. 443, 1929; J. Herzog u. CI. Feld-
mann, Die Berechnung elektrischer Leitungsnetze in Theorie
und Praxis, Berlin 1921.
4) Dieser Fall des Tangentensatzes kann ebensogut als Son-
derfall des Sekantensatzes aufgefaßt werden.
58
daß X BOS = xXBAO ist.
Anschauung der Figur, daß
x SOA = x BOA — x BOS
ist und weiter, daß OS in bezug auf O4 und OB die
richtige Lage besitzt.
In der gleichen Weise läßt sich der Beweis für
den in Bild 6 dargestellten Fall führen.
Beide Fälle (Bild 5 und 6) gestatten folgende Ver-
allgemeinerungen: Nimmt die Resistanz R, welche zu
einer Reaktanz X parallel liegt, alle Werte von 0 bis
co an, dann läuft der Schnittpunkt S auf dem über
der Reaktanz errichteten Kreisbogen immer im
mathematischen Drehsinne gemäß dem Vorzeichen
Damit ergibt sich aus der
mg
Bild 5.
Bild 6.
H. Reppisch:
oder positiver Phase, dann führt die in den Bilden!"
8 und 9 dargestellte Konstruktion schnell zur Auf-
findung von OS = P. AR
Errichtet man in O die Senkrechte auf OA — im
vorliegenden Falle ist dies die Imaginärachse und |
die Mittelsenkrechte auf OB, dann liefert der Schnitt-
punkt beider Lote den Mittelpunkt des die Resistanz
R = OA in O berührenden Kreises, in dem dann 0B
= Z Sehne ist. Spiegelt man OB an OD, wodurch
man OB’ erhält, dann schneidet die Verbindungs-
linie B’A den Kreis in S. Zieht man OS, dann l
nach dem Tangenten-Sekantensatz der ebenen
Geometrie
OS : 0A = B'O : B'A,
Bild 7.
Zeichnerische Ermittelung des Widerstandes der Parallelschaltung von zwei aufeinander senkrechtstehenden Widerständen
(positive bzw. negative Reaktanz und Wirkwiderstand in Bild 5 u. 6, in Bild 7 zwei zueinander senkrecht stehende Impedanzen)
der Reaktanz; bei einer positiven Reaktanz also im
Linksdrehsinne, bei einer negativen im Uhrzeiger-
sinne. Läßt man andrerseits die Resistanz konstant
und der Reaktanz alle Werte von —œ bis + œ
annehmen, dann wird der über der Resistanz R er-
richtete Reaktanzkreis vom Schnittpunkt S stets im
Gegendrehsinne (Uhrzeigerdrehsinn) durchlaufen.
Werden nun beide aufeinander senkrecht stehen-
den Vektoren in dem angenommenen Koordinaten-
system um einen Winkel z so gedreht (Ursprung O
ist Drehachse), daß aus Resistanz und Reaktanz durch
diese Drehung in Bezug auf das ursprüngliche Ko-
ordinatensystem Impedanzen werden, dann bleibt
natürlich für den behandelten Fall die Konstruktions-
methode von P erhalten.
Nimmt die eine oder andere Impedanz unter den
vorigen Voraussetzungen alle Werte von —oo bis
+ © an, dann gelten sinngemäß auch die bezüglich
des geometrischen Ortes des Schnittpunktes S an-
gestellten Betrachtungen und Schlüsse noch, nämlich:
Der geometrische Ort für den Vektor der Parallel-
schaltung zweier aufeinander senkrecht stehenden
Vektoren ist der über dem anderen (als Durchmesser)
geschlagene Kreis, wenn der dieser oder jener alle
Werte von — œ bis +œ annimmt. Der jeweilige
Impedanzkreis wird vom Schnittpunkt S im Dreh-
sinne des Uhrzeigers durchlaufen (vgl. Bild 7).
Besteht die Parallelschaltung aus einer Resistanz
R = OA und einer Impedanz Z = OB mit negativer
A reel ra
Bild 8. Bild 9.
Konstruktion des Widerstandes der Parallelschaltung bei neben
einandergeschalteten Impedanzen (Z) mit positiver negativer bzw
Phase und einem Wirkwiderstand (R). l;
weil
N B'OA ~ A OSA
ist. Für die Beträge OS, 0A, B’O und BA gilt |
OA- B'O R-Z
os=P= ya RIZ)
weil N
BAl=IRH+Z
ist. Nach dem Satze vom Tangenten - Sehnen- è
Ueber die Konstruktion des harmonischen Mittels. 59
nn ZZ TE nn nn En nn a ne m nn an ne er Te
inkel ist weiter
£ x SOA = x. OB' A.
„er Außenwinkel bei O des Dreiecks B’OA ist X BOA.
N
zer zur geometrischen Summe (R+Z) gehörige
: img
Bild 10.
Construktion des Widerstandes der Parallelschaltung bei neben-
:inandergeschalteter Impedanz (Z) und Reaktanz (X,). Zur zeich-
ıerischen Ermittelung genügt ein Kreis, wobei man aus Platz-
i gründen den kleineren wählen wird.
Winkel ist X 40B’, so daß sich ergibt
x BOA =x% 0B'A +x 0AB'
| x 0B'A = % S0A
x SOA =x BOA — x 0AB’;
Bild 11.
Konstruktion des Widerstandes der Parallelschaltung (P) zwcier
nebeneinandergeschalteter Impedanzen (Z, und Z,); allgem. Bild.
da aber auch
AÁ B'OA ~ /BS0,
x BOS = x 0AB’,
wird endlich
x SOA = x BOA — x BOS,
womit gezeigt ist, daß die Lage von P in Bezug auf
R und Z bei der im Bild 9 dargestellten Konstruk-
tionsmethode richtig ist. |
Man kann, was wohl selbstverständlich ist, die
Konstruktion auch so durchführen, daß der Kreis den
anderen der beiden Vektoren berührt, also z. B. Z
in O; dann wird 0A = R Sehne in diesem Kreis.
Im Bild 10 ist die Konstruktion von P für den
Fall dargestellt, daß eine Impedanz Z (welche aus der
Resistanz R und der Reaktanz X, besteht) mit einer
wie auch im folgenden Bild 11, die beiden Kreise
angegeben. OS ist die beiden Kreisen gemeinsame
Sehne, welche der durch O und S gehenden Chorda-
len angehört; die Chordale, welche auch die Potenz-
linie oder Radialachse beider Kreise genannt wird,
ist der geometrische Ort aller Punkte, welche in
Bezug auf die beiden Kreise dieselbe Potenz haben..
Sie steht senkrecht auf der Zentralen beider Kreise.
Liegt der Fall vor, daß zwei Impedanzen Z, und
Z, parallel geschaltet sind, so kann man eine der
beschriebenen Konstruktionsmethoden anwenden,
Bild 12.
Vereinfachte Konstruktion der in Bild 11 dargestellten zeich-
nerischen Ermittelung von P.
wenn man ein neues Koordinatensystem (dessen Ur-
sprung mit dem von Z, und Z, zusammenfällt) so
legt, daß die eine oder andere Impedanz zu einer
Resistanz oder Reaktanz in bezug auf das neue
Koordinatensystem wird. Im Bild 11 ist z. B. das
neue Koordinatensystem um den Winkel x gegen das
zu Z, und Z, gehörige gedreht, und man erhält die im
Bild 10 angegebene Konstruktion für den Fall, daß zu
einer negativen Reaktanz (vorher Z.) eine Impedanz
Z,’ (vorher Impedanz Z, in Bezug auf das ursprüng-
liche Koordinatensystem) mit negativer Phase
parallel geschaltet ist.
Es ist wohl unschwer zu erkennen, daß sämtliche
geometrischen Darstellungen von P von ein und der-
selben Art sind. Es ist leicht festzustellen, daß nur
stets ein Berührkreis für einen gegebenen Vektor
OA oder OB konstruiert werden braucht. Wenn
nun im Bild 11 mehr Konstruktionsmittel angegeben
als notwendig sind (die Ermittelung von P kann ein-
fach wie im Bild 12 dargestellt geschehen), so hat
dies den Grund, die genannten und die bereits be-
kannten Methoden in diesem Bild zu vereinigen.
Man kann zeigen, daß die von Rukop?) an-
gegebene Methode zur Auffindung des harmonischen
Mittels in dieser Konstruktion enthalten und leicht
zu beweisen ist. Die paarweisen Senkrechten OD, BE
5) H. Rukop, Diagramme für die nz beliebiger
Scheinwiderstände, Arch. f. El. 21, S. 443, 1929, Heft 5.
60 Paul Duckert:
und OE und AD liefern die Durchmesser der beiden
sich in O und S schneidenden Kreise, deren Durch-
trotzdem geschah, dann mit der Begründung, daß dem
in der Praxis stehenden Techniker gleichzeitig damit
messer selbst OD und OE sind. Die zwischen den einige Beispiele gezeigt werden sollten. !
Schnittpunkten liegende Strecke OS ist die beiden N
Kreisen gemeinsame Sehne, welche, wie bereits dar- Zusammenfassung. i
gelegt wurde, der auf der Zentralen senkrecht PT ' l l ER
stehenden Chordalen angehört. Da weiter DE Für die zeichnerische Ermittelung des Wider | Ri
parallel zur Zentralen ist, so steht auch OS senkrecht Standes einer Parallelschaltung, die aus gleichen oder | r
auf DE entgegengesetzten oder auch aus verschieden zu | s
Man wird einsehen, daß die Berücksichtigung der Sammengesetzten Widerständen besteht, werden an| i
Lage der zueinander parallel liegenden Widerstände Hand einiger Becpiele möglienst on Diagramme j
in Bezug auf das Koordinatensystem der Darstellungs- für die behandelten Fälle angegeben ung A I
ebene nicht absolut notwendig war, sondern nur die &rammkonstruktion mittels einfacher Sätze aus der| Ri
relative Lage der Widerstände zueinander für die (Geometrie erklärt. |
Konstruktionsmethode maßgebend ist. Wenn dies (Eingegangen am 10. Mai 1929.) ha
1
af
: ’
Zusammenfassender Bericht. X:
Ueber Fehlweisungen bei der FunKpeilung. Ni
Von Paul Duckert, Aeronautisches Observatorium Lindenberg.
Der schnellen Entwicklung des Funkwesens in den
letzten Jahren ist eine fast gleich schnelle Förderung
der Hochfrequenzmeßverfahren gefolgt. Nicht in glei-
chem Maße konnten die Störungen der elektro-
magnetischen Wellen in ihren Ursachen erkannt oder
gar beseitigt werden. Der Ausbreitungsvorgang der
elektromagnetischen Wellen hängt von derart viel
unübersehbaren Momenten ab, daß auch wohl so
schnell noch keine einwandfreie Beherrschung des-
selben in Frage kommen kann. Die weitaus größten
Schwierigkeiten liegen hierbei in unserer Erd-
atmosphäre.
Am hiesigen Observatorium sind von mir in Er-
gänzung früherer Arbeiten von Herath!) und
anderen?) eine große Zahl von Meßreihen bei ein-
wandfrei festliegenden aerologischen Verhältnissen
durchgeführt worden, die sich mit den Einflüssen
von atmesphärischen Zuständen auf die Ausbreitungs-
erscheinungen der elektromagnetischen Wellen und
deren. Störungen befassen. Die Ergebnisse sind in
einer Reihe von Arbeiten?) zusammengestellt. Bei
1) F. Herath, Meteorologie und Wellentelegraphie, Ztschr. f.
Techn, Physik 4, S. 116, 1923. Derselbe, Meteorologie und Wellen-
telegraphie, Beitr. z. Phys. der freien Atm. 9, S. 12, 1920. Der-
selbe, Gleitflächen und luftelektrische Empfangsstörungen, Sonder-
band d. Beitr. z. Phys. d. freien Atm. 1922. Derselbe, Meteo-
rologie und Wellentelegraphie, Beeinflussung des Funkverkehrs
durch die Gleitilächen in der Atmosphäre, Die Arbeiten d. A.
O. Lindenberg, 14, S. 119, 1922.
2) F.Schindelhauer, Ueber den Einfluß der Schichtung der
Atmosphäre auf die Ausbreitung der Wellen der drahtl. Telegr.
Met. Ztschr. 37, S. 177, 1920. P. Ludwig, Der Einfluß geo-
physikalischer und meteorolog. Faktoren auf die drahtlose Tele-
graphie, Jahrbuch d. drahtl. Telegr. u. Teleph. 12, S. 122. 1918.
S. Wiedenhoff, Ueber die Beziehungen zwischen der Aus-
breitung elektromagnetischer Wellen und den Vorgängen in der
Atmosphäre, Jahrb. d. drahtl, Telegr. u. Teleph. 18, S. 242, 1921.
3) P. Duckert, Einiges über die atmosphärischen Störungen
der elektromagnetischen Energieübertragung. Die Arb. d. Aeron.
Obs. Lindenberg, 15, S. 297, 1925. Derselbe, Ueber einige
Zusammenhänge zwischen der Wetterlage und der Ausbreitung
elektromagnetischer Wellen. Die Arb. d. Aeron, Obs. Linden-
berg, 15, S. 292, 1925. Derselbe, Drahtlose Energieübertragung
und die Wetterlage. Das Wetter 1926, Heft 4. Derselbe, Unter-
suchungen über die Einwirkung der Atmosphäre auf den Empfang
der Anwendung der in den verschiedensten vor- |
genannten Arbeiten entwickelten Hypothesen mul E
man insofern vorsichtig sein, als die vielfach zitier- }}
ten Flächen in der Atmosphäre nicht auf allen Wetter-
karten gleichmäßig zum Ausdruck kommen. Viel- ix
fach in Wetterkarten eingezeichnete Temperatur- ;,
grenzen sind durchaus noch keine Grenzflächen von
Luftkörpern im dort zitierten Sinne. Ohne Zuhilie- |y
nahme aerologischer Aufstiege oder Wolkenbeobach- | y
tungen ist also das in den Arbeiten aufgestellte Kri-! |,
terium schwer aufzufinden.
Im folgenden sollen nur die Einflüsse atmo- p
sphärischer Natur auf das heute in großem Umfange fr
angewendete Funkpeilverfahren zusammengestellt N
werden. Die zugrunde liegende Beobachtungstatsache |tt
ist, wie ich an einer großen Zahl von Beispielen
gezeigt habe, darin gegeben, daß durch Einflüsse
unserer Erdatmosphäre zeitlich veränderliche Funk-
fehlweisungen bei den üblichen Peilverfahren auf- |x
treten. Eine Reihe von interessanten Zusammen- |?
hängen von Peilschwankungen mit der atmosphäri- i
|
schen Struktur habe ich in einer Reihe von Arbeiten’) X
bereits publiziert. |
Alle heute vorwiegend benutzten Peilverfahren *
beruhen auf der Erkenntnis und Anschauung, daß im '*¥
Ri
aÇ
;
E
drahtloser Signale. Forschungen und Fortschritte 2, S. 19, 1920.
Derselbe, Atmosphärische Einflüsse auf die Ausbreitung und l
Störung elektromagnetischer Wellen. Referat E.N.T. 3, S. 40. \
1926. Derselbe, Die atmosphärische Beeinflussung der elektro | v,
magnetischen Wellenausbreitung. Referat, Deutsche Forschung E
Heft 4.
4) P. Duckert, Atmosphärische Störungen der Radiopeilung. \
Mitt. d. A. O. Lindenberg, S. 55, Juli 1926. Derselbe, Ueber 1
den Einfluß der Atmosphäre und ihrer jeweiligen Zustände auf»,
die Radiopeilung. Mitt. d. A. O. Lindenberg, S.123, 0k
tober 1927. Dergleiche, Richtungsstörungen in der elektromay
netischen Energieausbreitung durch atmosphärische Zustände.
Referat E.N.T. 4, S. 11, 1927. Dergleiche, Küstenbrechung und i
Peilschwankung elektromagnetischer Wellen, Beitr. z, Phys. 4
freien Atm. 14, S. 3, 1928. Dergleiche, Abhängigkeit der Funk
beschickung von meteorologischen Einflüssen. Mitt. d. A. 0. N
Lindenberg S. 154, 1928. Derglelche, Ueber Fehlweisungel ''
der Funkpeilung in Abhängigkeit von der Wetterlage. Refera, \
Ztschr. f. techn. Physik 9, S. 466, 1928, ‘i
Strahlungsfelde eines ungerichteten ideal aufgestellten
Senders längs einer beliebig ausgewählten Fort-
pflanzungsrichtung ein elektromagnetisches Feld fort-
schreitet. Bei der Annahme der Ausstrahlung einer
normal polarisierten Welle müssen dann, von der
allernächsten Entfernung vom Sender abgesehen, die
-© Richtung der elektrischen Kraft, die der magnetischen
- Kraft und die Fortpflanzungsrichtung aufeinander
senkrecht stehen, und zwar dergestalt, daß die elek-
trischen Kraftlinien auf der als ideal leitend angenom-
menen Erdoberfläche senkrecht stehen. Damit ist
die Möglichkeit der Peilung durch Bestimmung der
Richtung der magnetischen Kraftlinien gegeben.
Fehlweisungen können nun entstehen durch fehler-
hafte Peilapparaturen infolge innerer Unsymmetrie
und wilder Kopplungen im Gerät selbst, durch Rück-
strahlfelder in der Umgebung des Peilers, durch Ver-
änderung der Untergrundbeschaffenheit des Erd-
bodens, durch Interferenzen von Oberflächen- und
Raumwellen und endlich durch Reflektions-, Refrak-
tions- und Beugungserscheinungen in der Atmosphäre.
Die offenstehende uns allein interessierende Frage ist
nun. welche Größenordnung diese einzelnen Effekte
erreichen können.
Die Entwicklung der Peilgeräte ist heute bereits
soweit fortgeschritten, daß dieselben bei richtiger
Abstimmung und Bedienung keine Fehlerquellen mehr
zu bergen brauchen. Man kann also den Fall fehler-
hafter Peilapparaturen heute schon als Störquelle
ausschalten.
Die anderen Einflüsse können wir für praktische
Studien von vornherein einteilen in solche, welche
zeitlich konstante Fehlweisungen ergeben, und andere,
die Fehlweisungen mit zeitlicher Aenderung erzeugen.
Den zeitlich konstanten Fehlweisungen wird durch
Aufnahme von Funkbeschickungskurven für die in
Frage kommenden Peilwellen Rechnung getragen.
Sie rühren im wesentlichsten von örtlichen Rück-
strahlfeldern, wie Bauwerken, Hochspannungsleitun-
gen, Antennen, Fisenbahnen und ähnlichen Störungen
her. Ob man besonders starke Störfelder bereits
vor Aufnahme der Beschickungskurven durch Kompen-
sationsgebilde, wie sie von H. Maurer und F. A.
Fischer mehrfach angegeben wurden, auf ein gerin-
geres Maß zurückführt oder nicht, ist an und für sich
belanglos. Günstig ist es immer, da für den Fall, daß
die Funkbeschickung große Werte erreicht, auch eine
bisher vernachlässigte Abhängigkeit der Beschickungs-
. „werte von der Entfernung der zu peilenden Station
merklichen Finfluß gewinnen kann. Ich will hier
nebenbei nur gleich erwähnen, daß auch diese zeit-
- lich konstant angenommenen Funkbeschickungen
natürlich nicht im strengsten Sinne konstant sind, daß
auch sie, namentlich nach neuen Bebauungen, von
Zeit zu Zeit nachgeprüft werden müssen. Auch die
Erdungsverhältnisse selbst spielen eine beträchtliche
Rolle hierbei. Es muß von allen Rückstrahlern an-
zunehmen sein, daß sie nahezu ideal geerdet sind, da-
mit nicht jeder Regenfall oder eine andere Nieder-
schlagsform eine Aenderung der Verhältnisse bewirkt.
Schwierig ist die Einreihung der viel um-
strittenen Küstenbrechung. Solange wir nur eine
Folge der Tatsache darunter verstehen wollen, daß
der Untergrund, also die Oberfläche der Erde, längs
einer definierten Linie — in diesem Falle des Küsten-
Zusammenfassender Bericht. Ueber Fehlweisungen bei der Funkpeilung. 61
striches — in seiner Leitfähigkeit eine Aenderung er-
fährt, die im übrigen infolge des erheblichen Größen-
unterschiedes einem Sprung gleichkommt, muß sie
zweifellos hier eingereilt werden. Auch auf dem
Festlande sind ähnliche, wenn auch nicht so krasse
Grenzen vorhanden. Die Diskussion über diese Er-
scheinung hat dann, ganz gleichgültig, um welche
Größenordnung der Einflüsse es sich handelt, nur
theoretisches Interesse, da die Einflüsse in der Funk-
beschickung enthalten sein müssen. Die Praxis der
Fremdpeilung leidet also nicht darunter. Daß "der
Effekt keine mit unseren bisherigen Peilern meßbare
Größen erreicht, geht m. E. einwandfrei aus einer
großen Zahl von Meßreihen hervor, die speziell über
bei Ebbe und Flut verschiedenen Wattgebieten zum
Teil von der Marineleitung selbst, zum Teil von mir
angestellt werden konnten. Diesbezügliche, wohl zu-
erst von A. Wedemeyer aufgestellte Behauptung
konnte insofern ganz bestätigt werden. Es wurde nie
ein Unterschied gefunden, sofern ungestörte Wetter-
lagen vorlagen. Theoretisch ist dem Problem schwer
beizukommen, da einwandfreie Lösungen der Max-
wellschen Gleichungen für das in Frage kommende
Dreimedienproblem bisher nicht möglich sind. Selbst
bei Zulassung der optischen Analogie kommt aber
auch theoretisch mit den von J. Zenneck gegebenen
Leitwerten eine Ablenkung heraus, die die Größen-
ordnung 1/10° nicht überschreitet. Ob man mit E. A.
Wedemeyer’) den Effekt theoretisch als nicht
vorhanden ansehen Kann, erscheint mir mit unserer
heutigen Erkenntnis noch nicht entscheidbar zu sein.
Richtig ist zweifellos die Auffassung, daß die Erdungs-
verhältnisse am Sender wie auch am Peiler Richt-
antenneneffekte hervorrufen können, deren Einflüsse
einen reinen Küstenbrechungseffekt im oben definier-
ten Sinne stark überdecken. Viele Versuche gerade
älteren Datums‘), die eine Küstenbrechung von merk-
licher Größenordnung haben ableiten lassen, sind in
dieser und anderen Beziehungen unkontrollierbar und
daher nicht als Beweise zu werten. Praktische Be-
deutung kommt aber, wie gesagt, aus den oben an-
geführten Gründen diesem Problem nicht zu.
Für die Praxis sehr wichtig sind hingegen alle,
zeitlichen Schwankungen unterworfenen, Fehl-
weisungseffekte. Soweit sie bisher unerfaßbar sind,
haben sie meist ihre Ursache in den Einflüssen
unserer Erdatmosphäre. Ihre Existenz war vor
kurzem noch außerordentlich stark umstritten. Auch
heute noch werden sie allgemein von allen Kreisen
nur für die Dämmerungs-, allenfalls noch für die
Nachtzeiten anerkannt.
Daß auch am Tage und auf kürzeste Entfernungen
solche Effekte im engen Zusammenhang mit Be-
sonderheiten unserer Atmosphäre vorhanden sind,
habe ich in meinen oben angeführten Veröffent-
lichungen ausgeführt, bin allerdings dabei auf starken
Widerspruch gestoßen. Erst in neuerer Zeit geben
auch andere Autoren in verschiedenen Zeitschriften
ähnliche Beobachtungen ihrerseits bekannt’). Auch
bei jetzt durch den Meinungsaustausch veranlaßten
Durchsichten des alten Heeresmaterials hat einer
5) E. A. Wedemeyer, Zur Küstenbrechung der Funkstrahlen.
Ann. d. Hydrographie 57, S. 23, 1929.
6) Literatur hierüber siehe im Schriftennachweis der oben
zitierten Arbeit von E. A. Wedemeyer.,
62 Paul Duckert:
persönlichen Mitteilung von G. Möller, Berlin,
zufolge, dieser eine zrößere Zahl von solchen Ein-
flüssen feststellen können. Die unmittelbaren Ursachen
der zeitlichen Schwankungen, die zum Teil recht
kurze Perioden haben können, könnten in Aenderun-
gen des Polarisationszustandes der Wellen, in Inter-
ferenzeffekten, in Krümmungen des Funkstrahls gegen
die Horizontale und ähnlichem zu suchen sein. Auch
am Sender selbst braucht die Polarisation durchaus
nicht normal zu sein, wie dies beispielsweise bei
Flugzeugsendern der Fall ist. Diesen letzten Fall
wollen wir aber vorläufig nicht betrachten’).
Wie sich die übrigen Effekte auf die verschiedenen
Peilsysteme auswirken, muß theoretisch zunächst ein-
mal untersucht werden. Von welchen Vektoren, ob
elektrischen oder magnetischen, man hierbei ausgeht,
ist gleichgültig, sofern nur die Phasenbedingungen be-
rücksichtigt werden.
Betrachten wir mit A. E sa u’) zunächst die Richt-
charakteristiken r verschiedener Antennengebilde
unter der Annahme, daß ein Peilstrahll beliebiger
Richtung und von beliebigem Polarisationswinkel auf
unser Empfangsgebilde auftrifft. Wir bezeichnen hier-
zu noch mit a den Einfallswinkel des Strahles, in der
Horizontalen zwischen Sender und Peilerstellung ge-
messen, mit £ den Einfallswinkel gegen die Horizon-
tale gemessen, und mit y den Winkel, um den die
Polarisationsebene aus der Lage normaler Polari-
sation herausgedreht ist.
Bei der idealen Rahmenantenne ohne Antennen-
effekt lautet die Richtcharakteristik
r=a (cos a-c0osy + sina-sin -siny).
r wird gleich Null, wenn tg a = — cotgy.cosec $. Ist
also 8 oder y gleich Null, so ist die Fehlweisung
u=a—% auch gleich Null. Sind 8 und y beide
von Null verschieden, so tritt immer cine Fehl-
weisung ein.
Beim Rahmengoniometer kommen, wenn noch 9
den Drehwinkel der Goniometerspule gegen den
gleichen Rahmen, auf welchen a bezogen ist, bedeutet,
folgende Charakteristiken in Frage:
r, =a (cosa-cosy + sina-sin ß-siny)-cosd
r, =a (sin a-cos y -+ cos a-sin B-sin„)-sin 9
Die Charakteristik der Goniometerspule wird also
gleich der Summe dieser beiden Einzelcharakte-
ristiken. Hierin wird r gleich Null, wenn die Gonio-
meterspulenstellung gegeben ist durch
cos a» cos y +- sin a-sin p-sin y
sin a- cos y + cos a-sin fp- sin y
tg I —
Auch hier ist die Fehlweisung u =V — a— 90° nur
dann gleich Null, wenn mindestens einer der Winkel
ß oder y gleich Null wird. Sind beide von Null ver-
schieden, so ist auch hier immer eine Fehlweisung
vorhanden.
Bei der drehbaren Doppelantenne, die früheren
Peilsystemen (z. B. in Borkum und Blidselbucht) an-
nähernd in der Funktion entspricht, die also aus zwei
1) Siehe hierüber Veröffentlichungen der D. V. L.
5) A. Esau, Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen,
Ztschr. f. Hochfrequenztechnik 27, S., 142, 1926.
absolut gleichen ungerichteten Antennen mit dem Ab-
stand d besteht, wird die Richtcharakteristik
r=2.4-cos ß-cosy-sin (Z2 cosa:cos p)
wenn beide Antennen gegeneinander geschaltet sind.
ad
Der Ausdruck —- rührt nur von der durch örtliche
Trennung der Antennen hervorgerufenen Phasen-
differenz her. Macht man durch Drehung des Systems
a = 90 , so sieht man, daß solange nur = <1 ist, bei
À
beliebigem £ und y stets richtig gepeilt wird.
Diese letztere Antennenart stellt also eigentlich
die idealste der drei angeführten Systeme vor. Leider
hat sie praktisch eine Reihe von Nachteilen.
In der Praxis der Funkpeilung wird nun die aus-
schließliche Verwendung des erstgenannten Peil-
systems angestrebt, trotzdem die angeführten Fehl-
weisungsmöglichkeiten bestehen.
Wichtig bleibt aus Vorstehendem zunächst die
Feststellung, daß selbst bei einwandfreiem Sender
und bei einwandfrei symmetrischem Empfänger der
Rahmenpeiler, für den angenommen einfachsten Fall,
Fehlweisungen verschiedener Größe geben kann. In
Wirklichkeit liegen die Verhältnisse noch ungleich
komplizierter.
Th. Heiligtag?) behandelt den Fall des Zusammen-
wirkens von Strahlen verschiedener Richtung und
Phase. Der zu peilende Strahl habe den magnetischen
Vektor H = H, sin œ t. Die horizontale Komponente
des magnetischen Vektors Z des zweiten Strahls, die
nicht in die gleiche Richtung wie der Vektor H zu
fallen braucht, sei Z= Zo-sin lwt + 9), wo œ die
Phasendifferenz darstellt. Das jetzt beispielsweise
auf eine ideale Rahmenantenne ohne Antenneneffekt
wirkende Feld ist nun kein reines Wechselfeld mehr,
sondern ein elliptisches Drehfeld. Der Rahmenpeiler
zeigt also ein Minimum an, wenn die Ralımenantenne
in die große Achse dieser Drehfeldellipse fällt. Die
große Achse wird nicht mehr unbedingt mit dem
Vektor H zusammenfallen müssen. Der damit ge-
bildete Winkel ist die beobachtete Fehlweisung. Je
nach der Größe der Phasenverschiebung wird man
verschiedene Einzelfälle betrachten können. Die
Resultate der Diskussion sind kurz die, daß man so-
wohl falsche als auch wahre Richtungen, und sie
beide sowohl mit scharfen als auch verwaschenen
Minimum peilen kann.
Das abweichende Verhalten des in der Praxis be-
nutzten Rahmenpeilers mit Hilfsantenne von dem
den obigen Betrachtungen zugrunde liegenden idealen
Ralımen untersucht F. A. Fischer’°). Er findet für
den allgemeinsten Fall unvollkommenen Untergrundes
unter Ausschluß örtlicher Rückstrahlfelder, daß der
Ralımenpeiler mit Hilfsantenne stets ein absolutes
Minimum zeigt, dessen Richtung aber nicht mit der
großen Achse des elliptischen Drehfeldes zusammen-
fällt. Es braucht aber auch nicht notgedrungen mit
») Th. Heiligtag, Ueber die Gründe der Mißweisungen
beim Richtungsempfang, Jahrb. d. drahtl. Telegr. und Teleph.
21, S. 77, 1923.
10) F, A. Fischer, Ueber das Peilen von Drehfeldern mit
Rahmen und Hilfsantennen, Ztschr. f. Hochfrequenztechnik, 30,
S. 23, 1927.
mn Da Cu
|
|
der wahren Richtung des Vektors H überein-
zustimmen. Also auch hier kann eine Fehlweisung
‚erzeugt werden.
| Schon das Vorhandensein einer Welle allein in
Erdbodennähe gibt weiter infolge der Ueberlagerung
-durch die am Erdboden selbst mehr oder weniger
vollkommen reflektierten Wellenzüge Möglichkeiten
zur Drehfeldentstehung. Während über Seewasser als
extrem gutem Leiter der dann resultierende elek-
© trische Vektor senkrecht zur Wasserfläche steht und
. der magnetische horizontal gelegen ist, liegen die Ver-
‘ hältnisse bei trockenem Boden so, daß nach
Zenneck die Neigung der Resultierenden beträcht-
lich werden kann und infolge der Phasenverschiebun-
. gen der Einzelkomponenten Drehfelder auftreten
- können. Auch diese bewirken möglicherweise Fehl-
. weisungen.
Zusammenfassend kann man also sagen, daß die
. elektromagnetischen Wellen sowohl in kürzerer als
auch in größerer Entfernung vom Sender— bei der
schon mehrere verschiedene Wege durchlaufende
Wellen zur Interferenz kommen — Fehlweisungen
verschiedenster Größenordnung beim Peilempfang mit
dem Rahmenpeiler aufzeigen können. Etwas gün-
stiger ist die Sachlage beim drehbaren Doppelrahmen.
Die Verhältnisse sind über Land und Wasser grund-
sätzlich andere, jedenfalls was Peilungen auf kürzere
Entfernungen anbelangt. Auch unvollkommene Reflek-
tionen, Brechungen und Beugungen an bestimmten
Schichten unserer Atmosphäre können Fehlweisungen
- hervorrufen, bei denen der Peiler aber trotzdem ein
absolut scharfes Minimum anzeigen würde.
| Es wäre nur noch zu untersuchen, welche atmo-
sphärischen Zustände geeignet sind, um diese Effekte
in meßbaren Größenordnungen hervorzurufen.
Nach diesen Feststellungen will ich auf die
Messungen selbst eingehen. An solchen sind eine
- große Zahl von Peilungen vorhanden, die auf den
Wellenlängen 250 bis 2000 m seit 1925 in Lindenberg
selbst gewonnen sind, weiter standen mir durch Ver-
= mittlung von Herrn Prof. A. Wedemeyer eine Reihe
von Kontrollpeilungen der Deutschen Peilfunkstellen,
. eine Reihe von Peilungen anläßlich der Auslandreisen
unserer Flotte, eine Reihe von gleichzeitigen Gegen-
peilungen und eine große Anzahl von Peilungen und
Kontrollpeilungen, die ich anläßlich vorliegender
Studien im Herbst 1928 in List gewonnen habe, zur
Verfügung.
Da es für mich besonders darauf ankam, reich-
liches Material von gestörten Peilungen zu erhalten,
habe ich zunächst bei allen möglichen Wetterlagen
darauf geachtet, zeitlich kurzperiodische Schwan-
kungen der Peilrichtung aufzufinden. Ließen sich
solche Tage finden, so wurde an diesen ausgiebig be-
obachtet, während ich an ungestörten Tagen nur hin
und wieder Stichproben gemacht habe. Nur so ist es
zu erklären, daß ich über einen sehr großen Prozent-
satz gestörter Peilungen verfüge. In der Praxis sicht
die Lage nicht so schlimm aus, da die Zahl der
Witterungsfälle, die uns Störungen bringen, zum
Glück nicht allzu groß ist.
Erst später, nachdem ich die Ursachen erkannt
hatte, habe ich systematisch bei allen grund-
verschiedenen Wetterlagen gepeilt, um festzustellen,
ob die gefundenen Kriterien tatsächlich alle Fälle von
Zusammenfassender Bericht. Ueber Fehlweisungen bei der Funkpellung. 63
Störungen umfassen. Erst dann habe ich mich von
der Beobachtung kurzperiodischer Erscheinungen frei-
gemacht und auch Störungen, die längere Zeit nahezu
unverändert anhielten, berücksichtigen können. Das
zum Kriterium erforderliche aerologische Material
wurde neben den in Lindenberg täglich stattfindenden
Fesselaufstiegen den in den aerologischen Berichten
publizierten Höhenaufstiegen in Mitteleuropa ent-
nommen.
Die Ergebnisse seien hier kurz zusammengestellt.
Kurzperiodische Störungen der Peilrichtung um bis
zu 10°, ja in krassen Fällen bis zu 70°, traten stets
dann, aber auch fast ausschließlich nur dann auf,
wenn eine labile Schichtung der Atmosphäre in den
untersten 2000 m vorlag. Höher gelegene Störflächen
machten bei Entfernungen bis zu ca. 200 km bei un-
gefähr 500 m Wellenlänge, bis zu 1000 kın bei un-
gefähr 1800 m Wellenlänge nichts Wesentliches mehr
aus. Solche labilen Flächen, meist Aufgleitflächen,
wie sie auch direkt augenscheinlich bei Böendurch-
gängen zutage treten, sind im wesentlichen in den
aerologischen Aufstiegen dadurch zu erkennen, daß
eine mehr oder minder starke Temperatur-
gradientänderung mit der Höhe, meist in Form einer
Isothermie oder Temperaturinversion vorhanden ist,
und in dieser Schicht mit der Höhe zunehmende
spezifische Feuchtigkeit vorliegt. Das Hauptkriterium
ist das Verhalten der spezifischen Feuchtigkeit. Bei
so definierten Wetterlagen kann man immer Peil-
schwankungen naehweisen. Es ist natürlich klar, daß
nicht dieser Zustand selbst, sondern die damit eng
verknüpfte Störung der lIonendichte und Ionenbeweg-
lichkeit das für die elektromagnetischen Wellen maß-
gebende Moment bildet. Die Ursache hierfür liegt
aber zweifellos in der Schichtung der Atmospäre.
Erst viel später konnte ich auch Störungen
längerer Periode ermitteln, die ebenfalls durch
Schichtungen in der Atmosphäre hervorgerufen
wurden. Hier waren es größtenteils stabile Aufgleit-
flächen und stabile Abgleitflächen. Der Effekt, der
durch stabile Ab gleitflächen hervorgerufen wird,
ist außerordentlich klein, wohingegen stabile Auf-
gleitflächen einen immerhin merklichen Betrag
ergeben können, der sich darin zeigt, daß entweder
ein langsames Auswandern des Peilstrahls — in ein-
zelnen beobachteten Fällen ein bis zwei Stunden an-
dauernd und bis zu 8° Fehlweisung erreichend —
stattfindet, oder daß bei verschiedenen Lagen die
oben als zeitlich konstant angenommenen Funk-
beschickungen kleinen Aenderungen unterliegen'').
Die normalen ungestörten Funkbeschickungen können
daher nur an Tagen gewonnen werden, an welchen
solche Störschichtung in Bodennähe nicht vorhanden
ist. Abgleitflächen machen der Peilung nichts aus,
sofern nicht gerade die Fläche durch den Empfangs-
ort selbst hindurchgeht.
Der große Einfluß des Verhaltens der spezifischen
Feuchtigkeit rückt den Schluß nahe, daß weniger die
Ionendichte als gerade die Behinderung der Ionen-
beweglichkeit als Störer auftritt.
Geht man nun zu den Dämmerungs- und Nacht-
schwankungen über, so sieht man, daß, abgesehen
von den möglichen Interferenzeffekten, auch diese
11) P, Duckert, Abhängigkeit der Funkbeschickung von
meteorlogischen Einflüssen. Mitt.d.A.O.Lindenberg,S.151192.
64 Paul Duckert:
Schwankungen sich durch den Feuchtigkeitseinfluß
auf die Ionenbeweglichkeit erklären lassen; denn die
starke Aenderung der Feuchtigkeitsverhältnisse nach
der Nacht zu ist ja bekannt.
Interessant sind für die Erfassung der Ursachen
und Natur der Fehlweisungen die oben angeführien
gleichzeitigen Gegenpeilungen, die ich in einer
früheren Arbeit'?) ausführlich behandelt habe. Ich
gebe nachstehend die an der zitierten Stelle befind-
12) P. Duckert, Küstenbrechung und Peilschwankung elek-
tromagnetischer Wellen, Beitr. z. Physik d. freien Atm. 14,
S, 154, 1928.
liche Materialzusammenstellung noch einmal ausführ-
lich wieder.
Die Tabelle enthält neben den Standorts- und
Zeitangaben noch unter „Fehler B“ und „Fehler L”
die Fehlweisungen der Bordpeilung und der Land-
peilung. Man sieht, daß bei sonst gleicher Größen-
ordnung die Vorzeichen in den meisten Fällen ent-
gegengesetzt sind. Das würde heißen, daß, wie in
nebenstehendem Bild dargestellt, der resultierende
Peilstrahl scheinbar eine gekrümmte Bahn durchläuft.
Einzelne Abweichungen hiervon sind in der zitierten
Arbeit diskutiert.
Datum
3. III. 27.
4. III. 27.
7. III. 27.
8. III. 27.
8. III. 27.
9. III. 27.
10. III. 27.
14. III. 27.
17. III. 27.
Zeit
hm
02.33
02.35
13.48
13.49
02.50
15.47
04.45
19.37
19.41
19.42
19.43
19.44
19.45
19.46
19.48
10.06
10.26
10.28
10.29
10.14
10.20
10.23
10.25
02.23
02.24
02.25
02.37
02.38
02.39
02.41
02.43
05.50
13.24
13.26
13.28
05.54
13.39
13.42
13.44
13.42
13.44
15.38
15.57
Gegenpeilungen ‚„Nymphe‘“, Nordholz, List. März 1927.
Schiffsort
N
54° 28’
54° 28.6”
54° 28’
54° 28.6’
54° 37
54° 26.2’
54° 26.2’
54° 26.2’
54° 26.2’
54° 29.1’
54° 29.1’
54° 29.3
54° 29.3’
54° 33.3
54° 23°
54° 23’
E
9° 53°
9° 56.3”
9° 54”
9° 56.37
10° 10.4’
10° 12.4’
10° 12.4’
10° 12.4’
10° 12.4’
10° 14.5’
10° 14.5’
10° 14.8’
10° 14.8°
10° 18.5°
10° LH’
10° 11°
Peilstelle
Nordholz
29
’9
,9
List
99
Nordholz
Nordholz
?9
Nordholz
Nordholz
List
Bordpeilung Landpeilung Fehler Ent-
wahres Feh- wahres Feh- fernung
Azimut ler Azimut ler B L Sm
227.1° —19 46.4 + 1.4 \ Ps
227.1 —09 rn le 2m
227.9° —3.1 47.2 + 0.7 )
27.9 —2] — 2.6 + 0.7 61.5
304.3° + 3.3 121.2 — 3.8 + 3.8 — 3.8 60
302.9° °—1]l 119.8 + 1.3 — l.1 + 1.3 61
227.5° — 3.5 46.5 + 3.0 — 3.5 + 3.0 73.5
235.0°— 2.0
— 0.5 54.0 -+ 0.5
— 1.0 — 1.3 + 0.5 675
— 1.5
— 15
300.6° + 0.6 117.6 + 2.6
— 0.4 + 1.3 + 2.6 705
+ 3.6
235.0° 0 54.0 + 0.5
— 0.5
0 | — 0.1 +0.5 675
0
300.6° — 0.4 117.6 + 1.1
— 2.4 5
cA — 2.4 + 1.1 705
— 2.4
233.9° — 7.1 52.6 + 0.1
— 9.l — 9.4 + 0.1 71
— 12.1
297.0° — 6.0 115.0 0
— 2.0 |
— 20 — 24 +0 70
0
— 2.0
233.9° + 1.9 52.4 — 2.1 -+ 1.9 — 2.1 71
233.9° + 0.4 52.4 — 0.1 |
+ 0.9 + 0.4 — 0.1 71
= |
297.0° 0 115.0 0 0 0 70
297.0° +11.0 1150 0 |
+ 10.0 -+ 10.0 +0 70
+99 |
232.0° 0 51.1 + 0.6
= —05 +06 5
1.0
236.9° — L.l 56.2 — 0.3 — 1.1 — 0.3 65
303.1° + 1.1 120.1 — 0.9 + 1.1 — 0.9 73
Referate. 65
——— 21121 mm en e 2222202211212 Äh Äh He nn tr mMM
= eaaa aaae aaa eaaa EEE EEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEEESEEEEEEEEEEEEESEEEEEEEEEEEREGEEREEEREEEEEEEEERgEEREREREEEEEEREEESEEEEREEEEEEEEEEEERGEEEEEESREEESEEEESRESREEDEEEEEEEEEEEEREEEEEEEEEGEEEEEEEEEETEEEEESEEEEEEDEEESEEEEEEGEEEEEEEEEGEEE
Als Ursachen der Fehlweisungen konnten auch
hier stets langerstreckte Gleitflächen der oben defi-
. nierten Art, meist labile Flächen aufgleitender Luft
in unserer Atmosphäre ermittelt werden.
| Als interessant mag in diesem Zusammenhang er-
wähnt werden, daß eine 1l2jährige Reihe von auto-
matischen Peilungen der atmosphärischen Stör-
geräusche gerade die gleichen Aufgleitflächen als
Störlierde erkennen läßt. Diese Ergebnisse werden
demnächst an anderer Stelle publiziert werden.
Die als Ursachen der Fehlweisungen erkannten
Schichtungen der Atmosphäre, speziell die des labilen
Aufgleitens, brauchen nicht immer aus der Wetter-
lage heraus bedingt zu sein, sie treten im Gegenteil
auch sehr häufig rein orographisch veranlaßt
auf, sei es durch Gebirge, durch Wälder mit hohem
Bestand oder auch durch die Küste. Hierin liegt nun eine
der unangenehmsten Störursachen der Funkpeilung;
- einmal, weil das Vorhandensein dieses Zustandes nicht
immer durch eine Wetterdiagnose festgelegt werden
kann, zum anderen aber auch, weil die hierdurch er-
möglichten Fehlweisungen zum Teil große Beträge
erreichen können. Einflüsse dieser Art habe ich be-
sonders auffällig im Herbst 1928 in List beobachten
können.
Ein paar Werte einer großen Zahl solcher Meß-
reihen seien hier wiedergegeben, da sie ganz typisch
für orographischen Küsteneinfluß sind und auch gleich-
zeitig die Größenordnung der Fehler, mit denen wir
es zu tun haben, dartun. List peilt hierbei die Station
Nordholz auf der 800-m-Welle
am 28. August 1928 unbeschickt in
09.15 MEZ 174.0
09.18 172.5
10.46 166
10.48 165
10.49 163
11.42 166.5
11.57 166.5
12.09 167
16.54 172.3
17.36 172.5
Dieser indirekte „Küsteneffekt“ kann bei bestimm-
ten Wetterlagen und passenden Windrichtungen und
-stärken direkt Küstenbrechungen vortäuschen.
Interessant wirken sich all diese vielen möglichen
Einzelstörungen aus, wenn man Peilungen von drei
Stationen aus durchführt, wie dies vom Peilfunk-
stellennetz der Deutschen Bucht stets geschieht. Die
Größe der Fehlerdreiecke und die Lage des Schiffs-
ortes hierzu gestatten dann, zum Teil recht wichtige
Schlüsse auf die Wetterlage zu ziehen. Eine solche
Meßreihe, die augenblicklich in einer größeren
Arbeit") im Manuskript den interessierten Stellen
vorliegt, wird demnächst publiziert werden. Auch
über Zusammenhänge mit Feldstärkeänderungen ist
an dieser Stelle berichtet.
Nord
Scheinbare Ablenkung des Peilstrahles vom Großkreis,
veranlaßt durch eine meteorologische Grenzschicht!|
Zusammenfassung.
Nach Betrachtungen über die theoretische Mög-
lichkeit von Fehlweisungen, die sowohl in der Natur
als auch in der Methode der Richtungsbestimmung
bedingt sind, werden die Ergebnisse längerer
Beobachtungsreihen referiert. Bestimmte labile Luft-
schichtungen, sowie stabile Luftkörpergrenzen in
unserer Atmosphäre — bedingt durch die Wetterlage
— oder aber auch durch die Orographie des Ge-
ländes bewirkte labile Schichtungen der Atmosphäre
wirken als Störflächen der Funkpeilung. Besonders
Aufgleitflächen mit ihren Feuchtigkeitserscheinungen
spielen eine große Rolle. Labile Aufgleitflächen geben
besonders kurzperiodische Richtungsschwankungen
des Peilstrahls. Einzelne Beispiele zur Abschätzung
der Größenordnung der Effekte werden gegeben, im
übrigen wird auf die zitierten Arbeiten verwiesen.
Trotz dieser Ergebnisse, so schlimm dieselben für
die Funkortung auch ausgefallen sind, besteht aber
keine Veranlassung zur Ablehnung der zur Richtungs-
bestimmung benutzten Methoden, da zum Glück
die Teilstörungen veranlassenden Witterungskon-
stellationen nicht allzu häufig gegeben sind.
13) P, Duckert, Funkfehlweisungen und Feldstärkeän-
derungen elektromagnetischer Wellen bei verschiedenen atmo-
sphärischen Zuständen. (Ergebnisse einer Studienreise nach List
im Herbst 1928.)
Referate.
M. J. O. Strutt. Strahlung von Antennen
unter dem Einfluß der Erdbodeneigen-
schaften. (Ann. d. Physik (5) 1, S. 721: -772, 1929.)
A. Elektrische Antennen.
B. Magnetische Antennen.
Die bisherigen theoretischen Arbeiten über die
Strahlung von Antennen lassen sich folgendermaßen
zusammenfassen.
a) unendlich leitende Erde, Antennenlänge und
Höhe zu Wellenlänge sehr klein (Abraham),
b) endlich leitende Erde, Antennenlänge und Höhe
zu Wellenlänge sehr klein (Sommmerfeld
und Schüler), |
c) unendlich leitende Erde, Antennenlänge und
Höhe zu Wellenlänge endlich.
Die unter (b) genannten Arbeiten befassen sich
ausschließlich mit Strahlung unter sehr kleinem
Winkel mit der Erde (so klein, daß sin y ~œ a).
Die vorliegende Arbeit bezweckt die Beantwor-
tung der folgenden Fragen:
66 Referate.
1. Welchen Einfluß hat die endliche Leitfähigkeit
der Erde auf die Strahlung vertikaler und horizon-
taler elektrischer und magnetischer Antennen unter
endlichem Strahlungswinkel mit der Erde, also auf
das Strahlungsdiagramm?
2. Welcher Bruchteil der gesamten Strahlungs-
leistung geht im Erdboden verloren?
3. Wie ändert sich die nützliche Strahlungsleistung
in den oberen Halbraum hinein mit zunehmender An-
tennenhöhe über der Erde?
Bild 1.
Strahlung vertikaler elektrischer Dipole als Funktion der Höhe
über der Erde und der Bodeneigenschaften
A: Dipol auf nicht leitender Erde (n? = 4) (ausgezogen) und
unendlich leitender Erde (punktiert); untere Partie Strah-
lung in die Erde hinein.
: Schlecht leitende Erde (n? = 4); Dipolhöhe gleich einer
viertel Wellenlänge
: Dieselbe Erde; Höhe eine halbe Wellenlänge
: Höhe Null; Wasser (n? = 80)
: Höhe Null; mäßig leitende Erde (n? = 6 — 51)
Punktiert immer unendlich leitende Erde
Woa P
4. Ist eine horizontale oder eine vertikale Antenne
unter sonst gleichen Umständen in bezug auf die
nützliche Strahlung und auf Nutzeffekt (nützliche
Strahlung durch Gesamtstrahlung) günstiger?
5. Ist eine elektrische oder eine magnetische An-
tenne unter sonst gleichen Verhältnissen günstiger in
bezug auf Nutzeffekt (nützliche Strahlung durch Ge-
samtstrahlung)?
Bisher wurde durch W e y 1l und später unabhängig
durch Eckersley nur die Frage 1 formell für ver-
tikale elektrische Dipole beantwortet, ohne auf zahlen-
mäßige Verhältnisse einzugehen.
In der vorliegenden Arbeit wird zur Berechnung
der Strahlung ein asymptotisches Integrations-
verfahren benutzt, das in einfacher Weise die Glieder
der Ordnung R-! (R = Abstand vom Sender) für
Dipole und Antennen jeglicher Art anzugeben ge-
stattet.
Bild 2.
Strahlung eines horizontalen elektrischen Dipoles mit der Achse
parallel zu X, über schlecht leitender Erde mit n? = 4; Höhe Null
Bild 3.
Strahlung vertikaler magnetischer Dipole (Spulenachse vertikal)
für schlecht leitende Erde mit n? = 4 (ausgezogen) und für un
endlich leitende Erde (punktiert)
A: Dipol auf der Erde (bei unendlich ea Erde Strahlung
hier Null). Untere Partie: Strahlung in die Erde hinein
B: Höhe gleich einer viertel Wellenlänge
C: Höhe gleich einer halben Wellenlänge
Der Einfluß der Erde auf die Strahlung drück!
sich in den Formeln aus durch einen komplexen
Brechungsindex n’:
n? =e — loy],
wo e die dielektrische Konstante der Erde,
o die Leitfähigkeit der Erde in geeigneten Ein-
heiten (Tab. 1),
A die Wellenlänge in Metern, gemessen in Lufi
bezeichnen.
|
her-
sr
Referate. 67
Bei bedeutenden dielektrischen Verlusten in der Formelmäßig wird die Strahlung vertikaler und hori-
` Ær de verhält sich n? als Funktion von 4 wesentlich zontaler elektrischer und magnetischer Dipole und
anders, als aus der obigen Formel folgt. Antennen beliebiger Länge und Höhe angeschrieben.
| Tabelle Nr. 1. Diese Formeln werden durch die Bilder 1—4 illustriert.
mer Dr Die Strahlung horizontaler Dipole und Antennen
o € . é ° 5 e e s . .
et ist im allgemeinen elliptisch polarisiert, wobei die
Seewasser | 60 | 80 Polarisationsrichtung vom Azimut mit der Dipolachse
Süßwasser | 0,06 | 80 und vom Strahlungswinkel mit der Erde abhängt.
Nasser Boden | 0,3 | 10 Die Bilder 5 und 6 illustrieren die Antwort auf die
Trockner Boden | 0,006| 4 a 3, 4 und 5. Sie werden ergänzt durch die
iv
Bild 6.
Gesamte Strahlung in den oberen Halbraum hinein für magnetische
Dipole als Funktion der Erhebung d über der Erde, gemessen
an der Wellenlänge 4
Kurve I: horizontaler magnetischer.Dipol, unendlich leitende Erde
Kurve II: vertikaler magnetischer Dipol über Erde mit n? = 4
(schlecht leitend)
Kurve Ill: vertikaler magnetischer Dipol über unendlich leitender
Erde
Tabelle 2,
Nützliche Strahlung in den oberen Halbraum hinein als Funktion
der Dipolhöhe d über der Erde durch die Wellenlänge 4.
y Bild 4.
Strahlung horizontaler magnetischer Dipole, deren Achse (Spulen-
achse) parallel zu X ist
4: Höhe Null über schlecht leitender Erde mit n? = 4
Nützl. Strahlung
Gesamt Strahl.
| B: Höhe über dieser Erde gleich einer viertel Wellenlänge n?
C : Höhe über dieser Erde gleich einer halben Wellenlänge
2 Punktierte Kurven bei unendlich leitender Erde
80 vert. elektr. Dipol | 1,354 ‚863 ‚646
80 vert. magn. „ |<,01 1,234 ‚925
4 vert. elektr. „ ‚912 ‚776 ‚082
4 vert, magn. „ ‚094 | 1,000 ‚750
6—5 Y—I |vert. elektr. „ |',680| ‚785 ‚589
6—5 Y—I |vert. magn. „ |<,05 1,120 ‚840
4 hor. elektr. „ ‚216 ‚873 ‚655
4 hor. magn. „ ‚856 ‚163 Orl
oo Y—1I |vert. elektr. ,„ 8/3 4/3 1
oo V —1 |vert. magn. , 0 4/3 l
œo V —1 |hor. elektr. , 0 4/3 ]
œ Y-—1 |hor. magn. , 8,3 4/3 1
Hierbei wurde als Maß für die Stralilung stets die
Bild 5. gleiche Größe N benutzt, scdaß die Zahlen unmittel-
Gesamtstrahlung elektrischer Dipole in den oberen Halbraum bar vergleichbar sind. Beim Vergleich elektrischer
hinein als Funktion der Höhe d über der Erde, gemessen an und magnetischer Dipole ist die Größe:
der Wellenlänge A
I vertikaler Dipol; unendlich leitende Erde I\2 22 2 Jë
II horizontaler Dipol; unendlich leitende Erde ; (sr) =
IlI vertikaler Dipol; schlecht leitende Erde mit n2? = 4 2n Fw
1 =.
J magn
68
gesetzt, wo
l die Länge des elektrischen Dipols (<A),
w die Windungszahl des magnetischen Dipols,
F die umströmte Fläche des magnetischen Dipols,
J die Ströme in den Dipolen
bezeichnen.
Der Strahlungswiderstand in Ohm ergibt sich aus
Tabelle 2 für elektrische Dipole zu:
R— 607? HE Ohm,
und für magnetische Dipole zu:
60-4. F? w?
aoo
N Ohm.
Vertikale magnetische Dipole sind in bezug auf
Nutzeffekt (nützliche Strahlung durch Gesamtstrah-
lung) den vertikalen und horizontalen elektrischen
gleicher Stärke für alle Bodenarten überlegen,
wenn d < 2 ist. Unter diesen Umständen sind
horizontale magnetische Dipole den elektrischen
Dipolen unterlegen; weiter sind. horizontale elektrische
Dipole besser als vertikale elektrische Dipole und
vertikale magnetische Dipole besser als horizontale
magnetische Dipole. M. J. O. Strutt.
E. Giebe und A. Scheibe. Aufstellung ciner
neuen Frequenzskala für elektrische
Schwingungen. Bericht über die Tätigkeit der
Physikalisch - Technischen Reichsanstalt im Jahre
1928. S. 29—833.
Die praktischen Anforderungen an die Genauigkeit
von Frequenzmessungen sind, durch die Entwicklung
des Rundfunks bedingt, in den letzten Jahren sehr
stark gestiegen, so daß die absołute Genauigkeit der
in den Jahren 1920—23 neu aufgestellten Frequenz-
skala der P. T. R., die in einem aus Thomson-
schen Schwingungskreisen bestehenden Normalfre-
quenzmesser festgelegt wurde, den Anforderungen
nicht mehr genügt. Unter Berücksichtigung der zeit-
lichen Inkonstanz der Normal-Kondensatoren und
-Spulen wurde die absolute Genauigkeit zu 1 bis
2.10-* angegeben; jetzt erscheint eine l1Ofach größere
Genauigkeit notwendig und unter Benutzung der
piezoelektrischen Resonatoren auch erreichbar.
Die neue Frequenzskala soll folgendermaßen fesı-
gelegt werden:
1. Durch einen Fundamentalpunkt verhältnismäßig
niedriger Frequenz (1560 Hz), die sich durch Zeit-
messung mittels Chronographen möglichst genau ab-
solut bestimmen läßt;
2. durch eine größere Anzahl leuchtender Quarz-
resonatoren als Festpunkte, die über den ganzen in
Betracht kommenden Frequenzbereich von etwa 10°
bis 10° Hz verteilt sind und mit Hilfe von harmo-
nischen Oberschwingungen auf den Fundamental-
punkt bezogen werden;
3. durch den bisherigen Normal-Frequenzmesser
mit kontinuierlicher Skala, der entweder direkt oder
über die Quarzresonatoren auf den Fundamental-
punkt bezogen wird und iederzeit leicht mit Hilfe der
Quarzresonatoren nachkontrolliert werden kann.
Referate.
Als Fundamentalpunkt (1560 Hz) soll ein durch
Stimmgabel gesteuerter Röhrensender dienen. Ein
solcher Stimmgabelsender nach Prof. Karolus
wurde der P.T.R. von der Telefunken-Gesellschait
zur Verfügung gestellt und wird auf Frequenzkonstanz
geprüft. Die bisherigen Untersuchungen, die sich iim
wesentlichen auf die Prüfung der Frequenzkonstanz
in kürzeren Zeitabschnitten erstreckten, haben in
dieser Beziehung günstige Resultate ergeben.
Über die Konstanz der longitudinal schwingenden
Quarzresonatoren liegen einige über mehrere Jahre
sich erstreckende Erfahrungen vor. Vier solcher Re-
sonatoren von 231000 bis 748000 Hz wurden in
diesen Jahren wiederholt mit dem Normalfrequenz-
messer gemessen, die Resultate werden in einer Ta-
belle mitgeteilt. Hieraus ergibt sich, daß die Ab-
weichungen der Einzelmessungen vom Mittelwert
aller Messungen jedes Resonators nur in zwei Fällen
5.10 "überschreiten; die Schwankungen betragen iim
Mittel + 2 bis 3-107% und sind zum größeren Teil aui
Änderungen der bisherigen Frequenzskala (Normal-
frequenzmesser) zurückzuführen. Die Quarzresona-
toren sind nicht alle gleich empfindlich; die Abstimn:-
genauigkeit beträgt im allgemeinen I—2.10-°, bei be-
sonders empfindlichen Resonatoren einige Millionstel.
Über die transversal schwingenden Quarzresona-
toren für Frequenzen von 10° bis 3-10* Hz liegen der-
artige Erfahrungen noch nicht vor. In der Tabelle i
sind Abmessungen für einige dieser Resonatoren mit-
geteilt, die sich für einen vorgegebenen Frequenzwert
mit einer Sicherheit von weniger als 0,5% voraus-
berechnen lassen. Bei den Beispielen der Tabelle wiıd
nicht die Grundschwingung sondern die erste Ober-
schwingung angeregt.
Tabelle 1.
Näherungswerte der Stabdimensionen
Nennwert der Dicke
Frequenz Länge parallel | senkrecht
zur Schwingungsrichtung
Hz mm mm mm
4 000 123,8 4 1,5
ö 000 110,7 4 1,5
6 000 100,9 4 1,5
8 000 | 87,1 4 1,5
Die Vergleichung der Frequenz dieser Resonatoran
mit dem Fundamentalpunkt erfolgt mit Hilfe des
Normalfrequenzmessers und eines als Meßsender
dienenden Hilfssenders, der abwechselnd nach der
Überlagerungsmethode auf eine Oberschwingung des
Stimmgabelsenders oder eine Oberschwingung des
den Leuchtresonator erregenden Senders Q abge-
stimmt wird. Das Verfahren schaltet den absoluten
Fehler des Frequenzmessers, Temperatureinfluß usw.
aus. Die Resultate einer solchen Meßreihe, derea
Dauer etwa 2 Stunden betrug, sind in der Tabelle ?
verzeichnet. Bei jeder Einzelmessung wurde der er-
regende Sender Q erneut nach der Leuchtmethode auf
die Resonatorfrequenz abgestimmt; aus den geringen
Abweichungen vom Mittelwert, die im Höchstifall
noch nicht 1.10”° betrugen, geht zur Genüge hervor,
wie groß die Abstimmgenauigkeit ist.
|
a’
a
— -~
Eo Aia ra
Bee Lo
Referate. 69
Tabeile 2.
Messung Einzelwerte der; Abweichung vom Mittelwert
Nr. Frequenz absolut | relativ
Hz Hz 10-6
1 9960,15 —0,03 —5
2 9960,15 —0,03 —ő
3 5960,18 -+0,01 2
4 9960,20 +-0,03 +5
ð 5960,20 -+0,03 +5
6 5960,13 —0,05 —8
7 5960,23 -+0,05 +9
8 5960,15 —0,02 —4
Mittelwert der Frequenz: 5960,17 Hz.
Mittlerer Fehler der Einzelmessungen: + 6- 10-6.
Mittlerer Fehler des Mittelwertes: + 2-10—6.
Der Temperaturkoeffizient wurde für diese Trans-
»versal-Resonatoren im hörbaren Frequenzbereich zu
‘etwa —5-10°/Grad zwischen 7 und 20 Grad C be-
stimmt; er ist also 20 mal kleiner als bei den ge-
-wöhnlichen Stimmgabeln. Die Longitunal - Resona-
:toren verhalten sich noch günstiger; eine Änderung
der Eigenfrequenz bei einer Temperaturänderung von
:0 auf 20 Grad C konnte mit den bisherigen Mitteln
‚nicht sicher nachgewiesen werden. Der Temperatur-
‚koeffizient ist wahrscheinlich von der Größenordnung
-1.10°/Grad. Im Einklang hiermit steht die Berech-
‚nung dieses Temperaturkoeffizienten mit Hilfe des
_Temperaturkoeffizienten der Transversal - Resona-
-toren zu + 1-10 */Grad. Demgegenüber besitzen
Quarzoszillatoren einen mehr als zehnmal größeren
. Temperaturkoeffizienten. A. Scheibe.
R. H. Worrall u. R. B. Owens. Die Frequenz-
normale der amerikanischen Marine.
der Heizspannung um 10% bringt keine nachweisbare
Aenderung der Frequenz hervor. Ersetzt man eine
Röhre durch eine andere derselben Type, so kann
dadurch eine Frequenzänderung von im Maximum
200.10”° verursacht werden. Man probiert deshalb
eine Reihe von Röhren aus, die dieselbe Frequenz
geben, und behält sie als Reserveröhren. Der Tem-
peraturkoeffizient des Quarzes in seinem Halter ist
kleiner als 10.107° pro Grad. Tatsächlich wird die
Temperatur automatisch konstant gehalten.
en
Thermostat Quarz-
Arigtall
-(The Navy’s primary frequency standard). Proc. Inst.
‚Radio Eng. 16, 778—793, 1928.
| 1. Die Frequenznormale besteht aus einem Gene-
:rator der Form von Bild 1 mit Steuerung durch einen
»piezo-elektrischen Quarz. Die Verwendung einer
-Induktanz mit geringer verteilter Kapazität, aber ohne
2. Soll nach dieser Frequenznormale ein anderer
Generator, z. B. ein Wellenmesser geeicht werden,
‚besonderen parallel geschalteten Kondensator, hat den
Zweck, die Amplitude der Harmonischen möglichst
Bild 1.
‘wenig von derjenigen der Grundschwingung ver-
“schieden zu machen. Bedingung für einen solchen
- Generator ist aber, daß die Eigenfrequenz der Anoden-
- spule größer ist als diejenige des Quarzes.
: Die Eigenfrequenz des Quarzes ist ca. 2,5.10*/sec.
-Für ganz hohe Frequenzen ist eine zweite Frequenz-
„normale von der Frequenz 2,50.10°/sec im Gebrauch.
Was die Konstanz dieses ÖOszillators betrifft, so
“ändert sich seine Frequenz um ca. 10:10-*, wenn die
»Anodenspannung um 5% variiert. Eine Aenderung
so geschieht dies mit Hilfe der Schwebungen des
Generators mit einer der Harmonischen des Normal-
oszillators. |
Um dies zu erleichtern und um den dafür nötigen
Detektorkreis und Niederfrequenzverstärker immer
gebrauchsbereit und immer in derselben Kopplung
mit dem Normal-Oszillator zu haben, befindet sich der
Normal-Oszillator zusammen mit der Heizvorrichtung
zur Konstanthaltung der Temperatur und mit den
Detektor- und Verstärkerkreisen in einem leicht
transportablen Kasten, dessen Innenschaltung Bild 2
zeigt.
Die Harmonischen des Normal-Oszillators sind so
kräftig, daß sie bis zur 200. zur Eichung ausgenützt
werden.
3. Geeicht wird der Normal-Oszillator von der
Frequenz 2,5.10*/sec durch den Vergleich mit einer
Harmonischen einer 500-Perioden-Maschine, die durch
einen von einer großen Batterie gespeisten Gleich-
strommotor mit automatischer Konstanthaltung der
Drehzahl auf möglichst konstanter Frequenz gehalten
wird. Durch eine Uebersetzung ist mit dem Motor
verbunden eine Schreibtrommel, auf der die
70 _ Reierate Z
Sekundenzeichen eines sehr zuverlässigen und stets
genau kontrollierten Chronometers mittels Chrono-
graphen aufgeschrieben werden. Aus der Neigung der
Punktreihen auf der Trommel gegen die Trommel-
achse kann die Umdrehungszahl der 500-Perioden-
Maschine bis zu einer Genauigkeit von ca. 10.10°
bestimmt werden.
4. Die tragbare Frequenznormale von Bild 2 ge-
stattet die Bestimmung der Frequenz eines Quarz-
Kristalls mit Hilfe eines Wellenmessers mit einer
Genauigkeit von ca. 20:10 °.
Zum Vergleich mit der Normalen der Bell Tel.
Lab. wurde die Marine-Frequenznormale nach New
York gebracht. Es zeigte sich, daß die beiden
Frequenznormalen sich um nicht mehr als 12. 10°
voneinander unterschieden. J. Zenneck.
L. P. Wheeler und W. E. Brown. Eine neue
Art des piezo-elektrischen Normal-
Oszillators. (A new type of standard frequency
piezo-electric oscillator.) Proc. Inst. Radio Eng. 16,
1035—1044, 1928.
Die bisherigen Quarzoszillatoren, bei denen der
piezo-elektrische Quarz mit einer Röhre mehr oder
weniger fest gekoppelt ist, hatten den Nachteil, daß
die erzeugte Frequenz nicht allein durch den Quarz
bestimmt war, sondern auch noch durch die Kapazi-
tät Gitter—Anode der Röhre beeinflußt werde. Das
gilt nicht nur insofern, als diese Kapazität einen Zu-
satz zu der Kapazität des Systems bildet, sondern
auch deshalb, weil sie als Kopplungselement wirkt
und als solches die Frequenz ändern kann. Der
Hauptzweck bei der neuen Anordnung ist, den Ein-
fluß der Röhrenkapazität auszuschalten und die Röhre
nur als Verstärker zu benützen.
Bei der neuen Methode liegt der Quarzstab, der
Transversalschwingungen ausführen soll, in seinen
Knotenlinien auf starken Seitenfäden auf, die von
Metallfedern getragen werden. Befindet sich die
Quarzplatte in Schwingungen, so treten an den Enden
des Stabes piezo-elektrische Ladungen auf. Den
Stabenden gegenüber liegen Elektroden, in denen
durch die piezo-elektrischen Ladungen des Stabes
Ladungen influenziert werden. Diese Elektroden
stehen in Verbindung mit Gitter und Kathode der
Eingangsröhre eines Vielfach-Verstärkers. Im Anoden-
kreis der Ausgangsröhre desselben Verstärkers be-
findet sich ein Lautsprecher, der Luftschwingungen
in einem akustischen Resonator (Metallröhre von ver-
stellbarer Länge) hervorruft. Am Ende dieses Reso-
nators ist die Quarzplatte bzw. der Quarzstab an-
gebracht, so daß also die Luftschwingungen darauf
einwirken und die Schwingungen unterhalten. Das
Rückkopplungselement ist also hier die Luftsäule in
dem Resonator. Diese Rückkopplung kann sehr
lose gemacht werden, ebenso kann der Abstand der
Elektroden, die den Enden des Quarzstabes gegen-
überliegen, verhältnismäßig groß (bei einer Frequenz
von 1000/sec mehrere cm) sein. Infolge davon erhält
man mit größter Annäherung die Frequenz der Eigen-
schwingungen des Quarzstabes.
Die Anordnung eignet sich nur für niedere oder
mittlere Frequenz. Bei den Versuchen war die
Frequenz ungefähr 1000/sec. Um sie zu messen, läßt
man die Schwingungen auf einen Verstärker wirken
und betreibt mit dessen Ausgangsstrom einen Syn- f
chronmotor und durch diesen mit der nötigen Ueber-
setzung eine Uhr, deren Gang durch einen Registrier-
apparat mit den drahtlosen Zeitzeichen verglichen
wird. J. Zenneck.
J. R. Harrison. Schwingungskreise mit
piezo-elektrischem Quarz und Doppel-
gitterröhre. (Piezo-electric oscillator circuits
with four-electrode tubes.) Proc. Inst. Radio Eng. 16,
1455—70, 1928.
iihi
Bild 1.
Der Verfasser beschreibt einige Schaltungen für -
einen Schwingungskreis mit einer Schutzgitterröhre,
der durch einen Quarzoszillator gesteuert wird. Er.
empfiehlt besonders die folgenden: |
Bild 2.
Bei der ersten (Bild 1) hat der Kristall zwei
Elektrodenpaare; er besorgt die Rückkopplung zur
Aufrechterhaltung der Schwingungen. Bei der zweiten
Bild 3.
(Bild 2) ist der Kristall nur mit zwei Elektroden ver-
sehen; er befindet sich zwischen Steuergitter und
Anode. Beide Schaltungen sollen sich dadurch aus-
zeichnen, daß die Schwingungsleistung, die sie liefern,
größer ist als bei den Eingitterröhren. Außerdem
rühmt der Verfasser, daß bei ihnen die Schwingungen
besonders leicht ansprechen. Dabei ist die Schaltung
von Bild 1 insofern derjenigen von Bild 2 vor-
zuziehen, als bei ihr die Frequenz weniger durch die `
SZEP PELS TI...
- æ-
2 — Referate. 71
Aenderung der Kreiskonstanten beeinflußt wird als
ei Bild 2.
© Die Schaltungen lassen sich natürlich ziemlich
‘vielseitig variieren. Will man aber den Kristall mit
‘ur zwei Elektroden verwenden, wie bei Bild 2, so
seht es nicht an, ihn zwischen Gitter und Heizfaden
inzuschalten. Denn in diesem Falle findet ja bei einer
Bild 4.
Eingitterröhre die Rückkopplung durch die Innen-
kapazität Steuergitter—Anode statt. Diese ist aber
bei Schutzgitterröhren sehr stark reduziert — das ist
ja gerade der Witz der Schutzgitterröhren.
< Wenn man die Biegungsschwingungen des Quarzes,
‘die viel niedere Frequenz haben als die Longitudinal-
‘schwingungen, ausnützen will, so sind die Schaltun-
gen von Bild 1 bzw. 2 in diejenigen: von Bild 3 bzw. 4
umzuändern. J. Zenneck.
A. Hund. Bemerkungen über Quarz-
platten, Wirkung der Luftschicht und
Erzeugung von Niederfrequenz. (Notes
‚on quartz plates, air gap effect and audio frequency
generation.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1072 bis
‚1076, 1928.
A KESSSSISSISCSITSIIIUIII 4
Quarz
Bild 1.
„X 0 sec.
m — — — — Ahusische_ — — 7
Welenisnge À =
N
8760 sen
N
Zr A
10
%2 Ahy
„A Bu
E
Abr&issen
Pa i
0,005 00075 0.07 Zol
——Luftschicht
Bild 2.
Unter der Voraussetzung, daß die piezo-elektrische
Warzplatte so montiert ist, wie es Bild 1 zeigt, und
‚ daß die oberen und unteren Oberflächen der Platten
“inen Metallbelag besitzen, wird die Abhängigkeit
f nn Frequenz des piezo-elektrischen Oszillators von
‚Ger Dicke der Luftschicht AB (Bild 1) untersucht.
Es ergibt sich eine Kurve wie diejenige von Bild 2,
die zeigt, wie groß der Einfluß dieser Luftschicht ist.
Sie beweist ferner, daß die Frequenz, mit der man
gewöhnlich arbeitet, nicht etwa die Eigenfrequenz
des Kristalls, sondern die Eigenfrequenz des Kristalls
+ Montierung ist.
Die Schwingungen reißen ab, wenn die Dicke der
Luftschicht ein ganzes Vielfaches einer halben Wellen-
länge der akustischen Wellen ist, die in dem
Zwischenraum AB in Bild entstehen.
Bild 3.
Der Verfasser empfiehlt Quarzoszillatoren in Ver-
bindung mit einem Frequenzteiler in der Form, wie er
von vanderPol (vgl. Referat in ds. Jahrb.) vor-
geschlagen und für den vorliegenden Fall in Bild 3
dargestellt ist, auch als Niederfrequenz normale
zu benützen. J. Zenneck.
A. Hund. Mitteilung über einen piezo-
elektrischen Generator für Tonfre-
quenzen. (Note on a piezo -electric generator
for audio-frequencies.) B. of Stand. Journ. Res. 2,
355—358, 1929.
Der Verfasser zählt verschiedene Möglichkeiten
auf, wie mit hochfrequent schwingenden Quarz-
resonatoren, bzw. Quarzoszillatoren Tonfrequenzen
erzeugt werden können. (Die Möglichkeit, Quarz-
stäbe normaler Längen zu niederfrequenten Schwin-
gungen anzuregen, wird außer acht gelassen. D. Ref.)
Man erhält nach dem Verf. Tonfrequenzen folgender-
maßen:
a) Zwei unabhängige Generatoren (Piezooszilla-
toren) werden überlagert und geben einen Schwe-
bungston.
b) Zwei piezoelektrische Quarzplattenresonatoren
liegen gleichzeitig parallel der Gitter-Heizfadenkapa-
zität und steuern diese Röhre in Selbsterregung, so
daß bei Gleichrichtung Hörfrequenz entsteht.
c) Eine stufenförmige Quarzplatte steuert eine
Röhre in Selbsterregung, im Endeffekt entsteht eine
Tonfrequenz.
d) Ein unter einem geringen Winkel zur elek-
trischen Achse geschnittener Kristall bringt direkt
Tonfrequenz hervor.
e) Ein Kristall wird so dimensioniert, daß eine
Harmonische einer der drei möglichen Grundfrequen-
zen (bedingt durch die drei Dimensionen) mit einer
der beiden anderen Grundfrequenzen direkt als
Differenzfrequenz die Tonfrequenz erzeugt.
72 Referate.
Alle diese Methoden haben den Nachteil, daß die
prozentuale Änderung einer der überlagernden Fre-
quenzen eine mehrfach prozentuale Änderung des
Differenztones nach sich zieht. Experimente, die sich
über Jahre hinaus erstreckten, zeigten, daß die Me-
thoden a) und b) zur Erzeugung von Tonfrequenzen
am vorteilhaftesten sind. Es wurde gefunden, daß ein
Stufenkristall nach c) mit einem Luftzwischenraum
von ungefähr 1s mm zwischen Quarz und freier
Elektrode auf wenige Hunderttausendstel konstant
gehalten werden kann, falls der Kristall in unveränder-
barer Lage bleibt.
Der Verfasser beschreibt eingehender eine Anord-
nung nach a, die Bild 1 wiedergibt. Sie besteht aus
Generalor JA
Bild 1.
zwei in Selbsterregung geschalteten, voneinander
unabhängigen Quarzoszillatoren mit den Frequenzen
fı und f.. Die Anode eines jeden Oszillators ist über
einen kleinen Luftkondensator vernachlässigbarer Ab-
leitung (leakance, Spezialkonstruktion) mit einer Aus-
gangsklemme verbunden, von denen je eine Verbin-
dungsleitung zu einem Hochfrequenzverstärker führt.
Der tonfrequente Strom wird den Sekundärklemmen
eines Detektorkreises entnommen. Da die den beiden
Hochfrequenzquellen entnommene Energie äußerst ge-
ring ist, so ist zum Zwecke der Abstimmung auf f,
und fe dem Detektor-Eingangskreis ein variabler
Drehkondensator zugefügt. (In Bild 1 ist das rechte
Heizfadenende von UX 201-A wie bei UX 222 mit der
obersten wagrechten Stromführung zu verbinden.)
Mit dieser Anordnung, die platinierte Quarzschei-
ben als Resonatoren benutzte, deren oberer Kontakt
zum Gitter durch eine dünne Goldfeder vermittelt
wurde, wurde eine Genauigkeit von wenigen Hun-
derttausendsteln erreicht. A. Scheibe.
K. S. van Dyke. Der piezo-elektrische
Resonator und sein Ersatz durch ein
elektrisches System. (The piezo-electric
resonator and its equivalent network.) Proc. Inst.
Radio Eng. 16, 742—764, 1928.
Im Anschluß an die früheren theoretischen Unter-
suchungen von Voigt über Piezo-Elektrizität und
die neueren Arbeiten von Cady wird eine Theorie
der Schwingungen von piezo-elektrischen Quarz-
platten entwickelt. Der Hauptzweck ist der, die Quarz-
platten (Bild la) in ihren elektrischen Eigenschaften
durch ein elektrisches System von der Art von Bild 1b,
Resonanzleitung L RC mit Parallelkondensaior ©, nf
ersetzen, die Konstanten L RC und C, aus den amet h Ju
sionen der Quarzplatte zu berechnen, und zwar s e
EE
Bild 1. 1
wohl für die im oberen, als für die im unteren Te!
von Bild 2 gezeichnete Erregungsart.
Anoten -Ebene
X
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| Richtong Al
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etae Sie v
S 7
Bild 2 In
Am Schluß macht der Verfasser noch einige ver |
suche, um mit Hilfe der Braunschen Röhre die!
Schwingung eines Quarz-Oszillators in der Nähe der 5
Resonanz zu demonstrieren. J. Zenneck >
Earle M. Terry. Die Abhängigk ait der,
Frequenz eines piezo - elekt eit dery
Quarzoszillators von den Konstanter;:
der Stromkreise. (The dependence of the fre- f:
quency of quartz piezo-electric oscillators upon circuit |:
constants.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1486—1506, 19%;
/
a >)
C
-l
Der Verfasser behandelt mathematisch zwei Fälle: |
1. wenn der Quarz zwischen Gitter und Anode uni `
2. wenn er zwischen Gitter und Glühfaden ein-
geschaltet ist. In beiden Fällen werden drei Möglich- `
keiten besprochen: a) die Anodenleitung enthält einen >
Schwingungskreis, b) merklich nur Induktivität und `“
c) nur Widerstand. ;
Bei der mathematischen Behandlung dieser Fälle
wird der Quarzoszillator nach dem Vorgang von.
van Dyke ersetzt durch die nebenstehende Ver-
zweigung. Unter dieser Voraussetzung werden die
Differentialgleichungen für das System aufgestellt ~
Referate. 73
ıd aus ihnen bzw. ihren Integralen die Frequenz des
uarzoszillators in Abhängigkeit von den Konstanten
‘r Stromkreise abgeleitet und die Ergebnisse mit
'n experimentell erhaltenen verglichen.
` Der Verfasser findet, daß die Frequenz der
:hwingungen eines Quarzoszillators von derjenigen
:s Quarzes selbst am wenigsten abweicht, wenn die
ıodenleitung merklich nur Widerstand, also keinen
:hwingungskreis enthält. Er empfiehlt deshalb diese
aordnung für Frequenznormale und außerdem, nicht
ır den Quarz selbst, sondern die ganze Anordnung
s Frequenznormale aufzubewahren.
J. Zenneck.
R. S. Strout. Der Temperaturkoeiffizient
on Quarzoszillatoren. (The temperature
efficient of quarz crystal oscillators.) Phys. Rev.
' 829—831, 1928.
.Die quadratische Quarzplatte, die untersucht wurde,
atte die Dimension 1,8 X 1,8 X 0,11 cm. Sie war,
ie es wohl meist geschieht, in der Weise aus dem
ristall herausgeschnitten, daß die eine quadratische
:ite parallel der optischen Achse, die andere senk-
-cht zu einer Hexagonalfläche des Kristalls war. Die
;hwingungen erfolgten in der Richtung der Platten-
cke. Die Platte war horizontal gelagert, die obere
ektrode berührte die obere Kristallfläche. Diese
ontierung wurde gewählt, weil sie am wenigsten
mperaturempfindlich sein soll. Die Frequenz des
-istalls war unter diesen Umständen 2,7: 10°/sec.
Die Aenderung der Frequenz mit der Temperatur
urde durch Vergleich mit einem piezo-elektrischen
szillator von konstanter Temperatur mit der
‚shwebungsmetliode und durch Vergleich des Schwe-
ıngstones mit dem Ton einer Stimmgabel be-
immt, und zwar wieder mit Hilfe von Schwebungen.
Der Temperaturkoeffizient der Frequenz (relative
‘ınderung der Frequenz pro Grad) ergab sich in den
srschiedenen Temperaturgebieten verschieden. Trägt
"an ihn in Abhängigkeit von der Frequenz auf, so er-
‘lt man zwischen +65 und — 189° C sehr genau
"1e Gerade. Der Temperaturkoeffizient beträgt bei
`: 65° +22,7.10-*/Grad und fällt bis —189° auf den
lert + 1,6.10-*/Grad ab. Für die Zimmertemperatur
. 20° folgt aus der Kurve ungefähr der Wert
19.10-°/Grad. J. Zenneck.
W. A. Marrison. ThermostatfürFrequenz-
ormalen. (Thermostat design for frequency
indards.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 976—980, 1928.
In der Arbeit sind einige prinzipielle Fragen bei
r Konstruktion von Thermostaten besprochen.
Die Anordnung des vom Verfasser vorgeschlagenen
„lindrischen Thermostaten ist aus dem neben-
„henden Bild 1 ersichtlich. Die Verteilerschicht hat
un Zweck, Temperaturunterschiede längs der Ober-
¿iche möglichst auszugleichen. Das Material, aus
~m sie besteht, sollte also hohe Wärmeleitfähigkeit
-ıd geringe spezifische Wärme haben. In Betracht
mmt ein Bad aus einem leichten Oel mit Rühr-
‚‚Trrichtung oder auch ein Material mit gutem Wärme-
“itvermögen und geringer Dichte, z. B. Aluminium.
« Durch die Dämpferschicht soll verhindert werden,
„tB Temperaturschwankungen in der Heizschicht mit
merklicher Amplitude in den Innenraum des Thermo-
staten gelangen. Denkt man sich an der Oberfläche
einer Ebene oder auch schwach gekrümmten Platte
eine Temperaturschwankung von der Amplitude T7,,
so ist die Amplitude T der Temperaturschwankung in
der Tiefe ? der Platte durch die Beziehung gegeben
yic.,
Tæ Te” worin w die Kreisfrequenz der
Temperaturschwankungen, k die Wärmeleitfähigkeit,
ô die Dichte, c die spezifische Wärme (x/öc also nach
unserer Bezeichnung das Temperatur-Leitvermögen)
GY Dampfer-Schucht
Verteiler - Schicht
bezeichnet. In der Arbeit ist für eine große Zahl von
Materialien der nach dieser Gleichung maßgebende
Wert berechnet.
Wie die Verteilung der Temperatur und ihrer
Schwankungen in einem solchen Thermostaten ist,
stellt Bild 2 dar. Darin gibt der dicke schwarze Strich
die mittlere Temperatur in der betreffenden Schicht
und die kreuzweis schraffierte Fläche die Temperatur-
änderung an.
Temperatur in wllMurlichern Mass
Bezüglich der Anbringung des Temperaturreglers
(z. B. Thermoelement mit Relais oder Quecksilber-
Thermometer mit Kontakt) macht der Verfasser mit
Recht darauf aufmerksam, daß es prinzipiell unrichtig
ist, diesen Regler in den Raum zu bringen, in dem die
Temperatur konstant gehalten werden soll. Der
Regler funktioniert in diesem Fall immer erst dann,
wenn die Temperaturänderung einen gewissen Be-
trag erreicht hat. Bei einem Thermostaten nach
Bild 1 ist es klar, daß der Temperaturregler da an-
gebracht werden muß, wo bei einer Inkonstanz der
Temperatur diese am größten ist. J. Zenneck.
74
Referate.
H. Pratt. (Bureau of Standards.) DieLeitung
von Flugzeugen durch Kreuzspulen-
Strahlsender und die dabei beobach-
teten Aenderungen während der Nacht.
(Apparent night variations with crossed-coil radio
beacons.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 652—657, 1928.
A. Da die Funkpeilung auf Flugzeugen selbst
große Schwierigkeiten macht (geringe Größe der
Rahmenantenne, Störung durch die Zündung des Mo-
tors, starke Geräusche), so ist in Amerika folgendes
System ausprobiert worden, das Flugzeugen gestat-
tet, einen bestimmten Kurs zu halten. Die Sende-
antenne der Bodenstation besteht aus zwei vertikalen
Dreiecken, die um einen Winkel von gewöhnlich 90°
gegeneinander verdreht sind. Beide Dreiecke be-
kommen Strom derselben Amplitude und Frequenz;
aber durch einen automatischen Geber werden in dem
einen andere Zeichen gegeben als in dem anderen.
Die beiden Zeichen werden gleich stark aufgenommen
in einer Vertikalebene, die den Winkel zwischen den
beiden Dreiecksebenen halbiert, während in ieder an-
deren Vertikalebene das eine oder andere Zeichen
überwiegt. Tatsächlich werden im einen Dreieck
A-(. —), im anderen N - (— .) Zeichen gegeben, und
zwar in solcher Folge, daß man bei gleicher Stärke
der beiden Zeichen nur lange Striche hört. Beim
praktischen Gebrauch werden nun die Dreiecks-An-
tennen so gedreht”), daß die Vertikalebene, in der man
Zeichen gleicher Stärke hört, auf dem Kurs liegt, den
das Flugzeug fliegen soll. Solange dasselbe in die-
seın Kurs bleibt, hört es die fortgesetzten Striche,
sobald es daraus — und zwar je nach der Geschick-
lichkeit des Beobachters um 1% bis 3° — heraus-
kommt, hört es sofort entweder das N oder A
stärker.
Als Vorteile dieses Systems für die Leitung von
Flugzeugen werden folgende hervorgehoben:
1. Es braucht keine Zone von maximaler oder
minimaler Zeichenstärke beobachtet zu werden;
2. der Kurs wird durch den automatischen Ver-
gleich zwischen zwei Zeichen festgelegt;
3. sollte das Flugzeug, z. B. durch Stürme oder
örtliche Verhältnisse gezwungen werden, seinen
Kurs selbst um einen großen Winkel zu verlassen,
so bietet es keine Schwierigkeiten, in den Kurs wie-
der zurückzukommen;
4. das Flugzeug kann einen gewöhnlichen Emp-
fänger mit gewöhnlicher Flugzeug-Antenne (her-
unterhängendem Draht) verwenden;
5. das Flugzeug braucht bei der Verfolgung seines
Kurses nicht etwa irgendeine Abtrift zu berechnen.
B. Mit einem solchen System wurden Versuche
gemacht unter Benützung von Postflugzeugen, die
zwischen Cleveland und New-York auf eine Ent-
fernung von 380 Meilen verkehrten. Zwei Richt-
sender der oben angegebenen Art standen zur Ver-
fügung, einer in New-York und einer 170 Meilen
westlich bei Bellefonte (Pa.). Die Frequenz war
290.10"/sec (2 = 1030 m), diejenige der Modu-
*) Tatsächlich ist es, um die Vertikalantenne gleicher Zeichen-
stärke in eine bestimmte Richtung zu legen, nicht nötig, das
Rahmenpaar mechanisch zu drehen (vgl. die unten angegebenen
Dimensionen). Es kann zum selben Zwecke eine Goniometer-
anordnung dienen, wie sie vom Empfänger her bekannt ist. Sie
enthält in diesem Fall zwei Goniometerspulen, eine für das
Zeichen N und eine für das Zeichen A.
lation 500/sec und der Strom in jeder Antenn
8 Amp. Die Dreiecksantenne hatte etwa 100 m Basis-
länge und ihre Spitze eine Höhe von nicht ganz 30 m.
Die Strecke New-York — Cleveland geht über di n
Allegheny-Berge. Bei den Versuchen zeigte sich eine
Richtungsänderung bei Nacht, die durch mehrere
Nachtflüge bis zu Entfernungen von 175 Meilen unier-
sucht wurde, wobei das Flugzeug eine durchschnitt-
liche Höhe von ca. 700 m hatte. Das Ergebnis war
folgendes:
1. Bis zu einer Entfernung von 25 Meilen ist die |
Richtungsänderung nicht sehr erheblich.
2. Auf 50 Meilen wird die Richtungsänderun |
ausgesprochen, aber da sie nur während 25 Z der `:
Zeit eintrat, so konnte das Flugzeug immer nach den
n
k
Strahlsender geführt werden, wenn dazu noch en.
gewisse Kritik notwendig war.
3. Auf 100 Meilen war die Richtungsänderun |;
stark, und zwar während ungefähr 50 % der Zeit.
so daß der Methode nur noch sehr zweifełhaíte
praktische Bedeutung zukam.
4. Bei 125 Meilen war eine Steuerung des Flug-
zeugs nach dieser Methode unmöglich.
5. Die Richtungsänderung war stets eine ganz
allmähliche.
6. Die geographischen Verhältnisse des Landes
zwischen Sender und Flugzeug waren von großem
Einfluß.
7. Die Richtungsänderung blieb im allgemeinen
unterhalb 25°, ging aber gelegentlich auch auf das
vierfache.
8. Auf Entfernungen größer als 15 Meilen zeigte
die Intensität der Zeichenstärke Schwunderscheinun-
gen, wenn das Flugzeug über das Gebirge flog.
A Ö——
C. Es wurden dann auch noch mit Automobilen
auf eine Entfernung von 22 bzw. 32 Meilen Versucht
gemacht mit dem Zweck, die Aenderung der Zeci-
chenintensität mit einer vertikalen und einer Rahmen-
antenne zu messen. Dabei zeigte sich, daß die
Aenderungen, die man in der Rahmenantenne be-
obachtete, größer waren, als die mit einer Vertikal-
antenne erhaltenen.
gezogen werden, daß
nur zum geringen Teil auf Schwunderscheinungen.
bei weitem zum größten Teil auf Richtungsänderw-
gen zurückzuführen sind. J. Zenneck.
J. F. Byrnes. (General Electric Co.) Neuere
Entwicklung von Sendern für geringe
Leistung und für Rundfunk.
lopments in low power and broadcasting trans- ::
mitters.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 61463.
1928.
en
(Recent deve- `.
In der sehr ausführlichen Arbeit sind eine grote
Reihe von modernen Rölırensendern von Leistungen
zwischen 200 und 2000 Watt beschrieben und durch
Schaltskizzen und Photographien illustriert. So inter-
essant die Einzelheiten dieser Sender sind, so ist es
doch nicht möglich, sie in einem Referat von zulässi-
ger Länge zu beschreiben. Es muß deshalb auf die
Originalarbeit verwiesen werden.
Bemerkt soll werden, daß die Arbeit auch An-
gaben enthält über den Strahlsender mit einer Doppel-
dreiecksantenne, auf den sich die vorstehende Arbeit
von H. Pratt bezieht. J. Zenneck.
|.
Ih
ia
a
Es muß also daraus der Schlui ..
diese Intensitätsänderungen |
wadi
ar nn hm rn
TEA
J. H. Dellinger und H. Pratt. Drahtlose Tele-
-raphie im Dienste der Luftfahrt und
re Entwicklung. (Development of radio aids
5 air navigation.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 890 bis
:20, 1928,
Die Veröffentlichung berichtet über Versuche im
‘eronautics Branch des Bureau of Standards, die die
:ufgabe hatten, eine Methode zu entwickeln, nach
er Flugzeuge auch bei unsichtigem Wetter mit
icherheit ihren Kurs verfolgen können.
Nach einer geschichtlichen Einleitung bringen die
' erfasser nähere Angaben über dasjenige System,
“ber das schon früher berichtet wurde. Das Wesent-
che sind zwei vertikale Dreiecksantennen, deren
“benen einen Winkel gegeneinander bilden. Werden
-e von Hochfrequenzströmen von derselben Ampli-
ıde und Frequenz durchflossen, so ist die Feldstärke
-er beiden Antennen gleich in vier Richtungen, die
'ie Winkel zwischen den beiden Antennen - Ebenen
‚albieren.
In allen anderen Richtungen sind die
ogi Oli
Bild 1.
‚ntensitäten verschieden. Dafür, daß die Zeichen der
-eiden Antennen voneinander unterschieden werden
„Öönnen, sorgt -ein automatischer Taster, der in der
-inen Antenne den Buchstaben a (.—), in der anderen
«a (—.) gibt, und zwar in einer derartigen Verbindung,
laß man bei gleicher Intensität der beiden Zeichen
‚iur einen langen Strich hört.
Das Schema dieser
‚inrichtung zeigt Bild 1, die wohl ohne weiteres ver-
‚tändlich ist.
Wird also die Richtung, in der die Zei-
‚'hen gleiche Stärke haben (in Bild 1 die Richtungen 0,
80, 90 und 270°), auf den Kurs gelegt, den das Flug-
eug fahren soll, so hört der Beobachter auf dem
`lugzeug, der nur einen einfachen Empfangsapparat
"u haben braucht, entweder das n oder das a stärker
“wuskommt.
'ıervortreten, sobald das Flugzug aus dem Kurs her-
Er weiß auch sofort (vgl. Bild 1), nach
"welcher Richtung das Flugzeug vom Kurs abge-
‘vichen ist.
Um die Richtung gleicher Intensität auf einen be-
stimmten Kurs zu legen, würde es nach dem bisher
sprechend zu drehen.
‚durch eine Art Gonicmeter,
ıusgeführten nötig sein, die beiden Antennen ent-
Das kann vermieden werden
das zwei zueinander
‚senkrechte feste (Stator-) Spulen und zwei drehbare,
u
Referate.
75
ze] Bu nal,
geb er o
ebenfalls zueinander senkrechte Rotorspulen hat, die
mit den beiden Antennen verbunden sind. Man kann
auf diese Weise durch Drehung der Rotorspulen die
Richtung gleicher Intensität beliebig legen, ohne daß
die Antennen ihre Lage zu verändern brauchen, was
bei der nötigen Größe derselben praktisch auch gar
nicht durchführbar wäre. Bild 2 gibt die neueste
Schaltung, die diesem Zweck dient, und bedarf nach
den eingeschriebenen Angaben wohl keiner Erläu-
terung.
Unbequem bei diesem System war noch, daß der
Beobachter nach dem Gehör urteilen mußte. Bei der
Transformator
500 -/Sec
er Volt
oOyuA Du
g00yuF
AntenneX Antenne2
i 0012 uf 000124 0.0154 F
sanii AN
N1000Walt-Röhre 10009 Kat -Rohre
E-
T er >
w
SE =
Heizung
Trensformajir
300 ~ Asec,
6000 Volt
250Walt-Röhre
Hei zung
FT] Gosset
Be 1?
Bild 2.
Drossel
neuesten Entwicklung wurde nun versucht, einen
rein optischen Indikator für die Richtigkeit des Kur-
ses bzw. die Abweichung von demselben einzuführen,
und zwar in folgender Weise:
-Statt zwei verschiedene Zeichen wie bei der frühe-
ren Methode auszusenden, werden zwei Wellen der-
selben Frequenz — bei den Versuchen 290.10°/sec —
ausgesandt, die mit zwei verschiedenen Nieder-
frequenzen, z. B. 65 und 86/sec, moduliert sind. Die
niederfrequenten Ströme werden durch Stimmgabel-
unterbrecher (A und B, Bild 3) hergestellt. Im übri-
gen ist die Schaltung (Bild 3) im wesentlichen wie
bei der früheren Methode. Im Empfänger wirken
nun die gleichgerichteten Ströme auf zwei Stahlzun-
gen, von denen eine auf die Frequenz 65, die andere
auf die Frequenz 86 abgestimmt ist. Befindet sich
das Flugzeug im richtigen Kurs, so sind die Intensi-
täten der beiden verschieden modulierten Wellen
gleich. Die beiden Zungen schlagen gleich weit aus.
wechselsirom-
76
Sobald sich das Flugzeug vom richtigen Kurs ent-
fernt, werden die Ausschläge der einen Zunge stärker
als diejenigen der anderen. Der Beobachter hat also
nichts weiter zu tun, als die beiden Zungen zu beob-
achten. Der ganze Empfänger wiegt 5—7 kg, der
Zungenindikator 1⁄2 kg.
Als Empfangs-Antennen haben sich bei diesen Ver-
suchen besonders bewährt solche, die aus vertikalen
Metallstäben von ca. 3 m Länge bestehen und auf den
Tragflächen des Flugzeugs fest angebracht sind. Sie
haben nur den Nachteil, daß sie stark auf die Mo-
torenzündung ansprechen und deshalb eine sorg-
fältige Abschirmung derselben erfordern. Da diese
Referate,
vertikale Dreiecks-Antennen, deren vertikale Ebene
um einen Winkel gegeneinander verdreht sind. Sie se
$
senden Wellen derselben Frequenz aus, aber die eine
den Buchstaben A (.—), die andere N (—.). In dem
Sektor, in dem die Intensität der Wellen von beiden
Antennen dieselbe ist, überlappen sich die beiden
Zeichen, so daß man einfach einen langen Strich
(T nach dem Morse-Alphabet) hört. Die Einrichtungen
dieser Sender werden in der Arbeit ausführlich und
mit Hilfe einer größeren Zahl von Bildern be-
schrieben.
Während aus den beiden ersten Flügen wegen des
Versagens des Empfängers noch kein Urteil über die
E
Bild 3.
Antennen praktisch nur auf die Vertikalkomponente
des elektrischen Feldes reagieren, so besteht die Mög-
lichkeit, daß sie von den sog. Richtungsänderungen
bei Nacht, die tatsächlich auf horizontale elektrische
Felder zurückzuführen sind, weniger stark beeinflußt
werden. Sie haben außerdem die Eigenschaft, daß sie
überhaupt nicht ansprechen, wenn das Flugzeug sich
senkrecht über der Sendestation befindet, was bei
der Landung im Nebel wichtig sein kann.
Interessant sind dann noch Versuche, die an-
gestellt wurden, um dem Piloten nicht nur den Kurs,
sondern auch seine Entfernung von der Sendestatioü
zu übermitteln. Die Verfasser denken sich längs des
Weges des Flugzeuges kleine Stationen mit Vertikal-
antennen und kleinen Röhrensendern derselben Fre-
quenz, wie der große Sender für die Kursangabe, ın
gewissen Abständen aufgestellt und z. B. mit der
Frequenz 60/sec moduliert. Das Flugzeug enthält
einen Empfänger mit einer Stahlzunge von der Fre-
quenz 60/sec. Solche Stationen können dann auch
dazu dienen, um durch Morsezeichen einfache, z. B.
Wettermeldungen an das Flugzeug gelangen zu
lassen. Nach den bisherigen Versuchen scheint es
ein durchaus gangbarer Weg zu sein.
J. Zenneck.
C. C. Shangraw. Kurs-Senderfürtrans-
atlantische Flüge. (Radio beacons for trans-
pacific flights.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1203 bis
1229, 1928.
Es handelt sich um Flüge zwischen San Francisco
und Hawaii (2400 Meilen), bei denen der zu fliegende
Kurs durch einen Richtsender bei San Francisco und
einen solchen auf den Hawaii-Inseln festgelegt wurde.
Die Kurssender waren von der Art, wie sie in den
vorangehenden Referaten beschrieben wurden: zwei
praktische Bedeutung der Anordnung gewonnen wer-
den konnte, gab der sog. Dole-Wettilug am 16. und
17. August 1927 einen vollkommenen Erfolg. Von den
beiden Gewinnern des ersten Preises, den Leutnants
Göbelund Davis hat der eine Davis) das Er
gebnis in einem offiziellen Schreiben folgendermaßen
ausgedrückt: „Die drahtlose Kursübermittlung war
ein uneingeschränkter Erfolg und machte das Pro-
blem der Navigierung sehr einfach. Die Zeichen wa-
ren klar und bestimmt und konnten praktisch wäh-
rend des ganzen Weges ausgenützt werden. WVälı-
rend einiger Zeit waren die Zeichen von San Fran-
cisco und von Maui (eine der Hawaii-Inseln) gleich-
zeitig zu hören. Wir befanden uns dabei ungefähr
in der Mitte zwischen Honolulu und San Francisco.“
An Einzelheiten ist bemerkenswert, daß die Zei-
chen von San Francisco ungefähr 2 Stunden vor
Sonnenuntergang verschwanden (fading), nach Son-
nenuntergang aber wieder hörbar wurden. In der
Mitte zwischen San Francisco und Hawaii war die
Breite der Zone, in der man nur einen Strich hört
(T-Zone) schätzungsweise etwa 8 Meilen breit.
Das Ergebnis des Fluges war: 1. daß das System
schon heute zu praktischer Brauchbarkeit entwickelt
ist, 2. daß der schwächste Punkt der Empfänger und
3. daß gute Ausbildung des Personals nötig ist.
Am Schluß wird noch über einige Verbesserungen
berichtet, die seitdem angewendet wurden. Die
wichtigste ist die, daß die Zeichen N und 4
chen Abständen gegeben werden, daß man bei glei-
cher Intensität einfach einen dauernden Ton — nicht '
unterbrochene Gruppen eines solchen (T) hört.
Es ist auf diese Weise leichter zu beurteilen. wenn
das Flugzeug etwas außer Kurs kommt.
J. Zenneck
in sol- ;
< - EZ.Stowell. Einseitig gerichtete Kurs-
ender für Flugzeug-Navigation. (Uni-
"irectional radio-beacon for aircraft.) Bur. of Stand.
‚ourn. of Res. 1, S. 1011—1022, 1928, Nr. 6.
. Die vom Bureau of Standards in den letzten Jahren
.ntwickelten Kurssender für die Luftfahrt (vgl. die
‚orangehenden Referate Pratt, Shangraw und
Referate. 77 `
Die Versuche wurden durchgeführt an einem
Richtsender in College Park Md, dessen Feld gleich-
mäßig gedreht wurde, während die Ausmessung der
Charakteristik in den 17 km entfernten Laboratorien
des Bureau of Standards in Washington stattfand.
Bild 2 zeigt eine solche einseitige Charakteristik,
welche der idealen Kardioiden-Form schon recht nahe
ellinger) haben sich im allgemeinen gut bewährt. kommt. K. Krüger
M. P. Hanson. Einrichtungen fürdraht-
lose Telegraphie auf Luftfahrzeugen.
(Aircraft radio installations.) Aus dem Naval Re-
search Laboratory, Bellevue, Anacosta D. C. Proc.
Inst. Radio Eng. 16, S. 921—965, 1928.
Die umfangreiche, mit 47 Abbildungen illustrierte
Arbeit ist im wesentlichen eine Beschreibung der
Einrichtungen für drahtlose Telegraphie und Tele-
phonie, die bisher auf amerikanischen Luftschifien
und Flugzeugen verwendet worden waren. Im Zu-
sammenhang damit werden alle Fragen besprochen,
z. B. auch die Energiequellen, die bei solchen Ein-
richtungen in Betracht kommen. In den Ausführun-
gen steckt eine Menge von praktischen Erfahrungen,
und ich möchte ausdrücklich auf die interessante
Originalarbeit verweisen. Im einzelnen darüber in
verständlicher Weise zu referieren, würde mehr
Raum beanspruchen, als für Referate zur Verfügung
steht.
Erwähnt soll werden, was der Verfasser über die
viel umstrittene Frage: Telegraphie oder Telephonie
auf Flugzeugen? sagt. Nach den bisherigen Erfahrun-
gen erreicht man bei derselben Leistung mit gut
modulierter Telephonie ungefähr */, der Entfernung
wie mit Telegraphie, wobei das Gewicht der Geräte
für die Telephonie um 15—20 % größer ist als für
Telegraphie..e. Außerdem wird Telephonie bei un-
günstigen Bedingungen und bei ungenügender Ab-
schirmung der Zündung in den Motoren mehr gestört
als Telegraphie. Meist ist die Anordnung so, daß
man nach Belieben auf Telegraphie oder Telephornie
umschalten kann. Eine Einrichtung für Telegraphie
allein ist natürlich viel einfacher. Außerdem können
Röhren- und Stromkreise stärker belastet werden,
da die Belastung eine intermittierende, bei der Telex
phonie dagegen eine dauernde ist.
Bild 1.
Ein Nachteil dieser Anlagen besteht nur darin, daß
gleichzeitig vier Leitstrahlen ausgesendet werden,
‘während nur ein einziger gebraucht wird. Dies hat
zur Folge, daß einmal Verwechslungen zwischen den
"Strahlen vorkommen können, daß ferner Energie
unnötigerweise in alle Richtungen gestrahlt wird, und
J. Zenneck.
Die Stationen der Erde mit Frequenzen
über 1,5. 10°/sec.
In den Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1575—1604, 1928,
ist ein Verzeichnis aller bekannt gewordenen
Stationen, die mit Frequenzen von und über
1,5.10°/sec (A = 200 m) bis herauf zu Frequenzen von
51,360-.10°/sec (A = 5,84 m) arbeiten. Es sind auf-
geführt 2169 Stationen. J. Zenneck.
“daß schließlich bei der heute schon vorhandenen
‘großen Zahl von Stationen leicht Interferenzen
zwischen den einzelnen Sendern auftreten können.
Die vorliegende Arbeit versucht die Lösung der
“Aufgabe, bereits vorhandene Radio-Beacon-Anlagen
normaler Bauweise in solche mit einseitig gerichtetem
-Leitstrahl umzuändern. Es gelingt dies durch Kom-
-bination des seitherigen Richtstrahlers mit einem un-
. gerichteten Feld. Besonders einfach werden die Ver-
"hältnisse dann, wenn man nach Bild 1 das Schleifen-
“system des Richtstrahlers selbst zur Erzeugung des
= ungerichteten Feldes gleichzeitig gegen Erde erregt.
L. Espenschied. (American Tel. and Tel. Co.)
Technische Gesichtspunktebeider Zu-
teilung von kurzen Wellen im Fre-
quenzgebietzwischen 15 und 30 . 10°/seç.
(Technical considerations involved in the allocation
of short waves; frequencies between 1,5 and 30 mega-
cycles.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 773—777, 1928.
78
Bekanntlich hängt die günstigste Wellenlänge für
eine bestimmte Entfernung in hohem Maße davon
ab, ob die Uebertragung bei Tag oder bei Nacht
stattfindet, außerdem auch noch von der Jahreszeit.
Im Mittel lassen sich die bisher vorliegenden Erfah-
rungen bis zu einer Entfernung von 7000 Meilen so
zusammenfassen, wie es das nebenstehende Bild
x 10 ek.
10 Y
9 9
8 ê
7 7
6 6
N
N d
S
z j
X 3
000 4000
Entfernung in Meilen
zeigt. Wie die Kurven gemeint sind, geht aus fol-
gendem Beispiel hervor. Soll auf 4000 Meilen bei
Tag eine Verbindung hergestellt werden, so ist es
wünschenswert, Frequenzen zwischen 13,5 und
24.10°/sec zu wählen, und zwar möglichst etwa
in der Mitte zwischen diesen beiden Grenzen, da-
gegen nicht außerhalb derselben. |
Der Verfasser unterscheidet folgende Frequenz-
gebiete, ohne selbstverständlich eine scharfe Tren-
nung zwischen denselben aufstellen zu wollen:
Gebiet A: 1,5—6.10°/sec (A = 200—50 m)
am besten geeignet für mäßige Entfernungen, d. h.
bis zu etwa 1000 Meilen, bei Nacht. Dieses Gebiet
kommt deshalb in erster Linie innerhalb des Kon-
tinents, dagegen nicht für transatlantische Telephonie
in Frage, und bei der Zuteilung eines Frequenzbandes
aus diesem Gebiet braucht unter Umständen auf die
Zuteilung der Wellenlängen in einem anderen Erdteil
nicht Rücksicht genommen werden. Immerhin kön-
nen die höheren Frequenzen des Gebietes bei Nacht
über die Grenzen des Erdteils hinaus stören.
B: f = 6—15.10°/sec (A = 50—20 m). Die
Reichweite dieses Gebietes ist in dem Teil der Erde,
der Tag hat, ebenfalls nicht allzu ausgedehnt. Sie
kann sich aber sehr wohl über die ganze Halbkugel,
auf der Nacht herrscht, ausdehnen.
J. Zenneck.
S. C. Hooper. Gesichtspunkte für die
ZulassungvonHochfirequenzstationen.
(Considerations affecting the licensing of high-
frequency stations.) Proc. Inst. Radio Eng. 16,
S. 1240—1251, 1928.
Referate.
Der Verfasser ist Kapitän z. See der amerikani-
schen Marine und Direktor des Nachrichtenwesens
zur See im Reichsmarine-Amt und technischer Sach-
verständiger der Federal Radio Commission. Er ist
also ein Mann von großer praktischer Erfahrung. Er
äußert sich in dem Artikel über die schwierige
Frequenzfrage, d. h. die Frage: nach welchen Ge-
besondere welche Frequenzen und Frequenzgebiete
sind überhaupt noch frei. Dabei sind die Schwierig-
keiten besonders groß in dem Gebiet der höchsten
Frequenzen 6-23.10°/sece A =50— 13m), da die
Reichweiten dieser Frequenzen weit über die Grenzen
eines Landes hinausgehen. Auf dieses Gebiet be-
ziehen sich die Ausführungen in erster Linie.
Vorangestellt ist eine Tabelle bzw. das
stehende Bild, um die Tag- und Nachtreichweiten in
Abhängigkeit von der Frequenz zu illustrieren. Sie
gründet sich auf die Erfahrungen mehrerer großer
Gesellschaften und amtlicher Stellen. Voraussetzung
ist 1kW-Senderleistung, ungedämpfte Schwingungen `
und ein Empfänger mäßiger Empfindlichkeit.
Kurve 1 gibt die ungefähre Tagesreichweite der
Luftwelle für Sommer und Winter in Abhängigkeit
von der Frequenz an. Man findet aus ihr für eine be-
stimmte Entfernung (z. B. für 2200 Meilen) die Fre-
quenz (11,4.10°/sec), auf die man gehen muß, um —
immer bei 1kW-Leistung — gut lesbare Zeichen zu
bekommen oder umgekehrt die Tagesreichweite, die
einer bestimmten Frequenz entspricht. Die Frequenz,
die man aus dieser Kurve für eine bestimmte Ent-
fernung erhält, ist bis auf ungefähr + 0,5: 10°/sec rich-
tig, die Reichweite zu einer bestimmten Frequenz bis
auf ungefähr 200 Meilen, vorausgesetzt, daß der Weg :
der Wellen in ost-westlicher Richtung geht. Für nord-
x 70sec
13
a
`“
e REES
Freguenz
We
+
|
|
} 1}
|
I a A ERT AE: Zu Ts a a FE L E
8 42 16 20 247 28 32 36 4o 4A 48 352 35660 6%
Entfernung ın 10 3Seemeilen
(1) Luftwelle, Reichweite in der Mitte von Sommer- u, Wintertagen.
(2) Luftwelle, Nachtreichweite Sommer und Winter.
(3) Luftwelle, tote Zone für Mitternacht um die Mitte des Winters.
(4) Luftwelle, tote Zone für Mittag um die Mitte des Sommers.
(5) Bodenwelle,
südliche oder umgekehrte Richtung ergeben sich
unter Umständen Werte, die von denen der Kurve
erheblich abweichen.
Aus Kurve 2 ist in ähnlicher Weise die Beziehung
zwischen Nachtreichweite der Luftwelle und Frequenz
zu entnehmen, wenn beide Stationen Nacht haben.
Für nörd-südliche Ausbreitung sind auch hier die
Werte etwas verschieden.
IV:
| Wir
Son
die
auf.
mei
hei
von
stin
Kur
Kur
que
i Ent
| juss
sch
neben-
aanre a a a a e a e a a a a a a ŮĖ—Č—
Die Kurven 3 und 4 stellen die tote Zone dar, und
war Kurve 3 für Mitternacht um die Mitte des
vinters und Kurve 4 für Mittag um die Mitte des
ommers. Da, wo die Kurve 3 aufhört, hören auch
ie für Winter-Mitternacht brauchbaren Frequenzen
uf. Die Kurven 3 und 4 sind folgendermaßen ge-
weint: Kurve 5 gibt die Reichweite der Bodenwelle
ei der betreffenden Frequenz an. Geht man nun
on einem Punkt der Kurve 5, der also einer be-
immten Frequenz entspricht, horizontal bis zur
urve 4, so ist diese horizontale Strecke zwischen
urve 5 und 4 die tote Zone für die betreffende Fre-
uenz und für ungefähr Mittag mitten im Sommer.
ntsprechendes gilt für Kurve 3.
Im Verlauf der Veröffentlichung bespricht der Ver-
ısser noch eine Reihe von wichtigen Fragen. Ich be-
<hränke mich auf die folgenden:
1. Von den meisten amtlichen amerikanischen
‚tationen für Telegraphie kann gegenwärtig eine
'requenzkonstanz von + 0,05% verlangt werden, so
aß also ein Frequenzabstand der einzelnen Stationen
on 0,1% ausreicht. Im allgemeinen muß man aber
a allen Ländern damit rechnen, daß vielleicht noch
ir die nächsten zwei Jahre der Frequenzabstand
wischen zwei Stationen nicht unter 0,2 % sein darf.
ieser Frequenzabstand sollte vorerst die Grundlage
ir internationale Vereinbarungen sein. Erst in ein
is zwei Jahren kann man hoffen, den Frequenz-
‚bstand auf 0,1% zu verringern.
2. Die Frequenzzuteilung und die Vorschriften über
ie zulässigen Frequenzschwankungen sind voll-
ommen zwecklos, wenn nicht von den Behörden
auernd ihre Einhaltung überwacht wird.
: 3. Rechnet man mit einem Frequenzabstand von
‚1% zwischen den einzelnen Stationen, so sind
wischen f =1,5.10°/sec (4 = 200 m) u. /= 23. 10°/sec
} = 13 m) 2527 Stationen unterzubringen, und zwar
‘279 mit Frequenz unter 6.10"/sece (A=50m) und
248 mit Frequenzen über 6. 10"/sec.
- 4. Man sollte die verschiedenen Frequenzgebiete
‘ı einzelne Frequenzbänder einteilen und aus allen
_requenzgebieten einzelne Bänder den verschiedenen
“erwendungsarten (z. B. Rundfunk-Amateuren, be-
ördlichen und kommerziellen Stationen) zuweisen.
„ls Bänder über / = 6.10°/sec schlägt er z. B. für
-'undfunk vor:
Bücherbesprechungen. - 79
6,000—6,150; 9,500—9,600; 11,700—11,900; 15,100 bis
15,350; 17,750—17,800; 21,450—21,550.10°/sec.
Es soll also nicht wie bisher eine bestimmte Art von
Stationen auf ein bestimmtes Frequenzgebiet be-
schränkt werden, sondern Frequenzbänder aus den
verschiedensten Frequenzgebieten bekommen.
5. Da im Gebiet über /=6.10*/sec schon jetzt
nicht alle Wünsche zu befriedigen sind, so ergibt sich
die äußerst schwierige Frage, welche Arten von
Stationen in Zweifelsfällen den Vorrang haben sollen.
6. Es müßten im Frequenzspektrum gewisse Bänder
für nicht gewöhnliche Verwendungsarten der draht-
losen Telegraphie, z. B. Fernsehen, reserviert werden.
7. Ebenso ist es unumgänglich, für Versuchs-
zwecke (Forschungs- und Entwicklungsarbeit) ge-
wisse Frequenzbänder auszuteilen. Es wird aller-
dings nicht möglich sein, den in solchen Fällen meist
geäußerten Wunsch nach einem „möglichst breiten
Band“ zu befriedigen. Man wird höchstens eine be-
schränkte Zahl Frequenzen mit der üblichen Toleranz
zubilligen können. J. Zenneck.
J. H. Dellinger. Prinzipielle Bemerkun-
gen zur Bewilligung von Rundfunk-
stationen. (Analysis of broadcasting station
allocation.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1477—1485,
1928.
4
In der Arbeit beschreibt der Verfasser, der Chef-
ingenieur der Federal Radio Commission in Washing-
ton ist, wie man in den Vereinigten Staaten die
schwierige Frage gelöst hat, der großen Zahl der
Rundfunkstationen — im ganzen 315 — die Fre-
quenzen und Leistungen so zuzuteilen, daß ein mög-
lichst befriedigender Rundfunkdienst gewährleistet
wird. Die Frequenzen liegen zwischen 550. 10°/sec
(.=545 m) und 1,5:10*/sec (A = 200 m) und die Lei-
stungen zwischen 50 kW für Stationen großer Reich-
weite und solchen von 10 bzw. 100 Watt für Stationen
für beschränkte Gebiete.
Die Einzelheiten der Arbeit lassen sich kaum in
einem kurzen Referat darstellen. Ich muß auf die
Originalarbeit verweisen. J. Zenneck.
Bücherbesprechungen.
Behandlung von Schwingungsaufgaben mit kom-
lexen Amplituden und Vektoren. Von Prof. Dr. Hans
eorg Möller. 128 S. mit 91 Abb. u. 1 Taf. Leipzig
:.328. Verlag von S. Hirzel. Geh. Mk. 6.—, geb. Mk. 8.—
< Die Rechnung mit komplexen Größen hat längst
ufgehört eine rein mathematische Angelegenheit zu
in. Für viele Aufgaben aus der Physik und Elektro-
“chnik ist die Praxis des komplexen Rechnens unent-
‚ehrlich geworden. Zwischen den Werken über Funk-
x onentheorie einerseits und den Lelhrbüchern über
Wechselstromtechnik z. B., in denen von der kom-
plexen Rechnungsweise weitgehend Gebrauch gemacht
wird, klafft eine Lücke, die das vorliegende Buch aus-
füllen möchte. Es soll losgelöst von überflüssigem
mathematischem Beiwerk Klarheit über die Verwen-
dung dieses wichtigen Hilfsmittels zur Rechnung
schaffen. Die Aufgabe ist in der Weise gelöst, daß in
einem ersten Abschnitt auf 28 Seiten die theoretischen
Grundlagen gegeben werden; im zweiten Abschnitt,
9| Seiten, wird eine Fülle von Beispielen, insbesondere
80 Bücherbesprechungen. B
aus der Wechselstromtechnik (Wheatstone sche
Brücke, Transformator, Asynchronmotor, Röhren-
sender, Kabel u.a.) behandelt. Dieser zweite Abschnitt
ist sehr anregend zu lesen; man findet darin auch
ınanches in neuartiger eleganter Darstellung. Weniger
geglückt für die Absicht des Buches scheint dem Refe-
renten der erste Abschnitt zu sein. Auch hier ist sehr
viel von Beispielen Gebrauch gemacht worden, und
vielleicht etwas zu viel, so daß sie die darzustellenden
theoretischen Grundlagen etwas überwuchern. Dar-
unter leidet natürlich die Einheitlichkeit der Dar-
stellung. Das hat der Verfasser wohl auch selbst
empfunden. Er hat deshalb am Anfang des 2. Ab-
schnittes nochmals eine kurze mehr formelmäßige Zu-
sammenstellung der mathematischen Gesichtspunkte
gegeben. Dieser kleiner Schönheitsfehler vermag je-
doch den Wert des Buches kaum zu beeinträchtigen.
Es kann jedem, der sich mit Schwingungsaufgaben zu
beschäftigen hat, empfohlen werden.
H. Backhaus.
Elektronen-Röhren. 3. Band. (Empfänger.)
Von Dr. H. Barklıausen, ordentlicher Professor und
Direktor des Instituts für Schwachstromtechnik an
der Technischen Hochschule Dresden. VI u. 255 S.
124 Abb., 8°. Verlag von S. Hirzel, Leipzig. 1929.
Geh. 8 Mk., geb. 10 Mk.
Dem 1. Band seines Werkes „Elektronen-Röhren“,
der von den elektronentheoretischen Grundlagen und
Verstärkern handelt, und dem 2. Band über die
Röhrensender hat nun Barkhausen den 3. Band
„Empfänger“ folgen lassen. Damit ist ein Werk zum
Abschluß gekommen, das von gleicher Warte aus mit
Erfolg die verschiedensten an den Elektronen-Röhren
beobachteten Einzelerscheinungen zusammenfaßt. Ich
darf wohl sagen, daß nach dem Erscheinen der ersten
beiden Bände sehnlichst auf den 3. Band gewartet
wurde, denn die Ueberproduktion an Empfänger-
schaltungen in den letzten Jahren verlangte geradezu,
daß von einem Fachmann einmal recht kritisch in das
Durcheinander hineingeleuchtet wurde. Man wird dem
Verfasser recht geben müssen, wenn er darauf hin-
weist, daß die unglaublich schnelle Entwicklung der
Funktechnik das Nachkommen in der Bearbeitung des
Materials sehr erschwerte. „Auch kamen, besonders
in Amerika, immer wieder neue Empfängerschaltungen,
Tropadyn, Ultradyn usw. auf, deren Wirkungsweise
zunächst nicht klar war und eine nähere Untersuchung
erforderte. Es stellte sich dann freilich meist heraus,
daß im Grunde außer dem Namen nicht viel Neues
daran war.“ Mit dieser Erkenntnis wird der Verf.
wohl manchem Erfinder einer hochtrabend auf
„dyn“ lautenden Empfängerschaltung einen heilsamen
Schrecken einjagen, bei den meisten Lesern aber
freudige Zustimmung ernten.
Es ist nicht möglich, im Ralımen dieser Be-
sprechung auf Einzelheiten des ungeheueren Stoff-
gebietes einzugehen, das in diesem Bande in drei
Hauptkapiteln verarbeitet wurde. Der Verfasser führt
uns hierin von den Problemen der Entdämpfung über
das der Gleichrichter zu denienigen der modernen
Empfangstechnik. Diese drei Hauptkapitel sind direkt
die Fortsetzung der ersten beiden Bände und als
solche mit V. Teil: Entdämpfung, VI. Teil: Gleich-
richter, VIIL. Teil: Empfänger beschriftet. Eine kurze
wird gezeigt, daß Röhren mit möglichst großen Gitter-
Inhaltsangabe, die keinen Anspruch auf Vollständig
keit erhebt, möge einen Überblick über den bearbeite-
ten Stoff vermitteln:
Entdämpfung: Schwingliniendarstellung, Selbst
überlagerung, Mitnahmebereich, Pendelrück-
kopplung, Modulation durch Signale und Über-
lagerung, Einwirkung auf einen Schwingungs
Kreis u. a.
Gleichrichter: Überlagerungsgesetz, Wechsel-
strom, Richtstrom, Reihen- und Parallelschal- ;
tung, Modulierte Wechselströme, Richten f
linien, Anodengleichrichtung, Gittergleichrich-
tung, Überlagerungsempfang u. a.
Empfänger: Gleichrichtung und Verstärkung ; |
Größenordnungen (Mindestwerte in Rücksich | |
auf Lautstärke, Grenze in Rüchsicht au: |
Störungen), Nah- und Fernstörungen, Selektivi- : |
tät, Verzerrungen u. a. |
Um eine Beispiel herauszugreifen, sei auf die Be-
handlung der Gittergleichrichtung (Audion) im $ 4
etwas näher eingegangen. Nachdem im vorhergehen-
den Abschnitt die Vor- und Nachteile der Anoden-
gleichrichtung auseinandergesetzt wurden, wird das
Audion als die wichtigste Gleichrichterschaltung ein-
geführt, das als eine Verbindung von Gleichrichter
und Niederfrequenz-Verstärker aufzufassen ist. Bei.
Behandlung der Gitterseite wird der Einfluß vom
schlechten Vakuum auf den Ruhepunkt besprochen,
u
strömen im Anlaufstromgebiet besonders günstig für
die Audionschaltung sind. Auf der Anodenseite ergibt !
sich, daß gute Audiongleichrichtung und hohe Ent-
dämpfung durch Rückkopplung sich gut miteinander
vereinigen lassen. $ 35 zieht dann den Vergleich
zwischen Gitter- und Anodengleichrichtung. $ 36 gibt
die experimentellen Bestätigungen.
Der Verfasser führt die verwickeltsten Erschei-
nungen in recht eleganter Weise auf ihre Ursachen
zurück, wobei er sich der Mathematik nur so weit als
nötig bedient. Bei der theoretischen Behandlung bleib:
die Verbindung mit dem Experiment immer gewahrt
Für besonders vorteilhaft halte ich es, daß die ge-
wonnenen Resultate sofort in leicht verständlichen. |
durch den Druck besonders hervorgehobenen Sätzen |
festgehalten werden. Dadurch wird das Lesen des |
Buches leichter, denn die Übersichtlichkeit hat sehr |
gewonnen. Auch dem Mann der Praxis wird dies |}
Hervorhebung des Inhalts in Form von „Lehrsätzen” |
sehr willkommen sein, denn er liest sofort, worauf es
ankommt. Ich zitiere hierfür folgenden Satz: „Bei
Hochfrequenz-Telephonie-Empfängern darf das Pro-
dukt d./r(d— Dekrement) eines Schwingungskreise |
nicht unter den Betrag von 10000 sinken, wenn eine |
Verzerrung der Sprache vermieden werden soll‘:
Eine Kurvenschar zeigt hierzu die Abhängigkeit def
Niederfrequenzverzerrung von der Dämpfung eine
Hochfrequenzkreises. Außer dieser Hervorhebung der |
Resultate durch Lehrsätze wird am Schluß eines jeden
Unterabschnittes noch eine Zusammenfassung seiner
Ergebnisse vorgenommen, was ebenfalls sehr zu be
grüßen ist. — Druck und Ausstattung des Buches
ist gut.
Es wird wohl kaum nötig sein, dem Buch an diese!
Stelle noch besonders recht große Verbreitung 2!
wünschen. A. Scheibe.
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I September 1929
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
f vitser iir Hochireguonztechnik
pm UOOA ONAT
Gegründet 1907
Unter Mitarbeit
von
Dr. h-c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof, Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
i AASS j Veh TE et SR
Län da af an dl Be nn A be E LT 22a PER)
f (Berlin), Postrat Prof.Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin), 4
< Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller =
I (Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen j:
| (Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
I Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg), |
E Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A, Sommerfeld >
-1 Va (München), Dr, F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
= Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.) A
R herausgegeben von
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H Professor Dr. Dr. ing.E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz a
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Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (!/, Jahr) RM. 20.—, Preis des
einzelnen Heftes RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
Bei Wiederholung Ermäßigung. 2
Digitized by Goog le
Heft 3
bar bis 300 Amp.
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Gesellschaft für drahtlose Telesrasnıa Mm. b. H.
Berlin, Hallesches Ufer 12-
liefert alle für drahtlose Telegraphie und Telephonie ee =
erforderlichen Geräte entsprechend dem neuesten Stand der Technik 2
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Vollständige Sende- und Empfanssanlagen x >
jeder Reichweite für den Nachrichten- und Sicherungsdienst
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Rundfunksender jeder Leistung Sur
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Sende=, Verstärker- und Gleichrichter-Röhren
H&B
HOCHFREQUENZ
MESSGERAÄTE
Hiband-Amperemeter für Antennenströme bauen
wir in einer bewährten Sonderausführung: auf einem
Kreiszylinder sind Platiniridium - Bänder als Hit;-
bänder angeordnet. Die Bänder dehnen sich durch
die vom Mebstrom erzeugte Wärme, — die An-
derungen der Bandlänge werden durch den Spann-
faden auf den Zeiger übertragen. Dies einzigartige
Gerät gibt peinlich genau Anzeige — ist verwend-
HARTMAN
A-G
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. steht, ist bereits bekannt’).
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3
Jand 34
September 1929
Heft 3
: Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie
Zeitschrilt Iir hochireguenziechnik
Seite Seite
Wilhelm Janovsky: Rn a durch Eisenwandler. S. Chapmann (J. Zenneck): Ueber den Ursprung des Nordlichtes 112
(Mit 20 Bildern im Text) . 8sı |J. 1: Jakosky (J. Zenneck): Elektrische Bodenuntersuch une T 112
M. Osnos u. F. Sammer: Eisenverluste von Frequenz-Transforma- J. H. Service (E. Lübcke): Radioakustische Ortung in der ydro-
toren. (Mit 8 Bildern im Text) 87 graphie. Mit 3 Bildern im Text) . 112
Manfred von Ardenne und Kurt Schlesinger: Amplituden- H. Yagi (J. Zenneck): Strahlsender (Beam) mit extrem kurzen
abhängigkeit der dynamischen Steilheit beim Rıchtverstärker. Wellen. (Mit einem Bilde im Text) 114
(Mit 4 Bildern im Text) . 9 B. van der Pol (J. Zenneck): D.e Wirkung der Rückkopplung im
J. Fuchs: Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hochgebirge Empfänger auf die Zeichenstärke. (Mit 2 Bildern im Text) .114
mit besonderer Bene ICHURUNg der BUNOSDISNSChEN Störungen. S. Harris q: Zenneck): Wirkung der Antenne auf die Abstimmung
(Mit 5 Bildern im Text) : ? . 9% von Empfängern und ihre Berücksichtigung. (Mit 2 Bildern im Text) 115
Carl Lübben: Patentschau, (Mit 13 Bildern im Text) . 102 | S.W. Edwards und J. E. Brown (J Pennech]; Die Zuteilung
Referate: der Leistung an Rundfunksender Dach Feldstärken . . 115
H. T. Friis (J. Zenneck): Oszillographische Beobachtung der Fort- C. M. Jansky jun (J. Zenneck): Studien über Rundfunkverhältnisse
pflanzungsrichtung und der Schwunderscheinungen bei kurzen im Mittelwesten. (Mit einem Bilde im Text) 116
Wellen. (Mit 3 Bildern im Text) 105 | H. M. O’Neill()J. Zenneck): Eigenschaften der Rundfunk-Antennen
E. V. Appleton (E. Lübke): Die Untersuchung ‘der Schwund- in der Versuchsstation Süd-Schenectady. (Mit 3 Bildern im Text) 116
erscheinung. (Mit 2 Bildern im Text) . .106 | A.F.van Dyck undE.T.Dickey (].Zenneck): Methoden zur quan-
R. C. Colwell (J. Zenneck): Schwunderscheinungen längs eines titativen Prüfung von Rundfunkempfängern. (Mit 1 Bild im Text) 117
Meridians. (Mit einem Bıld im Text) . 107 | G. B. Crouse (J. Zenneckı: Die Entwicklung eines Netzanschluß-
G. Breit, M. A. Tuve und O. Dahl (jJ. Zenneck): Wirksame gerätes für undfunk. (Mit 2 Bildern im Text) . 118
Höhe der Kennelly-Heaviside-Schicht im Dezember 1927 und W. J. Kimmell (J. Zenneck): Ursachen und Verhinderung des
anuar 1928 . 108 Brummens bei Empfängerröhren mit Wechselstromheizung 118
R. Gunn (). Zenneck): "Die diamagnetische Schicht der Atmosphäre S. Ballantine (j|. Zenneck): Der Einfluß der Beugung um ein
und ilıre Beziehung zu aen täglichen Aenderungen des Erdmag- Mikrophon bei Schallmessungen. (Mit einem Bild im Text) . 119
netismus 108 R. B. Lindsay (J. Zenneck): Schallstrahlung einer Membran bei
J. R. Carson (j. Zenneck): "Die Schwächung der Wirkung atmo- hoher Frequenz . 119
sphärischer Störungen ; . 108 | A B. Bryan und J. C. Sanders g. Zenneck): Die Dielektrizitäts-
A. H. Taylor und L. C. Young UV. Zenneck): Studien über die konstante der Luft bei Hochfr. quenz . . 119
Ausbreitung von Wellen hoher Frequenz. (Mit einem Bild im Text) 109 | G. R. Wait, F.G.Brickwedde und E. L. Hall ( , Zenneck):
L. W. Austin (J. Zenneck): Empfangsmessungen an Langwellen- Elektrischer Widerstand und magnetische Permea ilität von Ei-
stationen im Bureau of Standards während des Jahres 1927. sendraht bei Hochfrequenz . . 120
(Mit einem Bilde im Text) ; 110 , Erich Habann (E. Mauz): Der Kupferjodürdetektor. (Mit einem
J. B. Hoag(J. Zenneck): Eine Untersuchung über Mehrfachzeichen. Bilde im = 120
Bar einem Bilde im Text) 111 A. Crossley un R. M. Pag € (J. "Zenneck): Eine neue Methode
B. F. Schonland ()J. Zenneck): "Die Polarität von Gewitterwolken 111 zur Bestimmung des Wirkungsgrades von Röhrenanordnungen 120
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleltung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zasammenfassung des wesentlichen Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandiung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
Frequenzerniedrigung durch Eisenwandler'.
Von Wilhelm Janovsky.
Mitteilung aus dem Institut für Schwachstromtechnik der Technischen Hochschule in Dresden.
Uebersicht.
Daß die Möglichkeit einer Frequenzerniedrigung
mit Hilfe von Spulen mit gesättigtem Eisenkern be-
Im folgenden werden die
Ergebnisse von Versuchen mitgeteilt, bei denen mit
einem für die Frequenzvervielfachung bestimmten
Wandler eine Frequenzerniedrigung erreicht wurde.
Es wird gezeigt, daß die von Kramar?) für die
Vervielfachung ausgearbeitete überaus anschauliche
Betrachtungsweise des Wandlers als eines Schalters
auch auf die Frequenzerniedrigung ausgedehnt wer-
den kann.
Bezeichnungen.
p, © Momentanwerte der Spannung und des Stromes
P,S Amplitudenwerte der Spannung u. des Stromes
L Induktivität R Widerstand
C Xapazität N Leistung
p Fluß n Windungszahl
1) Im Auszug vorgetragen auf der Tagung des Gauvereines
Thüringen-Sachsen-Schlesien der Physikalischen Gesellschaft in
Halle, am 7. Januar 1928.
2) K. Heegner, Zeitschr. f. Phys. 29, S. 91, 1924.
J. Fallou, Revue Générale de l’Electricite. 19, S. 987, 1926.
3) E. Kramar, Jahrb. d. drahtl. Telegr. 32, S. 10, 1928.
Indices:
I, II I den Primärkreis, II den Sekundärkreis,
W den Wandler betreffend,
a, e a den Beginn, e das Ende der Stoßzeit betr.
Schaltung und Wirkungsweise des Wandlers.
Die Schaltung (Bild 1) zeigt den von der Frequenz-
vervielfachung her bekannten Aufbau; zwei Schwin-
gungskreise sind durch den Wandler W miteinander
gekoppelt. Als Wandler diente die gleiche Eisen-
drossel, welche bereits von Kramar für seine
Untersuchungen?) benutzt wurde.
Da der Eisenkern des Wandlers hoch gesättigt
wird, ist die Dauer der Ummagnetisierung desselben
Ts kurz gegen Tu/2. Während der Ummagnetisie-
rung erreicht die momentane Induktivität des Wand-
AD
lers n- PA ihr Maximum La, in der übrigen Zeit bei
gesättigtem Kern ist sie nur von der Streuinduktivität
der Wicklung Lsı abhängig. Als Voraussetzung für
die vereinfachte Betrachtungsweise des Wandlers ist
nötig, daß
Lu > Li und Ly
Usir — La und Ly
8
Diese Bedingung ist gegeben, wie ein Vergleich
folgender Größen zeigt:
Lu»25-10-3 Hy, Lı =1,6-10 Hy
Lir ~ 0,1-.10=? Hy, Lu = 0,72. 10— Hy.
Bei Annahme einer vereinfachten Magnetisierungs-
kurve kann der Wandler mit einem während der
Dauer der Ummagnetisierung geöffnetem, während
der Sättigung dagegen geschlossenem Schalter ver-
glichen werden. Es lassen sich dann zwei Zeiten
unterscheiden.
Während der Stoßzeit — „Schalter geöffnet“ —
sind die beiden Kreise zu einem einzigen Schwin-
gungskreis vereinigt. Hierbei findet in Form einer
oszillierenden Kondensator-Ent- bzw. -Aufladung ein
Energieaustausch zwischen den beiden Kreisen statt.
Die Dauer der Stoßzeit hängt von den Anfangs-
bedingungen und der Beschaffenheit des Wandlers
ab; der Beginn fällt zeitlich mit dem Nulldurchgang
des Wandlerstromes zusammen.
Bild 1. Schaltung.
Lı = 1,6-10-3 Hy; Cı = 0,30 x F; Rı = 0,7 Ohm;
fi = 6000 Hz
Sekundärkreis: Lı = 0,72:10-3 Hy; Cııveränderl. Rıı= 0,5 Ohm;
1t = 2000 Az
Wandler: Smax = 8000 CGS; n = 50 Windungen; Rw = 0,2 Ohm.
Während der Ausschwingzeit — „Schalter ge-
schlossen“ — überlagern sich Primär- und Sekundär-
strom im widerstandslosen Wandler ohne Energie-
austausch. Die Frequenz des Sekundärstromes hängt
während dieser Zeit lediglich von der Abstimmung
des Sekundärkreises ab. Damit ein Dauerzustand
zustande kommt, muß die während der Stoßzeit an
den Sekundärkreis übertragene Energie während der
Ausschwingzeit in diesem verbraucht werden‘).
Gemäß der Festlegung der Stromrichtungen in
Bild 1 ist der Wandlerstrom die Summe aus dem
primären und sekundären Strom. Der Beginn der
Stoßzeit ist somit auch von dem Sekundärstrom und
seiner Phasenverschiebung zu dem primären ab-
hängig. Soll der Wandler während einer Periode
der tieferen, bei einer Erniedrigung also der sekun-
dären Frequenz nur zweimal ummagnetisiert werden,
dann darf je nach der Phasenverschiebung der beiden
Ströme zueinander n nicht unter einen bestimmten
Mindestwert sinken; bei einer Erniedrigung auf Fı/3
muß nach Bild 2a, b
a) Zu >9ı b) Iun> Fi werden.
Primärkreis:
Wird in diesen beiden Stoßzeiten eine so große
Energie auf den Sekundärkreis übertragen, daß sich
1) Näheres über die Grundlagen dieser vereinfachten Lösung
siehe die oben erwähnte Arbeit von Kramar.
Wilhelm Janovsky:
in diesem ein den obigen Bedingungen entsprechender
Strom ausbilden kann, dann ist ein Dauerzustand £
möglich. Zu
Vergleich von Rechnung’) und Oszillogramm?). |
Versuchsergebnisse. |
l. StoBzeit. iw << i und či; iw =O gesetzt,
d. h. Wandlerkreis scheinbar unterbrochen. Der Ver-
lauf der Stoßzeitschwingung ist dann durch den |!
Strom i = -în =—iı und die beiden Kondensator-
spannungen pe und Pen gegeben:
i—=Jsin(wst+ a); pa = Pa cos (ws t+ a) + Pe;
Pell = — Pon cos (Ws t—- a)—+ Pe
/
Hierin ist:
ge ae nr
7 V (Li+ Lu) Ck er (Pela — Pella) Ds Cr
A Cii Pella —- Ci Pela \
nn 3
g= Vie [(Peia — Pela) ws Cr]? ,
G= Cı Cu
en Ci, da Cu > Ci ist.
Bild 2.
Einfluß einer Phasenverschiebung zwischen ¿iz und izfr auf Jil '
unter der Voraussetzung, daß iw =i7-Hi1r in der Zeit 71 nur ı
zweimal Null werden-darf.
e
fläche“ F= f Pu dt = 2- Dax: n- 10-8 Volt sec.
ta
konstant und unabhängig vom Strom. Bei bekanntem
zeitlichen Verlauf der Wandlerspannung und bekann-
tem max kann daher die Stoßdauer T, — t, — fa et-
ermittelt werden; wie aus der Schaltung hervorgeht,
ist:
Pw = pu + Pen = (Bar — Ben) cos (ws t-a) Pe somit
Bei starker Sättigung des Wandlers ist die „Stoß-
W Pe l l l
e == Paga T Ts+ sin (ws T, -— a)— sina
SP
Aus dieser Beziehung kann Ts graphisch leicht er- .
mittelt werden (Bild 3). \
5) Die Berechnung ist im wesentlichen die gleiche wie bei
Kramar.
6) Die Auflösung der mit dem Braun’schen Rohr aut-
genommenen Öscillogramme in den Strom-Zeit bzw. Sparnungs-
Zeit-Maßstab erfolgte aus je zwei um etwa 90° gegeneinander
phasenverschobenen Aufnahmen, um eine möglichst große Ge- | |
nauigkeit zu erzielen. Die Wandlerspannung wurde bei Fi
ll u. 16 mit einer Hilfswicklung von 35 Wdg., bei Fig. 17 nit
einer solchen von 200 Wdg. aufgenommen; aus letzterem wurde
der Wandlerspannungsverlauf für die Zeit zwischen zwei Span-
nungsspitzen ermittelt. Die Eichung wurde durch einen auf das
Braun’sche Rohr aufgebrachten und bei den Aufnahmen mit
photographiertem Maßstab erheblich erleichtert.
g. 10,
`
Frequenzerniedrigung durch Eisenwandler. 83
Die Endwerte zur Zeit te: ie Pete und Pete geben
gleichzeitig die Anfangsbedingungen für die sich an-
schließende Ausschwingzeit.
V -=p
N
Rn
í Bild 4.
| Graphische Ermittlung der Stoßzeitsch wingung.
. 2 Ausschwingzeit. Lo = Lsr~ 0, d. h.
„Wandlerkreis scheinbar kurz geschlossen. Im Sekun-
“därkreis setzt eine freie Schwingung inf, pouf von
‘der Eigenfrequenz des Kreises:
1.
V (Lu F Li) Cu
„`
I
wif —
VTA
100 200
Bild 5.
Graphische Ermittlung des Strom- und Spannungsverlaufes
während der Ausschwingzeit im Primärkreis.
Osee
4
‘
Berechneter Verlauf von Strom und Spannung; (vergl. Bild 12).
200 30.0 ree
Bild 6.
ein; sie muß den Anfangs- und Endbedingungen ge-
nügen:
ae re N be dr Die
= le: uf = te; t= g ty ta
Pelf — Pelle ; Palf — —— Pella.
Aus dem ersten Maximum der Kondensatorspannung
nach dem Stoß Peus und dem letzten vor dem Stoß
84 Wilhelm Janovsky:
Kummer: Bild 7.
sin œit
sin wI t
Pwi Pw À
| ER
> Bild 10, Bild 11.
sin wj t ¿il
iwi
Famm Bild 13. Baun Bild 14. > Bild 15.
sin wr t sin oıt sin œw t
Pw
pw
> Bild 16. > Bild 17.
iil sin œl t i
—_
— en a G e) T
Für CGı=5,lufF, ta = + ita = — ita = 0
Pella = 170 Volt; Pea = 750 Volt’)
zeigt Bild 4 den Verlauf der Stoßzeitschwingung,
3ild 5 die Ermittlung‘ des Strom- und Spannungs-
Herta im Primärkreis und Bild 6 den gesamten
Per kann angenähert die übertragene Leistung be-
rechnet werden: No fu: Cu (Pens — Benz)
Im Primärkreis kommt zu der freien Schwingung
1
VLC
en Generator erzwungene fer Per, deren Größe von
qo der Eigenfrequenz. wis = noch eine durch
À |
\
i l . i l . .
Jr Lı — —— und der Maschinenspannung abhängt.
Aoo a
>
v A. f l 4 N
\ Ar ! \
soo | \ l \ un
\ ! \ /
| 700 WU see;
5 | Bild 12.
” Aus den Oscillogrammen (Fig. 7—11) ermittelter Strom- und
Spannungsverlauf; (vergl. Fig. 6).
Zusammen müssen sie die Anfangs- und End-
bedingungen erfüllen:
! Tu ; ; ,
ti =%: tr F iif = — ie; Im e ier F ip = + ia
Peer F Paf = Pele; Pcer -+ Pef = — Pela
Im folgenden sollen zwei Fälle von Frequenz-
erniedrigung auf fu = fı/3 näher untersucht werden.
Vorgang. Die an den Sekundärkreis abgegebene
Leistung beträgt N ~ 80 Watt. ; |
Die angenommenen Anfangsbedingungen ent-
sprechen etwa den Oszillogrammen Bild 7—-11; aus
7) In der Berechnung muß noch die Maschinenspannung pM
berücksichtigt werden; es wurde daher an Stelle von pcela mit
Pla = Pcla—pM gerechnet.
Frequenzerniedrigung durch: Eisenwandler. 85
d
j
A 4
1
r gr:
0 wo &0 WU See
- Bild 18.
Aus den Oscillogrammen (Bild 13—17) ermittelter Strom- und
Spannungsverlauf; (vergl. Bild 20).
%00 N
N-
a, a \
BE N er
» UR].
ir VID,
a ; DREI"
Br u 9 $0 2 . 4 H | 100
4 et
a l e
Bild 19.
Graphische Ermittlung der Stoßzeitschwingung,.
diesen Oszillogrammen wurde Bild 12 konstruiert.
Ein Vergleich von Bild 6 und Bild 12 sowie die fol-
genden Werte zeigen eine gute Uebereinstimmung
von Rechnung und Oszillogrammen.
j | berechn. | Versuch
28 25
15 17
190 | 200
Die Oszilogramme (Bild 13—17) wurden bei
Cu= 29u F aufgenommen. Aus ihnen wurde Bild 18
Wilhelm Janovsky: Freduenzerniedrigung durch Eisenwandler.
ermittelt. Andererseits wurde rein theoretisch für die
gleiche Abstimmung und die dem Versuch ent-
nommenen Werte: fa = + ila = — ila = — 3 Amp.
Pella ~ 80 Volt; Pela = 650 Volt
in Bild 19 wiederum der Verlauf der Stoßzeit-
schwingung ermittelt. Nur während der Zeit təè— te
wird Energie an den Sekundärkreis abgegeben, wäh-
rend der Zeit ta — is liefert dieser seinerseits Energie
an den primären Kreis zurück. Die während der
Dauer der freien Schwingung im Sekundärkreis ver-
brauchte Leistung ist wesentlich kleiner geworden
und beträgt nur noch N ~ 40 Watt. Bild 20 zeigt den
200 0.0 "sec
Bild 20.
Berechneter Verlauf von Strom und Spannung; (vergl. Bild 18)
gesamten Vorgang. Ein Vergleich mit Bild 18 läßt
eine noch bessere Uebereinstimmung als im ersten
Fall erkennen.
| | berechn. | Versuch
Aus der Berechnung ergibt sich für die Wandler-
spannung in beiden Fällen ein etwas von dem tat-
sächlich beobachteten abweichender Verlauf. Diese
Abweichung wurde bereits von Kramar?) fest-
gestellt und in einer dürch die Spulenkapazität bei
Beginn des Stoßes hervorgerufenen zusätzlichen
Schwingung begründet gefunden.
Bei den Versuchen wurde festgestellt, daß der
Sekundärkondensator nur in den Grenzen Cn = 5,3 —
2,0 u F geändert werden durfte, wenn ein Dauerzustand
fa — fı/3 bestehen bleiben sollte; sowohl bei weiterer
Vergrößerung als auch Verkleinerung stellte sich
schlossenem Schalter S an die Maschine gelegt.
sprunghaft ein Zustand fu—=/ı ein. Da bei Aende
rungen in den oben angegebenen Grenzen immer
C> Cı bleibt, wird mit Cu nur die Frequenz der
freien Schwingung im Sekundärkreis, nicht aber: die
der Stoßzeitschwingung?) verändert; es verschiebt
sich also im wesentlichen nur der Zeitpunkt des‘
Stoßeinsatzes. Bei Bild 12 beginnt der Stoß bei
ô ~ 200°, also bereits in der negativen Halbwelle des
Primärstromes, bei Bild 18 dagegen noch in der posi-
tiven bei öw 160°. Für die beiden oben erwähnten
Grenzfälle ist 6 »230° bzw. ô œ 140".
Der Grund dafür, daß die Stoßzeit
früher als 6» 140° gelegt werden darf,
von Bild 19 leicht zu erkennen; es würde dann in der
Zeit von a — tè mehr Energie von dem
kreis zurückgegeben werden, als während der Zeit
von u —t. auf ihn übertragen wird. Bei ô 240
kehrt der
schon kurz nach dem Stoß seine Richtung um. Da-
durch sind die Anfangsbedingungen für einen zweiten
Stoß erreicht. Uebereinstimmend mit Kramar
nicht noch
ist an Mandl];
Sekundär- {|
theoretische Wandlerstrom tw = i -+ în!
konnte auch für die Erniedrigung kein derartiger Fall-
beobachtet werden, sondern es stellte sich
sprunghaft fu =/fi ein.
Während für den Dauerzustand somit eine weit-
gehende Übereinstimmung mit der Frequenzverviel-
fachung bei schwach gedämpftem Sekundärkreis fest-
gestellt werden konnte, besteht ein
Unterschied darin, daß bei
wesentlicher
der Frequenzerhöllung
immer
durch die Eisensättigung die sekundäre Frequenz von
selbst als höhere Oberschwingung entsteht. Bei der
Frequenzerniedrigung ist aber bei abgeschaltetem
Sekundärkreis die sekundäre Frequenz zunächst gar-
nicht in der Wandlerspannung enthalten. Erst durch
die große Rückwirkung des Sekundärkreises auf den
Wandler muß erreicht werden, daß die Grundfre-
quenz der Wandlerspannung gleich der sekundären,
die Frequenz einer Oberschwingung aber gleich der
primären, d. h. gleich der von außen aufgedrückten
Maschinenfrequenz, wird. Aus der Notwendigkeit
dieser Rückwirkung ergibt sich, daß die Frequenz-
erniedrigung nicht so ohne weiteres von selbst ein-
tritt und das Einleiten eines Dauerzustandes beson-
derer Maßnahmen bedarf.
Bei den Versuchen wurde derart vorgegangen,
daß zunächst der Primärkreis allein an die Maschine
gelegt und erst dann der Schalter S (Bild
schlossen wurde. Durch diesen Schaltvorgang wird,
wie bekannt, im Sekundärkreis eine freie abklingende
l
V Lu Cu
diese in der richtigen Phase und Größe ein, bedingt
durch den Zeitpunkt des Schaltens, so kann hierdurch
der in Bild 18 dargestellte Dauerzustand eingeleitet
werden. Wird dagegen der Primärkreis bei ge-
dann
wird fi = fi, in~ ñ und iw œ 0, da der Widerstand des
Sekundärkreises für die Primärfrequenz klein ist
gegenüber dem des Wandlers im Gebiet der Um-
Schwingung von der Frequenz - erregt:
magnetisierung; letzterer wird nicht mehr gesättigt
und die Wandlerspannung zeigt angenähert
förmigen Verlauf.
sinus-
8) Als günstig erwies sich ws œ wl;
im vorliegenden Fall
war wI = 37700, ws = 37 800.
1) ge- '
setzt |
m
Zu erwähnen wäre noch, daß für den Fall einer
.Jleichstromvormagnetisierung auch fu = fı/2 erreicht
wurde. Dagegen konnte fu=fi/ö nicht mehr erzielt
werden, was darauf zurückzuführen sein dürfte, daß
:lie während der Stoßzeit übertragene Energie zu
-xlein war, um im Sekundärkreis einen so großen
-Strom von der Frequenz/u=:fi/öaufrecht zu halten,
‘daB der Wandler in der Zeit 5.7Tı nur zweimal um-
-inagnetisiert wird.
| Zum Schluß sei noch auf einen von Kramar bei
ganz geringer Dämpfung beobachteten Fall’) hin-
gewiesen, bei dem im wesentlichen eine Versechs-
fachung der Frequenz eintrat, der gesamte Vorgang
‘sich aber nicht nach Ablauf einer vollen Periode,
sondern erst nach zwei Perioden genau wiederholte.
Dieser Sonderiall stellt bis zu einem gewissen Grade
auch eine Art Erniedrigung auf fı/2 dar.
M. Osnos: Eisenverluste von Frequenz-Transformatoren. 87
Ich möchte nicht versäumen, auch an dieser Stelle
Herrn Professor Barkhausen für wertvolle An-
regungen zu danken.
Zusammenfassung.
Mit Hilfe des Braunschen Rohres werden die
bei einer Frequenzerniedrigung auf Y, der Maschinen-
frequenz auftretenden Erscheinungen näher unter-
sucht. Unter der Annahme, daß der hochgesättigte
Wandler wie ein Schalter wirkt, können die Vor-
gänge auch rechnerisch verfolgt werden, wobei siclı
eine gute Uebereinstimmung mit den Versuchen
zeigt. Die Einleitung eines Dauerzustandes bedarf im
Gegensatz zur Frequenzvervieliachung besonderer
Maßnahmen. Für den Dauerzustand selbst dagegen
liegen ähnliche Verhältnisse wie bei der Verviel-
fachung vor.
(Eingegangen am 4. Mai 1929.)
Eisenverluste von Frequenz-Transformatoren.
Von M. Osnos,
Mitteilungen aus dem Telefunken-Laboratorium.
Inhaltsübersicht:
l. Betrachtungen über zweckmäßige Grundlagen
für die Beurteilung der Eisenverluste von stark-
gesättigten Hochfrequenzblechen.
2. Versuche.
Ziel und Zweck der Versuche, untersuchtes
Material und Versuchsmethode.
Schaltung.
Ergebnisse bei Leerlauf.
Ergebnisse bei Belastung.
3. Zusammenfassung.
Vor einigen Jahren wurde dem Telefunken-
Laboratorium die Aufgabe gestellt, die Eisenverluste
von Hochfrequenzblechen verschiedener Dicke und
Sorte für die Zwecke des Maschinensenders zu be-
stimmen.
Obwohl nun die Maschinensender nicht melır ganz
modern sind, so dürften dennoch die Ergebnisse, zu
-denen wir gekommen sind, wegen ihrer prinzipieller
Bedeutung von Interesse sein. Es ergab sich nämlich,
daß die Eisenverluste bei Hochfrequenz-Transfor-
_ matoren von einem ganz anderen Standpunkte aus
als bei gewöhnlichen Transformatoren beurteilt
werden müssen.
Bei gewöhnlichen Transformatoren geht man bei
den Eisenverlustuntersuchungen von der magneti-
schen Induktion B und der Periodenzahl aus: Man
fragt sich, wieviel Verluste hat das Eisen für ein
Kilogramm bei gegebenem B und Periodenzahl.
Diese Frage kann man dort stellen, weil die gewöhn-
lichen Transformatoren im allgemeinen wenig ge-
‚sättigt sind und somit bei sinusförmigem Magneti-
sierungsstrom auch die Induktion B sinusförmig und
von derselben Periodenzahl wie der Strom ist.
Bei den Frequenztransformatoren hat dagegen
diese Frage keinen Sinn, weil infolge der starken
magnetischen Sättigung, die sie zu ihrer Wirkung
brauchen, im Eisen gleichzeitig mehrere In-
duktionen von verschiedener Periodenzahl entstehen.
Bei gewöhnlichen Transformatoren kann man fer-
ner bei Beurteilung der Eisenverluste statt von der
Induktion B auch von den Amperewindungen pro
cm ausgehen. Bei Frequenztransformatoren kann
man es nicht, weil bei diesen die Verluste nicht nur
von der absoluten Größe des Stromes bzw. der Am-
perewindungen abhängig sind, sondern auch von
dessen Reinheit, d. h. davon, ob der Strom nur die
Grundwelle oder auch mehr oder weniger Oberwellen
enthält.
Dieses ist aber (Bild 1 und 2) von der Größe der
Abstimmittel, der sogenannten Sperre'), abhängig, die
man in Reihe mit dem Frequenztransformato.
schaltet, und die in der Praxis ganz verschieden
sein kann. Denn die Sperre ist sowohl von der
Schaltung des Frequenztransformators wie von der
Leistung und der Größe der Vielfachung abhängig.
Man könnte allerdings für die Versuchszwecke
eine so große Sperre nehmen, daß der Magnetisie-
rungsstrom nahezu ein reiner Sinusstrom wird. Diese
Versuche hätten aber für die Praxis keinen Wert,
weil für die Praxis weder große Sperren noch reine
1) Unter Sperre kann man im allgemeinen verstehen eine
Kombination von L und C, die so bemessen und angeordnet sind,
daß sie den ungewünschten Wellen den Weg mehr oder weniger
versperren, den gewünschten aber den Weg freihalten.
In unserem Falle besteht die Kombination (Sperre) aus in
Reihe geschalteten Z und C, die gemeinsam auf die Grundwelle
abgestimmt sind. Sie läßt also die Grundwelle } im wesentlichen
durch, während sie einer anderen Welle einen Blindwiderstand
A=
von der Größe X =r (1 — j bietet, wobei r =œ L =Induktanz.,
Je größer r desto größer X, man kann also von einer großen
und kleinen Sperre sprechen, je nachdem ihr Z groß oder klein ist.
Es sind aber auch andere Kombinationen von L und C möglich,
die man als Sperre in unserem Sinne bezeichnen Kann, so vor
allem die bekannte Zwischenkreisschaltung sowie die sogenannten
Kettenleiter.
$
88
Magnetisierungsströme brauchbar sind, denn erstens
verursacht eine große Sperre große Verluste und
große Anschaffungskosten und zweitens ist es für den
Wirkungsgrad des Transformators zweckmäßig, daß
der Transformatorstrom mehrere Wellen bzw.
Zwischenfrequenzen enthält. Ein künstlich zugestell-
ter Sinusstrom im Transformator wäre also in allen
Beziehungen schädlich, und man sucht daher in der
Praxis die Sperre auf das unbedingt notwendige Maß
zu reduzieren.
mit Sperre
ohne Sperre
Bild 1.
Schaltungen von Schwingungskreisen mit Eisendrosseln.
Auch die Spannung (bzw. Spannung pro Windung)
des Transformators schien zunächst keine richtige
Grundlage für die Beurteilung der Eisenverluste zu
geben, denn auch diese ist von der Größe der Sperre
stark abhängig.
Es war also zunächst schwer, eine brauchbare Be-
ziehungsgröße für die Eisenverluste beim Frequenz-
transformator zu finden.
Zu einem befriedigenden
schließlich folgender Gedanke.
p EEE HE KEN BEN 7
PERERA fi -I I
Ergebnis führte mich
oÁ s l e l
nrama a
7, BER BE RE DR RE ER ER RE RE RE RE
on 2 2» ww 0 Q P 0 tfo 120. Aline
2.
Eisenverluste von Si-legiertem Blech bei » = 10 kHz.
Ein Frequenztransformator ist desto besser, je
Nutzleistung
Transformator kVA
ist. Sämtliche bekannte Schaltungen haben den
Zweck, bei einer gegebenen Wellenreinheit dieses
Verhältnis möglichst groB zu machen. Man kann also
sagen, daß dieses Verhältnis ein Maß für die Güte
eines Frequenztransformators bildet. Nun dachte ich
Eisenverluste
Transformator kVA
bei Leerlauf des Transformators ein Maß für die Güte
des Eisens geben könnte? Natürlich im umgekehrten
Sinne, d. h. je kleiner das Verhältnis, desto besser
das Eisen.
größer das Verhältnis bei ihm
mir, ob nicht auch das Verhältnis
M. Osnos: Eisenverluste von Frequenz-Transformatoren.
Auf Grund dieser Ueberlegung sind Versuche ge
—
p=
ve
macht worden, die zu einem überraschenden Erfolg i;
geführt werden.
Sie haben nämlich gezeigt (s. Bild 3 und 4), dal
den für die Frequenzsteigerung in
bei Betracht
6&0 70
Bild 3.
rea S em)
nn 20 30
Bild 4.
Prozentuale Eisenverluste von Si-legiertem Blech,
kommenden Sättigungen das oben genannte
Verhältnis
y
EJ
als Funktion von AW/cm aufgetragen, fast unab-
hängig von der Größe der Sperre, der
Art der Schaltung, der Blechsorte und
Dickeist.
y
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2 iv
TREE EM MM 0 0 70 Teller
Bild 5.
Vergleich von verchiedenen Eisenblech-Sorten.
Ferner haben sie gezeigt, daß diese Funktion
von etwa 11 AW/cm an (ebenfalls für sämtliche
untersuchten Blechsorten) eine fast reine leicht zu
berechnende Hyperbel ist.
Die verschiedenen Eisensorten haben verschiedene
Hyperbeln ergeben. Aus dem Vergleich dieser
Hyperbeln miteinander (s. Bild 5) kann man sich da-
her ein Urteil über die verhältnismäßige Güte der
l
b
|
u nen Eee
P A
š | F. Sammer: Nähere Beschreibung der ausgeführten Versuche. 89
‘rerschiedenen Eisensorten bilden: je niedriger die
"Iyperbel liegt, desto besser ist die betreffende Eisen-
sorte.
` Aus dem Verlauf der Hyperbel kann man ferner
'leren Konstante für jede Blechsorte berechnen. Be-
quemer für die Berechnung ist jedoch, wenn man den
reziproken Wert, d. h.
v
als Funktion von AW/cm aufträgt, wodurch die
Hyperbeln in Gerade sich verwandeln (s. Bild 6),
'deren Konstanten leichter zu berechnen sind.
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W 20 30 0 50 60 70 oO HH WW IN 180 Alina:
Bild 6.
Prozentuale Schwingleistung verschiedener Eisensorten.
Besonders interessant ist, daß man aus den
‚Hyperbeln bzw. Geraden nicht nur einen Vergleich
. zwischen verschiedenen Eisensorten führen kain,
. sondern annähernd auch die absolute Größe
NN a a a ~
A. Leerlaufiversuche.
Ll Ziel und Zweck der Versuche war:
1. Die Größe der zu erwartenden Eisenver-
luste (in kW pro kg Eisen bei 10000 Pe-
rioden Grundfrequenz) überhaupt fest-
zustellen und
2. unter 5 verschiedenen Eisensorten das ge-
eignetste Eisen auszuwählen.
II. Untersuchtes Material war
a) sog. altes H.F.-Blech, aus einer älteren
Lieferung stammend, Blechdicke ca. 0,09
bis 0,10 mm,
b) sog. neues H.F.-Blech, neue Lieferung,
Dicke ca. 0,05—0,07 mm,
c) Silicium-legiertes Blech, Dicke ca. 0,05
bis 0,07 mm,
d) sog. legiertes Blech, spez. Gewicht 7,3,
Dicke ca. 0,015—0,022 mm,
e) emaillierter Haardraht, Dicke ca. 0,05 mm.
TEN ANNE IN NEN OA ORT NEN NE RN
der Eisenverluste füreinen beliebigen
Frequenztransformator, ohne sein
Eisengewicht zu kennen, ' berechnen
kann, wenn seine Nutzleistung und seine Grund-
frequenz gegeben ist.
Vorausgesetzt nämlich, daß die Schaltung und die
Abstimmittel des Senders möglichst günstig gewählt
sind, ist bei gegebener Grundfrequenz, Frequenz-
steigerung und Wellenreinheit das Verhältnis
Nutzleistung
Transformator — E. J (bei Leerlauf)
Die erfahrungsgemäß gefundene Konstante sei
gleich K..
Andererseits sei der den Geraden in Bild 5 ent-
= konstant.
EI 2...
nommene Wert von —- für eine gewisse Zahl von
7
AW/cm = K..
Demnach ist der absolute Wert der Eisenverluste
_ Nutzleistung
u Kı'Ka
Die bisherigen Versuche sind allerdings bei Leer-
lauf, d. h. ohne Nutzleistung ausgeführt worden.
Fernere Versuche haben jedoch gezeigt, daß von g-
bis 15-facher Frequenzsteigerung und richtiger Ab-
stimmung des Senders die Eisenverluste bei Be-
lastung sich nur um 15—30% von denen bei Leerlauf
unterscheiden.
Die Steigerung der Eisenverluste bei Belastung
gegenüber Leerlauf ist also bei Frequenztransfor-
matoren nicht ungünstiger als bei gewöhnlichen
Transformatoren und kann daher mit angenäherter
Sicherheit stets in Betracht gezogen werden.
Sämtliche Versuche sind von Herrn Dr. Sammer
ausgeführt worden, der anschließend sie näher be-
schreibt.
Nähere Beschreibung der ausgeführten Versuche.
Von F. Sammer, Telefunken.
II. Die Versuchsmethode war:
eine kalorimetrische Methode (s. Bild 7), bei
der jeder einzelne Meßpunkt unmittelbar mittels
Gleichstrommessung nachkontrolliert wurde, und
zwar derart, daß sich die Kontrollmessung und die
ursprüngliche Messung in beiden Fällen im gleichen
Temperaturintervall und bei annähernd gleicher Zeit-
dauer vollzogen. Damit werden folgende Fehler-
quellen eliminiert:
Fehler infolge Wärmeverlusten,
Fehler durch Aenderung der spez. Wärme des Oel-
bades und Fehler durch Rührarbeit.
Da sich außerdem die Wärmeentwicklung beim
Hauptversuch in anderer Weise als beim Kontroll-
versuch vollzieht, wurden die Temperaturen erst nach
bestimmter Zeit nach dem Ausschalten abgelesen.
Die vorhandenen Eisenproben gelangten haupt-
sächlich in Form von Eisenringen von 90/70 mm oder
70/554 mm Durchmesser und in einer: Gewichtsmenge
90 F, Sammer: Nähere Beschreibung der ausgeführten Versuche.
von 50—200 gr, je nach verfügbarer Menge zur Ver-
wendung. Wicklung 40 Wdg. Hochfrequenzlitze
3X3X45X0,10.
Die Kupferverluste wurden gesondert mittels einer
Vergleichsdrossel ohne Eisen bestimmt. Diese
stimmen ziemlich mit den aus dem Gleichstromwider-
stand errechneten überein. (Z. B. 0,0026 Q statt
0,0025 Q.)
Der mittlere Meßfehler ermittelte sich aus 3 Mes-
sungen zu 1%.
v%
Aya Glaswolle
Bild 7. Skizze des Kalorimeters.
IV. Schaltung.
Als Schaltung ist die bei Telefunken für Maschi-
nensender gut bewährte Schaltung nach Bild 1 aus-
geführt worden. (D.R.P. 457 533, 379 222 u. a. Tele-
funken-Osnos.) Das Wesentliche derselben besteht
darin, daß parallel zur Maschine eine Kapazität ge-
schaltet ist. Dadurch wird die Maschine sowohl vom
Blindstrom wie auch von Oberwellen wenigstens
größtenteils entlastet.
V.Ergebnisse.
Die Untersuchung erstreckte sich auch auf den
Einfluß der Schaltung auf die Verluste. Diese wurden
untersucht bei großer Oberwellensperre im Primär-
kreis und auf Vorschlag von Herrn Osnos auch bei
kleiner Sperre. Dabei ergab sich, daß der absolute
Betrag der Verluste unter sonst gleichen Verhält-
m
, gleiche Frequenz) sehr stark
nissen (gleiche
abhängig ist.von der Größe dieser Sperre (s. S. 87).
Bei großer Sperre (Lsperre = 10-10° cm; Lemar =
— 2-3.10° cm) erhält man nahezu sinusförmigen
Strom und eine sehr durch ÖOberwellen verzerrte
Spannung, während man bei kleiner Sperre nahezu
sinusförmige Spannung und einen stark durch Ober-
wellen verzerrten Strom erhält.
Bei gleichen effektiven Mittelwerten der Magneti-
sierungsströme nehmen im ersten Fall (welcher durch
sinusförmigen Strom charakterisiert ist) die Fisen-
verluste bedeutend höhere Werte an — wie Bild 2
deutlich zeigt — trotzdem hier die Maximalamplitude
des magnetisierenden Stromes und damit auch die
maximale Sättigung des Eisens weit geringer ist als
im zweiten Fall (sinusförmige Spannung). Im ersten
Fall ist aber auch die schwingende Leistung am
Eisenkern größer. Daher hat Herr Osnos vorge-
schlagen, die Eisenverluste pro schwingender Leistung
am Eisenkern anzugeben. Wie aus den Bildern 3 und
4 hervorgeht, ist dieses Verhältnis schon bei mitt-
leren Sättigungen annähernd, bei größeren Sättieun-
gen ganz unabhängig von der Art der gewälilten
Schaltung und nur eine Funktion der Amperewin-
dungen pro cm. Wie die Bilder 4 und 5 zeigen, kann
das Verhältnis = dargestellt werden durch die :
Gleichung
eJ/k VA — 0.29. A Wmax + 0,4 für altes H. F.-Blech
vV (7 W ) zu cm und Haardraht von 0,05 mn |:
|
— 0,30 + 3 für legiertes H. F.-Blech
= 0,805 - Hr für neues H. F.-Blech
al
V = Eisenverluste in kW. l
e—Effektivwert der Spannung an der Eisenkern |
spule. |
J = Eifektivwert des Stromes.
Wie ersichtlich, ist dasjenige Eisen von gröberer |.
EJ 2 g a
Güte, welches das größere y hat, was »iner grü- 1
Beren Konstante e in dem Ausdruck i
RT:
— 1
V cm + |
gleichkommt. h
|
B. Belastung. I
i
Die Belastungsversuche wurden in gleicher ı,
Weise wie die Leerlaufversuche unternommen. |
Zugrunde liegt die Schaltung von Bild 8, wobei ı
zu bemerken ist, daß die Sperre im Belastungskreis
stets so groß war, daß praktisch nur die gewünschte
Bild 8.
das neue H.F.-Blech bei Verdreifachung und Vcr-
fünfzehnfachung. - Folgende Tabelle - gibt Aufschlu
Harmonische gemessen wurde. Untersucht wurde nur |
über die gemessenen Resultate: |
-
y
Jeff | soft v c Bemerkungen
30 0,46
50 0,38 || Verfünfzehnfachung
60 0,37 bei einer Aiape
70 0,35 = 1:5.
60 0,35 |] Sperre 1:25) , ,., <
60 0,345 1:3,6| zehnfachung
30 0,40 | Sperre 1:1,5 Verdreifachung |
Wie aus der Tabelle ersichtlich, schwanict die Koi-
stante c in den Grenzen 0,46 und 0,345, während sich N!
der aus den Leerlaufversuchen ermittelte Wert zu .
0,405 ergibt. Der maximale prozentuale Fehler bei‘
trägt also etwa + 15%, so daß selbst bei den m `
übersichtlichsten Verhältnissen der Belastung mit \
irgendeiner Vervielfachung die aufgestellte Porme |
‘
N
Manfred von Ardenne und Kurt Schlesinger: Amplitudenabhängigkeit der dynamischen Steilheit beim Richtverstärker. 9]
ec m nn nn nn ee nn nn m mn nn m Le nn nn mm ISOON
-= e
-hren Wert als Mittel zur Schätzung der Eisenverluste
ür alle Fälle beibehält.
Zusammenfassung.
Es wurde die Aufgabe gestellt, die Eisenverluste
-zon Hochfrequenzblechen verschiedener Sorten und
Jicken zu bestimmen.
| Anfänglich waren gewisse Schwierigkeiten zu
iberwinden, da man nicht wußte, welche Bezugs-
.ıröße als Basis zu nehmen ist.
Während man nämlich bei Niederfrequenztrans-
‘ormatoren als Bezugsgröße für die Eisenverluste die
sinusförmige Induktion B oder die sinusförnige
-AW/cm nehmen kann, ist es bei den Hochfrequenz-
transformatoren unmöglich. Denn wegen der hohen
Sättigung ist bei diesen sowohl die Induktion B wie
auch der Magnetisierungsstrom melhırwellig, also keine
eindeutige sinusförmige Größe, die man als Bezuzs-
basis wählen könnte. Auch stelte sich heraus, daß die
Verluste von der Größe der sogenannten Sperre und
der Art der Schaltung abhängig sind, die noch gar
nicht festliegen.
Eingehende Ueberlegungen und praktische Unter-
suchungen haben nun in überraschender Weise ge-
zeigt, daß die Eisenverluste bei Hochfrequenztrans-
formatoren einem ganz anderen als bei Niedcr-
frequenztransformatoren, aber sehr einfachen Ge-
setzen folgen.
Es hat sich nämlich gezeigt, daß von einem ge-
wissen Wert AW/cm (10—15) an das Verhältnis
Eisenverluste Bu
Transformator kVA
in Abhängigkeit von AW/cm aufgetragen, praktisch
nach einer Hyperbel verläuft, deren Konstanten
leicht zu berechnen sind.
Und dieses ganz unabhängig von der Art der
Schaltung und der Größe der Sperre und angenähert
unabhängig von der Belastung.
Bekanntlich bezeichnet man mit dem Dämp-
fungsfaktor einer Spule ganz allgemein das Ver-
hältnis
Verluste
schwingende kVA
der Spule.
Das oben genannte Verhältnis ist also nichts
anderes als der Dämpfungsfaktor eines Frequenz-
transformators bzw. einer stark gesättigten Eisen-
kern-Spule.
Man kann also den Dämpfungsfaktor als ein nur
vom Material und der Grundfrequenz abhängiges Maß
für die Eisenverluste, mit den AW/cm als Basis,
nehmen. Dies besagt, daß die GüteeinerEisen-
kernspule genauso wie die einer eisen-
losen durch die Größe ihres Dämp-
fungsfaktors charakterisiert ist. Für
den Vergleich aber von verschiedenen Eisensorten
miteinander kann man sagen: je geringer der
Dämpfungsfaktor der aus ihnen an-
gefertigten Eisenspulen (bei gleichen
AW/cm und gleicher Grundperiodenzahl, aber un-
abhängig von deren sonstigen Dimensionen), desto
besser ist das Eisen.
(Eingegangen am 24. Mai 1929.)
— a nn m mm nn eaae
Amplitudenabhängigkeit der dynamischen Steilheit
beim Richtverstärker.
Von Manfred von Ardenne und Kurt Schlesinger, Berlin.
Inhaltsübersicht:
A. Mit der Problemstellung zusammenhängende
Fragen.
- B. Theoretische Ueberlegungen.
1. Berechnung der Steilheitsänderung.
2. Das Einsatzkriterium.
3. Vereinbarkeit von optimaler Gleichrichtung
und gutem Schwingungseinsatz.
C. Experimentelle Prüfung der Theorie.
1. Versuchsanordnung.
2. Messungsergebnisse.
3. Versuche mit rückgekoppelten
stärker.
Zusammenfassung.
Richtver-
A. Problemstellung.
Die der Arbeit zugrundeliegende Problenistellung
ergibt sich, wenn bei einer mit Anodengleich-
richtung arbeitenden Einrohrschaltung gleichzeitig
Rückkopplung angewandt werden soll. Während
nämlich bei Gittergleichrichtung, bei der der Gleich-
‚richtungseffekt im Gitterkreis und seine Verstärkung
wesentlich unabhängig voneinander vor sich gehen,
an der steilsten Stelle der Anodenkennlinie gearbeitet
werden kann, so daß ein weicher Schwingungseinsatz
mit optimaler Gleichrichtung gut vereinbar ist, schien
es bisher fraglich, ob ein derart günstiger Kompromiß
auch beim Richtverstärker möglich seit). Neuere
Versuche hatten dies nun erwiesen, aber gleichzeitig
als notwendige Bedingung ergeben, daß das System
mit Ohmschen Widerständen im Anodenkreise. be-
lastet sein muß. Dann ließ sich aber eine weit-
gehende Entdämpfung des Abstimmkreises praktisclı
leicht herstellen, auch wenn ohne Belastung die
Schwingungen hart einsetzten. Seitdem schien eine
theoretische Klärung der Versuchsergebnisse er-
wünscht.
Da die analytische Erfassung der Einsclhwingvor-
gänge, Strom-Zeitfunktionen und Kopplungserschei-
nungen zwischen Gitter und Anodenkreis in diesem
Zusammenhange weniger interessierte, wurde davon
abgesehen, die nichtlinearen Differentialgleichungen
eines rückgekoppelten Systems mit gekrümmter Kenn-
1) H. Barkhausen, Elektronenröhren Band Ill, S. 165, Satz
101 und S. 202, Satz 14.
92 Manfred von Ardenne und Kurt Schlesinger:
linie zu integrieren’), sondern das Problem wurde
auf die Amplitudenabhängigkeit der mittleren Steil-
heit, damit also der Spannungsverstärkung, bei gleich-
zeitiger Gleichrichtung reduziert, wenn am Gitter
eine von der Arbeitsweise der Röhre unbeeinflußte
Wechselspannung: ega) = Re (eg) = | eg | COs œt an-
liegend gedacht wird. Da es sich bei der experimen-
tellen Prüfung auch um Wechselwiderstände Ra han-
delte, wurde der analytischen Methode der Reihen-
darstellung einer an sich unbestimmt bleibenden Cha-
rakteristik ča = f(es) der Vorzug vor der graphisch-
synthetischen Behandlung mittels der Richtkennlinien
gegeben, zumal die analytische Methode auch als
Ausgangspunkt für die verwandten Probleme der Ver-
zerrung bzw. der Frequenzwandlung dient’).
B. Theoretische Ueberlegungen.
l. Berechnung der Steilheitsänderung.
Bei der Entwicklung der Röhrencharakteristik
La =f (est)
in eine Potenzreihe nach Potenzen der Steuerspan-
nungsschwankungen Je, ist in diesem Falle auch
noch eine Berücksichtigung des Summanden drit-
ten Grades erforderlich, da in der dritten Ableitung
der Charakteristik die Aenderung der mittleren Steil-
heit unter Wirkung der Amplitude allein zum Aus-
druck kommt. Es werde demnach erst
difio 4
A dest
als vernachlässigbar klein vorausgesetzt. Nach Maß-
gabe der Annäherung der Charakteristik durch eine
kubische Parabel erscheint demzufolge die Theorie
für kleine und mittlere Amplituden stichhaltig.
Es werde also gesetzt:
Aia=fo seat? as + Pac (m
Bei rein harmonischen eg) erscheint dann Ai, in
der Form:
A la — Ô ia F iai + lag + taz,
d. h. als Ueberlagerung des Gleichrichtereffektes und
dreier ausgeprägter Harmonischer der Grund-
frequenz.
Im folgenden scheint die Beschränkung der Be-
rechnung auf die Anodengrundschwingung iay rat-
sam, da bei Rjickkopplung auf einen auf diese scharf
abgestimmten Gitterkreis abweichende Frequenzen
ohnehin wirkungslos bleiben.
Die Steuerspannungsschwankung wird dann:
A esi = ô eg F D Ò ea +4 eg + Dea (2)
Da es sich um reine Anodengleichrichtung handelt,
ist Ôe =0 zu setzen; es ist ferner:
Ô ea = — Ra Ò ta; ea = — Raia
und für die Steuerspannungsschwankung folgt dann,
wenn in Annäherung bei der Anodenrückwirkung von
ĉa auf èg die Krümmung der Kennlinie außer Acht
gelassen wird. |
A es = — D Ra ò ia +
e
IEF DA, DR, (2a)
2) Ein Beispiel für eine derartige Rechnung s. F. Ollendorf, `
Grundlagen der Hochfrequenztechnik, S. 320, No. FO.
3) Hierüber s. M. v. Ardenne, Über Röhrenverzerrungen bei
Verstärkern, Zeitschrift f. techn. Physik, 8, S. 235, 1927, No. 6.
Daraus folgt weiter, wenn alle mit D’ und höherer l1
Potenzen des Durchgriffs behafteten Anoden- ',
spannungsterme gegenüber den Gitterspannungen
vernachlässigt werden, für den Gleich- und Grund-
schwingungsanteil der höheren Potenzen:
|
2DRaðia |
2 __ le, |? nenn
Aet = TEDI RT IFF DRaa 9 (2b)
ga — 3 DRaôial eg} \
SDR j
Ko G en a
4| 1f DRa| 1DE Ra
Setzt man (2) in (1) ein, so folgt:
Bitie—f |— DRa diat rie
FF DR, |,
LJ, le 2DRedi,]
Iam r Dne IF DR] |
3 D Ra ĉial egl?
\
Fr
re
3le,|? èg
Hare Tr ;
und man erhält durch Trennung von Gleich- und
Wechselanteil daraus folgende Beziehungen:
41 FF DRal (3)
T a
4| 1D Ra” li
dynamische Steilheit: E
ta __ I 9 Ip. ET l
G=-=— a 1 pp D Ra Ô ia f fr
èg
f” | e |?
HEF DPT
Gleichrichtereffekt: ô čia =
In Gleichung (4) ist bereits die gesuchte Amplituden- \
abhängigkeit der dynamischen Steilheit enthalten, in- ;
dem das Amplitudenquadrat le, |? im zweiten Sum- :
manden der Klammer mittelbar über ô ja, im letzten
direkt eingeht. f
Der erste Summand:
6 f l
a. +f D Ra |
ist bekanntlich die dynamische Steilheit im Rube- y
punkte bzw. bei unendlich kleinen Amplituden; für die «
Steilheitsänderungen bei endlichen Amplituden er- y
halten wir demnach, wenn für Öia(3) eingesetzt wird: `;
| l \
1STD
E een l
FF DRPAFDRMHFTTE EDR À *
N
8| 1+ DRaa |?
4) Es sei bemerkt, dass infolge der Berücksichtigung der dritten
Ableitung die Verschlechterung der Gleichrichtung bei grossen
Amplituden in (3) quantitativ zum Ausdruck kommt.
Piat É
+ -|
= Amplitudenabhängigkeit der dynamischen Steilheit beim Richtverstärker. 93
-Da der Klammerausdruck reell ist, so folgt für den
‚„ Absolutwert der Steilheitsänderung:
= |eg|?
AT
© Seo? DRe Ö
-E q uP DR
| I-DRf Tee
- Nach Einfülırung des reduzierten Amplitudenquadrais
' der Gitterspannung:
sn A? = | eg a
È | 414 DRS?
und der auf die Kennlinie reduzierten dynamischen
Steilheitsänderung
|46.|=|46|-|1+ DR. f |
" vereinfacht sich (6) zu:
F" DR. 4?
1 +D Raf HS” 4°)
|46 |=5 £f" — (6a)
An diese Darstellung kann nunmehr folgende Dis-
kussion anknüpfen:
! Der erste Summand gibt die Aenderung 4; ©, der
mittleren Steilheit bei festliegendem Arbeitspunkt. Er
berücksichtigt geometrisch den Richtungsunterschied
zwischen der Kurvensekante zwischen zwei den Um-
kehrpunkten der Grundschwingung entsprechenden
2 Kurvenpunkten und der Tangente im Arbeitspunkt.
_ Dieser Richtungsunterschied ist positiv, wenn f”’ > 0
ist. Es liegt dann a priori harter Schwingungseinsatz
: vor. Die mittlere Steilheit steigt mit dem reduzierten
Amplitudenquadrat proportional an. Dieser Fall sei
im folgenden stets vorausgesetzt, da bei negativer
‚ oder verschwindender dritter Ableitung von vorn-
" herein weicher Schwingungseinsatz vorliegt und dem-
nach bei der Vereinigung von Gleichrichtung und
Rückkopplung keine Schwierigkeiten auftreten.
Der zweite Summand ist der Ausdruck für die
Verflachung (— 4 ©,) der Steilheit infolge Arbeits-
.„„ punktsverlagerung durch Gleichrichtung. Dieser Aus-
“ druck ist durch drei Merkmale gekennzeichnet:
| 1. Es tritt nur das Quadrat der Krümmung auf:
Die Steilheitsänderung ist stets negativ, und zwar so-
wohl bei Gleichrichtung im unteren als auch im obe-
ren Knick der Kennlinie.
2. Der Effekt ist nur zu beobachten, wenn ein
Ohmscher Widerstand Ra als Anodenbelastung vor-
handen ist, während reine Wechselwiderstände, wie
- sie etwa durch eine verlustlose Drosselspule realisiert
: werden könnten, nur in das reduzierte Amplituden-
‘ quadrat eingehen, d. h. die wirksame Gitterwechsel-
~ spannung herabsetzen, aber keine Steilheitsänderung
zur Folge haben.
3. Es zeigt sich, daß — 4,6, nur bei anfänglich
kleinen Amplituden quadratisch in A zunimmt,
während bei größer werdendem A? der Einfluß des
; Nennertermes f” 4? merklich wird, welcher das Ab-
sinken der Steilheit begrenzt, und zwar bis höchstens
| a S=—f"?:f m
; Den Verlauf le Komponenten sowie den vor-
` aussichtlichen Verlauf der Verstärkungskurve, die
= aus der Differenz beider Kurven hervorgeht, zeigt
> folgendes Bild 1. Wie ersichtlich, läßt sich bei ge-
nügend großem Ra erreichen, daß die mittlere Steil-
heit anfangs fällt (gezeichnet). Erst bei großen Amp-
lituden muß wieder ein schwacher Anstieg der Ver-
stärkung eintreten, da ja die Steilheitsabnahme infolge
Gleichrichtung, A, r, einem endlichen Grenzwert zu-
strebt, während die Steilheitszunahme als Funktion
der Amplitude allein monoton, A,©-, anwächst.
Die bisherigen Ergebnisse können im folgenden
Satz I zusammengefaßt werden.
Bei hartem Schwingungseinsatz und Richtver-
stärkung kann man durch Einschaltung Ohmscher
Widerstände in den Anodenkreis, und nur da-
durch, erreichen, daß die mittlere Steilheit bei
kleinen und mittleren Amplituden fällt. Verlust-
lose Wechselwiderstände im Anodenkreis sind
wirkungslos. Bei großen Amplituden nimmt die
Steilheit wieder langsam zu. |
1471
| [Ne] [orso | | |
EENLENES JEET
— —— N A =
Ebert
EBBSZaZEEEE
01 02 03 04 05 06 07 08 09 10 11
72A.
Bild 1. |
Amplitudenabhängigkeit von Steilheit und Verstärkung.
2. Das Einsatzkriterium.
Gleichung 6a) gestattet es, denjenigen kritischen
Mindestwert Rasr des Anodenwiderstandes zu bc-
rechnen, der zur Erzielung eines weichen Schwin-
gungseinsatzes notwendig ist. Man erhält nämlich
folgendes Kriterium für weichen Schwingungseinsatz
(aus 6a): j Ra
mea SDR
(Das Amplitudenquadrat im en verschwindet, da
es sich um ein Einsatzkriterium, d. h. um unendlich
kleine Amplituden handelt.) Man erhält also folgen-
den Satz IlI:
Bei positivem f” und gekrümmter Charakte-
ristik muß mindestens ein Ohmscher Widerstand
von der Größe:
Sea (7a)
in den Anodenkreis eingeschaltet werden, damit
die Schwingungen weich einsetzen.
3. Die Vereinbarkeit von Gleich-
richtung und Schwingeignung.
Es ist in Abschnitt 2 festgestellt worden, daß bei
gegebenem f” > 0 eine kritische Ohmsche Mindest-
belastung im Anodenkreise vorhanden sein muß, da-
mit der Gitterkreis sich weitgehend entdämpfen läßt.
Andererseits zeigt sich, daß zu jedem gegebenen Ra
eine Steuerspannung estopt gefunden werden kann,
bei der ein vergleichsweise größter Gleichrichtungs-
effekt vorhanden ist. Allerdings ist der bei dieser
optimalen Steuerspannung und gegebenem &Ea erziel-
94
bare Gleichrichtereffekt selbst bei vollkommener
kapazitiver Ueberbrückung noch um den Faktor
1 .
1 F7 DR,
kleiner als der größte überhaupt erzielbare Betrag,
den man bei Kurzschluß, Ra = 0, an der Stelle stärk-
ster Krümmung erhält. Der Unterschied ist aber sehr
gering, denn bei den betreffenden Gebieten der Cha-
rakteristik ist / schon sehr klein. Ferner wird man,
wenn es sich um gleichzeitige Spannungsverstärkung
handelt, D klein halten, worüber in einer früheren Ar-
Es erhebt sich
beit berichtet wurde°).
Frage:
folgende
Manfred von Ardenne und Kurt Schlesinger:
prüfung leicht zugänglich. Die Amplitudenabhängig-
keit der dynamischen Steilheit muß im Verlaufe der
Spannungsverstärkung nach Größe und Phase zum
Ausdruck kommen. Dazu ist allerdings erforderlich,
daß der Anodenwiderstand nicht so gut für Wechsel-
strom überbrückt ist, wie es im Interesse optimaler
Gleichrichtung erwünscht wäre, da nur dann das Ver-
hältnis | B | = |Ea|:|E, | meßbar bleibt.
1. Versuchsanordnung.
Um definierte, rein Ohmsche Belastungen her-
stellen zu können, wurde mit einer so tiefen Frequenz
(600 Hertz) gearbeitet, daß die verteilten Kapazitäten
des Aufbaues keine Rolle mehr spielen konnten.
Bild 2. Versuchsanordnung.
Es sei bei gegebener Anodenbelastung Ra der für
die Gleichrichtung günstigste Arbeitspunkt auf der
Kennlinie eingestellt. Genügt dann gleichzeitig dieses
Ra um einen weichen Schwingunugseinsatz herbei-
zuführen, d. h. läßt sich letzterer herstellen, ohne daß
gleichzeitig auf beste Gleichrichtung verzichtet
werden muß, oder ist nur ein Kompromiß möglich?
Zur Klärung dieser Frage werde die Lage des
Gleichrichtungsoptimums auf der Kennlinie bestimmt.
Aus (3) findet man, nach Einführung des reduzierten
Amplitudenquadrates:
f'A?
nD rohen: (3a)
1 +D Ra (Z F” 4)
Daraus folgt dann nach Differentiation nach es. unter
Beachtung der anfangs gemachten Annahme:44. f!V
œ 0 für das Maximum die Bedingung:
Ga eno) =0 =f" 04 DRF HF" A)
Ö esto
— f” D Ra
oder für kleine Amplituden:
ZA JD Ra
Nun werde diese für optimale Gleichrichtung gültige
Beziehung mit dem Einsatzkriterium (7) verglichen:
Es ergibt sich, daß letzteres beim Gleichrichtungs-
optimum von selbst erfüllt ist! Daraus folgt der
wichtige Satz III:
Gute Anodengleichrichtung und hohe Entdämp-
fung durch Rückkopplung lassen sich bei Anwen-
dung Ohmscher Anodenwiderstände gut ver-
einigen.
VE =
C. Experimentelle Prüfung der Theorie.
Die im vorigen Abschnitt gewonnenen theore-
tischen Ergebnisse sind einer experimentellen Nach-
5) M. v. Ardenne: Ds. Jahrbuch 31, S.51, 1928, Heft 2, „Über
Anodengleichrichtung.“
Bild 2 zeigt die benutzte Versuchsanordnung. Die
Tonfrequenz wurde einem mit Dynatron und Ver
stärker arbeitenden Tongenerator entnommen‘). Sie
wurde durch einen Uebertrager herabtransformiert,
dessen Sekundärwiderstand so gerinz war, daß keine
Y4
l4 lgl
Bild 3.
Gemessene Abhängigkeit des Verstärkungsgrades von der
Gitterspannungsamplitude.
meßbaren Gitterspannungsänderungen infolge etwaiger
Gittergleichstromänderungen auftreten konnten. Die
an die Röhre gelangende Wechselspannung konnte
einerseits im Tongenerator selbst grob, dann aber
auch durch ein zur Primärwicklung des Uebertragers
6) Beschrieben in M. v. Ardenne ,„Verstärkermesstechnik“
Verlag Julius Springer.
n ĖŮŮŮĚŮŮŮ A O -A
.: parallel liegendes 6000-Ohm-Potentiometer fein ver-
ändert und über eine rein Ohmsche Spannungsteilung
-Üg dem Röhrenvoltmeter R zugeführt werden.
a
Amplitudenabhängigkeit der dynamischen’ Steilheit beim Richtverstärker.
Die
„Versuchsröhre, eine RE 054 mit 3%: Durchgriff, er-
;
:hielt außerdem eine regulierbare Vorspannung. Die
„Anodenwechselspannung wurde mit demselben Röh-
»renvoltmeter
parallelen Spannungsteilung üa gemessen, da es durch
. einen
- Anodenseite angeschlossen werden konnte.
an einer zum Anodenwiderstand
bzw.
Eine
Umschalter wahlweise an die Gitter
` Kurzschlußtaste erleichterte eine dauernde Nullpunkt-
"kontrolle vor jeder Ablesung,
.
mei
\
N
ei A
NN NN
2. Messungsergebnisse.
Bild 3 zeigt die gemessene Abhängigkeit des Ab-
solutwertes des Verstärkungsgrades von der tat-
sächlichen Gitterspannungsamplitude |e,|. Die unter-
suchten Anodenbelastungen waren dabei folgende:
Kurve Nr. | Ra Ohm | Cem | Ra
1 3.106 — 3.106
1a 3.106 325 | 2.10 (1—4, 07)
2 1.106 — [1.10
2a 1.106 870 | 7.101 (1—3, 635)
3 0.5.1061 — [0,5106
3a 0-5-106|) 1350 |6,25-10°(1—2, 82j)
4 40.000 — | 40000
5 10000 — | 10000
- Wie ersichtlich, stimmt der Verlauf der Kurven mit
- dem theoretisch vorausgesagten,
. gestellten, vollkommen überein.
im Bild 1 dar-
Ein Vergleich mit
Gleichung 6a zeigt, daß auch quantitativ gute Ueber-
einstimmung besteht: Der Abfall der |B|(je|)-Kurven
ist um so stärker, je größer Ra wird; die Verstär-
kungskurven bei kapazitiv überbrücktem Anoden-
widerstand verlaufen, der Steigerung der reduzierten
Amplitude entsprechend, etwas weniger steil als die
zugehörigen R„-Kurven.
Zu beachten ist diese Uebereinstimmung noch in-
sofern, als sämtliche Kurven bei gleichbleibenden
Steuerspannungen von etwa 1 Volt aufgenommen
sind, während die größten vorkommenden Scheitel-
spannungen am Gitter 0,64 Volt betragen, also die
Steuerspannungsänderungen nicht mehr klein gegen
die statische Steuerspannung sind. Der Ersatz der
Kennlinie durch eine Parabel III. Ordnung scheint
demnach bis zu den genannten Spannungswerten
praktisch wohl gerechtfertigt. Ein Abbrechen der
Taylor-Entwicklung vor dem kubischen Gliede würde
iedoch, wie sich gezeigt hat, schon die qualitative Er-
klärung der beobachteten Erscheinungen unmöglich
machen.
3. Versuche mitrückgekoppelten
Richtverstärkern.
Nachdem die theoretischen Betrachtungen über die
‚ Verstärkung vorgegebener Gitterwechselspannungen
“ beim Richtverstärker als praktisch zutreffend erkannt
waren, wurden Versuche angestellt, um das Erfüllt-
» sein der Einsatzbedingung nachzuweisen, wenn die
95
Gitterwechselspannung dem Anodenkreise durch
Rückkopplung entnommen wurde. Die hierbei be-
nutzte Schaltung zeigt Bild 4. Bei 8 Megohım Anoden-
widerstand ließ sich bei Anwendung hoher Anoden-
spannungen und extrem kleinen Durchgriff bei
Rundfunk- und Kurzwellen weicher Schwingungs-
einsatz erzielen; gleichzeitig war die Gleichrichter-
wirkung noch so gut, daß bei Ankopplung einer ein-
zigen Spannungsverstärkerstufe auf Kurzwellen Laut-
sprecherempfang weit entfernter Stationen möglich
wurde.
S Bild 4.
Richtverstärkerschaltung mit Rückkoppelung.
Für Ueberlagererzwecke ist die Schaltung da-
gegen nicht gut anwendbar, da die Amplituden sich
nur schwer genügend steigern lassen. Das Haupt-
anwendungsgebiet des rückgekoppelten Richtver-
stärkers mit Anodenbelastung ist der Empfang modu-
lierter oder gedämpfter Wellen mit weitgehender
Schwingungskreisentdämpfung.: Letztere Möglichkeit
läßt die Anwendung der Anodengleichrichtung nun-
mehr auch beim Empfang schwacher Signale ratsam
erscheinen, die man im allgemeinen mit Gittergleich-
richtung zu demodulieren pflegt.
Zusammenfassung.
Im ersten theoretischen Teil der Arbeit werden
drei Sätze über den rückgekoppelten Richtverstärker
abgeleitet:
1. daß sich stets durch Einschaltung Ohmscher
Widerstände in den Anodenkreis, und nur dadurch
erreichen läßt, daß die Schwingungen auch auf Stellen
zunehmender Krümmung weich einsetzen,
2. daß diese Anodenwiderstände eine gewisse
kritische Mindestgröße besitzen müssen, die formel-
mäßig angegeben wird,
3. daß sich optimale Gleichrichtung und guter
Schwingungseinsatz beim Richtverstärker gut ver-
einigen lassen.
Im folgenden experimentellen Teil wird die mitt-
lere Steilheit als Funktion der Amplitude durch Auf-
nahme der Spannungsverstärkung gemessen und der
Kurvenverlauf in guter Uebereinstimmung mit der
Theorie gefunden. An einer den Voraussetzungen der
Arbeit entsprechenden Rückkopplungs - Schaltung
werden Empfangsversuche angestellt, deren Ergeb-
nisse die Anwendung des rückgekoppelten Richtver-
stärkers beim Empfang gedämpfter und modulierter
Signale empfehlenswert erscheinen lassen.
(Fingegangen am 24. Mai 1929.)
96 nn J. Fuchs:
Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hochgebirge mit,
besonderer Berücksichtigung der atmosphärischen Störungen,
Von J. Fuchs, Wien.
` Die vorliegende Untersuchung wurde im August—
September 1928 zu dem Zwecke unternommen, eine
möglichst umfassende, vorläufige Orientierung über
die Gesamtheit der beim Senden und Empfang im
Hochgebirge auftretenden Erscheinungen zu ge-
winnen und das hierüber sehr spärlich vorliegende
Beobachtungsmaterial zu erweitern. Es sollte haupt-
sächlich darüber Auskunft erlangt werden, wie die
Empfangsverhältnisse in bezug auf Feldstärke und
Störungsintensität sind und anderseits, ob beim Sen-
den aus großen Höhen Abweichungen gegen die
Ausbreitung der Wellen aus der Ebene bestünden.
Besondere Aufmerksamkeit sollte den Wellen unter
100 m sowie den atmosphärischen Störungen auf dem
“| differenz
| charakters dieser Gegend keine bedeutende (Kolm-
bei erreichte Genauigkeit ist nach schon früher vom
Verfasser angestellten Versuchen!) für solche Ver-
gleiche durchaus ausreichend, da der hierbei auf-
tretende Fehler maximal 30 % betragen kann,
während z. B. die Messung der absoluten Feldstärke
kurzer Wellen nach der Methode von Friis und
Bruce?) auch nur eine Genauigkeit von + 20%
zu erreichen vermag. Hingegen können die nor-
malen Feldstärkeschwankungen von Tag zu Tag bei
Kurzwellensendern oft Beträge von 200—300% auf-
weisen.
Von einer parallel laufenden Beobachtungsreilhe
am Fuße des Berges wurde aus folgenden Gründen
abgesehen: Die gesamte Umgebung des Sonnblicks
ist bis zu 70 km Radius hochalpiner Natur. Wollte
man nun eine größtmöglichste Höhendifferenz zwischen
der Beobachtungsstation am Gipfel und jener am
Fuße des Berges erzielen, so hätte man im Sonnblick-
gebiet und in dessen weiterer Umgebung nur die
Möglichkeit, diese zweite Station am Grunde irgend
eines der schmalen Alpentäler der Umgebung aui-
zustellen. Aber einmal ist die so erreichbare Höhen-
wegen des allgemeinen Hochgebirgs-
Saigurn, am Fuße des Sonnblick, hat z. B. nur 1500 m
Höhenunterschied gegen den Gipfel), anderseits
können die Resultate der Talstation durch ganz un-
| kontrollierbare Schattenwirkungen geometrischer und
Phot. L. Winkler
Bild 1.
Das meteorologische Observatorium am Sonnblick.
Kurzwellenbande gewidmet werden. Für letztere
sollten insbesondere die eventuellen Zusammenhänge
mit den meteorologischen Elementen und dem Wetter
abgeleitet werden. Es war zu erwarten, daß sich in
diesen großen Höhen, wo man sich meist nahe dem
Zentrum der atmosphärischen Vorgänge befindet, ein
solcher Einfluß am deutlichsten zeigen werde.
I. Empiangsverhältnisse.
Das meteorologische Observatorium am Sonnblick
in den hohen Tauern (Salzburg, Oesterreich) be-
findet sich in 3106 m Höhe über dem Meere, auf
einem einsam stehenden Gipfel, wie dies Bild 1 er-
kennen läßt. Die vom Schnee befreiten Fenster sind
iene des Arbeitsraumes, in dem sämtliche Apparate
aufgestellt waren. |
Dem Charakter dieser vorläufigen Untersuchung
entsprechend, wurde für die Empfangsbeobachtungen
von einer Messung der Feldstärke abgesehen. Die
Beobachtungen erfolgten mit einem aus Rück-
kopplungsaudion und einer Stufe Niederfrequenzver-
stärkung bestehenden Empfänger, der an eine Rahmen-
antenne mit zwei Windungen und 75 cm Seitenlänge
angeschlossen war. Die Lautstärken selbst wurden
nach der Paralleloımmethode festgestellt. Die hier-
geologischer Art (dieses ganze Gebiet ist sehr erz-
haltig) der sie umrandenden Gebirgszüge verfälscht
werden.
Es wurden deshalb zum Vergleich nur dureh-
schnittliche Empfangsstärken herangezogen, und
zwar solcher Stationen, die vorher und nachher mit
der gleichen Apparatur und Meßeinrichtunz in Wien
beobachtet wurden. Damit war nun einerseits ein
genügender Höhenunterschied (2900 m) erzielt, ander-
seits wurde auch die Entfernung Sonnblick— Wien
dadurch ausgeglichen, daß nur Beobachtungen von
über 1200 km entfernten Sendestationen verwendet
wurden. Das Bild 2 gibt das Resultat dieser Ver-
gleiche. Wie aus den dort mitgeteilten Zahlen her-
vorgeht, stimmen die Mittelwerte innerhalb ihrer
mittleren Fehler (mit einer einzigen geringfügigen
Ausnahme) gut überein.
Es geht daraus hervor, daß die Feldstärke beim
Empfang im Hochgebirge praktisch die gleiche ist wie -
beim Empfang in der Ebene, zumindest bleiben die
Abweichungen unter der Beobachtungszenauiskeit.
II. Sendeversuche.
Diese wurden mit einem Röhrensender von
20 Watt Anodenleistung (mit dem gleichfalls vorlıer
und nachher von Wien aus größere Versuchsreihen
durchgeführt wurden) auf 44 m Wellenlänge unter-
1) Ds. Jahrbuch, 32, S. 125, 1928.
2) Proc. Inst. Rad. Eng. '4, S. 507, 1926.
m TS S, E ea
a pea S nit E a RE aee ar- imwene a
z
pa
10ommen. Als Sendeantenne hatte sich die dem Ver-
‘asser patentierte (Oesterr. Pat. Nr. 110 357) erdungs-
bzw. gegengewichtslose Anordnung gemäß. Bild 3
(unter den gegebenen schwierigen Verhältnissen für
idie Errichtung einer sendermäßig befriedigenden
Erdung oder Gegengewicht) praktisch sehr bewährt.
Von 70 eingelaufenen Beobachtungen, die sich auf
.bei vollem Tageslichte vorgenommene Sendun-
‚gen bezogen, stammten die weitesten aus einer Ent-
„fernung von 1100 km. Dies deckt sich vollkommen mit
“jenen Resultaten, die bei Sendungen von Wien aus
“unter sonst gleichen Bedingungen erzielt wurden.
7.9. M NB.
B Z NET 2 20 1. 3
Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hochgebirge mit besonderer Berücksichtigung der atmosphärischen Störungen. 97
der Küste selbst. Beobachtungen mit dem gleichen
Ergebnis sind auch von L ug eo n°) gemacht worden.
Am Sonnblick wurden nun sämtliche Beobachtun-
gen mit dem schon erwähnten Zweiröhrenempfänger,
bestehend aus einem rückgekoppelten Audion mit
einer Stufe Niederfrequenzverstärkung, angestellt, der
das ganze Frequenzband von 400—25 000 kHz (700
bis 12 m Wellenlänge) abzuhören gestattete,
Die Antenne bestand in einem etwa 20 m langen,
vom äußersten rechten, an der schmalen Stirnseite
des Hauses befindlichen Fenster, zu dem sich etwa
10 m über den Boden erhebenden Anemometerturm
ó. 6 12. 14 C. 1. 20. 2» 24g
sender GLL Dorchester, England (f= 1372 MHz, A=219m) Entfernung: 1400 km
Mittel: 6,19 0,08
| ee
8
g
7
3 TNE
5 N
WET BARANI
Mittel: 6,33 £00?
SHAE
F
UENEFIEE
Mittel: 6,35 t 0,06
Sender SUZ Abu Zabal, Agypten{f= 1994 MHz, A A=215m ) Entfernung: :2400 km
Laufstarke
= a O N
Wie
“Mitter: 6,35 t 007
SESERBENNZERZNGEN N
TILL EBRLLEN
dA d l | loed | | ER | PP
Mittel: 6,41 $0,09
Beobachtungszeif': 7g GCT
Mittel : 6.152. 0.16
Bild 2.
IH. Atmosphärische Störungen.
Ueber das Verhalten der atmosphärischen Störun-
~ gen beim Radioempfang im Gebirge liegen bisher nur
- wenige Beobachtungen vor, die sich zum Teile wider-
v sprechen. Im allgemeinen wurde festgestellt, daß mit
E Æ Sender
Bild 3.
° wachsender Höhe eine Zunahme der atmosphärischen
Störungen eintritt?); diese Zunahme sollte manchmal
> auch in ein Konstantbleiben oder in eine Abnahme
> übergegangen sein, wofür möglicherweise Inversions-
= schichten in der Atmosphäre maßgebend waren. Dann
v haben wieder‘) Beobachtungen in Spanien gezeigt,
daß in Murcia, einem Orte in 600 m Höhe und 160 km
von der Küste entfernt, die atmosphärischen Störun-
. gen weniger zahlreich und schwächer waren als an
‚ 3) Banneitz, Taschenbuch d. drahtl. Telegr., 1927, Artikel:
, Esau, S. 302,
4) Cave-Brunt-Giblet-Watson Watt, Quart. Journ. Roy.
` Met. Soc. 53, Nr. 224, 1927, und Literatur bei E. H. Kincaid,
Proc, Inst, Rad. Eng., 15, S. 843, 1927.
geführten Draht. Die zweite Hälfte des Antennen-
kreises bestand wahlweise in einer mehrere Kilometer
langen, über die Gletscher zu einem entfernten
Gebirgssee führenden blanken Eisendraht-Erdleitung
oder in einem an der gleich am Halse senkrecht ab-
fallenden Nordwand des Gipfels hinabhängenden,
etwa 25 m langen isolierten Draht als Gegengewicht.
Die Apparatur selbst wurde nicht geerdet, um jeder-
zeit (durch Abschalten der Antennen-, Erdungs- und
Gegengewichtszuleitungen) bloß mit den -Abstimm-
spulen als aufnehmende Organe, den Feldcharakter
der beobachteten Störungen kontrollieren zu können.
a) Dienormalen Störungen.
Der Tagesgang der atmosphärischen Störungen
am Sonnblickgipfel war dem in der Ebene beob-
achteten ganz ähnlich. Dies zeigt auch deutlich der
in Bild 4 dargestellte mittlere Tagesgang am Sonn-
blick (24. August bis 6. September) im Vergleich zu
der auf Grund zweijähriger Beobachtungen in
Aldershot, England‘), abgeleiteten Augustkurve.
Die Qualität der Störungen unterschied sich
gleichfalls nicht von jener der üblichen Art; während
tagsüber das leichte „Brodeln“ (,„Grinders“) vor-
lıerrschend war, gesellte sich in den ersten Nach-
5) C. R. 180, S. 594, 1925.
6) R. N Watson Walt, Present State of Knowledge of At-
mospherics, Abstract In Exper. Wirel. & Wirel. Eng.,5, S. 629, 1928.
98
mittagsstunden das bis zum. Morgen andauernde
„Knacken“ („Clicks“) hinzu, das durch seine höhere
‚Intensität zeitweise das „Brodeln“ (besonders gegen
20 Uhr) überhaupt nicht hervortreten ließ. Bei wolken-
losem Wetter war während der Vormittagsstunden
bis in die ersten Nachmittagsstunden hinein trotz .der
hochsommerlichen Zeit das „Brodeln‘“ oft von so ge-
ringer Intensität, daß man auf dem Frequenzbande
von 500-25000 kHz (=600--12 m Wellenlänge)
praktisch von einem störungsfreien Empfang sprechen
konnte: TE
OP EP 12° 18° 24^
Aldershot
me Sonnblick
ı Bild 4.
Bild 5 gibt nun eine Kurve der beobachteten
Gesamtstörungen für den Zeitraum vom 24. August
bis 6. September 1928, aufgenommen auf Frequenz
6000 kHz = 50 m Wellenlänge. Es sollen ferner
hierzu die einzelnen, an Hand der Wetterkarten ab-
geleiteten meteorologischen Zusammenhänge für vom
normalen Tagesgang abweichende Störungen gegeben
werden.
X
24. 25, 26 27. 20. 29 10.
32.27
1. 2, 3 4. 2 6
Bild 5.
24. August: Ein sehr störungsarmer Tag. Der Sonnblick liegt
am Rande eines Hochdruckgebietes, in einer homogenen
Luftmasse. Eine Regenfront vom Rhein bis Norwegen zeigte
sich einflusslos.
25. August: Vormittags keine Störungen. Gegen 21 Uhr Nieder-
schläge und entfernte Gewitter (durch eine V-Depression)
mit starken Störungen.
26. August: Morgens sehr geringe Störungen dann kurzer
Graupelfall und Regen (Dauer 12 Minuten) mit stärkeren
Störungen, nachher vollkommen störungsfrei. Nachmittags
schwache Störungen.
27. August: Ein störungsschwacher Tag. Abends Wetterleuch-
ten mit normalen Störungen. Schwacher Druckgradient.
28. August: Tagsüber mittlere Störungen. Um Mittag bildete
sich vorübergehend ein schwaches sekundäres Tief über
Zentraleuropa aus. Abends und nachts Gewitter mit Nie-
derschlägen und starken Störungen.
29. August: Tagsüber normale schwache Störungen, nach-
mittags steigt die Störungsintensität an. Um diese Zeit
begann sich zunächst über den Alpen eine Tiefdruckrinne
zu entwickeln, die sich über Nacht zu einer mittel-
europäischen Tiefdruckrinne ausbildete. Gleichzeitig wird
die bisher ziemlich einheitliche warme Südwestströmung
über Mitteleuropa durch einen kalten Nordwestluftstrom
I" angegriffen, was von 18—21 Uhr zu starkem Regen und
A starken Störgeräuschen führt.
J. Fuchs:
30. August: Vormittags übernormale Störungen. Mittags kurzer `
Regen mit starken Störungen, dann etwa 2 Stunden lang
fast vollständig störungsfrei. Später Graupel- und Schnee
fall mit starken Störungen. Abends und nachts wenig
Störungen. Die Tiefdruckrinne hatte sich zu einem ab
geschlossenen Tiefdruckgebiet ausgebildet, das im Verlaufe
des Tages nach Polen abwanderte.
Druckanstieg. Die Luftmasse über Mitteleuropa ist wieder
temperaturhomogener geworden.
31. August: Vormittags Graupelfall mit starken Störungen.
Nachher störungslos. Nachmittags nur geringe Störungen.
Mitteleuropa rückt allmählich in den Bereich eines aus
edehnten Hochdruckgebietes und weist einen geringen
ruckgradienten auf.
1. September: Vormittags störungsarm, mittags leichtes Schnee-
treiben ohne sonderliche Störungen; abends sind diese
wieder stärker. Die allgemeine Lage hat sich gegen
gestern nicht verändert.
2. September: Morgens sind die Störungen stärker als normal,
klingen aber gegen Mittag ab. Abends Schneefall mit
starken Störungen. Das Hochdruckgebiet wandert nördlich
langsam vorüber. Leichter Druckfall.
3. September: Vormittags etwas übernormale Störungen
nachmittags Schneefall und starke Störungen, verursacht
durch ein vorübergehend von Süden eingedrungenes sekun-
däres Tiefaruckgebiet. Abends sehr starke Störungen.
4. September: Morgens noch starke Störungen, die in den
ersten Nachmittagsstunden bis auf Null abgeklungen sind.
Abends sehr geringe Störungen. Wir befinden uns jetzt an
der Rückseite des abwandernden Mitteleuropa-Hochs.
5. September: Den ganzen Tag sehr geringe Störungen an
der Rückseite des abziehenden Hochs.
6. September: Mittlere Störungen. Mitteleuropa liegt in einer
schwach ausgeprägten Tiefdruckrinne zwischen zwei starken
Hochdruckgebieten.
Nach dem endgültigen Aufhören der Niederschläge
war stets eine wesentliche Zunahme des ‚„Knackens“
für einige Stunden wahrzunehmen. Dies
konnte insbesondere einwandfrei bei nicht von Ge-
wittern begleiteten Niederschlägen beobachtet werden.
Sehr interessant war auch die öfters beobachtete
Tatsache, daß nach diesem verhältnismäßig kurz-
dauernden Auftreten heftiger Knackstörungen, manch-
mal durch weitere Stunden hindurch eine fast absolute
Störungslosigkeit eintrat, als hätte das vorüber-
gegangene Unwetter die Atmosphäre völli aus-
geputzt. Hier sind insbesondere die Fälle vom 26.,
30. und 31. August zu erwähnen. Diese Erscheinung
ließ sich jedoch nur bei allgemein störungsarmer
(= Hochdruck-) Lage feststellen, so daß die den be-
sprochenen störungslosen Zeiten vorangegangenen
oder nachfolgenden Niederschläge meist bloß als
lokale Ereignisse zu werten waren.
Die Intensität der Knackstörungen wurde mit zu-
nehmender Frequenz geringer und war (mit Aus-
nahme von Blitzschlägen in der unmittelbaren
Nachbarschaft) bei 23000 kHz = 13 m Wellen-
länge vollständig auf Null gesunken. Auch bei Ab-
schalten der Antenne und des Gexengewichtes vom
Empfänger konnten die Störungen in zur verminder-
ten Hörbarkeit mit aufgenommener Telegraphiesender
gleicherweise verminderter Intensität gehört werden.
Das „Brodeln“ zeigte keine so ausgesprochene
Frequenzabhängigkeit wie das Knacken: es war —
besonders gegen Abend — manchmal über alle Fre-
quenzen bis 25000 kHz ziemlich gleichmäßig zu
hören. Es war stets von sehr geringer Intensität. Bei
Tage konnte man es gut ausnehmen, gegen Abend
trat es aber sehr zurück, während die „Knack“-Ge-
räusche an Intensität stark zunahmen.
Nachts erfolgte starker ?
-
-
rr O. co
—ą rg ome pm, en
(P a U A PM,
U nd
— den
nn.
Auch bei Niederschlägen jeder Art war vom
" ‚Brodeln“ nichts zu hören, allerdings war dann gleich-
-zeitig das „Knacken‘“ und „Tönen“ sehr stark ver-
treten. Jedenfalls spricht dies sehr für die wirklich
2
-geringe absolute Intensität des „Brodelns“.
b) Störgeräusche bei Niederschlägen.
Im Gegensatz zum allgemeinen Verlauf des
' „Brodelns“ oder „Knackens“ waren die am Sonnblick
::beobachteten, mit Niederschlägen zusammenhängen-
den Störungen gegenüber deren Verhalten in der
“Ebene vollständig verschieden.
Mit dem Beginne der Niederschläge, die sich
p
durch intensiveres „Knacken‘“ ankündigten, trat näm-
` lich ausnahmslos eine neue Störungsart auf, die an
“Intensität alle anderen übertraf und oft jeden Empfang
‘(mit Ausnahme sehr lauter Stationen mit Feldstärken
- über 25 Mikrovolt/Meter und Frequenzen über 19 000
kHz = unter 16 m Wellenlänge) unmöglich machte:
„Ein in Hörfrequenz verlaufendes Störgeräusch, das
. mit Einsetzen der Niederschläge begann und mit
: derem Aufhören auch zu Ende war.
Es zeigte sich
- von der Art des Niederschlages unabhängig und trat
- sowohl bei Regen- wie Schneefall ein.
. etwa folgender:
. beginnes beginnt (unabhängig von der schon früher
Der Verlauf der Erscheinung ist im Durchschnitt
Im Augenblick des Niederschlag-
gestiegenen Intensität des „Knackens“) im Kopfhörer
ein gleichmäßiges Knarren aufzutreten. Es fängt
- meist bei den tiefsten Frequenzen von 2—3 Hz an,
. um rasch zu steigen und dann bei einer bestimmten
- Frequenz (beobachtet wurden solche Werte zwischen
: 50 und 3000 Hz) ihr Maximum zu erreichen; (die Art
‘ dieses Frequenzanstieges war oft jener der akusti-
schen Begleiterscheinungen beim Anlassen eines
* Motors ähnlich).
Die Zeitdauer des Anstieges lag
zwischen 2 und 15 Sekunden. Dann blieb die Ton-
“höhe einige Sekunden, bis oft weit über eine Minute
‘ lang fast vollkommen konstant, um später wieder
- langsam abzunehmen
oder plötzlich abzubrechen.
© Mitunter trat dieses „Tönen“ auch ganz plötzlich,
- gleich mit der maximalen Tonhöhe auf, um dann nach
- einigen Schwankungen langsam oder rasch abzu-
klingen.
Um den Charakter dieser Störungsart stets kon-
- trollieren zu können, wurde zwischenzeitig sehr oft
: Antenne und Gegengewicht
bzw. Erdung vom
Apparat abgeschaltet, so daß als aufnellmendes Organ
nur die Abstimmspulen des Empfängers sowie allen-
= falls dessen Drahtleitungen
| ‚liegende Metallteile dienen konnten.
.. bei
| solchen Abschaltung sehr stark sank, jedoch blieb
deren Intensitätsverhältnis zu den Zeichen
im Stromkreise
Es wurde hier-
daß die Störintensität nach einer
und
festgestellt,
einer
~ gleichzeitig mitaufgenommenen Sendestation dasselbe.
e .
Ueber die absolute Intensität des „Tönens“ kann
` derzeit nur soviel gesagt werden, daß zeitweise der
“ Kopfhörer abgelegt werden mußte, weil es für das
+ Ohr schon schmerzhaft wurde.
< die stärksten, |
. geräusche übertönen und unhörbar machen.
Es konnte mitunter
von Blitzen herrührenden Knack-
x%
Diese Erscheinung, die wir, ihrem hauptsächlich-
. sten Charakter entsprechend, in der Folge allgemein
Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hochgebirge mit besonderer Berücksichtigung der atmosphärischen Störungen.
99
mit „Tönen“ (unabhängig von der jeweils augenblick-
lichen Frequenz) bezeichnen wollen, scheint vielleicht
mit einer Störungsgattung wesensverwandt zu sein,
die von den Engländern mit „hissing“ bezeichnet und
von A. Esau) unter dem Titel „Pfeifen“ wie folgt
beschrieben wird: „Diese Störung macht sich im
Telephon durch stark pfeifende Geräusche bemerk-
bar, die gewöhnlich bei Hagel und plötzlich einsetzen-
dem Schneetreiben auftreten, aber auch überall dort
vorkommen, wo die Empfangsluftleiter, besonders in
sandigen Gegenden, von Sandstürmen getroffen
werden.“ Und später p. 302, gelegentlich der Be-
sprechung von in die Erde eingegrabenen Antennen:
„In Wegfall kommen hier die vorübergehend bei nor-
malen oberirdischen Antennen gelegentlich von Ge-
witterregen oder Hagel auftretenden Störungen, die
dort verursacht werden durch direkte Ladungs-
abgaben der Tropfen oder Hagelkörner an den Luft-
leiter selbst . . .“ Noch später, p. 861, heißt es bei
dem Absatz: Mittel gegen Aufladungen der Antenne:
„Wie schon oben erwähnt, kann der Fall eintreten,
daß infolge von Sandstürmen, Graupeln oder Regen
die Empfangsantenne so stark aufgeladen wird, daß
ein Durchschlagen der Abstimmkondensatoren ein-
tritt.
Daß wir es bei dem hier beobachteten „Tönen“
nicht mit einem Antennenaufladungseffekt zu tun
haben, geht aus folgendem hervor: Das „Tönen“
wurde, wie schon früher erwähnt, auch bei elektrisch
vollkommen isoliert aufgestelltem, von jedem nach
außen führenden Draht abgeschalteten, in einem ab-
geschlossenen Zimmer befindlichen Empfänger, in zur
Signalstärke von Telegraphiesendern relativ unver-
änderter Intensität gehört. Man könnte nun weiters
die Annahme machen, daß das „Tönen“ in irgend-
einer Weise mit dem Auftreffen der Niederschlags-
ladung auf das Dach des Hauses oder auf den benach-
barten Erdboden zusammenhänge. Dem läßt sich ent-
gegnen, daß dann nie eine so ausgesprochen tonreine
(oft waren es direkt musikalische Töne) Erscheinung
mit der absoluten (so hoch aber nur selten beobach-
teten) Maximalfrequenz von etwa 3000 Hz hätte
wahrgenommen werden Können.
Ziemlich entscheidend in dieser Frage sind jedoch
folgende Beobachtungen, die mehrmals beim Ayuf-
treten von Blitzen gemacht wurden und die später
noch einmal besprochen werden: Während eines Ge-
witters mit Niederschlägen wurde das „Tönen“ ge-
hört; als sich nun ein Blitz entlud, zeigte
sich eine plötzliche Frequenz- und Intensitätszunalhme
des „Tönens“, worauf dann ein langsames Absinken
auf Null erfolgte. Ein anderer Fall wird im Beobachı-
tungsbuch wie folgt beschrieben: Mit dem Blitz
tritt plötzlich ein enorm starkes Brummen auf, das
rasch auf Null abfällt. Da normalerweise mit der Aus-
lösung eines Blitzes sämtliche Aufladungen von Ob-
jekten wenigstens auf kurze Zeit verschwinden
(manchmal hörte das Tönen tatsächlich mit einem
Blitze auf), hier das „Tönen“, aber erst mit dem Blitz
erneut auftrat, kann es bestimmt kein Aufladungs-
effekt sein.
Eine andere, wahrscheinlichere Möglichkeit, daß
dieses „Tönen“ mit einer schon bekannten Störungs-
1) Banneitz, Taschenbuch, S. 297,
100 J. Fuchs:
Emma nn m a
art identisch ist, ist durch die Beschreibung von
L. Bergmann‘) gegeben, in der es heißt: „Die
‚Zischgeräusche‘ kommen nur an ganz heißen Tagen,
besonders in heißen Gegenden wie in den Tropen
häufiger vor und vornehmlich bei etwas höher ge-
legenen Empfangsstationen. Ziehen über die Emp-
fangsantenne elektrisch geladene Wolken, so komnit
es zu unsichtbaren Büschelentladungen an den Enden
der Antenne oder an benachbarten spitzen Leitern
und hierdurch entsteht im Empfangstelephon ein
-Zischgeräusch.“
Darnach würde also das „Tönen“ stets mit be-
sonders hohem Potentialgefälle verbunden sein
müssen. Dafür spricht einmal die Tatsache, daß es
überhaupt nur bei Niederschlägen wahrgenommen
wurde und dann, daß oft mehrere, voneinander un-
abhängige ,„Töngruppen“ gleichzeitig beobachtet
wurden, die ganz gut Büschelentladungen an ver-
‚schiedenen Spitzen in der Nähe des Empfängers ent-
sprechen konnten.
| x
Die Intensität des „Tönens“ ist auf allen Radio-
frequenzen unter 15000 kHz (über 20 m Wellenlänge)
ziemlich gleich stark. Erst darüber hinaus ist eine
Intensitätsabnahme merkbar, reicht jedoch noch bei
25000 kHz aus, um den Empfang von Sendern mit
Feldstärken unter etwa 15 Mikrovolt/Meter ernstlich
zu gefährden. Hingegen konnte auf ultrakurzen Wellen
(50 000—150 000 kHz =6—2 m) trotz hohen Ver-
stärkungsgrades der verwendeten Apparatur (Super-
regenerativschaltung) das Tönen nicht mehr wahr-
genommen werden.
Auf den Frequenzen des allgemeinen Rundspruches
(500—1500 KHz = 600 — 200 m) wurde das „Tönen“
in gleicher Intensität wahrgenommen. Naclı den
Mitteilungen des ständigen Beobachters am Sonn-
blick-Observatorium, Herrn L. Winkler, konnte er
auf diesem Frequenzbande noch jeden Niederschlazs-
fall mit dem „Tönen“ verbunden beobachten; nur bei
Schneefall, wenn die Temperatur unter 0 Grad C ge-
sunken war, es also nur „hart“ schneien konnte, war
die „Tön“-Intensität geringer.
Um auf einfache Weise eine Vorstellung von dem
Ablaufe einer durch Niederschläge hervorgerufenen
Störungsperiode geben zu können, sei nachstehend
ein Auszug aus dem Beobachıtungsbuch mitgeteilt. In
diesem wurde das „Tönen“ je nach der Tonhöhe ver-
schieden charakterisiert. Es entsprechen
Tonart: Frequenz:
Knarren etwa 25 Hz
Brummen ,, 40 „,
Sausen = 250 „
Tönen a 600 ,,
Pfeifen „ 3000 ,,
Tag: 28. August 1928.
21h 45m: Feiner Regen; Brummen; kein Brodeln, kein Knacken.
Zeltweiliges Einsetzen von besonders starkem Pfeifen.
22h 12m; nen leisen Tönen sehr stark über das ganze Frequenz-
and.
22h 18m; Starkes Nebeltreiben; „Tönen“ aufgehört.
22h 21m: Starker Regen; Brummen sehr stark. Mittleres Knacken.
22h 38m: Entferntes Gewitter, kein Regen mehr; hohes Pfeifen.
8) Radio-Umschau, 4, S. 467, 1927.
22h 43m;
22h 50m:
22h 56m:
23h 00m;
23h Olm:
23h 04m;
23h 05m:
23h 10m;
23h 21m:
In der nachfolgenden Zusammenstellung soll nun
eine Uebersicht über alle das „Tönen“ betreffenden
Einzelbeobachtungen sowie deren äußere Begleit-
Leichter Regen fällt; hohes Pfeifen hält an. Intensità: |
des Pfeifens ändert sich oft stossweise. i
Leichtes Gewitter, stärkerer Regen; Pfeifen hält an
Starker Wind.
Gewitter kommt näher, Regen; „Tönen“ unverändert
bis Blitz, nachher sofort Zunahme, dann langsam Ab-
nahme auf Null.
In dem Maasse als Regen intensiver wird steigt Ton
höhe` des „Tönens“, von etwa 90 Hz bis 3000 Hz.
Blitz! Gleichzeitig enormes Brummen, dann rasch ab-
flauend auf Null.
Noch immer starker Regen, andauerndes Brummen.
»„lönen* nimmt an Intensität zu.
Es sind zur gleichen Zeit zwei Tonarten hörbar: eine
schon früher entstandene höherer Frequenz und eine :
soeben entstandene tiefere Tonhöhe; einige Minuten -
konstant.
Regen fast aufgehört; Pfeifen noch immer hörbar.
Starker Wind.
in - - nt Nein -
N a =
umstände (Niederschlagsstadien) gegeben werden. |
Bei Regen wurde beobachtet:
Regen beginnt: Brummen und Sausen.
Regen: Brummen. |
Regen wird intensiver: Frequenz des ‚„Tönens“
steigt an.
Stärkerer Regen: Tönen hält an. (Leichtes Ge-
witter, starker Wind.)
Starker Regen: Brummen.
Starker Landregen: Tönen. Während desselben
setzt unabhängig davon ein zweites, kräfti-
geres ein.
Regen fast nachgelassen: Noch immer Pfeifen,
starker Wind.
Leichter Regen: Pfeifen.
Feiner Regen: Brummen. Zeitweiliges Einsetzen
von besonders starkem Tönen.
Nebelreißen: „Tönen“ sehr stark über das ganze
Frequenzband.
Regen aufgehört: Sausen aufgehört. Starker
Wind und Nebel. j
Regen aufgehört: Fast alle Störungen aufgehört.
Starkes Nebeltreiben: Tönen aufgehört, starker
Wind.
Schnee- und Graupelfall:
(Giraupelfall: Sausen.
Graupelfall, dann Schnee: Starkes, tiefes Brum-
men, gleichzeitig daneben schwaches
Knattern.
Graupel- und Schneefall: Die Intensität des
„lönens“ ist bei Graupel- oder Schneefall
bedeutend größer als bei Regen. Die Fre-
quenz ist jedoch im Durchschnitt kleiner.
Leichter Schneefall: Kratzen, Sausen und Pfeifen
oft gleichzeitig hörbar. Diese tonfrequenten '
Störungen sind oft so stark, daß sie das
stärkste, von Blitzen herrührenden Knacken
übertönen.
Schneefall: Sausen.
Starker Schneefall: Sehr starkes Sausen. Kurze
Zeit später ist gleichzeitig Pfeifen hörbar.
Schneefall: Sausen, Tönen.
Schneefall: Kratzen.
Schneefall: Kratzen und Sausen.
Graupelfall aufgehört: Auf dem ganzen Frequenz-
bande keine Störung.
—
Die Sende- und Empfangsverhältnisse im Hochgebirge mit besonderer Berücksichtigung der atmosphärischen Störungen. 701
Schneefall aufgehört: Jede tonfrequente Störung
hat aufgehört, jedoch ist starkes Knacken
aufgetreten,
*
Den vorhergehenden zahlreichen positiven Nach-
: weisen des Zusammenhanges zwischen dem „Tönen“
< und den Niederschlägen stehen nur drei Fälle gegen-
über, wo einmal bei ganz leichtem Schneefall
<- und dann zweimal beistarknachgelassenem
Regen kein „Tönen“ wahrgenommen wurde. Es
< konnte jedoch im ersteren Falle nicht mit Sicherheit
„entschieden werden, ob es ein wirklicher Schneefall
oder nur eine stärkere Verwehung war.
+
Abgesehen von den verschiedenen beobachteten
-© Tonhöhen ist die Tatsache wichtig, daß während einer
-- Niederschlagsperiode,
> das
die eine Dauer zwischen
einigen Minuten und einigen Stunden haben konnte,
„Tönen“ zeitweise aufhörte, um nach einigen
Sekunden wieder einzusetzen. Sehr oft setzte noch
= während des Bestandes einer solchen einzelnen „Tön-
gruppe“ eine zweite mit gleicher oder verschiedener
- Frequenz ein und beide bestanden eine Zeitlang
. stärkung der ersteren beobachtet werden;
nebeneinander, bis eine von ihnen abklang oder plötz-
lich aufhörte. In allen jenen Fällen, wo die neue
Gruppe die gleiche Frequenz aufwies, wie die schon
bestehende, konnte im wesentlichen nur eine Ver-
dadurch
= unterschieden sich diese Fälle scharf von der wirk-
die regelmäßig auch mit
lichen Intensitätssteigerung einer einzelnen Gruppe,
einer Frequenzerhöhung
parallel ging.
Gegen Ende der Niederschläge schien es oft, als
würde allgemein die Frequenz des „Tönens“ gestiegen
sein; es wurde in einem solchen Zeitpunkt sehr oft
„Pfeifen“ notiert.
Selbst stärkste \Windstöße konnten keinerlei Ver-
änderungen in der Tonhöhe und Intensität des
„lönens“ hervorbringen.
Zu den interessantesten Eigenschaften des
„lönens“ gehört dessen Verhalten beim Auftreten
von Blitzen, wie dies bereits früher erwähnt wurde.
Es soll hier noch hinzugefügt werden, daß die erwähnte
Erscheinung der Auslösung einer neuen „Töngruppe“
durch den Blitz, nur bei sehr nahen Blitzen in ihrer
vollen Stärke beobachtet wurde, während bei ent-
fernten Blitzen oder bei Wetterleuchten nur das be-
kannte scharfe „Knacken“ hörbar war.
Es wären demnach noch folgende Tatsachen in
das bisherige Bild einzuordnen: 1. Starke Bewöl-
kung allein, auch stärkste, hat nie zum Auftreten
von „Tönen“ geführt; der geringste Niederschlag
jedoch genügte, um das „Tönen“ hervorzurufen, das
dann während der ganzen Dauer des Niederschlages
— oft aussetzend und wieder erscheinend — anhielt.
2. Normalerweise verschwindet das Jluftelektrische
Potential mit dem Auftreten eines Blitzes auf kurze
Zeit; es wären nun jene Beobachtungen darzustellen,
wo beim Auftreten eines nahen Blitzes, und zwar mit
ihm zeitlich genau zusammenfallend, das „Tönen“ im
Gegenteil erneut auftrat. (Diesbezügliche Unter-
suchungen sind im Gange.)
+
Zusammeniassung:
Beobachtungen auf dem Sonnblick in 3106 m Höhe
haben ergeben, daß die Ausbreitungsverhältnisse für
Radiowellen bei Sendungen aus diesen Höhen, eben-
so die dort beobachteten Feldstärken beim Empfang,
jenen in der Ebene prinzipiell gleichwertig sind.
Die Störungsgeräusche scheinen einen Zusammen-
hang mit der augenblicklichen allgemeinen Wetter-
lage in dem Sinne zu haben, daß sämtliche qualitativ
und quantitativ vom normalen Tagesgang (Minimum
vormittags, Maximum nachts) abweichenden Störun-
gen mit einer bestimmten Witterungsphase am Beob-
achtungsort und dessen nächster Umgebung zu-
sammenhängen, so zwar, daß Tiefdruckgebiete und
Tiefdruckrinnen, auch wenn sie nur geringe Intensität
haben und deren Zentrum bei Tag weniger als 250 km
entfernt ist, eine wesentliche Erhöhung der atmo-
sphärischen Störungen, und zwar besonders des
„Knackens“ bewirken. Bei allgemeiner Hochdruck-
lage trat tagsüber bloß leichtes „Brodeln‘“ hervor,
während sich erst abends, allerdings in geringerer
Intensität, das „Knacken“ wieder einstellt. Die Wir-
kung weiter als 250 km entfernter Tiefdruckgebiete
war nur bei Nacht durch eine allgemein höhere
Knackintensität und Rahmenpeilung feststellbar.
Bei Niederschlägen jeder Art konnte eine beson-
dere Störungsart beobachtet werden, die mit „Tönen“
bezeichnet wurde und von solcher Intensität ist, daß
unter Umständen jeder Radioempfang unmöglich
werden kann. |
Nach allen bisherigen Erfahrungen, die durch die
hier gemachten bestätigt werden, istdas,Knacken“
Iuftelektrischen Ursprungs und hat seinen Sitz in den
Grenzflächen verschieden temperierter Luftmassen;
es ist jene Störungsart, die sich durch starke Fern-
wirkung äußert. Das „Tönen“ ist eine ton-
frequente Induktionserscheinung ganz lokalen Cha-
rakters und hat mit großer Wahrscheinlichkeit un-
sichtbare Büschelentladungen infolge hohen luftelek-
trischen Potentialgefälles zur Ursache; ihre Fern-
wirkung bleibt auf die nächste Umgebung des Be-
obachtungsgebäudes beschränkt. Das „Brodeln“
dürfte mit der Summe der Knackstörungen aus der
weiteren Umgebung identisch sein.
Das Hochgebirge ıst für das Studium der atmo-
sphärischen Störungen der drahtlosen Telegraphie
besser geeignet als die Ebene.
%
Zum Schlusse möchte ich dem Kuratorium des
Sonnblickvereins in Wien sowie der Kaiser-
Wilhelm-Gesellschaft zur Förderung der Wissen-
schaften in Berlin, für die Ermöglichung der vor-
liegenden Untersuchung durch Bereitstellung der
Mittel meinen herzlichsten Dank aussprechen.
(Eingegangen am 6. Mai 1929.)
102
Patentschau.
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Die Erfindung betrifft die Herstellung von piezo- )ı
Fremdgesteuerter Röhrensender.
Brit. Pat. 308 270 (Kolster-Brandes, 20. März 1928),
veröffentlicht am 15. Mai 1929.
Bei der in Bild 1 wiedergegebenen Anordnung
zur Schwingungserzeugung durch Fremdsteuerung
soll der Steuersender I von dem Leistungs-
verstärker II räumlich soweit getrennt aufgestellt
A, A: A
IE, E SRER
-->=--.- >-- >- j z
I
Bild 1.
werden, daß jede kapazitive oder elektromagnetische
Rückwirkung praktisch vermieden ist. Die Ueber-
tragung der Steuerenergie erfolgt durch eine kleine
Sendeantenne A, am Steuersender I und eine Emp-
fangsantenne A, am Verstärker II. Diese Empfangs-
antenne ist mit dem Gitterkreis der Leistungsröhre II,
die eigentliche Strahlenantenne A mit dem Anoden-
kreis gekoppelt.
Drossel für Röhrensender.
D.R.P. 476 063, Klasse 21a‘, Gruppe 8 (Telefunken),
Pat. vom 1. Januar 1928, ausgegeben am 14. Mai 1929,
Für Röhrensender werden häufig Drosseln ver-
wendet, um den Gleichstromweg gegen Hochfrequenz
zu sperren. Um wirksam zu sein, müssen diese
Drosseln sehr groß sein. Dies hat aber oft den Nach-
teil, daß in der Drossel Eigenschwingungen auftreten, .
die zu Verlusten und unter Umständen zum Aussetzen
der Schwingungserzeugung Veranlassung geben.
Bild 2.
Erfindungsgemäß soll eine Drossel Verwendung
finden, die relativ wenig Windungen besitzt, der aber
durch Kopplung mit einer von Hochfrequenz durch-
flossenen Spule eine Gegen-EMK zugefügt wird, die
annähernd die restliche Hochfrequenzkomponente in
der Drossel kompensiert. Eine derartige Schaltung
zeigt z. B. das Bild 2, in dem die Drossel D mit dem
Schwingungskreis C, L in der angegebenen Weise ge-
koppelt ist.
Herstellung von piezoelektrischen Körpern.
D.R.P. 476506, Klasse 21a‘, Gruppe 8 (Siemens
& Halske), Pat. vom 18. April 1928, ausgegeben am
22. Mai 1929, `
elektrischen Körpern aus gekörnten oder pulve-
risierten Piezostoffen. Erfindungsgemäß sollen diese
mit einem flüssigen Isolierstoff vermengt und in
einem elektrischen Felde zum Erstarren
werden. Unter der Einwirkung des
Feldes orientieren sich die einzelnen Piezoteilchen
gebracht
elektrischen :
gleichsinnig. Zum Einbetten eignen sich besonders :
harzartige Stoffe, wie Schellack und Kunstharze.
Zweckmäßig wird die Masse unter Druck zum Er-
starren gebracht. Bei der Herstellung kann der
Körper von vornherein in die für die Verwendung
zweckmäßige Form gebracht werden. Eine derartige
Einrichtung zeigt z. B. das Bild 3. Ein Ring 1 aus
Bild 3.
geeignetem Material, z. B. Glas, wird zu beiden
Seiten durch Metallbelege 2, 3 abgeschlossen. Der `
Raum zwischen den Belegungen wird mit der Piezo-
masse angefüllt und unter Anlegung eines elektrischen
Feldes zum Erstarren gebracht.
Piezo-Bandiilter.
T
Brit. Pat. 303 180 (Stand. Tel. Cables Ltd., 29. De-
zember 1927), veröffentlicht am 20. Februar 1929.
Zur Aussiebung bestimmter Frequenzen soll ein
Bandfilter verwendet werden, das in den einzelnen
Bild 4.
Gliedern Piezokristalle eingeschaltet enthält. Eine
derartige Anordnung zeigt Bild 4. Es sind mehrere .
Piezokristalle P im Filter umschaltbar vorgesehen,
um eine Aussiebung verschiedener Frequenzen vor-
nehmen zu können.
Kurzwellen-Röhrensender.
D.R.P. 477 309, Klasse 2lat, Gruppe 9 (Esau), Pat.
vom 23. März 1928, ausgegeben am 5. Juni 1929,
Bei Kurzwellenröhrensendern können infolge der
relativ hohen Kapazität zwischen Gitter und Kathode .
die Heizstromzuführungen leicht zu Schwingungen
angeregt werden. Erfindungsgemäß soll dies dadurch
verhindert werden, daß in die Heizstromleitungen
Abstimmelemente eingeschaltet werden, die eine Ver-
stimmung gegenüber der Sendewelle :-rmöglicher.
= Patentschau. c
3ei der in Bild 5 wiedergegebenen Anordnung sind
Irösseln D vorgesehen, deren Windungszahlen ver-
indert werden können, während bei der in Bild 6
largestellten Anordnung eine Kombination von
‚Jrosseln D mit einer Abstimmkapazität C Verwen-
"lung findet.
ES
=
Bild 6.
Bild 5.
Fading-Beseitigung.
D. R.P. 477055, Klasse 21a’, Gruppe 9 (Tele-
funken), Pat. vom 11. 2. 28, ausgegeben am 3. 6. 29.
Zur Beseitigung der Fadingstörungen soll in gegen
die Dauer des Fadings kurzen Zeitabschnitten die
Modulation kurzzeitig unterbrochen werden und ein
Hilfston gesendet werden, dessen Frequenz in das zu
„übertragende Frequenzband fällt. Am Empfänger wird
. dieser Hilfston synchron auf ein Hilfsgerät geschaltet,
-der die Verstärkung des Empfängers entsprechend
der Fadingschwächungen derart regelt, daß am Emp-
fänger eine konstante Lautstärke auftritt. Eine der-
artige Einrichtung zeigt das Bild 7. Der Hilfston wird
dem Gitterkreis einer Gleichrichterröhre G zugeführt,
Empfänger ra)
TP, R 6
A = =
| 1 O7 C ® alz
| ii
Bild 7.
-in dessen Anodenkreis ein Kondensator C eingeschal-
"tet ist, der während des Hilfstones eine gewisse
“ Ladungsmenge aufspeichert, die die Gittervorspan-
nung einer Röhre R ändert. Im Anodenkreis der
Röhre R liegt ein Widerstand W, dessen Spannungs-
l abfall die Vorspannung am Verstärker des Empfän-
z gers beeinflußt.
l Beseitigung der Fadingstörungen.
© D:R.P. 476917, Klasse 21a’, Gruppe 9 (Tele-
+ funken). Pat. vom 19. 2. 28, ausgegeben am 30. 5. 29.
Die Erfindung betrifft eine Empfangsanordnung
œ zur Beseitigung der Fadingstörungen, die infolge
Viertel Wellenlänge entsteht.
103
Drehung der Polarisationsebene auftreten. Die Ver-
wendung von zwei senkrecht zueinander orientierten
Antennen, die getrennt die beiden Komponenten des
beliebig orientierten elektrischen Feldes aufnelımen
würden, kann die genannten Störungen nicht eliminie-
ren, da die gleichphasigen Komponenten sich im Emp-
fänger algebraisch addieren würden, so daß sie
sich entweder addieren oder aufheben. Erfindungs-
gemäß soll nun eine künstliche Phasenverschiebung
von 90° für beide Komponenten hergestellt werden,
so daß eine Auslöschung bei keiner Drehung ent-
stehen kann. Im Bild 8 wird die Phasenverschiebung
dadurch hergestellt, daß die Uebertragerleitungen
Bild 9.
K, und K, zwar elektrisch gleich, aber in ihrer Länge
verschieden sind, so daß eine Wegdifferenz von ein
Im Bild 9 ist ein zu-
sätzlicher Schwingungskreis S in eine Uebertrager-
leitung eingeschaltet, während die Leitungen K, und
K, selbst gleich sind.
Röhrenmodulations-Schaltung.
D. R. P. 476 147, Klasse 21 a, Gruppe 15 (Siemens
& Halske). Pat. vom 25. 6. 27, ausgegeben am
17. 5. 29.
Wird zur Modulation hochfrequenter Schwingun-
gen dem Gitter einer Röhre die Träger- und die
Modulationsschwingung aufgedrückt, so sind die
Bild 10.
Aenderungen der Ausgangsamplitude den Aende-
rungen des Gitterpotentials nicht proportional. Er-
findungsgemäß soll diese Linearität dadurch erzielt
werden, daß zwei in Kaskade geschaltete Röhren
verwendet werden, deren beiden Gittern zugleich die
Steuerspannung aufgedrückt wird. Eine solche An-
ordnung zeigt Bild 10. Der Verstärkungsfaktor für
104.
zwei in Reihe geschaltete Röhren ist
© Ri
V=(S-R FIR
t a
Für die Steilheit gilt bekanntlich die Beziehung
2
) (S- Ra)?, wenn Raklein gegen R;ist.
S= êf A- (Eg +D Ea)"
Aus beiden Gleichungen ergibt sich:
V= (èj A Ra)? (Ez + D Ea)
Aus dieser Gleichung erkennt man, daß die Ver-”
stärkung V linear von der Gittervorspannung Ey, ab- +
hängig ist.
Kurzwellen-Antennenanlage.
D.R.P. 476918, Klasse 2la*t, Gruppe 46 (Tele-
funken), Pat. vom 9. Dezember 1926, ausgegeben am
27. Mai 1929.
Bei der Uebertragung von Nachrichten mit kurzen
elektrischen Wellen treten häufig Störungen durch
Verdoppelung der Zeichen auf, die durch Wellen ver-
ursacht werden, die in Richtung der längeren Ent-
fernung zwischen Sender und Empfänger um den Erd-
ball herum zum Empfänger gelangen. Erfindungs-
gemäß sollen diese Störungen dadurch beseitigt wer-
den, daß eine Abschirmvorrichtung verwendet wird,
‚Bild 11.
die in einer Entfernung von einer Viertelwellenlänge
hinter der Empfangsantenne A (Bild 11) in der dem
Sendeort abgewendeten Richtung angeordnet ist. Der
Schirm besteht aus einer Reihe senkrecht isoliert auf-
gehängter Drähte d, die das obere Antennenende
mindestens um eine Viertelwellenlänge überragen.
Entiernungsbestimmung.
‚ Brit. Pat. 302602 (Koulikoff, Chilowsky, 15. De-
zember 1927), veröffentlicht am 13. Februar 1929.
Zur Entfernungsbestimmung sollen die von einem
Sender C (Bild 12) ausgestrahlten Wellen am Gegen-
ort von einem Empfänger F aufgenommen und zur
Steuerung eines am gleichen Ort aufgestellten Sen-
ders R benutzt werden. Die zurückgestrahlten Wellen
werden am ersten Ort von eineın Empfänger E auf-
genommen. Die vom Sender @ ausgestrahlten Wellen
werden von einem Modulator M moduliert. Die
Modulationswelle wird am Gegenort durch den Emp-
fänger F ausgesiebt und durch die Modulations-
röhre Mr zur Modulation des Senders R verwendet
Dem Empfänger E am ersten Ort wird ebenfalls die
Modulationswelle vom Modulator M unmittelbar auf-
gedrückt. Am Empfänger E interferieren also die
Patentschau.
beiden gleichen Modulationswellen mit einer Zeit
differenz. Die Modulationsfreauenz wird so ein
gestellt, daß im Kopfhörer T eine maximale oder
minimale Lautstärke eintritt. In diesem Falle kan
aus der Modulationsfrequenz die Entfernung errechnet
werden (vgl. auch Brit. Pat. 227 801, 230.013, 241505)
Bild 12.
Synchronhaltung bewegter Antriebe für Bilde ı
telegraphie. f
D.R.P. 476324, Klasse 2lat, Gruppe 32 (Tee-
funken), Pat. vom 23. Juni 1926, ausgegeben am
15. Mai 1929. ‘
Erfindungsgemäß sollen zur Synchronhaltung be |
wegter Antriebe insbesondere für Zwecke der Bild-
telegraphie auf beiden Stationen selbständige Energie-
quellen von konstanter Frequenz verwendet werden
und die für die Konstanthaltung der Drelizahl er-
forderliche Energie einer nicht modulierten Stufe eines
örtlich vorhandenen Röhrensenders entnommen wer-
den, der zweckmäßig durch einen Piezokristall au
konstanter Frequenz gehalten wird.
-o mn me
wein. vr weg: e.“
Bildübertragung in natürlichen Farben.
Brit. Pat. 308277 (Thomson-Houston, 20. März
1928), veröffentlicht am 15. Mai 1929.
En _— —__ —f RE ———
a Eu
Bild 13.
Die Bildzerlegung soll durch eine rotierende
Scheibe 1 (Bild 13) erfolgen, die zwei spiralig an- .,
geordnete Reihen von Löchern 2, 3 besitzt. Auf der
Achse 4 dieser Scheibe sitzt ein Zahnrad 5, das eine
zweite Scheibe 6 antreibt. Diese Scheibe ist in farbißt 1,"
Sektoren 7,8... eingeteilt, durch welche die gleichen `
Farben des Bildes ausgefiltert werden. Die ver }
Referate. 105
schiedenen Farben entsprechen den Lochreihen 2,3... Die neuesten deutschen Hochfrequenz-Patente
- Zeim Empfänger wird eine ähnliche Anordnung mit
= ; Klasse Aus-
arbigen Lichtquellen verwendet. Nr. BE a ER
Gruppe ta
Lichtelektrische Zelle. er z
D.R.P. 477158, Klasse 21g, Gruppe 29 (Tele- 433602] 214122 18. 5.29 | Störbefrelung
: ; atj . 0. renschaltung
'unken), Pat. vom 9. Juli 1925, ausgegeben am 372895 312.13 | 16.3.29 | Habannröhre
>. Juni 1929. ..*476063| 21al/8 | 14.5.29 | Röhrensender
- Für photoelektrische Zellen verwendet man Alkali- 476065| 21g/3l | 15.5.29 | Magnetisches Material
:2lektroden von Caesium oder Rubidium und Gas- *476147| 2la?/l5 | 17.5.29 | Röhrenmodulationsschaltung
"tüllungen. Die Verarbeitung der Alkalimetalle ist ae 5 oo Si > Er onen g
schwierig und gefährlich und Rubidium- oder 476280 2lal/8 | 16.5.29 | Fremdgesteuerter Röhrensender
-Saesiumzellen sind bisher teuer in der Herstellung. +476324 2121/32 15. > 29 pildübi iagung
Erfindungsgemäß sollen lichtelektrische Zellen in der 476 325| 21a?/41 | 16.5.29 | Verstärker
- 2 : 476 404| 21la4/8 16.5.29 | Röhrensender
‚Weise hergestellt werden, daß als Elektrode ll *476 506| 21a!/8 12.5.29 | Herstellung von Piezokörpern
"Alkalimetall-Legierung verwendet wird, die aus 476510 21g/10 | 18.5.29 | Einstellvorrichtung
Kalium oder Natrium mit höchstens 3—4% Zusatz 476610) 21g/11 | 23.5.29 | Elektrolyt für Gleichrichter
"von Rubidium oder Caesium oder eines Gemisches 476896| 2la%/l | 27.5.29 a eigen bei Röh-
. rensenaern
beider besteht. *476 917| 2lat/9 | 30.5.29 | Fadingbeseitigung
*476 918| 21a?/46 | 27.5.29 | Kurzwellenantenne
N 476 923| 21g/13 | 30.5.29 | Gittervorspannungsregelung
Herstellung son rathoden *477055| 21249 | 3.6.29 | Fading-Beseitigung
D.R.P. 477 232, Klasse 21g, Gruppe 13 (AEG, Tele- a or o 3 3 5 lee
2 i 2ig U öhre
N vom 23. Juni 1922, ausgegeben am „,77158 218/29 | 6.6.29 | Lichtelektrische Zelle
477 186, 21g/13 | 6.6.29 | Röhre
- Gemäß der Erfindung sollen Kathoden für Röhren *477232| 2lg/l3 | 4.6.29 | Herstellung von Kathoden
dadurch hergestellt werden, daß den Metallfäden Zu- *477 309| 21a'/> 5.6.29 | Kurzwellen - Röhrensender
D j 477 326| 21a!/6 9.6. 29 | Frequenzsteigerung
sätze von Metallen der seltenen Erden oder des 477307 2la!6 5.6.29 | Frequenzsteigerung
. Yttriums oder Scandiums bzw. deren Oxyde oder 477328) 2lał/68 | 5.6.29 ` apui
i i e eben werden, die einer 477 444! 21a!l’32 7.6.29 | Synchronisierung
A Sl 477 496| 212177 | 8.6.29 | Röhrenhalter
"Reduktion unterliegen. Durch diese Kathoden soll
“eine Elektronenemission erzielt werden, die diejenige
“der thorhaltigen Drähte erheblich überschreitet.
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlich referiert.
Referate.
‚ H. T., Fris. Oszillographische Beob- az
"ıchtung der Fortpflanzungsrichtung £ (-4 Empfänger
„ind der Schwunderscheinungen bei a
xurzen Wellen. (Oszillographic observations on BND | |
he direction of propagation and fading of short A40 Q ug 2:
waves.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 658—665, 1928. uberlagerer |
‚Aus den Bell Tel. Lab., New York.) ET N
nders
; Die Sendestation, die gewöhnlich benützt wurde,
“war der englische Richtsender GBK (4 = 16 m).
1. Um die Richtung der ankommenden Wellen
n der Horizontalebene zu bestimmen, wurde fol-
gende Anordnung verwendet (Bild 1). Zwei Empfän-
ger R, und R, werden in einer Linie senkrecht zur
Verbindungslinie Sender—Empfänger im Abstand von MA O.
à /3 aufgestellt. Durch einen von beiden Empfängern VA
15°
gleich weit entfernten Hochfrequenzsender (Ueber- g=
lagerer) wird in den beiden Empfängern derselbe
Niederfrequenz-Schwebungston erzeugt und die
„Spannungen dieser beiden Niederfrequenzströme den
` Ablenkungsplatten einer Braunschen Röhre zu-
` geführt. Je nach der Phasenverschiebung dieser
` niederfrequenten Ströme erscheinen dann bekannt-
| „dich bei gleicher Amplitude derselben die in dem un-
“teren Teil von Bild 1 eingezeichneten Figuren. Da
be der gewählten Anordnung die Phasenverschie-
Braun’sche Aöhre
A. Ansicht von oben
ODDD
5° 80° 5° A
8 x z E F
8.fyuren auf der Braun schen Röhre,die den
Aichlungen A,B,C efc. oben entsprechen
Bild 1.
bung der niederfrequenten Ströme gleich derjenigen
der Hochfrequenzströme ist, die in den beiden Emp-
fängern durch die ankommenden Wellen induziert
wird, und da diese in einfacher Weise von der Rich-
106
tung der ankommenden Wellen abhängt, so kann
aus den Bildern an der Braunschen Röhre die
Richtung der ankommenden Wellen bestimmt werden.
Mit dieser Anordnung wurden zu den Zeiten, in
denen die Wellen die Nacht-Tag-Grenze passierten,
starke Aenderungen der Figuren beobachtet, und
zwar zum Teil Abweichungen der Richtung bis zu
30° von der Richtung Sender—Empfänger.
2. Für die Messung der Wellenrichtung in der
Vertikalebene wurde die Anordnung von Bild 1 in
F 46
q l- 3 Braunsche
c Rohre
8
RA E
BE eu ;
Erdoberfläche
A. Seiten -Ansicht
742 20ON
15°
A 8
3. Figuren auf dem Schirm der 8raun u Röhre, die den
Richtungen A, B, € etc oben entsprechen
Bild 2.
diejenige von Bild 2, die nach dem eben Ausgeführten
ohne weiteres verständlich ist, umgeändert.
Soll die Richtung der Wellen im Raum, nicht nur
ihre Vertikal- oder Horizontalkomponente bestimmt
werden, so sind die Anordnungen von Bild 1 und 2
zu vereinigen, wie es in Bild 3 dargestellt ist. Der
Az
8 —> A3
A —
Ansıcht von oben
Ay
Ta
25° Pf,
Seitenansicht.
Bild 3.
Verfasser berechnet für diese Anordnung die Figuren,
die auf dem Schirm der beiden Braunschen Röh-
ren in den verschiedenen in Betracht kommenden
Fällen entstehen müssen.
Bei Beobachtungen dieser Art stellte sich heraus,
daß die Aenderungen in dem Winkel, den die Fort-
pflanzungsrichtung der Wellen mit der Erdoberfläche
bildet, im allgemeinen viel größer sind, als die Aende-
rungen des Winkels, den die Wellenrichtung in der
Horizontalebene mit der Linie Sender — Empfänger
einschließt.
3. Schwunderscheinungen.
Die Aenderung in der Größe der Figuren zeigt
ohne weiteres Schwunderscheinungen an. Die be-
obachteten hatten eine mittlere Periode von ungefähr
Referate.
5 sec.
oder schmale Ellipse) mit großer Geschwindigkeit
rotierte.e Das ist kaum anders zu deuten, als dab
diese Schwunderscheinungen durch Interferenz zu-
stande kommen. J. Zenneck.
E. V. Appleton Die Untersuchung der
Schwunderscheinung. (The study of signal
Dabei ergab sich, daß zu den Zeiten, in denen |
die Wellenamplitude schwach war, die Figur (Gerade
- ie. è
fading. An account of the work of the Peterborough
radio research station of the department of sientific
and industrial research.) Journ. Inst. Electr. Eng.
London 66, S. 872-885, 1928.
Die Untersuchung der Schwunderscheinung wurde
in Entfernungen kleiner als 200 km vom Sender vor-
genommen. Man empfängt dort einmal die sich am
Erdboden ausbreitende Welle, andererseits die unter
großen Winkeln einfallenden, von der Heaviside-
Schicht reflektierten Wellenzüge, wobei diese re-
flektierten Wellen elektrische Komponenten in der
Fortpflanzungsebene und senkrecht dazu haben.
und der zugehörigen Einfallswinkel kann man am
Empfangsorte durchführen, wenn man die Wellen-
länge des Senders kontinuierlich um einen kleinen
Betrag ändert, z. B. bei A = 400 m um 10 m.
Hat man einen Rahmen in der Fortpflanzungs-
ebene aufgestellt, dann beobachtet man z. B. nachts
bis kurz nach Sonnenaufgang erhebliche Schwan-
kungen der Intensität; diese können einmal durch
eine Veränderung des Verhältnisses der magnetischen -
Feldstärke in der Erdwelle H, zu der der Luftwelle
H, oder durch eine Aenderung der durch die ver-
schiedenen Wege hervorgerufenen Phasendifferenz ©
beider Wellen hervorgerufen sein. Bei einer lang-
samen Aenderung der Wellenlänge ändert sich
auch ©. Bei einer Aenderung 2r tritt im Signal-
strom ein Maximum M und ein Minimum m auf. Aui
diese Weise läßt sich der Einfluß der Phasendifferenz :
Man
Die relativen Inten-
auf den empfangenen Signalstrom eliminieren.
E H, __ y/ Mm—1
En ea = Ver
sitäten beider Strahlen lassen sich so berechnen. Den
Einfallswinkel Pp, der Luftwelle kann man durch
gleichzeitige Messung der Maxima M und Minima m
der Empfangsströme in einem Luftleiter L und
einem Rahmen R bestimmen nach der Formel:
sin Ø, = o X Mjm— 1
M/m-1)/ı M/m--1
Die Methode der Wellenlängenänderung besitzt fol- .
gende Vorteile:
1. Sie erlaubt eine Lösung der genannten Pro-
bleme mit einfachen Intensitätsmessungen.
2. Man braucht die Stärke der Bodenwelle nicht
zu kennen.
-
a nun ei =
Die
Bestimmung der Größe der einzelnen Komponenten
—_ A TT
3. Es ist eine sehr empfindliche Methode zum -
Nachweis reflektierter Luftwellen, besonders
wenn sie sehr schwach sind.
4. Man kann also die Wegdifferenzen zwischen
der Boden- und Luftwelle und damit die Höhe
der Heaviside- Schicht feststellen.
-n
—
Die Intensitätsschwankungen der reflektierten
Luftwellen können, soweit sie die nornıal polarisierte
„Komponente betreffen, mit einer Kombination von
-Luftleiter und Rahmen aufgenommen werden. Diese
-hat eine kardioidenförmige Ferncharakteristik, mit
der man bei Tage den Empfang der Bodenwelle voll-
kommen ausschalten kann. Die abnormal polarisierte
Komponente wird mit einem Rahmen rechtwinklig
“zur Fortpflanzungsebene gemessen.
= Die Empfangsintensität wurde mit Detektor und
"Galvanometer oder mit der in Bild 1 dargestellten
w i
fer -
Bild 1.
tz
:Röhrenvoltmeter-Schaltung gemessen, wo die Wir-
kung des Anodenstromes auf das Instrument G durch
eine Brückenschaltung beseitigt ist.
| Versuchsergebnisse. Aus den Messungen
der letzten Jahre nach der angegebenen Methode er-
v gibt sich folgendes:
1. Die Schwunderscheinunge (fading) beruht auf
-den Einwirkungen verschiedener Strahlen, die von
- der oberen Atmosphäre abgelenkt sind. Das Auf-
-treten von Maxima und Minima bei der Wellen-
.längenänderung ist auf zwei Gruppen von Wellen
» zurückzuführen, von denen die eine die Bodenwelle
‚ist. Die mit einer Rahmenantenne aufgenommenen
„Maxima sind größer als die mit senkrechtem Luft-
: "leiter, also muß eine Wellengruppe den Boden unter
..kleinerem Winkel als 90 Grad erreichen.
2. Messungen der Höhe der ionisierten Schicht aus
“der Phasendifferenz oder aus dem Einfallswinkel er-
„gaben für die meisten Nächte eine allmähliche Zu-
"nahme nach Sonnenuntergang, bis etwa 1 Std. vor
„.Sonnenaufgang das Maximum erreicht war. Dann
“nahm die Höhe schnell zu den niedrigen Tagewerten
von 70-80 Km ab. Nach Sonnenaufgang ist die In-
' tensität der reflektierten Strahlen so gering, daß
.. Höhenbestimmungen kaum möglich sind. In gewöhn-
lichen Nächten schwankt die Höhe zwischen 90 und
130 km. In Winternächten sind häufig Höhen von
7'250 bis 350 km in den letzten drei Stunden vor der
i: Morgendämmerung gemessen. Etwa 30—40 Minuten
+ vor Sonnenaufgang sank die Höhe sprunghaft auf den
normalen Wert. Es muß also die lonisation in der
-_Heaviside-Schicht durch Rekombination soweit
|" erniedrigt sein, daß die Wellen erst an höheren,
[“ ionenreicheren Schichten abgelenkt werden. Nach
‚den Tagesbeobachtungen scheint eine andere ioni-
<- sierte Zone unterhalb der Heaviside-Schicht in
50—60 km Höhe gebildet zu werden, welche die
x Wellen schwächt, ohne auf die reflektierenden
s Schichten in 70—80 km Höhe besonders einzuwirken.
“ 3, Die an den oberen Schichten reflektierten
Wellen könnten Schwankungen der Signale bei Nacht
‚ bewirken, und zwar durch Aenderung a) des Einfalls-
' winkels, b) der Intensität, c) der Phase und d) der
© Polarisation der von oben kommenden Welle. Der
Einfallswinkel Ø, kann sich stark ändern, bewirkt je-
4 doch keine Schwankungen der Signale. Aenderungen
i der Intensität der reflektierten Welle sind viel häu-
Referate.
107
figer als Phasenänderungen zwischen Boden- und
Luftwelle. Die beiden senkrecht aufeinander stehen-
den Komponenten der reflektierten Wellen ändern
sich gleichzeitig, so daß man keine Drehung der
Polarisation erhält.
Nach den Beobachtungen rufen in der Hauptsache
Intensitätsschwankungen, weniger die Phasenände-
rungen die Fadingerscheinung hervor.
4. Messungen der Polarisation der reflektierten
Welle zeigten sie annähernd zirkular polarisiert, und
zwar im Linkskreis. Dies könnte durch den Erd-
magnetismus bewirkt sein. Sicher wäre dies, wenn
man auf der südlichen Halbkugel Rechtspolarisation
fände.
Beobachtungen während der Sonnen-
finsternisam 29. 6. 1927.
Eine Messung des Verhältnisses der Intensität H,
der normal polarisierten Komponente der reflektierten
Welle zu der Intensität H, der Bodenwelle zeigte eine
Steigerung auf den 16fachen Wert des gewöhnlichen
Verhältnisses bei Tage von H,/H, = 0,012 auf H,/H,
= 0,2 während der Sonnenfinsternis. Gleichzeitig mit
der Zunahme der Amplitude wurde die Wegdifferenz
zwischen Boden- und Luftwelle vergrößert, während
der Einfallswinkel der von oben kommenden Luft-
wellen verkleinert wurde. Hieraus ergibt sich eine
Veränderung der Höhe der reflektierenden Schicht
von 75 km auf 94 km. Den Verlauf der Höhe mit
der Zeit zeigt das Bild 2. Hierbei wurde in Peterbo-
rough der Sender Birmingham (A = 491 m) auf-
genommen.
Ferner werden noch Intensitätsmessungen mit
einfachen Geräten in Nottingham und Giggleswick
mitgeteilt. Hier wurde der mit konstanter Welle und
Energie sendende Londoner Sender 2 LO, A = 361 m,
aufgenommen.. In beiden Fällen wurde wieder eine
erhebliche Intensitätssteigerung der reflektierten Luft-
welle gefunden. E. Lübcke.
R. C. Colwell. Schwunderscheinungen
längseinesMeridians. (Fading curves along
a meridian.) Proc. Inst. Eadio Eng. 16, 1570—1573,
1928.
Der Verfasser berichtet über die Aufnahme der
Zeichenstärke von der Station KDKA in Pittsburgh
Pa. und Morgantown W. Va. Die Aufnahmen wurden
mit einem Zwischenfrequenzempfänger und halb auto-
matisch registrierendem Galvanometer gemacht. Sie
108
Referate.
haben besonderes Interesse, da Pittsburgh und
Morgantown ziemlich genau auf demselben Meridian
liegen. Die Versuche wurden über 21 Tage im Winter
1926/27 ausgedehnt und wurden immer in den Abend-
stunden um Sonnenuntergang herum ausgeführt.
Nimmt man das Mittel je über 5 Minuten und mit-
telt man dann über alle 21 Beobachtungen, so erhält
man, wenn man die Zeit stets auf den Sonnenunter-
gang bezieht, die Kurve des nebenstehenden Bildes,
Millere Intensi
i j 60 70 8&0
Zet in Minuten
d. h. verhältnismäßig konstante Werte während des
Tages, dagegen kurz vor Sonnenuntergang einen An-
stieg der Intensität auf die meist unregelmäßigen
Nachtwerte.
Die Originalaufnahmen selbst, nicht ihre Mittel-
werte, weisen auf einen großen Unterschied zwischen
klaren und wolkigen Tagen hin. Während die Zeichen-
stärke an wolkigen Tagen vor Sonnenuntergang ganz
geringe Schwankungen zeigt, erhält man an klaren
Tagen sehr starke zeitliche Aenderungen (Schwund-
erscheinungen). Nach der Auffassung des Verfassers
liegt der Grund darin, daß an wolkigen Tagen unter
den Bedingungen der Versuche praktisch nur die
Bodenwelle empfangen wird, da der Zustand der
Atmosphäre verhindert, daß die Luitwelle mit merk-
licher Intensität die Heavisideschicht erreicht,
dort reflektiert wird und dann mit der Bodenwelle
Interferenzen liefert. J. Zenneck.
G. Breit, M. A. Tuve und O. Dahl. Wirksame
Höhe der Kennelly-Heaviside-Schicht
im Dezember 1927 und Januar 1928.
(Effective heights of the Kennelly-Heaviside layer in
December 1927 and January 1928.) Proc. Inst. Radio
Eng. 16, S. 1236—1239, 1928.
Die Verfasser haben wieder mit dem Sender des
Naval Research Laboratory in Bellevue Anacosta
D. C., einem: Empfänger, der 7 Meilen davon ent-
fernt war, und einer Frequenz 4,015:10°/secce A =
75 m) die äquivalente Höhe der Kennelly-Hea-
viside-Schicht bestimmt. Die Methode war die
Echo-Methode in der verbesserten Form, über die sie
schon früher (Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 794, 1928,
ref. ds. Jahrb. 34, 37, 1929) berichtet hatten und die
sehr scharfe (kurze) Zeichen zu geben und im Emp-
fänger zu registrieren gestattet. |
Das neue an den jetzigen Ergebnissen ist, daß sie
häufig von einem Zeichen nicht nur ein Echo, son-
dern zwei oder drei bekamen und daß die Höhen
(oder richtiger Wegdifferenzen), die sich daraus be-
rechneten, im Verhältnis 1 : 2 : 4 standen. Bei-
spiele sind:
l. 2. 3. Reflexion
Weg 75 150 300 Meilen
5 65—70 140 280 A
Die Höhen, die aus der ersten Reflexion folgten,
lagen bei einer Gruppe von Beobachtungen, zu der
die angeführten Beispiele gehören, zwischen 65 und| '
75, bei einer großen anderen Gruppe zwischen 1%
und 145 Meilen. J. Zenneck
R. Gunn. Die diamagnetische Schicht!
der Atmosphäre undihre Beziehung |
den täglichen Aenderungen des Erd J|
magnetismus. (The diamagnetic layer of tk‘
earths atmosphere and its relation to ihe dium:l
variation of terrestrial magnetism.) Phys. Rev 3 |
133—141, 1928.
Von allgemeinerem Interesse sind die Berechun- |
gen, die der Verfasser seiner Erklärung der täglichen
Aenderungen des erdmagnetischen Feldes voranstell.
Setzt man ein konstantes, elektrisches und magne-
tisches Feld voraus und legt man ein rechtwinkliges
Koordinatensystem so, daß die Z-Achse in Richtung
des magnetischen Feldes H und die Y-Achse senk-
recht zum elektrischen und magnetischen Feld ist, so |.
zeigt die Rechnung, daä das wirksame Leitverniögen
einer ionisierten Schicht in den verschiedenen Rich-
tungen verschieden, daß also die Schicht anisotrop ist
Es ergibt sich annähernd für das Leitvermögen in den |
drei Richtungen ur
Ne NeL
OO. = 0. 0,7. O0, = ———
“o 7 Y Hr 2mu
Taui a
Ladung bzw. Masse eines Trägers, Z die mittlere freie ı
Weglänge und u? der Mittelwert der Geschwindig- ,
keitsquadrate der Molekularbewegung ist. Bemerkens-
wert dabei ist, daß diejenige Komponente des elek-
trischen Feldes (X), die senkrecht auf dem magne- |
tischen Feld steht, keinen Strom in dieser Richtung |
zur Folge hat, daß dagegen — natürlich unter dem |,
Einfluß des magnetischen Feldes — Ströme entstehen
in der Richtung (Y), in der kein elektrisches Feld vor-
handen ist.
Wenn man nun in einem Medium Träger hat,
}
\
wenn N die Anzahl der Träger im ccm, e bzw. m die |,
|
|
unter dem Einfluß eines magnetischen Feldes sich in
Spiralen bewegen, so muß das magnetische Moment
dieser Bewegung auch die magnetische Induktion bei
vorgegebener Feldstärke verändern, d. h. einen Ein-
fluß auf die wirksame Suszeptibilität des Mediums be
kommen. Tatsächlich zeigt der Verfasser, daß sich em
solches ionisiertes Medium wie ein diamagnetischesver |
halten muß. Seine negative Suszeptibilität ergibt sich i
proportional Nmv?/29, worin v die Geschwindigkeis |.
komponente der Träger senkrecht zum magnetischen |
Feld ist. Daraus folgt aber, daß der magnetische
Effekt abhängt von der. Zahl N der Träger in dt ||
Atmosphäre und demnach variieren muß, wenn der |;
Ionisationsgrad sich ändert. Es ist demnach von vorn-
herein zu erwarten, daß die magnetischen Eißel- |.
schaften einer solchen Schicht wechseln, sobald die
ultraviolette Bestrahlung durch die Sonne eine Aendè ,-
rung erleidet. Daraus folgt natürlich eine tägliche
Variation. J. Zenneck. f
¿l
|
Š
i
Fe o O di
—
J. R. Carson. Die Schwächung der W.
kung atmosphärischer Störungen >
reduction of atmospheric disturbances.) (Am. I
& Tel. Co.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 966—975, 192. |
In der sehr allgemein gehaltenen Arbeit wird di
Frage theoretisch untersucht, wie weit es prinzip |
$
'
!
|
f
Referate.
109
it
<z möglich ist, durch bestimmte Anordnungen die Wir-
:-<umng der atmosphärischen Störungen abzuschwächen.
l: Angenommen wird, daß infolge der Verwendung
selektiver Kreise auch von den atmosphärischen
.:>törungen nur die Komponente von der Träger-
::requenz w/2rn zur Wirkung kommt. Man kann dann
- Jie auf den Detektor wirkende EMK in der Form
‚schreiben
E W = S(t) sin (ot+9) 4 I(t) sin (wt + y),
w orin der erste Teil die Telephonie- oder Telegraphie-
. Signale, der zweite die atmosphärische Störung dar-
stellt. Die Phasenwinkel 9 und wy sind Funktionen
der Zeit, aber ihre relativen Aenderungen sind ebenso
~ wie diejenigen von S und Z während einer Hoch-
-frequenzperiode 2rn/w» klein, d. h. ihre zeitlichen
"A enderungen erfolgen im Verhältnis zur Hochfrequenz
~ Jangsam.
= Bei Teleplionie bedeutet der erste Ausdruck oben
= die modulierte Sendewelle. Es ist also S(t) von der
»-Form
S(t) = È am Sin (Om t+ Üm).
N: Man erhält hier den günstigsten Fall — wie er tat-
sächlich bei der transatlantischen drahtlosen Tele-
\. phonie angewendet wird —, wenn man nur ein Seiten-
‚ band tatsächlich aussendet, im Empfänger die Träger-
schwingungen hinzufügt und mit beiden zusammen
= einen Detektor, dessen Gleichrichtung einem quadra-
‘tischen Gesetz folgt, beeinflußt. In diesem Fall be-
. kommt man im Mittel als Verhältnis der Intensität der
Icos y
Ss
.Mit diesem günstigsten
` Störungen zu derjenigen der Zeichen (Sprache)
i oder im Mittel z 5
Verhältnis a der Verfasser
das entsprechende Verhältnis in allen
a |
Hat man es mit drahtloser Telegraphie zu tun und
1" benützt man einen Detektor, der einem quadratischen
čz Gesetz gehorcht, so wird das entsprechende Ver-
Ei ., 2
.,.hältnis bei starken Störungen (1 `> 8) = A bei
je 2
r schwachen Störungen (I< 85) = 2 oder im
Br 4 I
x- Mittel z Günstiger, aber immer noch ungünstiger
+ als oben wird der Fall, wenn man einen Detektor ver-
~ wendet, bei dem, wie es bei Röhren bei richtiger Wahl
‚der Gittervorspannung zutrifft, der vom Detektor ge-
„lieferte Gleichstrom der Amplitude der angelegten
t Wechselspannung selbst, nicht ihrem Quadrat pro-
. portional ist. Es ergibt sich dann die Quadratwurzel
“aus den oben angegebenen Verhältnissen.
i - Dann wendet sich der Verfasser zu Empfangs-
: methoden mit Niederfrequenz-Kompensation. Das Ge-
a meinsame dieser Methoden ist folgendes. Außer der
l Leitung, die zur Aufnahme der modulierten Hoch-
“ frequenzwellen des Senders bestimmt ist, enthält die
. Anordnung noch eine zweite Leitung, die zwar un-
“. gefähr auf dasselbe Frequenzband reagiert und in
j!’ r ihrer Eigenfrequenz nicht viel von der ersten Leitung
verschieden sein soll, aber doch so viel davon ver-
W schieden ist und eine so große Selektivität besitzt,
5
daß sie die Sendewellen praktisch nicht aufnimmt.
Auf atmosphärische oder andere Störungen soll sie
aber merklich ebenso reagieren, wie die erste Leitung.
Es werden dann die Ströme in den beiden Leitungen
je einem Detektor zugeführt und die beiden Nieder-
frequenzströme in einem gemeinsamen Nieder-
frequenzkreis einander entgegengeschalte. Wenn
dann die Sendewellen allein vorhanden sind, so hat
die zweite Leitung keinen Einfluß, da sie die Sende-
wellen nicht aufnimmt. Wenn aber die Sendewellen
und die atmosphärischen Störungen gleichzeitig ein-
treffen, so werden die Störungen, die in den beiden
Leitungen nahezu dieselbe Wirkung hervorrufen, ein-
ander in dem gemeinsamen Niederfrequenzkreis und
in einem damit irgendwie verbundenen Telephon auf-
heben. Dieser Gedanke scheint selır plausibel. Der
Verfasser zeigt aber, daß zwar in den Pausen
zwischen den Zeichen tatsächlich die Wirkung der
atmosphärischen Störungen ganz oder teilweise auf-
gehoben wird, daß aber, wenn Zeichen und atmo-
sphärische Störungen gleichzeitig vorhanden sind, das
Verhältnis der Intensität der Störungen zu derjenigen
der Zeichen ungünstiger ist, als beim gewöhnlichen
Empfänger, und zwar gleichgültig, ob der Detektor
einem quadratischen oder einem linearen Gesetz folgt.
Der Verfasser weist dann noch nach, daß dasselbe
Resultat in noch höherem Maße gilt für die Anord-
nung von E. H. Armstrong (Proc. Inst. Radio
Eng. 16, 15 ff., 1928), der eine Anordnung nach dem
eben angegebenen Prinzip verwendet mit der Modi-
fikation, daß in den Pausen zwischen den Zeichen der
Sender eine andere Frequenz aussendet als während
der Zeichen und daß die zweite Leitung im Empfänger
auf diese zweite Frequenz abgestimmt ist.
J. Zenneck.
A. H. Taylor und L. C. Young. Studien über
die Ausbreitung von Wellenhoher Fre-
quenz. (Studies of high-frequency radio wave pro-
pagation.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 561—578,
1928.
Die Verfasser haben oszillographische Aufnahmen
der Zeichen von Kurzwellenstationen gemacht, be-
sonders um die Frage der Mehrfach-Signale zu unter-
NHTICTTREN
er M \
suchen. Solche entstehen z. B., wenn ein Signal auf
dem kürzesten Weg, ein anderes in umgekehrter
Richtung um die Erde herum von einer Station zur
anderen läuft. (Das letztere wird manchmal als Echo
bezeichnet.)
1. In dem nebenstehenden Bild 1 sind die Oszillo-
gramme wiedergegeben, die von der Station Lissabon
(/ = 19,180 . 10°/sec, A=15,6 m) aufgenommen wur-
den. Die oberste Kurve besteht aus Zeitmarken
einer Stimmgabel von der Frequenz 100/sec. Die
zweite Kurve sind die Aufnahmen mit einer gerich-
teten Empfangsantenne, deren Empfangsrichtung auf
_10
Referate.
Lissabon zugekelhrt war und die infolge davon nur
die Zeichen aufnehmen, die auf dem kürzesten Weg
von Lissabon nach Washington gelangten. Die dritte
Kurve ist die Aufnahme mit einer gerichteten An-
tenne, deren Aufnahmerichtung entgegengesetzt war,
so daß also die Signale, die von Lissabon um die
Erde herum nach Washington kamen, besonders stark
wirkten; die dritte Kurve zeigt denn auch diese Zei-
chen (E) neben den direkten. Die Zeitdifferenz zwi-
schen den direkten und indirekten Signalen ist so,
wie man es erwartet, wenn die einen Zeichen den
kürzesten, die anderen den Weg in entgegengesetzter
Richtung um die Erde herum von Lissabon nach
Washington gemacht haben.
2. Von der Marinestation NPG in San Franzisko
( = 16,700 . 10"/sec, } = 18 m) bekam man in
Washington mit einer nach Westen gerichteten Emp-
fangsantenne ebenfalls mehrfache Zeichen. In den
Fällen, in denen sie auftraten, ergab sich aber stets
eine Zeitdifferenz, nach der das zweite Zeitsignal im
selben Sinne, wie das erste, aber einmal um die Erde
herum gewandert war. Im Gegensatz zu dem unter 1.
besprochenen Fall ist es also hier unmöglich, mit
Hilfe von gerichteten Antennen die Mehrfach-Zeichen
auszuschließen.
3. Stationen im Süden von Washington, z. B. die-
jerige der Radio Corporation in Bogota (f = 13,700
.10"/sec, 7 = 22 m und 27,400:10"/sec, A = 10,9 m)
haben in Washington niemals Mehrfach-Zeichen ge-
geben. Die Verfasser deuten das so, daß indirekte
Zeichen hier unmöglich sind, weil sie in diesem Fall
über die beiden Polarregionen wandern müßten, von
denen eine immer in Dunkelheit liegt und deshalb eine
zu hohe Heaviside schicht besitzt.
4. Die Kurzwellensender in Rocky Point hatten
schon früher eine Merkwürdigkeit gezeigt, indem sie
in Washington aufzunehmen waren, obwohl für ihre
Wellenlänge Washington in der toten Zone liegen
sollte.
Wurden nun die Zeichen von Rocky Point oszillo-
graphisch aufgenommen, so ergaben sich auch hier
Mehrfach-Zeichen, aber die Zeitdifferenzen zwischen
den direkten und den um die Erde herumgewander-
ten Zeichen ergaben sich als erheblich zu kurz: 0,110
— 0,129 sec statt 0,139 sec. Nach Ansicht der Ver-
fasser liegt hier kaum eine andere Möglichkeit zur
Erklärung vor als die, daß die sog. „direkten“ Zei-
chen eben keine direkten sind, d. h. keine solchen,
die auf dem kürzesten Weg von der Sende- zur
Empfangsstation gelangten, sondern daß sie selbst
schon irgendwo reflektiert wurden. Wenn diese Aui-
fassung richtig ist, so ist aus den beobachteten Zei-
ten zu schließen, daß die Entfernung, die die Wellen
von Rocky Point nach Washington zurückgelegt ha-
ben, zwischen 2500 und 10000 km beträgt, während
die direkte Entfernung 420 km längs der Erdober-
fläche oder 500 km ist, wenn man mit einer Luft-
welle rechnet, die in einer Heaviside schicht in
der Höhe von 200 km reflektiert wurde.
Die Richtigkeit dieser Vermutung wird auf folgen-
dem Weg zu beweisen versucht.
Der Kurzwellensender 2 XBC in Rocky Point
arbeitet mit Frequenzverdopplung, durch die die Fre-
auenz 9,450 . 10°/sec auf die Sendefrequenz 18,900
. 10°/sec (4 = 15,9 m) gebracht wird. Tatsächlich
wird aber auch die erstere Frequenz, wenn auch nu
sehr schwach, vom Sender ausgestrahlt. Nimmt man
nun die Zeichen (extrem kurze Punkte) in Washing-
ton auf, so findet man zuerst die schwachen Zeichen,
die der längeren Welle entsprechen und dann in einem
Zeitabstand von 0,007 — 0,008 sec die starken Zei-
chen, die durch die kurzen Senderwellen von 159 m
hervorgerufen sind. Man wird das kaum anders
deuten können, als daß die längeren Wellen den nor-
malen Weg von Rocky Point nach Washington ge-
macht haben, während die kurzen Wellen auf irgend-
einem ca. 2900 km längeren Weg dorthin gelangt sind.
5. Da vermutet wurde, daß dieser längere Weg
durch Reflexion zustande kommt, so wurde unter-
sicht, ob sich auch bei anderen Stationen mehrfache |
Zeichen durch Reflexion in großer Entfernung nacl-
weisen lassen. Es wurde dazu die Station NKF in
Washington benützt und in einer Entfernung von ca.
18 km aufgenommen. Die Zeichen waren wieder so
kurz als möglich. Man bekam normal Mehriach-
Zeichen mit einem Zeitabstand von 0,138 sec, wie es
o on
einer Welle entspricht, die um die Erde herumgewan- ö
dert ist. Außerdem erhielt man Mehrfach-Zeichen
mit den Zeitabständen von ca. 0,0111 — 0,0258 see '
und von 0,0311 — 0,0360 sec. Bei diesen Mehrtach- ,
Zeichen mit verhältnismäßig geringen Zeitabständen
denken die Verfasser an die Reflexionen durch Ge-
birgszüge. Sie geben aber selbst zu, daß sie keine
beweisbare Erklärung dafür haben.
6. Die Verfasser glauben nach den bisherigen
Erfahrungen, daß die Frage, ob zwischen zwei Sta- |
tionen außer den direkten Zeichen auch noch solche
auftreten können, die um die Erde herumgewandert
sind, sich von vornherein beantworten läßt auf Grund ||
der einfachen Anschauung, daß die Wellen um die
Erde herum nur dann möglich sind, wenn der gröbte
Teil des Nachtweges auf der Sommerseite der Erd ;
liegt. Nur unter diesen Bedingungen liegt die Hea-
visideschicht bei Nacht niedrig genug, um cin
solche Art der Fortpflanzung zu gestatten.
7. Die praktische Bedeutung der Mehrfach-Ze-
chen ist die, daß sie drahtlose Telephonie sehr stù-
ren können, indem sie unangenelime Interferenzen
mit den direkten Wellen geben. J. Zenneck.
L. W. Austin. Empfangsmessungenal
Langwellenstationen im Bureau o0!
Standards während des Jahres 1921.
(Long-wave radio receiving measurements at the |
Bureau of Standards in 1927.) Proc. Inst. Radio Ens.
16, 1252—1257, 1928.
Dr. Austin hat wieder, wie in den Vt- |
gangenen Jahren, die Ergebnisse von Empfanss |
messungen, die im Bureau of Standards an eine!
großen Anzahl von Langwellenstationen regelmäbis
gemacht werden, in Tabellen und Kurven zusammen-
gestellt. Besonders interessant sind die Kurven (vel
nebenstehendes Bild), die die Feldstärke vol
Lafayette (LY) bei Bordeaux sowohl in Washington |
als in Meudon bei Paris über einen Zeitraum vl
mehreren Jahren angeben. Solche Kurven enthielten
schon die früheren Veröffentlichungen von Dr
Austin; sie sind jetzt um das Jahr 1927 verlängert
worden. — |
|
\
\
= Referate.
m nn nn nn nn e een
||| Th Le UU UO Tr
| Am 14. Oktober wurden die stärksten Tages-
` zeichen von europäischen Stationen beobachtet, die je-
-nals in Washington gemessen worden sind. Bordeaux
-zeigte eine Verstärkung der Zeichen um 227% über
-das Monatsmittel; Rugby (GBR) und Nauen (AGW)
‘waren beide ca. 200% über dem Durchschnitt, und
‘gleichzeitig waren an diesem Tage alle anderen
J O
= SCTITIT ITTITII TEN y
. HIHI TH BER T A
Panen = T N
P A LLI ER
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4
B HH HHHH
Er IWW 3 sa say” AT, +41 3000
u Htr tH HHH we
ni nn h bbbhhto
2 7923 1924 NS V926 1927
Stationen, gleichgültig ob sie östlich oder westlich
. oder südlich oder nördlich von Washington lagen,
“von ungewöhnlicher Stärke. Bemerkenswert ist, daß
` dem Tag, an dem diese besonders starken Zeichen
"gemessen wurden, ein sehr starker magnetischer
Sturm am 12. Oktober vorangegangen war.
3 J.Zenneck.
i J. B. Hoag und V. J. Andrew. Eine Unter-
‚suchung über Mehrfachzeichen. (A study
„of short-time multiple signals.) Proc. Inst. Radio Eng.
"16, 1368—1374, 1928.
Von irgendeinem Sender erhält ein Empfänger
„unter Umständen folgende Zeichen:
1. die direkten, die längs der Eroberfläche auf dem
kürzesten Weg zum Empfänger gelangten,
2. diejenigen, die an der Heaviside schicht re-
„fektiert wurden, deren Höhe etwa zwischen 75 und
. 300 Meilen liegt,
“3, die Zeichen, die entweder in der Richtung der
„direkten oder auch in umgekehrter Richtung ein
oder mehrere Male um die Erde herumgewandert
“sind. Ihre Laufzeit bei einer einmaligen Umkreisung
der Erde ist ungefähr */; (~ 0,14) Sekunde
i
R —> Zei 3 b
| 4. außerdem noch Zeichen, deren Laufzeit länger
‘ ist, als bei den von der Heavisideschicht reflek-
' tierten und kürzer, als bei denen, die um die Erde
~ herumgegangen sind. Diesen letzteren gilt die vor-
liegende Arbeit.
" Die Untersuchung wurde mit Frequenzen zwischen
~ 10 und 13-.10°/sec (A=30 und 23 m) gemacht. Zur
~ Aufzeichnung der Zeichen diente ein Oszillograph der
.. General Electric Co. Der Empfänger befand sich in
«+ der Universität in Chicago. Als Sender dienten die
„ verschiedensten kommerziellen Stationen.
W
‚Bezüglich des zeitlichen Verlaufs der nicht direk-
t ten Zeichen ergaben sich bei der oszillographischen
111
Aufzeichnung zwei Grundformen a und b im neben-
stehenden Bild, aus denen die meisten anderen
Formen abgeleitet werden können. Die erste (a) stellt
im wesentlichen eine Wiederholung der vom Sender
ausgesandten Zeichen bzw. der vom Empfänger auf-
genommenen direkten Zeichen dar, die zweite eine
Verlängerung dieser Zeichen mit allmählich abfallen-
der Amplitude.
Die kurzen Zeichen von der Form a trafen vom
Sender KEL in Bolinas (Kalifornien) mit Laufzeiten
ein, die sich in Gruppen mit den Mittelwerten 0,011,
0,020, 0,029 ünd 0,042 sec einteilen lassen. Bei den
entsprechenden Zeichen von Nauen (AGB) betrugen
die Zeitdifferenzen 0,005, 0,006, 0,083 (0,0083?) und
0,016 sec. Bei den Zeichen von der Form b schwankte
die Zeitdauer zwischen 0,003 und 0,045 sec.
Zur Erklärung ist folgendes zu sagen. Von den
Laufzeiten der Zeichen von der Form a stimmt die
Zeit 0,020 sec bei KEL gut mit einer Reflexion in den
Gegenden mit besonders hoher Elektronenkonzen-
tration in der Nähe des magnetischen Nordpols über-
ein. Die Laufzeiten 0,011 von KEL und 0,005—0,006
von AGB sind in gutem Einklang mit der Annahme,
daß sie von Reflexionen herrühren in derjenigen
Gegend, in der das Nordlicht besonders stark ist,
nämlich ungefähr in der Breite von 60° in Nord-
amerika und dem nördlichen Atlantischen Ozean. Der
Wert 0,042 (KEL) deutet auf eine Reflexion in der
Nähe des geographischen Nordpols hin. Zu denken
ist auch immer an Reflexionen an der Grenze
zwischen Tag- und Nachtgebiet, wo die Heavi-
sideschicht nicht mehr parallel zur Erdober-
fläche ist.
Bezüglich der längeren Melhrfachzeichen mit all-
mählich abfallender Amplituge (Form b) meinen die
Verfasser, daß sie entstehen durch eine Hauptreflexion
und darauf rasch folgende mehrfache Reflexionen.
Die Laufzeiten sind so, daß sie von einer Reflexion
in 60--80° nördlicher Breite herrühren könnten.
J. Zenneck.
B. F. Schonland. Die Polarität von Ge-
witterwolken. (The polarity of thunderclouds.)
Proc. Royal Soc. A 118, S. 223—251, 1928.
Der Elektrizitätsaustausch zwi-
schen Gewitterwolke und Erde. (The
interchange of electricity between thunderclouds
and the earth.) Proc. Royal Soc. A 118, S. 252—252,
1928.
Frühere Arbeiten des Verfassers zusammen mit
J. Craib und ebenso von G. C. Simpson über
die Gewitterfrage, die ja indirekt auch für die drait-
lose Telegraphie von Interesse ist, sind früher in
diesem Jahrbuch referiert worden. Inzwischen hut
der Verfasser seine Untersuchung mit registrierenden
Instrumenten in ausgedehnter Weise fortgesetzt.
Bezüglich der Polarität haben die neuen Ver-
suche seine frühere Auffassung bestätigt, daß näm-
lich die Gewitterwolken in bei weitem überwiegender
Zahl positive Polarität haben, d. h. daß der obere
Teil der Gewitterwolken positiv, der untere negativ
geladen ist. Erfolgt also eine Entladung innerhalb
der Wolke — besonders häufiger Fall von Entladun:-
gen —, so fließt der Entladungsstrom innerhalb der
Wolke von oben nach unten. Entlädt sich die Wolke,
112
d. h. der untere Teil, nach der Erde, so hat der Ent-
ladungsstrom die Richtung von der Erde zur Wolke.
In der zweiten Arbeit wird die Frage untersuchi,
wie sich der Elektrizitätsaustausch zwischen einer
Gewitterwolke und der Erde auf die verschiedenen
Austauschmöglichkeiten verteilt. Als solche sind von
C. T. R. Wilson unterschieden worden:
1. Momentanstrom zwischen Wolke und Erde,
wenn ein Blitz zwischen Wolke und Erde übergeht,
2. mehr oder weniger andauernde Spitzenentladung
zwischen der Wolke und den gegenüberstehenden
Gegenständen an der darunter befindlichen Erdober-
fläche (Bäume, Sträucher und ähnliches) unter dem
Einfluß des sehr starken elektrischen Feldes, das
zwischen der Erdoberfläche und einer darüber befind-
lichen Gewitterwolke vorhanden ist,
3. Elektrizitätstransport durch geladene Regen-
tropfen.
Auf Grund der ausgedehnten Messungen des Ver-
fassers und der Schätzungen, die aber gut begründet
erscheinen, kommt der Verfasser für den Austausch
elektrischer Ladung zwischen einer Gewitterwolke
und der Erde zu folgender Bilanz, wenn man die
Summe des Elektrizitätstransportes durch die inter-
mittierenden Blitzentladungen durch einen kontinuier-
lichen Strom zwischen Wolke und Erdboden ersetzt:
Spitzenentladung 2,1 Amp., Strom von der Erde
zur Wolke,
Blitzentladung 0,1 Amp., Strom von der Erde
zur Wolke,
geladene Regentropfen 0,02 Amp., Strom in um-
gekehrter Richtung.
Bezüglich der letzteren Zahl macht der Verfasser
darauf aufmerksam, daß seine Messungen in eine sehr
trockene Zeit fielen, die Zahl also im allgemeinen viel
höher sein wird. Interessant ist ferner die Be-
obachtung, daß im Mittel zwischen einer Gewitter-
wolke und der Erde je eine Entladung alle 2,6 Minuten
erfolgte und daß die Blitzentladungen besonders häufig
und heftig sind in weniger bewachsenen Gegenden,
in denen für den Elektrizitätsausgleich durch Spitzen-
entladungen wenig günstige Bedingungen vorhanden
sind. J. Zenneck.
S. Chapman. Ueber den Ursprung des
Nordlichtes. Phys. Rev. 32, 993—995, 1928.
E. O. Hulburt hatte (Phys. Rev. 31, 1038, 1928,
ref. ds. Jahrb. 33, 78, 1929) eine Theorie des Nord-
lichtes veröffentlicht, das ja auch die Ausbreitung der
Wellen in der drahtlosen Telegraplhic beeinflußt.
Seiner Theorie lag im wesentlichen die folgende An-
schauung zugrunde.
Das ultraviolette Licht der Sonne ionisiert die
Luft in sehr hohen Schichten der Atmosphäre, wo ein
Zusammenstoß und damit eine Wiedervereinjgung
unwahrscheinlich ist. fonen und Elektronen diffun-
dieren dann unvereinigt längs der Kraftlinien des
magnetischen Erdfeldes. Dadurch entsteht eine Kon-
zentration der Elektronen und lonen in der Nähe der
Pole. Dort kommen sie in niedere Schichten der
Atmosphäre, vereinigen sich dort, und die Energie,
die bei der Vereinigung frei wird, ist die Ursache der
Erscheinungen des Nordlichtes. Nach dieser Auf-
fassung ist also das ultraviolette Licht der Sonne die
letzte Ursache. Nach der üblichen Anschauung, dic
Referate.
hauptsächlich von Birkeland und Störmer her} ı
rührt, sind es geladene Teilchen, die von der Sonn, |
ausgesandt werden und die, schon ehe sie die Erd- |ı
atmosphäre erreichen, durch das magnetische Feli |.
der Erde in die Polargegenden gelenkt werden.
Chapman zeigt nun, daß gegen die Theorie
von Hulburt schwere Bedenken zu erheben sind.
sobald man die Bedingungen der von Hulburt au
genommenen Wanderung der lonen und Elektronen `
nach den Polarregionen, und zwar bis herunter zu
Schichten der Atmosphäre, in denen die Nordlichter
tatsächlich erscheinen (ca. 90 km) quantitativ prüft.
Es ist durchaus nicht einzusehen, wie eine solche Be-
wegung möglich sein soll, wenn die Energie von
Ionen und Elektronen nur diejenige ist, die sie bei
dem Prozeß der lonisierung bekommen. Ausßerdeın
sollte man bei der Theorie von Hulburt erwarten,
daß das Nordlicht vorzugsweise eine Tageserschei-
nung ist. Bei Tag würde es natürlich nicht zu selıen
sein, aber man solllte denken, daß es am stärksten
unmittelbar bei Anbruch der Nacht wäre und dam
an Intensität abnähme. Die Beobachtung zeigt aber.
das es in den ersten Nachtstunden meistens an In- ;
tensität zunimmt. Endlich würde bei der Theorie
von Hulburt auch nicht einzusehen sein, warum
das Nordlicht eine Periode besitzt, die mit der Um-
drehung der Sonne zusammenfällt.
Der Verfasser meint, man müsse vorläufig bei der
üblichen Erklärung bleiben. — — |
In einem Nachtrag verspricht Herr Hulbert seine
Theorie in einer demnächst erscheinenden Veröfient- !
lichung näher auszuführen. J. Zenneck.
|
|
|
|
|
|
19 BEPA ra B
|
|
|
!
|
\
J. J. Jakosky. Elektrische Bodenunter-
suchung. (Electrical prospecting. (Prog, Inst.
Radio Eng. 16, 1305—55, 1928. \
In der sehr umfangreichen und durch viele Bilder
illustrierten Veröffentlichung werden die Methoden. |
Apparate und Ergebnisse der elektrischen Boden-
untersuchung geschildert. Der Zweck dieser Unter-
suchung ist die Feststellung von Erzlagern und die |
Bestimmung ihrer ungefähren Lage und Ausdehnung.
Gearbeitet wird mit Mittelfrequenz (/ = 600/sec) und
Hochfrequenz (f = 3—5-10*/sec). Die Methode bestehi
im wesentlichen darin, daß der Wechselstrom durch |
eine Spule mit vertikaler Ebene hindurchgeschickt und
das Feld dieser Spule mit Empfängerspulen und den 2
damit verbundenen Empfängern ausgemessen wird.
Die Abweichungen des beobachteten Feldes von dem-, |
jenigen, das man bei homogenem Boden zu erwarten
hätte. lassen auf die Lage von Mineralien mit einem
höheren elektrischen Leitvermögen als der umgebende
Boden schließen. |
Bezüglich aller Einzelheiten muß auf die Original- 4
arbeit verwiesen werden. J.Zenneck
J. H. Service. Radioakustische Ortung
inder Hydrographie. (Radio acustic position
finding in hydrography.) Journ. Amer. Inst. Electr.
Eng. 47, S. 670—674, 1928.
Bei der Vermessung der Gewässer in der Nähe der
Küste muß man bei ciner genauen Bestimmung, der `
Meerestiefe, wozu man sich akustischer Lotverial-
En Referate.
‘en bedient’), auch den Ort genau kennen, wo die
` -otung gemacht wird. Das Verfahren der Ortung
“nuß bei Nacht und Nebel, bei bewegter und ruhiger
“Dee ebenso genaue Ergebnisse wie bei Tage liefern.
Von den Engländern wird hierzu eine radioakustische
:Methode benutzt. Diese besteht darin, daß an Bord
des Schiffes durch den Druck auf eine Morsetaste
:zleichzeitig ein F.-T.-Signal ausgesandt und ein kleiner
-Explosivkörper zur Detonation gebracht wird. Eine
-Reihe von Wasserschallempfängern liegt an be-
"kannten Punkten in der Nähe der Küste. Die
„Empfänger arbeiten auf ein Einthoven’sches
„Saitengalvanometer mit mehreren Fäden. Auf
„einem photographischen Film werden die An-
-kunftszeiten des F.-T.-Signals und der Erregung der
„einzelnen Empfänger aufgezeichnet. Aus den ge-
: messenen Zeitdifferenzen ergibt sich dann bei be-
.kannter Schallgeschwindigkeit die Position des Schif*-
„fes. Diese wird an Land bestimmt und durch F.-T.
“ dem Schiff übermittelt. Das Verfahren erfordert für
..das Schiff keinen nennenswerter Auswand an Ge-
.räten, benötigt jedoch relativ viel Zeit. Mit einer
< Sprengladung von 250 g werden Reichweiten von
. 75 km erzielt.
Antenne
hall- Snön Versi. Relai Relais `
Gegengewich?
Bild 1.
| Von dem Amerikanischen Küsten- und Geodäti-
* schen Vermessungswesen ist zusammen mit denı
Bureau of Standards ein abgeändertes Verfahren
- ausgebildet, welches Reichweiten zwischen 150 und
-350 km liefert, die Ortsbestimmung an Bord des
“ Schiffes verlegt und den Schiffsort wenige Minuten
“nach dem Knall liefert.
© Für die Vermessung eines bestimmten Gebietes
- werden gewöhnlich zwei Küstenstationen in Ent-
”fernung von 55—75 km aufgestellt. Die Wasserschall-
¿t Empfänger, wasserdicht in ein kleines, hölzernes, mit
© Seewasser gefülltes Faß eingebaut, werden am
v: Meeresboden in Entfernungen von 100—2000 m von
‚der Küste aufgestellt, je nach der Beschaffenheit und
Gestaltung des Meeresbodens. Der Empfänger be-
sitzt Gummiwandungen und ein sog. Schüttelmikro-
x phon. Manchmal sind 2 oder mehr Empfänger parallel
geschaltet. Diese sind mit einem einadrigen Kabel
"von 3 mm (Ö und einer Isolation von 2 mm Gummi
und 1 mm Umklöppelung mit der Küstenstation ver-
‚bunden. In der Brandung ist das Kabel durch ein
%4 Zoll Gasrohr geschützt. Das Bild 1 zeigt schema-
tisch die Ausrüstung der Küstenstation. Erreicht die
Explosionswelle den Wasserschallempfänger, dann
; ändert er seinen Widerstand und ein elektrischer Im-
'- puls geht durch die Eingangsseite des Verstärker-
y: transformators. Nach Verstärkung betätigt er ein ge-
wöhnliches Telegraphenrelais und schließt momentan
„. einen Lokalstromkreis; durch diesen wird die Morse-
© 1) Vgl. z. B. E. Lübcke, Ztschr. d. V. D. 1.71, S. 1245, 1927.
BR_-_-
—- TG
113
taste des F.-T.-Senders kurzgeschlossen und ein
automatischer Zeichengeber eingeschaltet. Dieser
arbeitet durch ein besonderes Relais im Anoden-
stromkreis eines Röhrensenders von etwa 140 m
Wellenlänge.
Die Bestandteile der Schiffsstation zeigt schema-
tisch das Bild 2. Der Schallempfänger ist unterhalb
der Wasserlinie in einem Wassertank eingebaut. Er
ist zuerst mit einem 2—3 fachen Transformatoren-
verstärker verbunden. Dahinter ist ein Chronograph
mit 2 Schreibfedern geschaltet, deren eine Feder die
Zeitmarken auf den Papierstreifen von 19 mm Breite
Bild 2.
und 25 mm Vorschub pro Sekunde aufschreibt,
während die zweite Feder den abgehenden Schall
markiert und dann, nach Umschalten auf den F.-T.-
Empfänger, die von der Küstenstation im Moment der
Erregung der an der Küste ausgelegten Wasser-
schallempfänger abgesandten F.-T.-Signale aufzeich-
net. Die Anfänge beider Zeichenarten lassen sich bei
bekannten Zeitkonstanten der Apparaturen bis auf
0,01 bis 0,02 sec genau bestimmen.
Zur Entfernungsbestimmung muß die Schallge-
schwindigkeit im Wasser bekannt sein. Diese ist eine
Funktion der mittleren Temperatur (zwischen Ober-
fläche und Boden und über die ganze Enfernung), des
Salzgehaltes und des Druckes, d.h. der Tiefe. Die
Werte liegen zwischen 1420 m/sec und 1600 m/sec.
Für gemessene Werte der Temperatur und des Salz-
gehaltes ist dann die Schallgeschwindigkeit für das
auszumessende Gebiet als konstant anzunehmen und
bekannt.
Die Ortsbestimmung erfolgt mit einer Einrichtung,
wie sie schematisch das Bild 3 zeigt. Mier sind an
den Plätzen der Küstenempfänger A, C und B Dreh-
bunkte befestigt, in denen sich in Sekunden einge-
teilte Lineale 1, 2 und 3 (bei Annahme einer mittleren
Schallgeschwindigkeit) verschieben lassen. Die Null-
punkte der Lineale sind in einem Drehgelenk D zu-
sammengeführt, welches den Schiffsort auf der Karte
angibt. Drei Dreharme mit Linealen sind vorgesehen,
gewöhnlich werden aber nur zwei benutzt.
114
Als Explosionskörper werden für Entfernungen
von 25—35 km Glühzünder-Sprengkapseln benutzt.
Bei größeren Entfernungen wird dieser Zünder in
einer 0,5 1 Blechdose, mit Trinitrotoluol gefüllt, an-
gebracht. Für die größten Entfernungen besteht der
Sprengkörper aus einer gußeisernen Hohlkugel von
13 cm Innendurchmesser und 12 mm Wandstärke,
ebenfalls mit dem Zünder und Trinitrotoluol gefüllt.
Die Genauigkeit der Methode ist recht gut. Der
Fehler ist hauptsächlich durch Unsicherheit in der
Annahme über die Schallgeschwindigkeit im Wasser
bedingt. Der Fehler liegt zwischen 0,3 und 1,0%.
Man erhält also bei 2 Küstenstationen bei 90 km Ab-
stand von der Küste als Schiffsort einen Kreis von
300 m (/). E. Lübcke.
H. Yagi. Strahlsender (Beam) mit ex-
trem kurzen Wellen. (Beam transmission of
ultra short waves.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 715
bis 740, 1928. A
Im 1. Teil der Arbeit berichtet der Verfasser über
Wellen bis etwa 200 cm Wellenlänge, die mit einer
Art Gegentaktschaltung hergestellt wurden. Zur
Anode
ode
Aussere Elektrode
Konzentration der Wellen werden im Sender und
Empfänger zum Teil Reflektoren aus einzelnen
Drähten verwendet. Außerdem operiert der Verfasser
mit einer Anordnung, die die Wellen vom Sender
zum Empfänger leiten soll und die aus einer Reihe
von — bei vertikalem Sender — vertikalen Drähten
von passender Länge und passendem Abstand
zwischen Sender und Empfänger besteht. Er nennt
diese Drähte „wave directors“ und die ganze Reihe
ein „wave canal“.
Im 2. Teil der Arbeit werden Versuche mit ganz
kurzen Wellen, teilweise ebenfalls unter Verwendung
solcher Wellenkanäle beschrieben. Die sehr kurzen
Wellen bis herunter zu ca. 12 cm werden erzeugt mit
Magnetron-Röhren von zylindrischer Form, die im
Schnitt in der nebenstehenden Figur dargestellt sind.
Zur Erzeugung von Schwingungen werden diese
Röhren in das Innere einer gleichstromdurchflossenen
Spule*) gebracht, und zwar so, daß ihre Achse mit
derjenigen der Spule zusammenfällt, so daß also im
Innern der Röhre ein möglichst homogenes magne-
tisches Feld entsteht. Die Durchmesser der zylin-
drischen Anode von zwei zu diesem Zweck gebauten
Röhren waren 4,5 bzw. 2,2 mm.
Der Verfasser gibt an, daß mit einer Wellenlänge
von 4l cm Versuche bis auf eine Entfernung von 1 km
gemacht werden konnten. J. Zenneck.
B. van der Pol. Die Wirkung der Rück-
kopplungimFEmpfängeraufdieZeichen-
stärke. (The effect of regeneration on the received
*) BeiVersuchen auch zwischen die Pole eines Elektromagneten.
Referate.
signal strength) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1045 h
1052, 1928. >
1. Die Anordnung, die der Verfasser mathematis;
behandelt, ist diejenige von Bild 1. Seine Voraus
setzungen sind: a) kein Gitterstrom, b) der oszila
torische Anteil ĉa des Anodenstroms hängt praktise:
Bild 1. |
nur von dem oszillatorischen Anteil vg der Gitter-
spannung ab, und zwar durch eine Beziehung der
Form
ia = S, vg + S: ty— S Vy (l)
Wirkt auf den Gitterkreis eine Welle mit der
EMK E sin w, t, so lauten die allgemeinen Gleichungen
di E T UT, er
L +ri +o) i dt — Mon Esin wt
7 fi d=vg Ä
Daraus und aus der Gleichung (1) folgt für zy ein
nichtlineare Differentialgleichung
dry R Ag R TOR j
de -Hia +H 2P eg H3 yeg) lt H os vg= w; Esino! |
1
wenn zur Abkürzung gesetzt wird
o — PE a = a u MS, B u MS Pe: MS |
OOL 1 ACH Ter7 Te |
+la
|
|
|
ka
Bild 2.
---— '
2. Diese Differentialgleichung ist vom Verfasser
schon früher behandelt worden (Phil. Mag. 3, ®.
1927). Sie liefert in dem einzig wichtigen Fall, wem
der Gitterkreis nahezu in Resonanz mit der ai-
kommenden Welle ist ((oo— wi |< w,),
vg = Csin (w t+ y) |
C? {4 (wo— w) + (a—} y C>) = an E.
In dieser Gleichung für die Amplitude C der Gitter-
spannung tritt das Glied (5.), von dem die Gleich-
richtung bzw. die Detektorwirkung abhängt, nicht aut.
In erster Annäherung ist also die Amplitude der Gitter-
spannung, die sich einstellt, davon unabhängig. Ver-
r
3
«
`
t
4
p e
?
J
mn
—
“wzleicht man den Ausdruck für C? mit dem Fall eines
Smpfängers ohne Rückkopplung (M = 0), so kann man
“las Ergebnis so deuten, daß infolge der Rückkopp-
‚ung an die Stelle des Widerstandes r im Gitterkreis
lie Größe
_ 1# =r — Z (S C? 53)
zetreten ist, die nicht nur von der Stärke der Rück-
‚, Kopplung, sondern auch von der Amplitude der vor-
‚ aandenen Schwingungen abhängt.
':; Treibt man die Rückkopplung bis unmittelbar vor
lie Grenze, an der Selbsterregung der Schwingungen
M
_2ntsteht 1-7 Sı = 0), und stellt man den Gitterkreis
auf Resonanz (v,=w,), so ergibt sich
ły C= oE (3)
- Aus diesem Ausdruck läßt sich folgendes physikalische
Resultat ableiten. Es sei vg) die Amplitude der
Jitterspannung, die man ohne Rückkopplung bekommt
| w, L
=e E ) Es sei ferner die Charakteristik (Bild 2)
symmetrisch (d. h. in Gleichung (1) S. = 0). Dann er-
gibt sich der Wert von vg, für den der Anodenstrom
in Maximum, und zwar gleich dem Sättigungsstrom
wird, aus der Beziehung
TEE
‚778,
‚ Nennt man die Gitterspannung, die nötig ist, um den
"Anodenstrom von Null auf den Sättigungswert zu
bringen, Vgo, so wird
gen
39.9 ITIC Vio
i Führt man dies in Gleichung (3) ein, so wird
m EST AS C
j c= V vg: V go oder On = |
S Der letzte Ausdruck gibt die Verstärkung — so
kann man ja Cig bezeichnen —, die man im Maxi-
mum durch die Rückkopplung erhalten kann.
3. Der Verfasser berichtet dann noch über Messun-
„gen, die seine Theorie sehr gut bestätigen, soweit
man es erwarten kann. Die Versuche wurden mit
der Frequenz 15000/sec gemacht. Für die Ueber-
tragung auf höhere Frequenz weist der Verfasser auf
‚folgende Modellregel hin. Wenn ein System aus
“ einer vom Strom unabhängigen Induktivität und Ka-
pazität und einem vom Strom abhängigen Wider-
‚stand besteht und wenn die Induktivitäten (auch die
wechselseitigen) und Kapazitäten n mal vergrößert
„werden, während der Widerstand gleich bleibt, so
„bleiben die Ströme und Spannungen der Größe nach
;. gleich, aber sie verlaufen n mal langsamer.
| J. Zenneck.
r
®
Vg
|
+ en Eha E Ee
TEN
| S. Harris. WirkungderAntenneaufdie
‚Abstimmung von Empfängern und ihre
„Berücksichtigung. (Effect of the antenna in
Fi tuning radio receivers and methods of compensating
. for it) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1079—1088, 1928.
Referate.
115
Vorausgesetzt ist ein Empfänger von der Art von
Bild 1, an den ein Mehrfach-Verstärker anschließt,
dessen Stufen abgestimmte Kreise enthalten und bei
dem die drehbaren Platten der Drehkondensatoren in
den Kreisen der einzelnen Stufen auf derselben Welle
angebracht sind und zusammen mit dem Drehkonden-
sator C, der ersten Stufe durch Drehung eines ein-
zigen Knopfes auf Resonanz gebracht werden können.
nsame Einstellun
on ER
Bild 1.
Dabei macht Schwierigkeit die Wirkung der An-
tenne auf die Resonanz der ersten Stufe L, C, (Bild 1).
Infolge dieser Wirkung ist der Strom in dieser Stufe
nicht dann ein Maximum, wenn C; L, = 1/œw°, sondern
wenn C. (L, — AL.) = 1/w” ist. Darin stellt
4 L= -X
(X, bzw. Z, = Reaktanz bzw. Impedanz der An-
tenne) die Wirkung der Kopplung mit der Antenne
dar. Das Vorzeichen von AL, ist dasjenige von X,,
kann also positiv oder negativ sein. Da AL, von der
Frequenz abhängig ist, so ist es nicht möglich, etwa
durch eine feste Abänderung von L, diese Wirkung
für das ganze in Betracht kommende Frequenzgebiet
Der Verfasser
zu kompensieren. schlägt deshalb
vor, der Antennenwirkung dadurch Rechnung zu
tragen, daß ınan (vgl. Bild 2) innerhalb der Zylin-
derspule L. und möglichst weit entfernt von Lı
eine drehbare Spule (Variometerspule) anbringt und
diese in Reihe mit L, schaltet. Durch Drehung dieser
Spule kann dann ohne merkliche Aenderung von M
für jede in Betracht kommende Frequenz die Wir-
kung der Antenne (AL.), gleichgültig, welches ihr
Vorzeichen und innerhalb gewisser Grenzen — ihre
Größe ist, kompensiert werden. Doch ist dazu selbst-
verständlich eine besondere Manipulation nötig.
Der Verfasser betrachtet dann auch noch die
Möglichkeit, dasselbe durch einen dem Kondensator
C, parallel geschalteten Kondensator zu erreichen.
J. Zenneck.
S. W. Edwards und J. E. Brown. Die Zutei-
lung der Leistung an Rundfunksender
nach Feldstärken. (The use of radio field
intensities as a means of rating the outputs of radio
116
transmitters.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1173—1193,
1928.
Die beiden Verfasser sind Beamte des Dep. of
Commerce, der erstere Supervisor of Radio, der
zweite Radioinspektor. Die Arbeit ist aus den prak-
tischen Bedürfnissen der staatlichen Kontrolle von
Rundfunkstationen entstanden und für die Praxis der
Kontrollbehörden bestimmt.
Bisher wurde die Leistung von Rundfunkstationen
meist nach der Anzahl Watt angegeben, die an irgend-
einer Stelle des Senders, z. B. in der Antenne oder
auch in der Speiseleitung der Röhren (Gleichstrom-
leistung im Anodenkreis) verbraucht wurde. Das
praktisch Wichtige ist aber zu wissen, auf welche
Entfernung der Sender einen gut brauchbaren Emp-
fang gibt und auf welche Entfernung sein Feld so
stark wird, daß er den Empfang anderer Sender mit
einem normalen Empfangsgerät verhindert. Die Ver-
fasser stellen vorerst einmal fest, daß nach den Er-
fahrungen des Rundfunks ein Feld zwischen 5 und 10
mV/m einen sehr guten Rundfunkempfang garantiert,
daß dagegen ein Feld von 30 mV/m schon so stark
ist, daß der Empfang anderer Stationen nahezu un-
möglich wird.
Sie haben nun das Feld von 5 Stationen, von
denen 4 in Städten, eine 35 km von einer Stadt von
11% Millionen Einwohnern entfernt lagen, auf die Lei-
stung von 1 kW reduziert und die Kurven für die
Feldstärken 5, 10 und 30 mV/m gezeichnet. Diese
Kurven haben, wie zu erwarten war, sehr unregel-
mäßigen Verlauf. Es wurde dann der mittlere Ab-
stand der Punkte einer solchen Kurve und damit die
Entfernung vom Sender bestimmt, in der im Mittel die
Feldstärke 5 bzw. 10 bzw. 30 mV/m beträgt. Das
Ergebnis ist ungefähr:
Feldstärke 5 10 30 mV/m
in Städten: 17,1 128 39 km
auf dem Lande: 41 20 65 „
ohne Bodenabsorption: 45 22 74
Die Verfasser haben dann noch in 6 Kurven die
Leistungen zusammengestellt, die man braucht, um
in einer bestimmten Entfernung eine Feldstärke von
5 bzw. 10 bzw. 30 mV/m herzustellen, und zwar ein-
mal in großen Städten mit großer Absorption und
dann in dem anderen Grenzfall, wenn überhaupt
keine Bodenabsorption in Betracht kommt. Hat man
solche Kurven, so kann die Behörde bei Gesuchen
um die Erlaubnis zur Anlage einer Station oder zur
Vergrößerung einer schon vorhandenen beurteilen,
wie weit man mit der Leistung einer solchen Station
hinauf- oder heruntergehen darf, um den Bedürfnissen
der umwohnenden Rundfunkhörer am besten ent-
gegenzukommen.
Die Verfasser glauben selbst nicht, daß die von
ihnen an wenigen Stationen ermittelten Zahlen die
endgültigen sein sollen. Es liegt ihnen nur daran,
durch dieselben eine neue Methode zu illustrieren, die
nach ihrer Ansicht die Erfordernisse des Rundfunks
viel besser befriedigt als die bisher übliche.
J. Zenneck.
C.M. Jansky jun. Studien über Rundfunk-
verhältnisse im Mittelwesten. (Some
studies of radio broadcast coverage in the middle
west.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1356—1367, 1928.
feldstärte in I
Referate.
Der Verfasser hat die Feldstärken-Verteilung be
einer Reihe Rundfunkstationen im Mittelwesten *
(Minnesota) gemessen — sie sind in der Arbeit’ durch
Kurven illustriert — und ebenso eine Statistik 'auf-
gestellt über die Verteilung der Empfangsstationen in
diesen Gegenden. Diese ist in der Arbeit durch
Karten mit eingeschriebenen Zahlen dargestellt.
Nimmt man an, daß für guten Rundfunk-Tagempfang
eine Feldstärke von 100 uV/m und für leidlichen Tag- :
empfang 50 „V/m nötig sind, so zeigt es sich, daß ein
großer Teil der Empfänger bei Tag überhaupt nicht |
ordentlich empfangen kann, sondern auf Nachtempfang
angewiesen ist; tatsächlich wird auch vielfach gar
nichts anderes verlangt. — Die ganze Untersuchung
zeigt, wie sorgfältig man in Amerika die Rundfunk-
Situation studiert. |
Am Schluß bespricht der Verfasser die vielfach
beobachtete Erscheinung, daß man unter Umständen
in größerer Entfernung von einer Rundfunkstation
viel besser empfängt als in geringerer. Er zlaubt, als
Ursache davon gefunden zu haben, daß in solchen
Fällen die Schwunderscheinungen in geringerer Ent-
fernung von der Station viel schneller verlaufen und
deshalb viel empfindlicher stören als in größerer Ent-
fernung. Er stützt seine Auffassung durch oszillo-
graphische Aufnahmen der Art, wie diejenigen des
nebenstehendes Bildes, von denen die obere au
eine Entfernung von 1580 km (Sender 100 kW.
f=7%.10°/sec, A=381 m), die untere auf eine Ent-
fernung von 170 km (Sender 15 kW, / = 980. 10°/sec,
à = 307m) sich bezieht. J. Zenneck.
|
A OH z |
Zet (Nachts) A 792] |
H. M. O’ Neill. Eigenschaften der Rund-4
funk-Antennen in der Versuchsstation
Süd-Schenectady. (Charakteristics of certain
broadcasting antennes at the South Schenectady g
development station.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, |
872—889, 1928. i |
|
Die Hauptschwierigkeit beim Antennenproblem ist
bekanntlich die, daß Erfahrungen, die mit einer An- |
tenne gemacht wurden, wegen des Einflusses des
Bodens nicht auf eine andere Antenne übertragen
werden können. Es bleibt nichts anderes übrig, als Ä
möglichst viele Antennen und ihre Umgebung zu «|
untersuchen, um auf diese Weise eine gewisse Frfalh- `
rung zu gewinnen, auf Grund deren man dann bei «|
neuen Stationen wenigstens ungefähr weiß, was man
1
i
l
4
Referate.
„u erwarten hat. Von diesem Gesichtspunkt aus ist
‚der Bericht des Verfassers über eine Reihe von
‚Versuchen, bei denen alle möglichen Größen der
-Antennen geändert
„eigenschaften gemessen wurden, sehr wertvoll.
jedesmal die Strahlungs-
Es
und
‚zibt tatsächlich nicht viele solche Berichte.
“enthalten sind, können hier
Sr
Bild 1.
Von den vielen Beobachtungen, die in der Arbeit
nur wenige erwähnt
werden.
Eine bezieht sich auf den Einfluß, den die An-
” tennenmasten bzw. Türme ausüben können, wenn sie
ungefähr in Resonanz sind mit der Sendefrequenz.
In Bild 1 sind z. B. Kurven gleicher Feldstärke wie-
Adergegeben für zwei Fälle:
a) Antennen — „Flat top“ Antennen mit zwei
"abgestimmten Zuleitungen an den beiden Enden —
ungefähr westlich von dem freistehenden Stahlturm
“(Kurve A);
b) vertikale Antenne ungefähr südlich von dem
` Turm (Kurve B).
Man sieht, daß in den beiden Fällen die Feldver-
zerrung durch den Turm, dessen Eigenfrequenz jeden-
„falls annähernd mit der Sendefrequenz in Resonanz
‚‚tenne davon abhängt,
~ Sendefrequenz abgestimmt sind oder nicht, geht aus
„< Bild 2 hervor, in dem Kurven gleicher Feldstärke für
«< dieselbe Antenne und zwar eine Vertikalantenne
+, wiedergegeben sind und zwar Kurve A, wenn die
', war, von merklich derselben Art ist, aber natürlich in
re beiden Fällen in verschiedener Richtung liegt.
Wie sehr das Feld in der Umgebung einer An-
ob die Eisentürme auf die
117
Türme abgestimmt, Kurve B, wenn sie verstimmt
waren.
Um Türme, die zufällig auf die Sendefrequenz ab-
gestimmt sind, zu verstimmen, empfehlen sich zwei
Methoden. Soll die Wellenlänge eines vom Boden
nicht isolierten Turmes verkleinert werden, so wer-
den die Füße des Turmes auf Isolatoren gestellt; soll
die Wellenlänge vergrößert werden, so werden an
der Turmspitze, ähnlich wie bei einer Schirmantenne,
Drähte angebracht.
Den Einfluß des Bodens auf das Feld einer An-
tenne illustriert der Verfasser z. B. durch Bild 3.
Zwei nahezu gleiche Antennen, die mit nahezu der-
selben Frequenz betrieben wurden, befanden sich in
verschiedenem Gelände. Man maß bei beiden die
Abnahme der Feldstärke mit der Entfernung und be-
kam die Kurven von Bild 3, wenn man als Abszissen
die Entfernung, als Ordinaten das Produkt aus Feld-
stärke X Entfernung aufträgt, so daß der Abfall der
VMEBEEBEBENAZBEREPZENERER
AENERHRAEERARAEHERRFEEN
YaSSERREBEEERERENERENEE
\yEESS=SZSNENEEENEREREERE
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12I4VE06 78 9 10 1 12131015 1617 18 WM 20 2122
Entfernung in Am
Bild 3.
Kurven ein Maß für die Absorption durch den Boden
gibt. Aus den Kurven folgt, daß die Station B die
vierfache Leistung erfordert, um auf eine Entfernung
von 20 km dieselbe mittlere Zeichenstärke zu geben,
wie die Station 4. Praktisch ergibt sich daraus, wie
wichtig es ist, vor der Anlage eines Rundfunksenders
sich durch Vorversuche zu überzeugen, ob nicht der
in Aussicht genommene Platz in einem Bodengebiet
von besonders starker Absorption liegt.
J.Zenneck.
A. F. van Dyck und E. T. Dickey. Methoden
zur quantitativen Prüfung von Rund-
funkempfängern. (Quantitative methods used
in tests of broadcast receiving sets.) (Aus dem
Prüfungslaboratorium der Radio Corporation of
America.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1507—1531, 1928.
Die Verfasser äußern sich in der Arbeit über die
Methoden und Einrichtungen, die in dem Prüfungs-
laboratorium der Radio Corporation zur Untersuchung
von Rundfunkempfängern benutzt werden. Dabei han-
delt es sich einmal um physikalische bzw. technische
quantitative Messungen an diesen Empfängern (,„engi-
neering test“), anderseits um eine mehr qualitative
Prüfung („production test“) von der Art einer
Abnahmeprüfung.
Von den verschiedenen Messungen, die in der Ar-
beit beschrieben sind, möchte ich ein Beispiel er-
wähnen, das besonders wirkungsvoll zeigt, wie vor-
sichtig man bei Messungen an Empfängern und in der
Beurteilung derselben sein muß. In dem nebenstehen-
den Bilde ist das Ergebnis der Prüfung eines Emp-
fängers auf Frequenzabhängigkeit wiedergegeben.
118
Referate.
Als Abszissen sind aufgetragen die Frequenzen, als
Ordinaten die Ausgangsspannung in Prozenten der-
jenigen bei der Frequenz 400/sec. Die ausgezogene
Kurve bezieht sich auf den Fall, wenn im Ausgangs-
kreis sich ein reiner Widerstand befand. Die ge-
strichelte wurde erhalten, wenn der Widerstand im
760
sA AN A 1 IL
RRE
N a Bull
Si
IS
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AEI
S X Widerstand im
EENI?) Ausgangskreis
IS
u NS Laufs sprecher im
usgan ngskreis
PHEN? Hr Mt
2 ALLE ELLE
af IN I N
30
Ausgangs
nn fregvenz
Aussanzskreis durch einen Lautsprecher ersetzt war.
Wie ein Vergleich der Kurven zeigt, sind die Ergeb-
nisse nahezu entgegengesetzt, im einen Fall eine vor-
herrschende Wirkung der hohen, im anderen Fall der
tiefen Frequenzen. J. Zenneck.
G. B. Crouse. Die Entwicklung eines
Netzanschlußgerätes für Rundfunk.
(Development of a system of line power for radio.)
(Aus der Conner Crouse-Corporation, New-York-
City.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1133—1148, 1928.
Der größte Teil der Arbeit befaßt sich mit der Ge-
schichte der Entwicklung von Netzanschlußgeräten
in den Vereinigten Staaten. Am Schluß werden einige
neuere Typen beschrieben, besonders die in Bild 1
mit on dazugehörigen un lee abgebildete.
Her i
iga k mil,
+A
Bild 1.
Zwischen dem Netzanschluß und dem Trans-
formator liegt ein automatischer Spannungsregler,
wofür, wie es scheint, von der Firma hauptsächlich
die Anordnung von Bild Z verwendet wird. Darin
bedeutet 3 eine normal gesättigte Eisendrossel, 2 eine
Spule auf einem Eisenkern von solchen Dimensionen,
daB unter den Betriebsbedingungen seine Sättigung
schwach bleibt. In Bild 1 folgt auf den Spannungs-
regler der Transformator mit dem doppelt wirkenden
Ventil, das auf den Kondensator 4 arbeitet. Die
Brückenanordnung, die Spulen 5, 6, 7, 8 auf gemein-
samen Eisenkern 11 mit den Kondensatoren 9 und 10,
hat den Zweck, die Frequenz 120/sec, die bei
60 periodigem Wechselstrom in doppelt wirkenden
Gleichrichter in erster Linie auftritt, wegzuschaffen; >
sie ist deshalb für diese Frequenz abgeglichen.' Im
übrigen besteht das Gerät noch aus der Induktanz 1
und dem Kondensator 13. Das Bild 1 zeigt, wie der
Empfänger angeschlossen ist, es zeigt besonders auch,
daß die mit Gleichstrom geheizten Glühfäden aller
a A un ve mamaa
Wechselstrom
Bild 2.
Röhren in Serie geschaltet sind, wie es bei Netz-
anschlußgeräten viel bequemer ist.
Der Verfasser gibt am Schluß die Ergebnisse von
Versuchen an, bei denen die Glühfäden parallel bzw.
in Serie verbunden waren. Die Versuche sollten,
Yomzeigen, daß die Serienschaltung bei den Empfängern
durchaus kein Nachteil gegenüber der Parallel-
schaltung besitzt. J. Zenneck.
|
|
|
l
\
|
|!
|
rep a S3> 20 2 cn
ae no "ar
W. J. Kimmel. Ursachen und Verhinde-
rung des Brummens bei Empfänger-
röhren mit Wechselstromheizung. (The
cause and prevention of hum in receiving tubes em-
ploying alternating current direct on the filament)
(Aus dem Forschungslaboratorium der Westinghouse
El. & Man. Co.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1089 bis
1106, 1928.
Der Ton von der doppelten Frequenz des Heiz-
wechselstroms kann drei Ursachen haben: 1. Die
periodische Aenderung der Temperatur und damit
der Elektronenemission des Glühfadens, 2. die perio-
dische Aenderung des Spannungsabfalls auf dem
Heizfaden, auch dann, wenn man durch die bekannten
Mittel dafür sorgt, daß die Spannung auf den beiden
Hälften des Heizfadens möglichst symmetrisch ver-
teilt ist, 3. die periodische Beeinflussung der Elek-
tronenbahnen durch das magnetische Feld des Stroms
im Glühfaden.
Der Verfasser behandelt diese drei Erscheinungen
- RATTE o EEE Een nn. EEE en nn ur —
— -. u ——
hl a ige Re FT ge ve PR
wurden. Der zur Heizung verwendete Wechselstrom
hatte die in Amerika übliche Frequenz 60/sec.
Die Versuche ergaben, daß bei den gewöhnlichen
Röhren mit Oxydkathoden die Aenderung der Tem- -;
peratur und damit der Emission keine merkliche
Wirkung hat, dagegen hat Wirkung der Spannungs-
abfall längs des Heizfadens und das magnetische Feld
des Stroms in demselben. Die erstere Wirkung ist
unter sonst gleichen Umständen um so größer, je
größer der Verstärkungsfaktor (je kleiner der Durch- \
griff) der Röhre ist; sie wird besonders gering, weil `,
man dem Heizfaden eine V-förmige Gestalt gibt. ,
Röhren mit geradem Glühfaden und zylindrischer
Anode lassen sich so bauen, daß die Wirkung des
Spannungsabfalls auf dem Heizfaden und diejenige `
des magnetischen Felds des Heizstroms — sie mE
um 180° in der Phase gegeneinander verschoben — „,
einander ganz oder nahezu aufheben. |
J. Zenneck.
y zuerst theoretisch und dann experimentell durch eine |.
Reihe von Versuchen, bei denen die Dimensionen und |
Pener die Konstruktion der Röhren möglichst viel variiert 1.
LH
a, Ae Fat
Referate.
+ S. Ballantine. Der Einfluß der Beugung
..m ein Mikrophon bei Schallmessun-
„sen. (Effect of diffraction around the microphone
<a sound measurements.) Phys. Rev. 32, S. 988—992,
1928.
Bei Messungen der Schallintensität mit dem Mikro-
'əhon ist ein unsicheres Element die Störung des
schallfeldes durch das Mikrophon selbst. Es ist an-
—unehmen, daß bei Wellenlängen, die groß sind gegen
lie Dimensionen der Mikrophonmembrane, die
Jruckamplitude durch die Anwesenheit des Mikro-
„hons nicht viel beeinflußt wird. Dagegen wird man
:rwarten, daß bei Wellenlängen, die klein sind gegen
lie Mikrophonmembran, diese merklich wie eine
..eflektierende Wand wirkt und die Druckamplitude
ınzefähr doppelt so groß wird, wie im ungestörten
.Schallfeld,
.. Experimentell läßt sich das Verhältnis der Druck-
` amplitude p, das die Mikrophonmembran mißt, zu
„derjenigen Po im ungestörten Schallfeld bestimmen,
ee a a R
a man einmal mit dem Mikrophon und dann an
‚.lerselben Stelle nach der Entfernung des Mikrophons
nit der Rayleigh’schen Scheibe arbeitet und da-
„nit das Mikrophon eicht.
fi Statt dieser keineswegs einfach durchzuführenden
Methode schlägt der Verfasser folgendes Verfahren
svor: Man bringt das Mikrophon eventuell mit dem
5 “Verstärker oder einem Teil desselben in das Innere
einer starren Kugel, so daß die Membran des Mikro-
ohons als ein Teil der Kugeloberfläche betrachtet
“werden kann (vgl. nebenstehendes Bild). Die Beu-
„sung einer Schallwelle an einer starren Kugel ist
‚aber schon von Lord Rayleigh behandelt. Man
‘xanm aus dessen Formeln den Ausdruck p/po nach
line und Phase berechnen. Der Verfasser tut
„das und stellt das Resultat für zwei Kugeldurchmesser
"15 und 30 cm) dar, indem er das Amplitudenverhält-
„nis p/po und die Phasenverschiebung zwischen p und
“v in Abhängigkeit von der Frequenz aufträgt. Aus
5 seinen Kurven kann also die Druckamplitude po des
y ‘angestörten Schallfeldes entnommen werden, wenn
“man die Druckamplitude am Mikrophon in der An-
is ‚ordnung des Bildes beobachtet hat. J.Zenneck.
vr
= R. B. Lindsay. Schallstrahlung einer
Membran bei hoher Frequenz. (High fre-
"quency Sound radiation from a diaphragm.) Phys.
Rev. 32, 515—519, 1928.
N,
ir
Dr
5
119
Es handelt sich im Grunde genommen um die
Richtwirkung einer Membran bei so hohen Fre-
quenzen, daß die Wellenlänge A der Schallwellen
kleiner als der Radius a der Membran ist.
Die Untersuchung ist rein theoretisch. Zur Ver-
einfachung wird die Annahme gemacht, daß die ein-
zelnen Elemente der Membran dieselbe Schwingungs-
amplitude senkrecht zur Membranebene haben. Unter
dieser Voraussetzung wird aus den allgemeinen
Schallgleichungen abgeleitet, wie die Intensität des
Schalles (proportional dem Quadrat der Schwingungs-
amplitude) in den verschiedenen Richtungen abhängt
von dem Winkel, den die betreffende Richtung mit
der senkrechten zur Mitte der Membran bildet. Traxt
man sich, in welcher Richtung die Intensität nur noch
10% derjenigen in der Richtung senkrecht zur
Membranmitte ist, so findet man, daß der Winkel a,
den diese Richtung mit der Senkrechten zur Menıbran
bildet, gegeben ist durch die Beziehung
a=arcig(0,45A/a).
Nimmt man z. B. a = 10 cm, die Frequenz der Wellen
— 50000/sec, d. h. die Wellenlänge in Wasser
— 2,92 cm, so wird a = 7,5°, d. h. also die Schall-
aussendung ist eine verhältnismäßig scharf gerichtete.
J. Zenneck.
A. B. Bryan und J. C. Sanders. Die Dielek-
trizitätskonstante der Luft bei Hoch-
frequenz. (The dielectric constant of air at radio
frequencies.) Phys. Rev. 32, 302, 1928.
Die älteren Messungen von Boltzmann und
Clemenčič hatten für die Dielektrizitätskonstante
der Luft die Werte 1,000590 und 1,000586 ergeben,
während bei neueren Messungen mit Hochfrequenz
durch Fritts und Zahn 1,000540 und 1,000572 er-
halten wurde. Eine neuere Arbeit von Carman
und Hubbard nach der älteren Methode hatte
wieder 1,000594 geliefert.
Die Verfasser bestimmen nun diese wichtige Kon-
stante nochmals mit Hilfe der Schwebungsmethode
und für Frequenzen, die etwa zwischen 5 und
8,5.10°/sec (A zwischen 350 u. 600 m) liegen. Direkt
gemessen wird die Aenderung der Frequenz eines
Röhrengenerators mit einem Luftkondensator, wenn
in diesem der Luftdruck geändert wird, und zwar in
der Weise, daß durch Aenderung eines sehr fein ver-
stellbaren parallelen Drehkondensators die Kapazität
AC bestimmt wird, die nötig ist, um die Frequenz
wieder auf denselben Wert wie vor der Druck-
änderung zu bringen. Unter der Annahme, daß x— 1
proportional dem Druck der Luft im Kondensator
ist, ist
AC
C
wenn 4C die Aenderung der Kapazität bei Aenderung
des Luftdrucks um 1 atm. bei 0° und wenn C bzw. x
die Kapazität bzw. die Dielektrizitätskonstante der
Luft bei 1 atm. und 0° bedeutet. |
Die Gleichheit der Frequenz des Röhrengenerators
wird in der folgenden Weise festgelegt. Der Röhren-
generator gibt mit einem zweiten unveränderlichen
Ueberlagerer eine Schwebungsfrequenz von 600/sec.
Der gleichgerichtete Strom dieser Frequenz wird
x—1 =
120
durch einen Verstärker hindurch einem Lautsprecher
zugeführt, auf dessen, Membran sich ein Spiegel be-
findet. Auf diesen Spiegel fällt ein Lichtbündel und
von ihm aus auf einen Spiegel, der auf einer Zinke
einer elektromagnetisch betriebenen Stimmgabel von
300 Per./sec sitzt, so daß also die Lissajou-Figur für
das Frequenzverhältnis 2:1 entsteht, wenn die Ab-
lenkung der beiden Spiegel senkrecht zueinander ist.
Die Frequenz des veränderlichen Röhrengenerators
wird stets so eingestellt, daß immer wieder diese
stehende Lissajou-Figur erscheint.
Als Mittelwert der sorgfältigen Messungen be-
kommen die Verfasser x = 1,0005893 für Luft frei von
Wasserdampf und Kohlensäure und bei einem Druck
von 1 atm. und bei 0° C. |
J. Zenneck.
G. R. Wait, F. G. Brickwedde und E. L. Hall.
Elektrischer Widerstand und magne-
tische Permeabilität von Eisendraht
bei Hochfrequenz. (Electrical resistance and
magnetic permeability of iron wire at radio frequen-
cies) Phys. Rev. 32, 967—973, 1928.
Es handelt sich bei der Arbeit zuerst um die Auf-
klärung einer Differenz, die sich bei der Untersuchung
der magnetischen Permeabilität von Eisendrähten bei
Hochfrequenz ergeben hatte. B. Wwedensky
und K. Teodortschik hatten gefunden, daß die
magnetische Permeabilität von Eisen, Stahl und
Nickel in der Gegend der Frequenz 3.10°/sec
(2 = 100 m) eine kritische sprunghafte Aenderung er-
fährt, während G. R. Wait eine solche nicht nach-
weisen konnte. Sie wiederholten nun die Versuche
mit Eisendraht, der ihnen von Professor Arkadiew
zur Verfügung gestellt wurde und bei dem Kart-
schagin und Mitiaev solche kritische Aende-
rungen beobachtet hatten. Die Versuche wurden so-
wohl mit Feldstärken gemacht, wie sie Wait, als
mit solchen, wie sie Wwedensky und Teodort-
schik verwendet hatten. In keinen von beiden
Fällen ließ sich irgendeine derartige kritische Aende-
rung der Permeabilität nachweisen.
Bezüglich des elektrischen Widerstandes lag eine
ähnliche Beobachtung von Mitiaev vor. Nach ihm
sollte dieser Widerstand ebenfalls in der Gegend von
į =3.10°/sec sich sprunghaft ändern. Die sorgfältige
Nachprüfung durch die Verfasser zwischen den
Wellenlängen 80 und 120 m ergab einen monotonen,
und zwar praktisch geradlinigen Verlauf der Kurve,
die den elektrischen Widerstand bei Eisendrähten in
Abhängigkeit von der Wellenlänge darstellt.
J. Zenneck.
Erich Habann Der Kupferiodürdetek-
tor. Ztschr. f. techn. Phys. 10, 25—28, 1929.
Zur Herstellung des Detektors wird durch
Waschen mit Wasser, Alkohol und Benzol gereinigtes
Kupferjodür in die Höhlung eines Metallblocks ge-
preßt. Als Gegenelektrode dient ein lose aufliegender
Kupferdraht von 0,1—0,2 mm Durchmesser, an
dessen Stelle auch Drähte aus Blei, Aluminium und
Zink Verwendung finden können. Keine Gleichrich-
terwirkung ergeben jedoch Drähte aus Molybdän,
Wolfram und Platin.
Referate.
zeigen bei einer bestimmten Spannung einen scharfe
Knick, der z. B. für einen Kupferdraht als Gegen.
elektrode (siehe Bild) bei etwa 0,26 V liegt. Der Knick
02
04 06
verschwindet bei größerem Andruck, sowie wenn
längere Zeit (2-4 Std.) ein schwacher Strom (0,3 mA)
Die Charakteristiken der wirksamen nn
n
l
|
in der gleichen Richtung (Kupferdraht negativ) fließt. .
E. Mauz.
A. Crossley und R. M. Page. Eine neue
MethodezurBestimmungdesWirkungse
gradesvon Röhrenanordnungen.
method for determining the efficiency of vacuum tube
circuits.) (Naval research laboratory.)
Radio Eng. 16, 1375—1383, 1928.
Die Methode der Verfasser kommt auf folgendes
hinaus. Sie messen mit einem Thermoelement die
(A new ,
Proc. Inst
Temperatur an einem Teil der Außenfläche der Röhre ,
bzw. der Röhren, wenn sich mehrere in der Anordnung
befinden. Diese Temperatur ist bei einem konstanten
Heizstrom bestimmt durch die in der Röhre ver-
brauchte Leistung. Die Angaben des mit dem Thermo-
element verbundenen Spannungsmessers können also
in Werten der in der Röhre verbrauchten Leistung |
geeicht werden, indem man ohne angeschlossene
Schwingungskreise oder ähnliches der
schiedene Gleichstromleistungen zuführt.
Soll nun z. B. die in einem Rölrengenerator er-
zeugte Wechselstromleistung gemessen werden, 50 |
Röhre ver-
|
mißt man die gesamte zugeführte Gleichstromleistung, |
ebenso durch das Thermoelement die in der Röhre »
verbrauchte. Die Differenz ergibt dann die in den an- |
geschlossenen Schwingungskreisen produzierte bzw.,
verbrauchte Leistung. Man kann auf diese Weise also
den Wirkungsgrad des Röhrengenerators erhalten.
Aehnlich läßt sich auch die Leistung in einer an-
geschlossenen Antenne, und wenn man den Strom IM
Strombauch der Antenne kennt, auch der Antennen-
widerstand finden. Die Verfasser haben solche Ver-
suche mit f= 8-10°/sec (A=37,5 m) gemacht, be’
denen die Gesamtleistung zwischen 159 und 362 Watt
geändert wurde. Die Werte, die die einzelnen Mes-
sungen für denselben Antennenwiderstand ergaben.
schwankten zwischen 45,5 und 56,1 (Mittelwert Sl, 3)
Ohm. Solche Messungen sind von Wichtigkeit, da sie
erkennen lassen, welche Genauigkeit man mit dieser |
Metliode erreichen kann. I. Zenneck.
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Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie 3
und Telephonie
Gegründet 1907
Ho Unter Mitarbeit
| 3 von
j Dr, h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
ji (Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
= Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
> (Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), IngenieurDr.V.Poulsen `
a (Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
: Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
E Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A, Sommerfeld
i ; (München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
| | f (Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Prof. Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
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herausgegeben von
~ Professor Dr. Dr. ing.E.h.J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
Monatlich erscheint ein Heft, Abonnementspreis des Bandes (tẹ Jahr) RM. 20.—, Preis des
einzelnen Heftes RM. 3.50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm Breite berechnet.
Bei Wiederholung BEE
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S. 121—160
Heft 4
1323
1 2 Es :
ejchsirom-Hochspannungs-Dynamos
"+ für Sender :: für 2000-10000 Volt Spannung
3 e
offene Bauart und Marineausführung (DGM.) F
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Doppelstrom- Generatoren |
(Gleichstrom-Gleichstrom-Doppelstrom-Umformer) maximale Leistung 1200 Volt, 120 Watt
besonders geeignet für FunK-Kurzwellensender usw.
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Verlangen Sie bitte Prospekte 17 und 44! Verlangen Sie bitte Prospekte 17 und ar
Bayerische Elektricitäts- -Werke |
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Vor 50 Jahren am 1. März 1879 eröffnele
Eugen Hartmann in Würzburg eine P
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räte und begründete damit unser We
Als einer der ersten baute er Telephon-
anlagen und wurde ein Hauptlieferer an die
deutsche Reichspost. In späteren Jahren
gaben wir den Bau von Fernsprechern: ganz
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GebietelektrischerMehsgerätezuzuwenden.
Solche liefern wir auch für Telegraphie und
Telephonie vorbildlich in Ausführung ind
Form. Teil | der eben erschienenen gelben
Liste gibt darüber Auskunft.
HARTMANN< BRAU
A-G FRANKFURT /R
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Er i
a ‚Google
Oktober 1929
TE 4
_jand 34
‚Zeiischrilt ür NOGHIFEQUENZIEEN
| Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und und Telephonie |
INHALT
Seite
Ludwig Heck: Experimentelle Untersuchungen an Wasserwellen
zwecks Herstellung von Analogien zu elektromagnetischen
Strahlungsvorgängen. (Mit 24 Bildern im Text) . 121
Gerhard Gresky: Richtcharakteristiken von Antennenkombinatio-
nen, deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden.
(Mit 15 Bildern im Text) > . 132
H. E. Hollmann: Der Elektronenoszillator als negativer Widerstand.
(Mit 5 Bildern im Text) . 140
Manfred von Ardenne: Eine einfache Methode zur Bestimmung
der Röhrenkonstanten. (Mit 3 Bildern im Text) . : ; . 143
i Mitteilungen aus der Praxis:
f Herbert Reibedanz: Nadir- Netzanschluß- Rohpenvoluneier, (Mit
3 Bildern im Text) . ’ : r x . 145
Carl Lübben: Patentschau. (Mit 27 Bildern im Text) ; R . 147
Referate:
P.O. Pedersen (J. Zenneck): Drahtlose Echos mit langer Lauf-
zeit. (Mit 4 Rildern im Text) . 152
Fritz Maske (Selbstreferat): Beitrag zur ` Herstellung konstanter
Schwingungsfrequenzen eines Röhrengenerators. (Mit 3 Bildern
Le K.B. Eller:
Röhrengeneratoren
Gitter- und Anodenspannung und dem äußeren Widerstand
g. Zenneck): Die Aenderung der "Frequenz von
in Abhängigkeit vom Heirstron, von der
Ar
Al Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleitung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandiung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
im Text) . 154
‚155
Seite
D.C. Prince (J. Zenneck): Charakteristiken von Doppeleitter
röhren und inr Eınfluß auf den Wirkungsgrad . 155
E. B. Moullin (E. Lübcke): Ein Röhrenvoltmeter zur Messitie der
Spitzenspannung und des Mittelwertes von Wechselspannungen
beliebiger Kurvenform. (Mit 4 Bildern im Text) . x ; . 156
E. R. Martin (A. Scheibe): Eine Elektronenröhrenschaltung zur
Messung schwacher Wechselströme. (Mit 2 Bildern im Text) . 157
Ch. G. Suits (H. E. Hollmann): Das EDIE AIIE MERE Röhren-
voltmeter. (Mit 1 Bild im Text) ; : . 157
G. Pession und G. Montefinale (J. Zenneck): “Die drahtlose
Zentralstation in Rom (San Paolo) . ; 2 . 158
H. Diamond und E. Z. Stowell(). Zenneck): Bemerkungen zur
Theorie der Hochfrequenz-Transformatoren. (Mit 1 Bild ım Text) 158
E. T. Cho (J. Zenneck): Die Bedingung für maximalen Strom in
einem Röhrengenerator . . 158
P. Koehler (J. Zenneck): Die Könätrukdion von Translockintoren
für Niedeifrequenz-Verstärker mit vorgegebener Charakteristik 158
A.F.vanDyck und F.H. Epe (). Ne) Die PaULMDE von
Röhren : . 159.
Eingegangene Bücher ; ; : ; è ; ; ; . 159
Bücherbesprechungen . ; ; . ` ; i ; R . 159
Experimentelle Untersuchungen an Wasserwellen
k
| zwecks Herstellung von Analogien zu eleKtromagnetischen
. Strahlungsvorgängen.
Von Ludwig Heck.*)
k Inhaltsübersicht.
1. Theoretische Untersuchungen.
- Il. Vorversuche mit selbstschwingendem Resonator.
1. Prinzip des selbstschwingenden Resonators.
2. Versuchsaufbau.
3. Ergebnisse.
. Hauptversuche.
fr. l. Beschreibung des Versuchsaufbaues.
2. Die Brechung des Lichtes durch die Wasser-
wellen.
3. Versuchsdurchführung.
': 4. Versuchsergebnisse.
IV, Zusammenfassung.
Die in der dralıtlos-telegraphischen Nachrichten-
“technik verwendeten Empfangsanlagen veranlassen
durch die Rückstrahlung ihrer Antennen Störungen
des Empfangsfeldes. Da diese Felddeformationen in
jedem: Punkt gemessen werden können, ist es mög-
ich, ein Gesamtbild der Feldstörungen zu erhalten.
Die Natur der zur Verfügung stehenden Meß-
*) Dissertation der Technischen Hochschule München,
‘ Wasserwellen
anordnungen gestattet aber nur den Nachweis von
Effektivwerten der Feldstärke, die ein Integral über
alle Momentwerte des elektromagnetischen Feldes
darstellen. Das durch Messung erhaltene, Gesamtbild
der Feldstörungen ist daher ein zeitliches Integralbild
über alle Momentzustände des elektrischen Wechsel-
feldes. Die Beherrschung der Gesichtspunkte für das
Zustandekommen dieser Integralbilder wird er-
leichtert, wenn man gerade über die Momentvorgänge
anschauliche Vorstellungen hat.
Die Aufgabe der vorliegenden Untersuchung ist
die bildliche Darstellung der Störung eines elek-
trischen Wechselfeldes durch Resonatoren und
Wände mittels analoger Versuche an ‚Wasserwellen.
I. Theoretische Untersuchungen.
Es sollen zuerst auf analytischem und graphischem
Wege die Interferenzerscheinungen behandelt werden,
die im experimentellen Teil durch Interferenz der
hervorgerufen werden. Zur Verein-
fachung werden die Interferenzen transversaler
Schwingungen untersucht. Die Amplituden der inter-
ferierenden Wellen sollen überall gleich groß, also
Ludwig Heck:
vom Orte unabhängig sein. In den Rechnungen und
graphischen Darstellungen werden die Amplituden = 1
gesetzt. l .
1. Der Kreiswellensender PR, soll eine
Welleaussenden,diederimPunkt P
ankommenden Frontalwelle um 90°
nacheilt. |
Ist der Schwingungszustand der in A ankommen-
den Frontalwelle (siehe Bild 1) durch die Gleichung
2 sin? P (1)
gegeben, so ist die Eigenschwingung des die Kreis-
wellen erzeugenden Punktes Po:
t— TA
7 (2)
Für die resultierende Elongation z eines Punktes P
gilt die Gleichung:
e=sn2a (p TE) + sna E3) (3)
z—=sin2rn
f R À
et nt 7
z= 2 sin [Er 3i eHr oso)
. cos”; (1 = cos g) d
Dabei bedeuten:
T die Periodendauer,
Ai die Wellenlänge,
(4)
1.
v=7 die Fortpflanzungsgeschwindigkeit der
Wellenbewegung. .
a) Die Punkte mit der Elongation z = o.
Es ergibt sich als erste Gleichung:
"(1 cosp=2vi—Ż+ki=P, (5)
Diese Gleichung stellt eine Parabel-
schar dar, mit dem zeitlich veränder-
lichen Halbparameter
p=2vi—Ż +k
k ist eine beliebige ganze Zahl.
Der Brennpunkt der Parabeln ist der Kreiswellen-
sender P».
Sie sind nach links geöffnet.
Als zweite Gleichung ergibt sich:
r(1— cosg) =4+ k= R, (6)
Diese Gleichung stellt eine zeitlich
in ihrer Lage unveränderliche Para-
belschar dar.
À
Ihr Halbparameter pr = 4 + ki enthält die Ver-
Die Parabeln Pk sind nach der
Richtung, wie die Parabeln P,
änderliche £ nicht.
entgegengesetzten
geöffnet.
Die Parabeln mit den Gleichungen (5) und (6)
sollen i
Nullwertsparabeln
heißen, denn jeder Punkt auf diesen Parabeln ha
F
dauernd die Elongation z = o. Die Lage der Parabel S
ist für den Zeitmoment t = T aus Bild 1 zu ersehen. |W
b) DiePunkte mit der Elongation z =
bzw. z = —2 (Maxima und Minima):
Man erhält als geometrischen Ort zwei Parabel-
systeme mit den Gleichungen
kd
P= r (1 — cosp) = k å —
Bild ı
Momentbild mit Höhenlinien von interferierenden Kreis- und | ı
Frontalwellen,
und i
3
p
Die Parabelschar der Gleichung (7) ist von iel
Zeit t unabhängig. Der Halbparameter der anderen]
Parabelschar P; ist dagegen eine Funktion der
Zeit i£. Die Lage der beiden Parabelscharen ist aus|
dem Momentbild ¿=T zu ersehen. |
Die Aeste der Nullwertsparabeln bilden Waben.
in denen die Maxima und Minima liegen. Dieselben
wandern mit den Waben zwischen dem zeitlich un-
veränderlichen Nullwertsparabeln vom Strahl & = a
weg. Es folgen sich Maxima auf Minima und um-
gekehrt. Es stellt die Gleichung (7) die Bahn-
kurven der Maxima und Minima dar.
Jede Parabel P, mit der Gleichung
P =p, =r (1 — cos g)
ist die Bahnkurve einer fortschreitenden Welle. Ihre
Amplitude ist um so kleiner, je näher die Parabel P,
den Nullwertsparabeln P rückt. Die Amplituden
nähern sich dem Maximalwert a—=2, je näher die'ı
Parabel den Bahnkurven der Maxima und Minima
kommt. rn f
Auf jeder beliebigen Parabel Pa mit der Gleichung ,
| Ty = pa =r (1 + cos g) Sae s
treten stehende Wellen auf. Die Knotenstellen sind ,
die Schnittpunkte der Parabel P. mit der Nullwerts- E
parabel Pk. Die Schnittpunkte mit den Bahnkurven
Te 5 ee nn
ra A
—,—S\
_2xperimentelle Untersuchungen an Wasserwellen zwecks Herstellung v.Analogien zu elektromagnetischen Strahlungsvorgängen. 123
“e der Maxima und Minima haben die größte
een sie sind die Bäuche der stehenden
-Nelle. |
- Die fortschreitende Bewegung der Maxima und
“linima zwischen dem Nullwertsparabelsystem Pk
“ntsteht durch die Abschnürung der Bäuche, der auf
lem Strahl p = x auftretenden stehenden Welle.
= In Bild 1 sind noch die Höhenlinien eingetragen.
Jie Höhenlinien verbinden Punkte mit der gleichen
"longation. Sie sind geschlossene Kurven, die die
Dia mit der Elongation z = + 2 einschließen. Um
z— +2. Sie sind de Maxima und Minima. Die
Waben, in denen die Minima liegen, sind wieder mit
dunkler Farbtönung hervorgehoben. Die Bahn-
kurven der Maxima und Minima sind Hyperbein, die
zwischen den Nullwertshyperbeln liegen. Sie haben
die Gleichung |
11 — Tfr =kàÀ
Die Mittelsenkrechte zur Verbindungsgeraden
beider Sender ist immer eine Bahnkurve der Maxima
und Minima.
Auf allen Hyperbeln
Ti Smia To = + 2 a
treten fortschreitende Wellen auf. Sie haben längs
den Bahnkurven der Maxima und Minima die maxi-
mal mögliche Amplitude 2.
3. Die Reflexionanebenen Wänden.
Der Rechnung sei ein Polarkoordinatensystem zu-
grunde gelegt, wie es Bild 3 zeigt. Die Front der an-
kommenden Welle soll senkrecht zum Anfangsstrahl
(œ =0) liegen. Die reflektierende Wand sei durch
|den Strahl OA gegeben. Sie schließt mit der Fort-
pflanzungsrichtung der ankommenden Frontalwellen
den Winkel 90°—a ein, wobei a der Einfallswinkel
l Bild 2.
- Momentbild von zwei interferierenden Kreiswellensystemen.
„das Bild plastisch wirken zu lassen, zeigen die Höhen-
schichten verschiedene Farbtönungen. Die konvex ge-
krümmten Bildteile haben Helligkeitswerte, die vom
Hellen ins Dunkle gehen, bei den konkav gekrümmten
- Bildteilen ist es umgekehrt.
2. Zwei gleichphasig schwingende
Kreiswellensender.
In Bild 2 ist das gewählte Koordinatensystem mit
> den zwei Erregerpunkten P, und P, skizziert.
Die Punkte mit der Elongation z = o liegen
1. auf der Ellipsenschar
„tIn=2vt+ki (9) |-
» Die Ellipsenhalbachsen a und b sind eine Funktion
~ der Zeit t. Es ist
| ki
a=vi+ y? b=Vy e — e
2. auf der Hyperbelschar
(10)
Diese Hyperbeln behalten ihre gegenseitige Lage
' unverändert bei. Sie sind von der Zeit t unabhängig.
Die durch Gleichungen (9) und (10) gegebenen
- Kurvenscharen sollen Nullwertsellipsen und
Nullwertshyperbeln heißen.
In Bild 2 sind die beiden Kurvenscharen für die
Zeitmomente Z=o und t= T/8 eingezeichnet. Es
kommen hier nur drei Nullwertshyperbeln zur Aus-
. bildung. In den Waben, die die Hyperbeläste mit den
‘ Ellipsen bilden, liegen die Punkte mit der Elongation
DETASAT A SPE OR O =
der ankommenden Welle ist.
Ihre Gleichung lautet:
p =n] — a.
Die reflektierende Wirkung der Wand kann man
durch einen Frontalwellensender ersetzt denken, der
einen Winkel 90° — 2a mit dem Anfangsstrahl 9 = 0
bildet.
Der geometrische Ort der Punkte mit der Elon-
gation z = Q ist erstens durch die Gleichung
la+ k à
Gr=y=ztg (ah a) HEEE
(11)
gegeben.
1
Pi Fifeive r is
7” - Prontal-Wellensender
; <O pka
x
+
ro
Bild 3.
Momentbild der Reflexionvon Frontalwellen an einer ebenenWand.
Die Gleichung stellt zueinander parallele Gerade
dar, die mit dem Anfangsstrahl den Winkel 90° — «
einschließen und daher parallel zur reflektierenden
Wand sind. Die Lage dieser Geraden ist
zeitlich unveränderlich.
Als weiterer geometrischer Ort ergibt sich die
Gleichung
2vt+- ki
G, = y= xig (a — a) + ng,
(12)
134
Ludwig Heck: o o EEE
Die Gleichung stellt parallele Gerade dar, die mit
dem Anfangsstrahl den Winkel 180° — « einschließen.
Die Lage dieser Geradenschar istvon
derZeititabhängieg.
Der Vergleich mit Gleichung (11) ergibt, daß die
durch Gleichung (12) bestimmten Geraden G» senk-
recht zu den Geraden Grz und damit zur reflektieren-
den Wand stehen. In Bild 3 sind die Geraden C»
für den Zeitmoment t = T/4 eingezeichnet. Sie wan-
dern in Richtung der reflektierenden Wand mit kon-
stanter Geschwindigkeit dahin. Die Geraden Gx und
G, sollen Nullwertsgrade heißen.
Fortschreitende Wellen treten auf den Geraden
mit der Gleichung
y-iglah—a)atn,
auf, stehende Wellen dagegen auf allen (eraren, die
durch die nn
= ig (a — a) £ + ng
und n, sind beliebige positive
gegeben sind. A
Zahlen.
Die beiden Nullwertsgeradenscharen Gk und Go
bilden Waben, in denen die Punkte mit der Elongation
z = +2 parallel zur reflektierenden Wand fort-
wandern. Die Bahnkurven dieser Maxima und
Minima sind Gerade, die zwischen den festen Null-
wertsgeraden liegen. Die reflektierende
Wand fällt
Maxima und Minima zusammen.
Für o = 0° folgt aus Gleichung (11), daß die zeit-
lich konstanten Nullwertsgraden G@* senkrecht zum
Anfangsstrahl stehen. Der Abstand der einzelnen
| À
Geraden beträgt p
- Die Nullwertsgeraden G, verschwinden, es treten
nur mehr stehende Wellen auf.
Läßt man a von 0° auf 90° wachsen, so wächst
k f
p) aui ©,
der Abstand der Nullwertsgeraden G, nimmt von
der Abstand der Nullwertsgeraden @, von
oo auf i ab.
H. Vorversuche mit einem selbstschwingenden
Resonator.
1. Prinzip des selbstschwingenden
. Resonators.
Bringt man eine abgestimmte Sonde in ein elektro-
magnetisches Feld, so saugt dieser Resonator aus
einem gewissen Umkreis Energie auf. Diese Energie
wird zum Teil wieder als sekundäre Welle vom Reso-
nator ausgestrahlt. Es überlagert sich der primären
Welle eine sekundäre Welle, die der primären um
90° nacheilt.
Aehnliche Verhältnisse kann man im Wasser durch
folgende Anordnung erhalten.
Man erzeugt durch kontinuierliches Eintauchen
eines Balles ein System von fortschreitenden Kreis-
wellen. Dieses soll das primäre elektromagnetische
Feld versinnbildlichen. Die Frequenz des eintauchen-
den Balles ist identisch mit der Frequenz y der
Wasserwellen. Ein Analogon zum elektrischen Re-
sonator ergibt folgende Anordnung:
Man hängt an’ einer Feder einen Ball auf, der
gerade noch etwas ins Wasser eintaucht. Die Eigen-
. periode vo dieses schwingungsfähigen
mit einer Bahnkurve der
-unter dem Einfluß der primären Wellen zu
: wegung geführt wurde.
Systems war der Auftrieb des Schwimmers. n
Systenis er-
rechnet sich zu: | be
se V D/m — k?/4 m? dh
IR fi di
Dabei bedeuten: ke
D die Direktionskraft der Feder,
m die Masse des Systems, die durch Zusatz-ı
gewichte beliebig geändert werden kann, |y
al
k einen von der Dämpfung abhängigen Faktor.
damit von der jeweiligen Amplitude der Schwingung
ab. Soll yọ praktisch konstant bleiben, so muß d
st
k hängt auch von der Eintauchtiefe des Balles |
Masse m groß gemacht werden. |
Bild 4.
Aufbau für die Vorversuche.
Die unter dem Ball
schreitende primäre Wellenbewegung. stößt. dieses
nn m name
mit ` der Periode v: "ort.
schwingende System an. Die erzwungenen Schwin-
gungen werden ein Maximum für den Resonanzfall
yo= vy. Dieser Fall kann durch Veränderung der
Masse m und der Wellenlänge } erreicht werden.
Der mechanische Resonator schaukelt sich allmählich
einer
maximalen Amplitude auf und müßte selbst sekundäre
Wellen aussenden.
2. Versuchsanordnune.
Allgemeine Anordnung:
Die Versuche wurden in eineni Teich, der eine |h
hinreichend konstante Tiefe hatte, durchgeführt. ! i
Bild 4 zeigt die Versuchsanordnung. Der rechte |k
Balken trägt den Sender für die primären \Vellen,
der linke den Resonator. Die Reflexion der Wasser-
wellen am Ufer konnte durch künstliches Abflachen
der Uferränder unterdrückt werden.
Die primären Wellen wurden durch einen in das
Wasser eintauchenden Ball erzeugt, der periodisch
durch einen kleinen Motor M auf und ab bewegt
wurde. Der Resonator bestand ebenfalls aus einem
Ball, der durch ein Gestänge in seiner vertikaler Be-
Die Direktionskraft des in
EP ‘SJ
—— *
Die primären Wellen versuchten den Schwimmer
auf- und abwärts zu bewegen und stießen
Resonator an. Trotz bester Kugellagerung
weglichen Teile, schaukelte er sich nur zu sehr [Dr
kleinen Amplituden auf. Die Dämpfung war zu»!
groß. Um bessere Effekte zu erhalten. wurde der |
Resonator künstlich entdämpft. Die Entdämpfung i
so den |
aller be-
Experimentelle Untersuchungen an Wasserwellen zwecks Herstellung v. Analoglen zu elektromagnetischen Strahlungsvorgängen. 125
des Systems erfolgt durch den Magneten R, der mit
dem Gestänge fest verbunden ist. Die Spule S, liegt
im Gitterkreis einer Röhre. Die Spule S, wird vom
Anodenstrom durchflossen, dessen .magnetische Fel-
‚der bei richtiger Polung der Spulen den einen Schen-
kel des Magneten kontinuierlich anziehen.
3. Ergebnisse.
Durch diese Entdämpfung wurde tatsächlich er-
“reicht, daß der Resonator sich zu großen Amplituden
-aufschaukelte und selbst sekundäre Wellen
strahlte.
aus-
Doch mußte der Resonator so stark ent-
dämpft werden, daß er kurz vor dem Selbst-
"schwingen war. -
3/1 Mit der starken Entdämpfung war aber ein großer
Nachteil verbunden. Die geringsten Unterschiede der
- Eigenfrequenz mit der Frequenz der primären Wellen
: gaben zu Schwebungserscheinungen Anlaß. Es konnte
:nicht erreicht werden,
daß über eine längere Zeit-
‚dauer die gewünschte Resonanz der primären Wellen
-ınit der Eigenschwingung des Resonators erhalten
ı blieb.
I
der Amplitude.
* zylinderförmigen Schwimmkörper nehmen.
= Bild 5.
Ansicht des Gesamtaufbaus für die Hauptversuche.
Der Grund lag einmal in der schlechten Konstanz
“der primären Wellenlänge, andererseits veränderte
sich die Eigenfrequenz des Resonators mit der Größe
Streng genommen muß man einen
Nur für
ihn ist die Auftriebskraft je cm EFintauchtiefe, und
- damit die Direktionskraft D eine Konstante. Für einen
- kugelförmigen Schwimmer trifft das nicht mehr zu.
Ein .zylinderförmiger Schwimmer erzeugt nun
- außerordentlich schwache Wellen, während z. B. eine
- Kugel viel
$- deshalb notwendig,
Es war
als Schwimmer Bälle zu ver-
Dadurch war. es nicht möglich, die Eigen-
intensivere Wellen aussendet.
wenden.
t: schwingung des Resonators konstant zu halten.
Aus diesen Gründen erschien es wünschenswert,
x die geforderten Analogien durch miteinander fest ge-
© koppelte Sender herzustellen. Es wurde deshalb eine
“neue Anordnung gebaut, die jede beliebige Phasen-
x stellung der beiden Sender erlaubte.
HI. Hauptversuche.
Der Resonator ist fest mit dem Sender der
. primären Wellen gekoppelt.
1. Beschreibung des Versuchsaufibaues.
Um die Versuche im Laboratorium durchführen
I ", zu können, wurde im Prinzip eine Anordnung gebaut,
ji”
je
wie sie Meutzner!) und Weinhold?) 'ver-
wendeten.
Aus Bild 5 ist der Gesamtaufbau zu ersehen. In
einem quadratischen Holzrahmen befindet sich auf
einer Glasscheibe die 2—3 cm tiefe Wasserschicht.
Durch Abschrägen der oberen Kante wurde eine
Reflexion der Wellen durch den Rahmen vollkommen
vermieden. Mittels einer Bogenlampe wird ein Licht-
kegel schräg durch das Wasser auf einen Schirm ge-
worfen. Senkrecht über dem Schirm steht der
Photographenapparat. Die Frontalwellen werden
durch einen ins Wasser 'eintauchenden Stab S, die
Kreiswellen durch einen kleinen Ball B erregt. Zu
iedem Sender gehört ein eigenes Gestänge und ein
eigener Exzenter; die beiden Exzenter sind auf einer
Welle befestigt, die ein kleiner Asynchronmotor an-
treibt.. Die Amplitude der ins Wasser eintauchenden
Schwimmer betrug ie nach der gewählten Ueber-
setzung */io—*/io mm.
Die Brechung des Lichtes durch die Wasserwellen
erzeugt auf der Leinwand helle Lichtstreifen neben
dunklen Schattengebieten. Um die Bilder innerhalb
einer Periode in. verschiedenen Momenten photo-
sraphieren zu können, wurde eine automatische Aus-
lösung gebaut. Mit der Welle dreht sich eine
Bürste um ein Hartgummirundstück, das ein Metall-
segment trägt. Dieses Rundstück kann beliebig ver-
dreht werden, so daß in beliebigen Momenten wäh-
rend einer Umdrehung der Bürste und damit während
einer Periode ein Stromschluß erfolgt, der die Aus-
lösung des Photographenapparates betätigt.
2. Die Brechung des Lichtes durch die
Wasserwellen.
a) Die Momentbilder am Schirm.
Konvex gekrümmte Wasserflächen brechen das
Licht so, daß die gebrochenen Strahlen konvergieren.
Es entstehen Lichtstreifen am Schirm. ..
Je größer die Amplitude der Wellen ist, um so
stärker ist die Konvergenz der durch den Wellenberg
gebrochenen Lichtstrahlen. Der am Schirm ent-
stehende. Lichtfleck ist also um so intensiver, je
größer die Wellenamplituden sind.
Die konkav gekrümmten Wasserflächen brechen
das Licht divergent. Es entstehen am Schirm
Schatten, die aber in ihrer Intensität nicht so stark
abgestuft sind, wie die Lichter. Als Schatten sind jene
Bildteile verstanden, die eine geringere Lichtintensität
haben, als bei ebenem Wasserspiegel. Frontalwellen
bilden sich auf dem Schirm als zum Frontalwellen-
sender parallele helle Linien, Kreiswellen als helle
Kreise ab. Die Entfernung der Lichtstreifen ist eine
Konstante.
Aus dem Höhenlinienbild 1 folgt:
Die hellsten Lichtstreifen entstehen durch die Licht-
brechnung an den Wasserflächen, auf denen die
Punkte mit der maximalen Elongation liegen. Diese
Flächen werden von den Nullwertskurven des be-
treffenden Interferenzbildes begrenzt. Die Gestalt der
Waben, die diese Nullwertskurven miteinander bilden,
bestimmt die Gestalt jener konvex gekrümmten
1) G. Meutzner, Poske, Zeitschr. f. d. Phys. und Chemischen
Unterricht 23, S. 74, 1910.
2) A. Weinhold, Physikalische Demonstrationen, Leipzig, Ver-
lag J. A. Barth, S. 364, 1921,
126
Ludwig Heck:
Flächen, auf denen die Maxima liegen. Durch eine
längliche Wabe entsteht am Schirm ein Lichtstreifen,
durch eine quadratische Wabe ein punktförmiger
Lichtileck.
Die Flächen, auf denen die Maxima liegen, sind
durch weniger stark konvex gekrümmte Flächen mit-
einander verbunden. Es erscheinen daher am Schirm
die Enden der hellsten Lichtstreifen durch weniger
lichtstarke Linien miteinander verbunden. Durch diese
Linien erhält man den Eindruck eines zackenförmigen
Lichtbandes, das die Nullwertskurven umschließt. Die
Lage der Nullwertskurven ist daher auf den Moment-
bildern dort (deutlich zu erkennen, wo sich die Licht-
bänder eng an die Nullwertskurven anschließen.
b) Ableitung des Zeitbildes aus den Momentbildern.
Die Zeitaufnahme integriert über alle Moment-
bilder. Denkt man sich alle Momentbilder auf Filme
kopiert, so muß in der Durchsicht der einzeln aufein-
ander gelegten Filme das Zeitbild sichtbar werden. In
erster Linie sieht man dann nebeneinander jene hellen
Lichtstreifen, die die Bilder der konvex gekrümmten
Wasserflächen sind, auf denen die Maxima liegen.
Demnach werden im Zeitbild die Bahnkurven der
Maxima des Interferenzbildes sichtbar. Diese Bahn-
kurven sind nun nichts anderes, als der geometrische
Ort der Bäuche der stehenden Wellen. Man kann
daher auch sagen:
Das Zeitbild gibtden geometrischen
Ort der Bäuche der stehenden Wel-
lenan.
3. Versuchsdurchführung.
Die Einstellung der Phase der Frontal-
und Kreiswellen.
Für den theoretischen Fall, daß von einem Punkt
P, die Kreiswellen ausgehen, die um 90° der an-
kommenden- Frontalwelle nacheilen, liegen die Bäuche
34171
der stehenden Welle auf dem Strahl p =n in — g> 8’
114
8
- Es wurde auf dem Schirm genau der Bildmittel-
punkt W’ des Balles des Kreiswellensenders festgelegt.
Interferierten nun Frontal- und Kreiswellen, so konnte
auf der Verbindungsgeraden beider Sender die Lage
der stehenden Welle in Bezug auf den Punkt M’ be-
stimmt werden. Die Bäuche der stehenden Welle bil-
den sich als helle Lichtflecke ab, deren Entfernungen
vom Mittelpunkt M’ abgemessen wurde. Durch Ver-
drehen der Exzenter der beiden Sender war es leicht
möglich, die Lage der stehenden Welle richtig zu
korrigieren. Damit war die 90° Phasenverschiebung
zwischen Frontal- und Kreiswellen vorhanden.
> Entfernung vom. ‚Punkt Pa.
4 Versuchsergebnisse.
a) Der Resonator, der eine der ankommenden
Frontalwelle um 90° nacheilende Welle aussendet.
l Diskussion der Momentbilder.
Mittels der elektrischen Auslösung wurden eine
sehr große Anzahl von Momentaufnahmen hergestellt,
von denen 4 in den Bildern 6—9 gezeigt werden. In
der gewählten Reihenfolge stellen die Aufnahmen die
Interferenzfiguren der beiden Wellenzüge in Zeit-
-punkten dar, die um T/4 auseinanderliegen. Da-
bei bedeutet T die Periodendauer der fortschreiten-
den Wellen der beiden Sender. Die interferierenden \
Wellen sind also bezüglich ihrer Lage, in jedem Bild
um 4/4 gegenüber dem vorhergehenden, verschoben.
Bild 6.
Momentaufnahme von interferierenden Kreis- und Frontalwellen
Am. unteren Bildrand ist bei allen Aufnahmen der
Frontalwellensender anzunehmen. Der Kreiswellen-
sender liegt in der Mitte der Bilder. Man erkennt
deutlich den Schatten des Aluminiumprofiles, an dem
der Schwimmer des Kreiswellensenders befestigt ist. '
mn mn. © A ui en nz °
Bild 7.
Momentaufnahme von interferierenden Kreis- und Frontalwelien |
=7]- '
Das Profil ragt wegen der schrägen Projektion etwas |
über die Kugel hinaus.
Deutlich erkennt man auf jedem Momentbild die
Aeste der beiden Parabelsysteme, die den Nullwerts-
parabeln entsprechen. Die nach oben geöffneten Pa- `
rabeln sind die zeitlich unveränderlichen. Die nach
unten geöffneten sind die zeitlich veränderlichen. In
den Waben, die diese Parabeln bilden, liegen die
Maxima und Minima. Sie wandern zwischen den zeit-
lich konstanten Parabeln fort.
Die Unterschiede der einzelnen Photographien sind
in den Gebieten der stehenden Wellen am größten.
Dort haben die von der Verbindungsgeraden der
_ Experimentelle Untersuchungen an Wasserwellen zwecks Herstellung v. Analogien zu elektromagnetischen Strahlungsvorgängen. 127
N |
r
s
e
A
3i
]
S
7
r
Bild 8.
Bild 9.
Momentaufnahme von interferierenden Kreis- und Frontalwelien
t= —
4
Bild 10.
Zeitaufnahme von interferierenden Kreis- und Frontalwellen.
beiden Sender (Strahl y = xz) wegwandernden Maxi-
ma und Minima die größten Geschwindigkeiten. Die
Unterschiede der einzelnen Bilder sind hier also am
deutlichsten zu erkennen. Es werden daher im folgen-
den nur die Bildausschnitte besprochen, die unmittel-
bar an diese Verbindungsgerade angrenzen. Die Ver-
bindungsgerade beider Sender. fällt mit der Mittel-
linie des Profilschattens zusammen.
Bild 6: Zwischen den Ästen der festen Parabeln
Pk haben sich von der Verbindungslinie der beiden
Sender die Maxima und Minima bereits abgelöst. Die
Bild 11.
Momentaufnahme von zwei interferierenden Kreiswellensystemen.
Bild 12.
Zeitaufnahme von zwei interferierenden Kreiswellensystemen.
Maxima haben das Bild eines langgezogenen Licht-
fleckes.
Bild 7: Man erkennt jetzt die Äste einer sich neu
bildenden Parabel P,. Es entstehen zugleich an der
Verbindungsgeraden beider Sender neue Maxima und
Minima und zwar die Minima dort, wo sich im Bild 6
die Maxima ablösen und umgekehrt.
Bild 8 zeigt die Abschnürung dieser neuen Maxi-
ma und Minima. |
Bild 9: Die Abschnürung ist beendet. Es entsteht
eine neue Parabel. Gleichzeitig schnüren sich wieder
128
neue Maxima und Minima ab. Das Bild 6 schließt sich
unmittelbar an Bild 9 an.
Diskussion des Zeitbildes.
Bild 10 zeigt. die photographische Zeitaufnahme.
Die hellen Streifen sind die Bahnen der Maxima
und Minima..und damit. die Bäuche. der‘ stehenden
Wellen. Die festen Nullwertsparabeln. P liegen
zwischen diesen hellen Streifen, sie sind: die Knoten
der stehenden Wellen.
b) Zwei gleichphasig' schwingende‘ Kreiswellensender.
Diskussion des Momentbildes. (Bild 11.)
Man erkennt auf der Photographie die. Hyperbeln,
auf denen sich die Wellen mit der kleinsten Amplitude
fortbewegen. Ihre Lage ist auf allen Bildern unver
ändert. Nicht zu erkennen sind die zeitlich veränder-
lichen Ellipsen, die der Lage nach den im theore-
tischen Teil:abgeleiteten Nullwertsellipsen entsprechen
müssen. Es bilden sich nur 4 Hyperbeln aus.
Auf dem Momentbild ist.die Verbindungslinie der
beiden Sendermittelpunkte eingetragen. Auf dieser
Bild 13.
Momentaufnahme der Reflexion von Frontalwellen an einer Wand.
Geraden bildet sich eine stehende Welle. Von dieser
Verbindungsgeraden schnüren sich die Maxima und
Minima ab und wandern zwischen .den festen Null-
wertshyperbeln hinaus.
Diskussion des Zeitbildes. (Bild 12).
Die festen Hyperbeln, die Bahnkurven der Maxima
und Minima sind nur in. der Sendernähe als helle
Lichtstreifen sichtbar.
c) Die Reflexion an ebenen Wänden.
Die Wand steht senkrecht zur Fort-
pflanzungsrichtung der auftreffien-
den W.ellen.
Diskussion des Momentbildes (Bild 13).
In den Gebieten C und D bleiben die Frontalwellen
ungestört. Im Gebiet A treten die Reflexionserschei-
nungen auf. Das interessanteste Gebiet ist der Bild-
teil B. Die Frontalwellen werden an: den. Kanten der
Wand gebeugt. Es ist genau so, als ob die Kanten
selbst Kreiswellen aussenden, die im Schattengebiet
der Wand deutlich sichtbar interferieren. Man erkennt
Ludwig Heck:
auf allen Bildern die Lage der Nullwertshyperbeln, die
durch die Interferenz der zwei Kreiswellensysteme
sich ausbilden. Diese Beugungserscheinungen lassen
sich bis weit hinter den Schirm nachweisen.
Die Diskussion des Zeitbildes (Bild 14).
Das Zeitbild gibt weiteren Aufschluß über die
Natur der Beugungserscheinungen. Im eigentlichen
Bild 14.
Zeitaufnahme der Reflexion von Frontalwellen an einer Wand.
Reflexionsgebiet sieht man die zur Wand parallelen
hellen Linien, die Bäuche der stehenden Wellen. Der
erste Lichtstreifen müßte genau an der Wand liegen.
Infolge der schrägen Projektion und der räumlichen
RR R RON SARANA Sa
EEES er Rn
Bild 15.
Momentaufnahme der Reflexion von Frontalwellen an einer Wand.
Tiefe der Wand decken die Schatten der unteren
Wandflächen diesen Lichtstreifen zu. Diese hellen
Linien biegen sich nun beim Übergang vom Bildteil
A nach den Gebieten C und D um und sind in den
letzterwähnten Gebieten noch deutlich weiterzuver-
folgen. Eine Erklärung dieser Erscheinung läßt sich
geben, wenn man die Kanten des Schirmes A, und 4.
selbst als gleichphasig schwingende Sender anuffaßt.
Durch die Interferenz dieser Kreiswellen mit den
Frontalwellen entstehen im ‚Zeitbild Parabeln, die die
Bahnkurven der Minima und Maxima sind.
EEE” À rs en une
i
> Experimentelle Untersuchungen an Wasserwellen zwecks Herstellung v. Analogien zu elektromagnetischen Strahlungsvorgängen. 129
un
yoe
- — [n den Gebieten C und D sieht man also im Zeitbild
.. Parabeläste. Im Gebiet A überwiegt die direkte Re-
> flexionserscheinung, die Parabeln treten in der Er-
= scheinung zurück. Die Hyperbeln hinter dem Schirm
è gehen im Zeitbild verloren, da die Strahlung der
~ Kanten sehr gering ist.
“Die Wand bilde einen Winkel von 45°
zur Fortpflanzungsrichtung der auf-
treffenden Wellen.
Diskussion des Momentbildes. (Bild 15.)
Man erkennt die Front der reflektierten Wellen, die
genau senkrecht zur Front der primären Wellen steht.
Hinter dem Schirm (im Bildteil H) treten die Beu-
gungserscheinungen auf. Die Kanten A, und A, sind
selbst wieder als Strahler aufzufassen.
Die Kreiswellen des Senders A, sind auf der Ge-
raden A, B, phasengleich mit den Frontalwellen. Die
\ Diskussion des Zeitbildes. (Bild 16.)
Bild 16. - |
Zeitaufnahme der Reflexion von Frontalwellen an einer Wand:
Kreiswellen, die vom Sender A, herrühren, sind auf
der Geraden 4;B, ebenfalls phasengleich mit den
Frontalwellen. Daher hängt der gegenseitige Phasen-
zustand der beiden Kreiswellensysteme von der Ent-
. fernung s der beiden Kanten in :der Fortpflanzungs-
- richtung der Frontalwellen ab. Schwingen die beiden
~ fiktiven Sender A, und A, nicht gleichphasig, ist also
sZ ků, so werden die Hyperbeln hinter der Wand
4 verdrückt. Es entstehen- wieder die bekannten
Wabenbilder -mit den zeitlich unveränderlichen
Hyperbeln.
Durch die Reflexion der Frontalwellen entsteht,
« als Bahnkurven der Minima und Maxima, ein zur
= Wand paralleles Geradensystem. Die Interferenzen
«+ der fiktiven Kantenstrahlung mit den Frontalwellen
‚" ergibt als geometrischen Ort der Maxima und Minima
ı” Parabeln, deren Brennpunkte in den Kanten liegen.
X” Man sieht beide Systeme im Zeitbild ausgeprägt.
5 d) Das Wellenbild an einem Spalt.
Bild 17 zeigt eine Momentaufnahme, Bild 18 ein
Zeitbild. Der Spalt wird durch den Kantenabstand
; zweier zu den Frontalwellen parallelen Wänden ge-
„t bildet. Durch den Spalt tritt die primäre Welle hin-
< durch, wobei :an.den .Kanten des Spaltes Beugungs-
Bild 17. |
Momentaufnahme des Wellenbildes an einem Spalt.
Bild.18.
Bild 19,
Momentaufnahme der Reflexion von Kreiswellen an einem
Parabelschirm.
130 | | ' Ludwig Heck:
erscheinungen auftreten. Die Spaltbreite war unge-
fähr = å. \
Die Momentaufnahme zeigt die zeitlich
konstanten Hyperbeln hinter den beiden Wänden.
Das Zeitbild zeigt die Kantenstrahlung des
Spaltes. In seiner unmittelbaren Nähe biegt sich die
Front der zu den Wänden parallelen hellen Linien
durch. Es bilden Parabelbögen, deren Brennpunkte
in den beiden Spaltkanten A, und A, liegen, den An-
schluß an die durch die Reflexion an den Wänden ent-
standenen hellen.-Jiinien. Sie sind die Bäuche der
stehenden Wellen, Für große Entfernungen vor einem
kleinen Spalt verlaufen die Parabeln sehr flach und
nähern sich einer Geraden. Die Front der vor den
Wänden stehenden Wellen wird durch den Spalt nicht
unterbrochen.
e) Die Reflexion an einem Parabelschirın.
Ein Kreiswellensender im Brennpunkt
.desSchirmes |
Diskussion des Momentbildes (Bild 19).
Man sieht zwei Nullwertsparabelsysteme. Das eine
System ist von der Zeit unabhängig, es ist nach der
Seite wie die Parabelwand geöffnet. Das andere
Diskussion des Zeitbildes (Bild 20).
Bild 20.
Pr Zeitaufnahme der Reflexion von Kreiswellen an einem
|Parabelschirm.
Parabelsystem ist zeitlich veränderlich, es ist ent-
gegengesetzt geöffnet. Doch tritt das System der
zeitlich veränderlichen Parabeln weniger deutlich
hervor. Von der Verbindungslinie Brennpunkt—Schei-
tel schnüren sich wieder die Minima und Maxima ab
und wandern zwischen den konstanten Parabeln her-
aus. Der Schirm selbst fällt mit der größten dieser
Parabeln zusammen.
Die sichtbaren hellen Streifen sind die Balınen der
Minima und Maxima. |
Die Reflexion von Frontalwellen
aneinemParabelschirm.
Diskussion des Momentbildes (Bild 21).
Das Momentbild.. zeigt hauptsächlich die Inter-
ferenz der primären Frontalwellen mit den an der
Bild 21.
Momentaufnahme der Reflexion von Frontalwellen an einem:
Parabelschirm.
Bild 22.
Zeitaufnahme der Reflexion von Frontalwellen an einem
Parabelschirm.
IRRE a EEE
IRRE NER FRE EA t
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Š aS LINA sY A
Bild 23.
Momentaufnahme einer schwingenden Wand.
__xperimentelle Untersuchungen an Wasserwellen zwecks Herstellung v. Analogien zu elektromagnetischen Strahlungsvorgängen. 131
WMinima wandern zur Verbihdungslinie SF hin und
verden hier förmlich aufgesaugt. (S= Scheitel der
>arabelwand, F = ihr Brennpunkt.)
)
| Diskussion des Zeitbildes (Bild 22).
ad Bild 22 zeigt. eine Zeitaufnahme. Die von der
„Wand reflektierten Frontalwellen werden zum Brenn-
‚nunkt F hingebrochen. Die Interferenz mit den Fron-
ıtalwellen ergibt als Bahnkurven der Maxima und
Kach Parabeln, die ähnlich wie die Wand liegen
Jaini gebrochenen Frontalwellen. Die Maxima und
(nach unten geöffnet). Die reflektierenden Frontal-
‘wellen werden im Brennpunkt gesammelt und diver-
agieren. Die Interferenz mit den Frontalwellen erzeugt
„im Zeitbild ein neues Parabelsystem, das nach oben
geöffnet ist. Der pl beider Systeme ist der
Pen F der Wand.
f) Die io izend Wand.
Sie sendet eine, der ankommenden Frontalwelle
um 90° nacheilende Welle aus. Die Wand steht senk-
»recht zur Fortpflanzungsrichtung der Frontalwellen.
Diskussion des Momentbildes (Bild 23).
- Gegenüber dem -Momentbild 6 bietet die Photo-
"sraphie nichts wesentlich Neues. Rücken die beiden
Schirmkanten’ zu einem Punkt zusammen, so erhalten
wir direkt die Bilder für den schon behandelten Re-
sonator. Auf allen ‚Bildern erkennt man die Lage
Diskussion’.des Zeitbildes (Bild 24).
Bild 24. u
Zeitaufnahme einer schwingenden Wand.
der Nullwertskurven. Die nach oben geöffneten, sind
' die zeitlich konstanten Nullwertskurven. Hinter dem
= Schirm liegt das Gebiet der rein fortschreitenden
' Wellen.
Der Vergleich mit Bild 10 zeigt die Identität beider
Plıotographien. Nur ist in Bild 24 die Front der un-
mittelbar vor der Wand sich ausbildenden stehenden
Wellen größer: Die Wandbreite beträgt ein Viel-
faches des ins Wasser eintauchenden größten Radius
des Resonators des Bildes 10.
34 74,
Die hellen Streifen liegen in Abständen von gr
vor der Wand.
8
IV. Zusammenfassung.
1. Es werden mittels Wasserwellen Analogien zu
elektromagnetischen Strahlungsvorgängen unter-
sucht und diskutiert.
2. Durch Ansetzen der Gleichungen. transversaler
Schwingungen werden eine Reile besonders
charakteristischer Fälle analytisch und graphisch
behandelt.
3. Es wird eine Anordnung beschrieben, die ein Ana-
logon zu einer im elektrischen Wechselfeld befind-
lichen abgestimmten Sonde gibt. Die primären
Wasserwellen erzeugt ein in das Wasser perio-
disch eintauchender Ball. Von diesen Wellen wird
ein abgestimmtes mechanisches System, das künst-
lich entdämpft ist, angestoßen. Besteht zwischen
den primären Wasserwellen und dem schwingungs-
fähigen mechanischen System Resonanz, so sendet
dieser Resonator selbst sekundäre Wellen aus.
4. Da die gewünschten Resonanzschwingungen nur
in kurzen Zeitmomenten auftreten, wird eine neu
gebaute Apparatur beschrieben, die den Resonator
mechanisch mit dem primären Sender koppelt. Die
Phase zwischen. dem. Resonator- und dem primären
Sender .kann: beliebig.. geregelt werden. Das
Wasserbassin, das einen. durchsichtigen Boden be-
sitzt, wird von. oben. beleuchtet ..und die ge-
brochenen Strahlen von einem. Schirm: aufgefangen
und die entstehenden Bilder photographiert. Die
Auslösung des Photographenapparates in den ge-
wünschten Zeitmomenten geschieht automatisch.
Um die Reflexion der Wasserwellen an den
Rändern des Bassins zu ‚vermeiden, wurden die
Ränder abgeflacht.
5. Es wird die Brechung‘ ‘des Lichtes durch die
Wasserwellen diskutiert und es werden die
Momentbilder am Schirm aus den Höhenlinien-
bildern abgeleitet. Insbesondere wird auf den Zu-
sammenhang zwischen Zeit- und Momentphoto-
graphien hingewiesen.
6. Durch Zeit- und Momentphotographien werden die
im theoretischen Teil behandelten Interferenzfälle
bildlich dargestellt und die Übereinstimmung der
theoretischen und praktischen Ergebnisse gezeigt,
Als Ergänzung werden noclı die Wellenbilder an
einem Spalt sowie bei einer schwingenden Wand
photographiert und besprochen.
Es ist mir eine angenehme Pflicht, Herrn Prof. Dr.
M. Dieckmann für die vielen Anregungen zur
vorliegenden Arbeit, sowie für die Ausführung der
notwendigen Apparate in den Werkstätten der Draht-
los - telegraphischen und Luftelektrischen Versuchs-
station Gräfelfing, zu danken.
(Eingegangen am 6. Juni 1929.)
Gerhard Gresky:
ŘS
RichtcharaKkteristiKen von Antennenkombinationen,
deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden.
Von Gerhard Gresky, Berlin-Tempelhof.
Inhaltsübersicht:
I. Einleitung.
ll. Formeln und Hilfsmaterial
Charakteristiken.
III. Kombinationen zweier in der
schwingung erregter Antennen.
a) Serienstellung zweier Antennen mit einer zu-
sätzlichen Kunstphase von 180°.
1. Kombination zweier in der ersten Ober-
schwingung erregter Antennen.
2. Kombination zweier in der zweiten Ober-
schwingung erregter Antennen.
b) Parallelstellung zweier Antennen
sätzliche Kunstphase.
1. Kombination zweier in der ersten Ober-
schwingung erregter Antennen.
2. Kombination zweier in der zweiten Ober-
schwingung erregter Antennen.
IV. Kombination zweier in verschiedenen
schwingungen erregter Antennen.
a) Serienstellung zweier Antennen mit einer zu-
sätzlichen Kunstphase von 180°.
b) Parallelstellung zweier Antennen ohne zu-
sätzliche Kunstphase.
V. Kombination dreier Antennen.
VI. Allgemeine Zusammenfassung.
zur Ermittlung der
gleichen Ober-
ohne zu-
Ober-
I. Einleitung.
Zur Erzielung gerichteter Charakteristiken in der
Horizontalebene bedient man sich der Kombination
zweier oder mehrerer Antennen. Sind diese Anten-
nen in der Grundschwingung erregt, so erhält man
die maximale Energie für Strahlen, die in der Hori-
zontalebene verlaufen, während für geneigt einfal-
lende Strahlen die Energie mit wachsendem Einfalls-
winkel abnimmt, um für einen Einfallswinkel von 90°
zu Null zu werden. Über derartige Richtcharakteristi-
ken sind Untersuchungen namentlich von Esau’),
Bouthillon?), Mesny’) und Chireix')
angestellt worden. Eine systematische Behandlung
von Kombinationen zweier oder mehrerer, ungerich-
teter oder gerichteter Antennen und eine übersicht-
liche Beurteilung der dabei erzielten Charakteristiken
hinsichtlich ihrer Richtschärfe enthalten die Arbeiten
von A. Esau.
Antennen, die in höheren harmonischen Schwin-
gungen erregt werden, zeigen scharfe Richtcharakte-
ristiken in der Vertikalebene. Berechnungen und
experimentelle Untersuchungen über die Strahlung
derartiger Antennen finden sich in Arbeiten von
1) A. Esau, Richtcharakteristiken von Antennen-Kombinationen
Jahrbuch für drahtlose Telegraphie u. Telephonie 27, S. 142,
1926; 28, S. 1 und 147, 1926.
2) L. Bouthillon, L’optique et telegraphie sans fils. L'onde
electrique 4, S. 287, 1925; 5, S. 577, 1926; 6, S. 97, 1927.
3) R. Mesny, L’onde électrique 6, S. 181, 1927.
4) H. Chireix, Emission des ondes courtes par antennes dirigées.
Radioélectricité, Bulletin Technique, 1924, Nr. 64.
Abraham’), v. d. Pol°),, Levin und Young’)
und Bergmann’). Bei Verwendung solcher An-
tennen als Sendeantennen erfolgt die Strahlung je
nach der Ordnungszahl der Schwingung, in der die
Antenne erregt ist, unter bestimmten Neigungswinkeln
zur Horizontalebene, was vor allem bei Verwendung
kurzer Wellen von Vorteil sein kann. Der Zweck
der vorliegenden Arbeit soll es sein, Kombinationen
derartiger Antennen zu untersuchen, die neben den
Richtcharakteristiken in der Vertikalebene
solche in der Horizontalebene zeigen werden. Dab:i
hat die Untersuchung gleichmäßige Gültigkeit für
Senden und Empfang. Man wird also beim Senden
die unter bestimmten Neigungswinkeln zur Horizontal-
ebene erfolgende Strahlung außerdem noch in der
noch |
|
t
|
Horizontalebene begrenzen können oder beim Emp- '
fang nur unter bestimmten Neigunzswinkeln und aus
bestimmten Richtungen einfallende Strahlen emp-
fangen können.
Il. Formeln und Hilismaterial zur Ermittlung
der Charakteristiken.
Für die vorliegende Untersuchung sollen zunächst
folgende vereinfachende Annahmen gemacht werden:
1. Die Amplituden in den verschiedenen Stron-
bäuchen längs der linearen Antennen seien
gleich.
2. Die Charakteristik der einzelnen Antenne sei
unbeeinflußt durch den Erdboden.
Die erste Annahme liegt allen über dieses Gebiet
angestellten Berechnungen zugrunde und hat naclı
experimentellen Untersuchungen von Bergmann‘)
zur Folge, daß infolge der in den Strombäuchen längs
der Antenne abnehmenden Amplituden die Amplituden
in den Richtcharakteristiken teilweise kleiner und
teilweise größer sind, als nach der unter der ver-
einfachenden Annahme aufgestellten Theorie zu er-
warten ist, während Maxima und Minima der
Charakteristiken ihrer Richtung nach erhalten bleiben.
Die zweite Annahme ist streng nur erfüllt für hori-
zontale Antennen, die genügende Entfernung vom
Boden haben, wie es bei den Versuchen von Bereg-
mann zutrifft. Der Einfluß des Erdbodens auf die
Charakteristiken vertikaler Antennen, namentlich in
Abhängigkeit ihrer Entfernung vom Boden, ist in der
Arbeit von Levin und Young berücksichtigt und
untersucht. Mit Hilfe der in dieser Arbeit angegebenen
5) M. Abraham, Eigenschwingungen des stabförmigen Erregers.
Ann. d. Physik, 66, S. 435, 1898. Funkentelegraphie und
Elektrodynamik, Physik Zeitschrift, 22, S. 329, 1901.
6) B, van der Pol junr., Ueber die Wellenlängen und Strahlung
mit Kapazität und Selbstinduktion beschwerter Antennen.
Jahrb. f. drahtl. Telegr. 13, S. 217, 1918.
7) S.A. Levin und C.J. Young, Field distribution and radiation
resistance of a straight vertical unloaded antenna radiating
at one of its harmonics. Proceeding of the Inst. of Radio
Eng. 14, S. 675, 1926.
8) L. Bergmann, Messungen im Strahlungsfelde einer in Grund-
und Oberschwingungen erregten stabförmigen Antenne, Ann.
d. Physik, 82, S. 504, 1927.
|
l
i
i
r.
Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen, deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden.
Formeln für die Charakteristiken lassen sich dann
auch leicht diese Fälle auf die vorliegende Arbeit
übertragen.
Die Charakteristiken der einzelnen Antennen seien
in Polarkoordinaten dargestellt durch die Funktionen
r, =r, (la, ß, y)
To 5T» (a. ß: y),
wobei a den Winkel bedeutet, den die Strahlrichtung
“mit einer in der Horizontalebene als fest an-
. genommenen Richtung bildet, p den Neigungswinkel
. gegen die Horizontalebene und y den Winkel, .um
“den die Polarisationsebene aus der normalen Lage
: herausgedreht ist.
ui Für die Charakteristik der Kombination mehrerer
„Antennen erhält man, wenn œ die einer Wellenlänge A
entsprechende Kreisfrequenz bedeutet,
R=r, (a en a ala B, y) sin (ot + p) +
3 (a, Ê, y) sin (+) +... ?
„ wobei yx die Phasendifferenz zwischen der ersten
. und der (x + 1) ten Antenne bedeutet.
In Anlehnung an die Arbeiten Esau’s sei auch
= hier zwischen Serien- und Parallelstellung der An-
. tennen unterschieden, wobei für die Serienstellung die
in der Horizontalebene als fest angenommene Rich-
tung mit der Verbindungslinie der Antennen zu-
- sammenfällt,
während sie für die Parallelstellung
senkrecht auf dieser steht.
S- (iza, sinas COA) to “Con P dA Parallelstellung
Bild 1.
7 Abhängigkeit der Phasendifferenz zweier Antennen vom Neigungs-
Și .
h
N
|
'- differenzen zwischen den Antennen nach
winkel 8 bei verschiedenen Winkeln a.
Unter diesen Gesichtspunkten haben die Phasen-
Esau
folgende Werte:
.. . . i ady
für die Serienstellung px = j cosa cos ß,
„en sina cos ß,
'; wobei d, den Abstand zwischen der ersten und der
aa + 1)ten Antenne bedeutet.
Diesen „natürlichen“ Phasendifferenzen lassen sich
“noch „Kunstphasen“ zufügen, die sich am einfachsten
t in Beträgen von 0° und 180° erzeugen lassen.
für die Parallelstellung 9. =
m Um die Charakteristiken beliebiger Kombinationen
= von beliebigen Antennen ohne urnständliche Rech-
133
nungen ermitteln zu können, soll eine graphische Me-
thode Anwendung finden. Sind die Charakteristiken
der einzelnen Antennen bekannt, so findet man die
Charakteristik ihrer Kombination durch vektorielle
Addition der Einzelcharakteristiken unter Berücksich-
tigung der für die entsprechenden Winkel zwischen
den einzelnen Antennen bestehenden Phasen-
differenzen.
Es soll zunächst ein übersichtliches Material zu-
sammengestellt werden, an Hand dessen man die
Charakteristiken der Kombinationen leicht ermitteln
kann.
IPAGNBEBENENE
0
20 v0 60 JO 100 120 Io 160 160 200 220 240 260 280.308 J20 140 3s,
Paf (S) = 280s
Bild 2.
Umrechnung der Phasendifferenz von Bogenmaß in Winkelgrade.
Zur einfachen Bestimmung der Phasendifferenz
zwischen zwei Antennen ist in Bild 1 die Abhängig-
keit der natürlichen Phasenverschiebung œ vom
Winkel p für verschiedene Winkel a und ein Ab-
standsverhältnis der Antennen von dl} = 1 für Serien-
und Parallelstellung graphisch aufgetragen. Für ein
beliebiges anderes Abstandsverhältnis d/A hat man
dann nur den aus der Kurve gefundenen Wert für g mit
d/} zu multiplizieren. Bild 2 gestattet es, die so im
Bogenmaß gefundene Phasenverschiebung in Winkel-
graden auszudrücken.
Die Charakteristiken der einzelnen Antennen sind
nach Abraham für solche, die in ungeraden har-
monischen Schwingungen erregt werden:
cos LT in gp
os f k
für solche, die in geraden harmonischen Schwingungen
erregt werden:
1 nī Jt
"gerade == Q COS y ° R oL sin | — sin f],
"ungerade — A COS y: c
wobei n die Ordnungszahl der Schwingung bedeutet.
Im folgenden sollen nur Kombinationen von An-
tennen betrachtet werden, die in der zweiten und
dritten harmonischen Schwingung erregt werden, da in
noch höheren Schwingunzen errcgte Antennen ein
ähnliches Verhalten wie diese zeigen werden.
Die Charakteristiken dieser beiden Antennenarten
sollen hier noch wiedergegeben werden:
B | 0° 10° 20° 30° 35° 40° 47° 50° 60° 70° 80° 90°
n=?! 0 0,53 0,94 1,16 1,19 1,17 — 1,05 0,82 0,55 0,27 0
n=3| 1 069 0,04 0,82 — 1,30 1,10 1,39 1,20 0,84 0,41 0
134
Die Drehung der Polarisationscbene aus ihrer nor-
malen Lage bewirkt für die Einzelantenne und ebenso
für die Kombination mehrerer Antennen eine Ver-
minderung der Amplitude im Verhältnis des Kosinus
des Drehwinkels, hat aber auf die Form der ent-
stehenden Charakteristik keinen Einfluß. Im folgenden
soll deswegen der Winkel y immer zu 0° angenommen
werden, d. h. es soll die Voraussetzung normal
polarisierter Wellen gemacht werden.
Die Charakteristiken für die Kombinationen zweier
Antennen sind nur in einem Quadranten dargestellt,
da sie ja in den übrigen vollkommen symmetrisch zu
diesem verlaufen. |
Il. Kombination zweier in den gleichen
Oberschwingungen errester Antennen.
a) Serienstellung zweier Antennen mit
einer zusätzlichen Kunstphase
von 180.
Die allgemeine Formel der Charakteristik lautet
für diesen Fall:
R =r (a, ß,y) sin ot
2ad
» +r(a,fp,y)sin [o -+ ~ cosa cos p- a)
In der Vertikalebene treten Nullstellen auf, wo die
Einzelantennen bereits Nullstellen besitzen, und außer-
dem für cos a cos p = Q, also für die ganze Ebene
a = 90°. In der Horizontalebene hat man unabhängig
von dem Neigungswinkcl p, sofern für diesen nicht
die Strahlung der Einzelantenne verschwindet, Nul-
stellen nur für a = 90° und 270°. In der Vertikalebene
wird die Maximalamplitude erreicht, wenn für den
Winkel f, für den die Charakteristik der Einzel-
antenne cin Maximum hat und der mit Amax bezeich-
net werden soll, die beiden Antennen eine natürliche
Phasenverschiebung von 180° haben, d. h. wenn
2ad ; l ;
= ,— COS a COS Pmax = wird. Die Ebene, in der
v
diese Maximalamplitude auftritt, ist also gegeben
1
=a ,. O s, wenn nur
2 dj} CoS oie
ist.
>
2 ~ 2 cos fmax
Unter diesen Bedingungen wird die Maximalamplitude
doppelt so groß wie die der Finzelantenne. Für
kleinere 4/7 wird die größte Amplitude immer unter-
halb dieses Wertes liegen.
höchsterzielbare
Amplitude für cin Abstandsverhältnis d 2=
l 2 cos Pmax
erreicht. In diesem Fall hat man in der Horizontal-
cbene für Strahlen nyi dem Neeuneswinkel, unter
dem die Maximalamplitude erreicht wird, nur zwei
Maxima Du 0° und 180°, während man in alleu
anderen Fällen, für die die Maximakunplitude überhaupt
crreicht wird, vier Maxima in der Horizontalebene
erhält. Es hat deswesch die Charakteristik, für die die
Maximalamplitude in die Ebene 4«=0° füllt, gegen-
über den anderen gewisse Vorteile.
In der Ebene «=0° wird die
Gerhard Gresky:
Da die Kombination zweier in der Grund-
schwingung errester Antennen schon in der erwälin-
ten Arbeit Esau’s enthalten ist, soll hier gleich zur
Kombination von Antennen, die in Oberschwingungen
erregt sind, übergegangen werden.
l. Kombination zweier in der ersten Oberschwingung
erregter Antennen.
In Bild 3 sind die Charakteristiken für die Einzel-
antenne und für die Kombination zweier Antennen bci
&
RS)
Zah
DIA 0°
a La
n= 2, X =0, P varıabe] einzelne Antenne
ne / FF 74
Sra N Ya
on... 1/2? 061
menu dhe I
Bild 3.
Bild 3 bis Bild 12. Serienstellung: zweier Antennen.
verschiedenem Abstandsverhältnis d/A in der Vertikal-
cbene a=0" dargestellt. Die Maximalamplitude in
dieser Ebene ergibt sich, da für die erste Ober-
schwingung Smas = 35° ist, für ein Abstandsverhältnıs
— 0,61. Für diesen Fall liegt das
von dern
2 cos 35”
Maximum bei dem gleichen Neigungswinkel 8 wie für
die Einzelantenne. Für andere d/} sind die Maxima
nach größeren oder kleineren Winkeln verschoben.
Zwischen den beiden Antennen herrscht eine
` è "no . zi Pi
PPlıasenverschiebung von 360 , wenn die natürliche
Phasenverschiebung 180° beträgt, d. h. für a = 0° bei
2ad
, l
bei cos p= — --.-, Für diesen
À 2 dji
Winkel 8 wird bei einem bestimnten d/} das Maxi-
mum erreicht, sofern nicht auf Grund der mit der
ntiernung Von Bmax sinkenden Amplitude der Charak-
teristik der Einzelantenne das Maximum bei einem
neigungswinkel auftritt, der dem Winkel Bmax näher-
Hcet, als der nach der Phasenbedingung errechnete.
cos» =x oder
Es wird aber jedenfalls, wenn dA < -—-—- -—
ı 2cos Pmax
Maximum der Charakteristik der Kombination nach
= 1
kleineren Winkeln £ und wenn d/l > ——— ist
. 2 cos [mar
nach größeren Winkeln 2 verschoben sein. Diese
Uberlegung findet man auch in Bild 3 bestätigt.
ist, das
Zur Beurteilung der Richtschärfe der Kombina-
tionen sind analog zur Arbeit Esau’sin Tabelle I
die Verhältnisse der Amplituden für verschiedene
Winkel 3, gerechnet von dem Winkel aus, unter dem
das Maximum auftritt, zur Maximalamplitude einge-
Te
135
Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen, deren einzelne Elemente in Öberschwingungen erregt werden.
tragen. Dabei sind mit + die Winkel bezeichnet, die
j
f
“ größer als may mit — solche, die kleiner sind.
Tabelle 1.
_ Einzelant.| d2 = 14, | dè =; Wa =061] da=
2 zen; 006 0,96 0,86 0,90 0,87
$ r3 max
a deee g 0,92 0,64 0,69 0,50
r3 max
en. 057 0,68 0,41 0,37 0,15
r3 max
= 0). 3S 0,22 (0,13) (0,16) 0,00
r? max
E, „0,88 0,86 0,87 0,87 0,83
ro max
aia Ap 35 0,48 0,63 0,59 0,50
ra max
80 BE O 0,00 | (0,26) (0,16) 0,20
r? max
A / / / / 0,03
r3 max
30°
FIR)
TERN
NS
EIN
KEE
0°
.n=2, H= ohra” 061 z A
=... a=60°
Die Richtschärfe ist für die Kombinationen, ab-
gesehen von solchen mit kleinem d/}. z.B. djl = 1⁄4
besser als für die Einzelantenne. Sie ist außerdem
verschieden auf beiden Seiten des Winkels, unter
dem «die Maximalamplitude auftritt. Am besten ist sic
unter den betrachteten Fällen für dA =1.
Da zur Erzielung einer möglichst großen Ampli-
“ tude ein Abstandsverhältnis der beiden Antennen
unterhalb des Wertes d/A = . ungünstig ist
2 COS Pmax
und außerdem auch die Richtschärfe schlechter wird,
so sollen hier zwei Fälle näher untersucht werden,
von denen man günstige Resultate erhoffen kann, und
zwar einmal die Kombination für ein Abstandsver-
hältnis d/A= T cos Å ma?
ebene für Strahlen mit dem Neigungswinkel, für den
das Maximuin erreicht wird, nur zwei Maxima vor-
handen sind, und dann für ein Abstandsverhältnis
für das in der Horizontal-
“ dA = 1, für das in der Vertikalebene a = 0° unter den
betrachteten Fällen die schärfste Charakteristik er-
halten wurde.
2 cos Pias
In Bild 4 sind für das Abstandsverhältnis d/å =
l :
= 0.61 die Charakteristiken in den Vertikal-
ebenen a = 0°, 20° und CV’ cingetragen. Tabelle 2
enthält zur Beurteilung der Richtschärfen in den ver-
schiedenen Vertikalebenen die erwähnten Amplituden-
verhältnisse.
v,
x
VEN
2
ZN
a 2a j
n=2, A =0,61, x variabel, =-=- B=35
——/): 60°
Bild 5.
Tabelle 2.
| | | ei a = 60°
2 tI] 090 | 0.90 0,93
ri max i
era 0,69 0,69 0,71
r3 max
Den) 1,2087 0,38 0.465
r? max
"3 = -1% 087 | 0,90 0,79
T? max
X > E 0,60 0,47
r3 max
e oe 0.16 0,15 0,00
r3 max
EESE s 2 7/14
Bild 6.
Die Richtschärfen sind auch hierbei wieder ver-
schieden nach den beiden Seiten des Winkels, unter
dem das Maximum eintritt, und unterscheiden sich in
den verschiedenen Vertikalebenen nicht erheblich von-
einander. Die Maximalamplitude wird mit wachsen-
136 Gerhard Gresky:
dem Winkel a immer kleiner. Dieses Verhalten zeigt
noch deutlicher das Bild 5, in der die Charakteristiken
in der Horizontalebene für Neigungswinkel von 8 =
35°, unter dem die maximale Strahlung auftritt, und
8 = 60° dargestellt sind.
Ein etwas anderes Verhalten zeigen die Charak-
teristiken für ein Abstandsverhältnis d/A = 1, das
Bild 6 für die Vertikalebenen «=0°, 30° und 60°
zeigt. Hier ist keine beständige Abnahme des Maxi-
mums mit wachsendem a vorhanden, da ia das abso-
lute Maximum nicht in der Vertikalebene a = 0° ein-
u . .. . PEN l
tritt, sondern in der Ebene für die cosa=57 TACOS Bmax
< 1 . . EA o ld
= 2 cos 35 = 0,61 ist, d. h. ın der Ebene a — 52 25
für einen Neigungswinkel 8 = 35°.
Je nach dem Neigungswinkel $ erhält man in der
Horizontalebene Charakteristiken mit zwei Maxima
und zwei Nullstellen (Bild 7, g = 60°) oder mit vier
Maxima, wobei außer den immer auftretenden Null-
stellen bei a = 90° bzw. 270° noch zwei Minima bei
a=0" und 180° auftreten, die z. B. bei einem Nei-
gungswinkel von 8 = 30° ~ 41% der Maximalampli-
tude betragen (Bild 7, 8 = 30°).
Die Maxima in den Vertikalebenen liegen nicht bei
dem gleichen Neigungswinkel £, sondern verschieben
sich mit wachsendem a nach kleineren Neigungs-
winkeln hin. Diese Tatsache erkennt man auch durch
die Überlegung, daß eine Phasenverschiebung von
360°, also eine- natürliche Phasenverschiebung von
180°, dann zwischen den beiden Antennen herrscht,
2nd Zr ee TEON
wenn —7— COS a cos =x ist, also für eine beliebige
u a bei einem Neigungswinkel, für den cos 8 =
2d/icosa
der Nähe dieser Stelle wird das Maximum liegen,
d.h. aber, daß sich mit wachsendem a das Maximum
nach kleineren Winkeln £ verschiebt und daß diese
Verschiebung um so größer ist, ie größer das Ab-
standsverhältnis d/A ist. Das zeigt sich auch bei Ver-
gleich des Bildes 6 mit Bild 4, bei dem entsprechend
dem kleineren d/A die Verschiebung des Maximums
nur sehr gering ist. Die Richtschärfe in der Vertikal-
ebene für d/A=1 wird mit wachsendem a geringer,
wie aus Tabelle 3 zu entnelimen ist.
ist. An dieser Stelle oder wenigstens in
Ein Vergleich mit den Richtschärfen für d/å = 0.61
(Tabelle 2) zeigt, daß die Richtschärfe für d/A = 1 nur
in der Vertikalebene a =0° besser, in den anderen
Ebenen teilweise gleich, teilweise auch schlechter ist.
Tabelle 3.
a = 0° a = 30° a z860
"=+ 087 | 0,875 | 0,96
rß max |
?=+2%°| 0,50 055 | 0,77
TR max
re=+3°] 015 | 0,23 | 0,51
r8 max
210,083 0,92 0,83
rß max
=—-%° | 0,50 0,665 0,48
rR max
re = -30| 0,20 0,36 0,00
Yß max
Da in den Vertikalebenen bei verschiedenen Ab-
standsverhältnissen d/}2 keine erheblichen Unter-
schiede in den Richtschärfen vorhanden sind, so wer-
den vor allem die Charakteristiken in der Horizontal-
ebene maßgebend sein, wobei für d/} = 0.61 der Vor-
tcil darin besteht, daß fast für alle Neigungswinkel in
der Horizontalebene nur zwei Maxima vorhanden
sind, während sich z. B. für d/A=1 die Maxima mit
Änderung des Neigungswinkels stark verschieben und
außerdem in ihrer Zahl ändern.
2. Kombination zweier in der zweiten Oberschwingung
erregter Antennen.
Analog der Kombination zweier in der ersten
Oberschwingung erregter Antennen werden jetzt
EERS
RR
TILK
EZS
Kr
a 2a Ja
N=J, <= 0° P variabel eınzeine Antenne
----- ap = Ya
EN
rn Das g = l 735
nl ar Y = 7 NAN
Bild 8.
solche betrachtet, die in der zweiten Oberschwingung
erregt sind, von denen die Einzelantenne außer einem
Maximum bei #=47° noch ein kleineres bei g= 0°
besitzt.
In dem Bild 8 sind wieder in der Vertikalebene
a =0° die Charakteristiken der Einzelantenne und
der Kombination zweier Antennen bei verschiedenem
Richtcharakteristiken von Antennenkombinatlionen, deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden.
Abstandsverhältnis d/A eingetragen. Im allgemeinen
gilt das Gleiche, wie bei dem vorher betrachteten
Fall. Das größte Maximum in dieser Ebene tritt für
ein Abstandsverhältnis d/i = Jor — 0,735 auf.
cos 47
Es ist doppelt so groß, wie das der Einzelantenne und
b 2 $ .. l
liegt unter dem gleichen Winkel Smax. Für d/ TE
N
RTL
2a
0°?
d a Ja
n=3, A= 0735, variabel oa = 0°
-=X = 30’
A EEIN X = 60°
Bild 9.
verschiebt sich das Maximum nach kleineren, für
l H : ;
UA Sco ina nach größeren Neigungswinkeln. Da-
bei ändert sich das Maximum für 8 =0° in der Weise,
daß das größte Maximum auftritt, wenn für g= 0°
die natürliche Phasenverschiebung 180° wird, d. h.
a 2a
n=J, JE 0,735, x= variabe/
nn ——/3247?
=-=- = 60°
Bild 10.
2nd
für 7 5T, also für d/A = 2. Es verschwindet voll-
kommen, wenn die natürliche Phasendifferenz 360°
j 2nd
wird, also für > —2n oder d/A=1. Nullstellen
der Einzelantenne bleiben für sämtliche Kombina-
tionen erhalten. |
Nähere Untersuchungen der Kombinationen für
1
À 2 — = Î -
/ 2 COS Bmax und d/2 1 ergeben ein ent
137
sprechendes Verhalten wie bei den Kombinationen
zweier in der ersten Oberschwingung erregter An-
tennen. Bild 9 und 10 zeigen die Charakteristiken für
d/} = 0.735 in der Vertikal- und Horizontalebene. Im
allgemeinen, besonders auch für den Fall des größten
Maximums, erhält man in der Horizontalebene
Charakteristiken mit zwei Maxima. Für kleinere
9°
TREE
LER
017,08
. oO = 09°
- =- -= OC œ 30°
=. — -QX = 602
Bild 11.
Winkel treten mehrere Maxima mit dazwischen-
liegenden schwach ausgeprägten Minima auf.
Für dA=1 (Bild 11 und 12) sind die Charak-
teristiken in der Horizontalebene je nach dem Nei-
gungswinkel sehr verschieden. Man hat z. B. für
8 = 0° vier sehr scharf ausgeprägte Maxima (Bild 12)
mit vier dazwischenliegenden Nullstellen, dann solche
90°
N
A i
0°
2a Ja
G-1 avari g
N=3, 7A=1 avariabel f= 0
; =—--/3= 60°
Bild 12.
mit vier Maxima und dazwischenliegenden Minima
und für größere Neigungswinkel solche mit nur zwei
Maxima (Bild 12, 8 = 60°).
Im übrigen lassen sich die gleichen Betrachtungen
wie für den Fall der ersten Oberschwingung anstellen:
Verschiebung der Maxima in der Vertikalebene mit
wachsendem «a nach kleineren Neigungswinkeln hin
und zwar größere Verschiebung für größeres und ge-
ringere für kleineres d/A (vgl. Bild 11 und 9). Analoge
Beziehungen ergeben sich für die Richtschärfe.
138 Gerhard Gresky:
b) Parallelstellung zweier Antennen
ohne zusätzliche Kunstphase.
Die allgemeine Formel für diesen Fall lautet:
2ad
R =r (a, p,p sin wt +71 (a, P, y) sin (ot k sin a cos f)
In der Vertikalebene a =0° wird die Charak-
teristik R=2r, also unabhängig vom Abstandsver-
hältnis d/z. Die Richtschärfe ist daher in dieser Ebene
gleich der Richtschärfe der Einzelantenne und daher
geringer als für die Serienstellunz zweier Antennen.
Das Maximum in dieser Ebene ist immer das größte
überhaupt, ist doppelt so groß wie das der Einzel-
antenne und liegt unter dem gleichen Neigungswinkel.
Man hat also für die Parallelstellung in der Horizon-
talebene immer Charakteristiken mit nur zwei
Maxima. Nullstellen in der Vertikalebene treten da
auf, wo die Charakteristik der Einzelantenne solche
besitzt und außerdem, wenn die Phase zwischen den
beiden Antennen 180° wird, d. h. für
Dad
/
Von allen möglichen Fällen interessiert besonders
der, bei dem eine Nullstelle für a = 90° eintritt. Diese
Ebene ist aber im Gegensatz zur Serienstellunz keine
Nullebene, sondern es tritt nur eine Nullstelle für einen
sin a cos f = 7,
0°
a 2a Ja
N=2, WA i Zu 0,67, 2 variabel u,
--— -Q = 60°
=. O E GO
Bild 13.
Bild 13 bis Bild 16. Parallelstellung zweier Antennen.
l
Neigungswinkel auf, für den cos f — ET Je nach
dem Abstandsverhältnis d/} liegt diese Nullstelle bei
einem bestimmten Neigungswinkel.e. Man kann nun
das Abstandsverhältnis so wählen, daß in der Ebene
a=%0 eine Nullstelle für den Winkel £ eintritt, für
den in der Ebene a = 0° das Maximum liegt. Es muß
dann nur d/A= werden. Da dieser Fall
2 cos Pmax
in Bezug auf die erreichbaren Charakteristiken der
günstigste und eine ganz allgemeine Untersuchung zu
weitgehend zu sein scheint, sollen im folgenden nur
Kombinationen mit dem entsprechenden Abstands-
verhältnis untersucht werden.
1. Kombination zweier in der ersten Oberschwingung
erregter Antennen. d/) = 0.61.
Die Charakteristiken in der Vertikalebene für
a = 0°, 30°, 60° und 90° zeigt Bild 13. Man sieht, daß
für a := 90° die Strahlung nicht verschwindet, sondern
nur eine Nullstelle auftritt, die nach der Wahl des
Verhältnisses d/} bei 8 = 35° liegt, wo für a = 0° das
Maximum ist. Mit wachsenden: o verschiebt sich das
Maximum nach größeren Neigungswinkeln hin. Diese
90°
a
REES Er 60° l
E T i Serienstellung
Bild 14.
Verschiebung läßt sich auch wieder aus der günstig-
sten Phasenbedingung ableiten. Zwischen beiden An-
tennen herrscht eine Phasenverschiebung von 360°,
Jad: -
wenn —;— sin a cos ß = 2 x ist, also wenn cos f=
1
d/isin a
schiebung 360° für einen Neigungswinkel herrscht, der
mit wachsendem Winkel a wächst. Die entgegen-
gesetzte Verschiebung dieses Maximums im Vergleich
zur Scrienstellung erkennt man an dem Auftreten des
sin bei der Parallelstellung im Gegensatz zum cos bei
der Serienstellung.
Die Richtschärfe in der Vertikalebene wird mit
wachsendem a besser. Sie ist für a =0 ebenso groß,
wie für die Einzelantenne, ist also in dieser Fbene
geringer als für die Serienstellung.
Die Charakteristiken in der Norizontalebene sind
in Bild 14 für den Winkel $ = 35 , für den bei a =0°
das Maximum auftritt, und für 3 = 60° aufgetragen.
Zum Vergleich damit ist die Charakteristik aufge-
tragen, die man bei der Serienstellungz bei demselben
Abstandsverhältnis d/A und dem gleichen Neizungs-
winkel (#=35°) erhält. Aus diesem Bild und der
Tabelle 4 erhellt die große Ueberlegenheit der
Parallelstellung über die Serienstellung in Bezug auf
die Richtschärfe der Charakteristik in der Horizontal-
ist. Daraus sieht man, daß die Phasenver-
Tabelle 4.
ÄTT
ß=35° | B = 60°
Zr gpa
Serienst. |Parallelst. Serienst. | Parallelst.
reza | 0,97 0,69 0,90 | 0,87
Ya = 0° |
a ER [6] |
Ea 0,70 021 | 057 | 0867
Ya = 0° | N |
ZENEN N, NN
Nora ;
Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen, deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden. 139
ebene. Als Nachteil bleibt nur, daß für «= 90° bei
anderen Neisungswinkeln ein Strahlungsanteil übrig
bleibt im Gegensatz zur Seriensteilung, bei der in
dieser Ebene die Strahlung vollkommen verschwindet.
Da sich die Richtschärfen der Serien- und
Parallelstellung in der Vertikalebene nicht bedeutend
Ja
n=J, 9 Ss, P TIDS, /3 varıabel —— = a
—. lX=60°
Ban c = 90°
Bild 15.
unterscheiden, wird man, besonders wenn es sich um
Strahlung unter einem bestimmten Neigungswinkel
handelt, die Parallelstellung der Serienstellung vor-
ziehen.
28 | 0°
a 2a Ja
n=3, ÍA =0735,œ variabel! —— B=47°
---- 8:60°
- -f= 0°
Bild 16.
2. Kombination zweier in der zweiten Ober-
schwingung erregter Antennen. d/l = 0,735.
Die Kombination zweier derartiger Antennen
(Bild 15 u. 16) zeigt ein ähnliches Verhalten wie dic
zweier in der ersten Oberschwingung erregter An-
tennen: Verschiebung der Maxima in der Vertikal-
ebene mit wachsendem a nach größeren Neigungs-
winkeln hin und Vergrößerung der Richtschärfe mit
wachsendem a. Für «= 90° tritt wieder eine Null-
stelle auf für den Neigungswinkel, bei dem für «= 0°
das Maximum liegt. In der Ebene a = 60° tritt auch
noch eine neue Nullstelle auf. Man erhält’ in allen
den Vertikalebenen eine neue Nullstelle, für die
ist, und zwar liegt diese Nullstelle unter einem Win-
kel £, für den cos 8 = ist. Die Strahlung
2disina
für 8=0° ändert sich auch mit wachsendem «a. Sie
27d
À
verschwindet vollkommen, wenn sina = a
wird, d. h. im betrachteten Fall
l
oder sin a = 9 J)
1 `
en S ee
für sin a= 2.0735 — 0,68 oder für «=47 10°. Bei
den Charakteristiken in der Horizontalebene (Bild 16)
kann man daher. drei Arten unterscheiden:
I. Die Charakteristik für $£ = max., die für
a = 0° ein Maximum und für a = 90° eine
Nullstelle hat,
Charkteristiken für solche Neigungswinkel, für
die bei einem bestimmten Winkel « eine Null-
stelle auftritt. Diese Charakteristiken haben
neben dem Maximum bei «=0° ein zweites
Maximum mit dazwischenliegender Nullstelle.
Ein Beispiel hierfür stellt die Charakteristik
für 8 =0° dar, für die ein zweites Maximum
bei a = 90° liegt.
3. Charakteristiken für solche Neigungswinkel,
für die überhaupt keine Nullstelle vorhanden
ist und die nur ein mehr oder weniger aus-
geprägtes Minimum bei a = 90° aufweisen
(Bild 16, 6 = 60°).
Ueber die Richtschärfen im Vergleich zur Serien-
stellung gibt cin Vergleich der entsprechenden Bilder
16 und 10 sowie Tab. 5 Aufschluß.
to
Tabelle 5.
po
„man a, (a Na,
Serienst. | Parallelst.
5 Bi Serienst. |Parallelst.
a | 0,975 | 0,68 | 0,90 0,84
en 0,72 0,18 0,59 0,54
Ya = 0°
Zusammenfassung des ersten Teiles.
Es werden Kombinationen zweier Antennen, die
in den gleichen Oberschwingungen erregt werden, in
der Serien- und Parallelstellung untersucht.
Die übersichtlichen Verhältnisse ergeben sich da-
bei für ein Abstandsverhältnis d/} = =———— wo-
2 COS Pmax’ i
bei Bmax den Winkel bedeutet, für den die Einzel-
antenne ihr Maximum besitzt. Für dieses d/} ist die
Richtschärfe in der Vertikalebene für beide Arten
der Kombinationen größer oder mindestens ebenso
groß. als die der Einzelantenne, und zwar für die
Serienstellung etwas größer als für die Parallel-
stellung. Die Richtschärfe in der Horizontalebene ist
für die Parallelstellung bedeutend größer als für die
Serienstellung. Während aber für die Serienstellung
die Ebene a = 90° eine vollkommene Nullebene ist,
ist für die Parallelstellung nur eine Nullstelle für den
Neigungswinkel 8 vorhanden, für den bei a=0 das
Maximum liegt.
140
. Das Maximum in der Vertikalebene verschiebt
sich mit wachsendem a bei der Serienstellung nach
kleineren, bei der Parallelstellung nach größeren
Neigungswinkeln, und zwar ist diese Verschiebung
bei der Parallelstellung größer als bei der Serien-
stellung. Das Maximum für a = 0° ist in beiden
Fällen gleich groß und doppelt so groß wie das der
Einzelantenne.
H. E. Hollmann:
Da die Untersuchung der Kombinationen zweier |
in der ersten und zweiten Oberschwingung erregter
Antennen ein ähnliches Verhalten zeigt und außerdem
die Behandlung weiterer Fälle zu weitgehend er-
scheint, beschränkt sich die Untersuchung spezieller
Fälle auf die beiden vorgenannten, auf Grund deren
man leicht die Betrachtungen auf weitere Fälle aus-
dehnen kann. (Schluß folgt.)
(Eingegangen am 17. Juni 1929.)
Der EleKtronenoszillator als negativer Widerstand.
Von H. E. Hollmann., i
Physikalisches Instiut der Technischen Fochschule Darmstadt.
Inhaltsübersicht.
$ 1. Der negative Anodenstrom.
$ 2. Selbstmodulation des Elektronenoszillators.
$ 3. Sekundärelektronen bei negativer Anode.
$ 4. Elektronenschwingungen bei positiver Anode.
$ 5. Pendelrückkoppeleffekt durch Selbstmodu-
lation.
Bei normaler Betriebsweise einer Dreielektroden-
röhre, d. h. bei stark positiver Anode und schwach
positivem oder negativem Steuergitter, läßt sich die
Bewegung und Verteilung der Elektronen zwischen
den Elektroden leicht übersehen und durch mathe-
matische Gesetzmäßigkeiten erfassen. Demgegen-
über werden bei anormaler Betriebsweise die Ver-
hältnisse ungleich verwickelter, insbesondere bei
positivem Gitter und negativer Anode, der Brems-
feldschaltung von Barkhausen und
Kurz!), wo die Elektronenbewegung nicht mehr
stetig, sondern periodisch verläuft und in bekannter
Weise zur Entstehung kurzwelliger Schwingungen
Anlaß gibt.
S 1. Der negative Anodenstrom.
Diese Erscheinung ist auf die statische Kennlinie
einer Dreielektrodenröhre in Bremsfeldschaltung
nicht ohne Rückwirkung. So ist der trotz stark ne-
gativer Anode noch auftretende „negative“ Anoden-
strom, welcher der Anodenspannung entgegenfließt,
die Anodenbatterie also auflädt, allgemein als Kenn-
zeichen für das Vorhandensein von Elektronen-
schwingungen anzusehen. Fr findet eine Erklärung
darin, daß ein Teil der um das Gitter pendelnden
Elektronen eine „additive kinetische Energie“ erhält”)
und über die Potentialnullfläche, innerhalb der die
zendelnden Elektronen umkehren, hinaus zur Anode
hingetrieben wird’). Mit steigendem negativen
Anodenpotential rückt die Potentialnullfläche mehr
und mehr von der Anode fort, wodurch die Zahl der
1) H. Barkhausenund K. Kurz: Phys. Zschr. 21, S.1, 1920;
A. Scheibe: Ann. d. Phys. 73, S. 54. 1925.
s) S. J. Zilitinkewitsch: Arch. f. El. 15, S. 470, 1926.
3) Die Erklärung anderer Autoren, nach denen der negative
Anodenstrom nur während der positiven Halbperiode der Anoden-
wechselspannung auftritt, kommt bei „reinen“ Barkhausen-
Kurz Schwingungen, die ohne Mitwirkung eines äußeren Schwin-
gungskreises zu Stande kommen, nicht in Frage.
die Anode erreichenden Elektronen, und damit der
negative Anodenstrom stetig abnimmt.
Diese einfachen Verhältnisse ändern sich be-
trächtlich, wenn Gitter und Anode der Röhre auf die
aus dem Schema des Bildes 1 ersichtliche Weise mit
Bild 1.
Schema des Elektronenoszillators und Verlaui
Anodenstroms bei Verstimmung des Paralleldrahtsystems.
des negativen
einem Schwingungssystem verbunden sind, indem nun-
mehr die Elektronenbewegung nicht mehr allein von
den stationären, den Betriebsspannunzen entsprechen-
den Zwischenelektrodenfeldern belierrscht wird, son-
dern außerdem einer Einwirkung der im Schwingungs-
kreis induzierten und den Elektrodenzleichspannungen
überlagerten Wechselspannungen unterliegt. An
anderer Stelle ist gezeigt‘), wie diese Wechselfelder
einen Aufschaukelvorgang der Elektronenpendel-
frequenz bis zur Angleichung an die Resonanz- .
frequenz des Schwingungskreises herbeiführen, ein
Vorgang, der in Analogie zur bekannten Amplituden-
rückkopplung als „Frequenzrückkopplung‘“ zu be-
zeichnen ist).
Mit den durch die Frequenzrückkopplung hervor-
gerufenen Wellenänderungen ist eine beträchtliche
4) H. E. Hollmann: Ann. d. Phys. 86, S. 129, 1929; H.E.
Hollmann: Proc. Inst. Radio Eng. 17, S. 229, 1929. Vgl. auch
den Zusammenfassenden Bericht ds. Ztschr. 33, S. 73, 1929,
5) H. E. Hollmann: Elektr. Nachr. Techn. 6, S, 253, 1929.
i/
© Zunahme der Schwingungsenergie verbunden, was
darauf schließen läßt, daß durch die Steuerwirkung
der Wechselfelder eine größere Zahl von Elektronen
zu synchroner Pendelbewegung und zur Energie-
© lieferung herangezogen wird. Dies wird unmittelbar
- durch ein starkes Ansteigen des negativen Anoden-
stromes bestätigt, wie es aus der Kurve des Bildes 1
zu ersehen ist. Diese wurde erhalten, indem das
Paralleldrahtsystem durch Verschieben der Konden-
Unmittelbar
wurde.
"erlauf des negativen Anodenstroms als Funktion der Anoden-
pannung. Die gestrichelten Kurven ergeben sich beim Auftreten
von Modulationsschwingungen.
ach Ueberschreiten des Punktes B setzt die Fre-
juenzrückkopplung ein, und die Barkhausen-
(urz-Schwingungen gehen in die Gill- und
Morrell-Schwingungen über‘).
Der Einsatz der Frequenzrückkopplung und der
lamit verbundene Anstieg des Anodenstromes ist
uun nicht allein von der Abstimmung des Schwin-
‚ungssystems, sondern in gleicher Weise von der er-
egenden Barkhausen-Kurz-Frequenz ab-
ängig. und zwar verschiebt er sich nach umso
öheren Abstimmungsfrequenzen. je höher die ur-
prüngliche Frequenz liegt. Damit ist die Möglichkeit
egeben, die Frequenzrückkopplung ebenso wie durch
'erstimmen des Schwingungskreises durch Änderung
er Betriebsverhältnisse, praktisch der Elektroden-
leichspannungen, einzuleiten wobei in Verbindung
uit dem negativen Anodenstrom die Anodenspannung
a von besonderer Bedeutung ist.
' Für verschiedene Abstimmungen des Parallel-
rahtsystems sind in dem Bild 2 die Beziehungen
wischen Anodenstrom und Anodenspannung aufge-
ragen. Die Kurve A zeigt den bereits erwähnten
letigen Abfall des Stromes mit zunehmend negativer
pannung im Bereich reiner Barkhausen-Kurz-
chwingungen, der in dem Bild I durch denselben
uchstaben gekennzeichnet ist. Die Verhältnisse
ndern sich, wenn das Paralleldrahtsystem kurz vor
en Einsatz der Frequenzrückkopplung abgestimmt
ird. Diesen Zustand geben die Kurven B und ©
'ieder, die ebenfalls in dem Bild 1 entsprechend be-
9 Da an dieser Stelle nur die statischen Kennlinien von
'eresse sind, sei auf die verschiedenen Schwingungsbereiche
‘ht weiter eingegangen, sondern auf die früheren Veröffent-
hungen (1. c. 3) verwiesen.
Der Elektronenoszillator als negativer Widerstand,
141
zeichnet sind. Sie weisen zunächst gleichfalls eine
stetige Abnahme von {a auf, bis durch die Frequenz-
steigerung der erregenden Elektronenschwingungen
die Frequenzrückkopplung zum Einsatz kommt, was
sich in dem Anwachsen des Anodenstroms La äußert.
Die weitere Zunahme von Zu läßt a wieder abfallen.
Wird die Abstimmung des Schwingungssystems von
der für die Frequenzrückkopplung kritischen Reso-
nanzstelle entfernt, so ersieht man aus der Kurve C,
dass demgemäß auch eine stärkere Änderung der Er-
regerfrequenz, mithin eine höhere Anodenspannung
erforderlich ist, um die Frequenzrückkopplung wieder
einzuleiten. Schließlich findet im Bereich reiner
Gill- und Morrell-Schwingungen, der Kurve D
entsprechend, wieder ein stetiger Abfall des Stromes
statt.
$ 2. Selbstmodulation des Elektronenoszillators.
Der aus den Kurven B und C hervorgehende An-
stieg des Anodenstroms mit zunehmend negativem
oder allgemein mit abnehmend positivem Anoden-
potential zeigt, daß sich die Bremsfeldanordnung auf
Grund der Rückwirkung der Anodenspannung auf die
Modulslionskreis
Abb 3
Bild 3.
Schema des Elektronenoszillators mit Selbstmodulation.
Abstimmungsverhältnisse wie ein negativer Wider-
stand verhält. Wird daher, dem Schema des Bildes 3
entsprechend, in die Anodenzuleitung ein Schwin-
gungskreis beliebiger Frequenz gelegt (in dem Bild
durch Schraffierung hervorgehoben), so wird dieser in
seiner Eigenfrequenz angeregt. Liegt dieselbe im
akustischen Bereich, so können die Schwingungen
mittels eines in die Anodenleitung geschalteten Tele-
phons wahrgenommen werden. Beobachtet man den
Sender in einem auf die Elektronenwelle abge-
stimmten Empfänger, so zeigt sich, daß der Elek-
tronenoszillator mit der Eigenfrequenz des Resonanz-
Kreises moduliert wird.
Durch diese Modulation erfährt der Verlauf des
mittleren Anodenstromes gegenüber den statischen
Kennlinien des Bildes 2 eine sprunghafte Veränderung,
wie er in die Kurven B und C gestrichelt eingezeich-
net ist, wobei die Modulationsbereiche durch: Schraf-
fierung besonders hervorgehoben sind. Naturgemäß
handelt es sich nicht um reine Amplituden-, sondern
um Frequenzmodulation, : indem der : Öszillator
zwischen beiden Grenzzuständen des negativen
Widerstandes, nämlich den Barkhausen-Kurz-
und den Gill- und Morrell-Schwingungen,
oszilliert. Bei Wellenmessungen mittels eines Lecher-
systems sind die den beiden Grenzbereichen zugeord-
neten Wellenlängen nebeneinander nachzuweisen,
besonders leicht dann, wenn das Aufsuchen der Re-
sonanzmaxima auf dem Lechersystem bei nieder-
142
H. E. Hollmann: Der Elektronenoszillator als negativer Widerstand.
ee
frequent moduliertem Oszillator mittels Telephons
vorgenommen wird.
$ 3. Sekundärelektronen bei negativer Anode.
Neben den bisher behandelten. durch die Ab-
stimmverhältnisse verursachten Bereichen negativ en
Widerstands lassen sich im Verlauf der /„. Fa Kurven
weitere Stellen finden. an denen der Kurvenverlaui
fallend wird, und die in gleicher Weise ein in die
Anodenzuleitung zelertes Schwinzungssystem anzu-
regen und den Sender zu modulieren vermögen.
Außer von dem Abstimmzustand des Schwinzungs-
kreises sind diese Bereiche von einer Reihe weiterer
Faktoren abhängig, wie z. B. Gitterspannung, Heizung,
— 50E,
Bild 4.
Bereiche negativen Widerstands infolge Sekundäremission.
Gasgehalt usw., ohne daß sich übersichtliche und all-
gemein gültige Beziehungen für ihr Auftreten finden
ließen. Außerdem zeigten verschiedene Röhren der-
selben Type ein völlig abweichendes Verhalten,
auch bei ein und derselben Röhre waren die fallenden
Bereiche nicht absolut konstant. sondern ¿änderten
sich mit der Betriebsdauer. Als Beispiel sind in dem
Bild 4 einige an einer fabrikneuen „Schott“-Röhre
aufgenommene Kurven wiedergegeben, wobei die
Bereiche fallenden Stroms mit zunehmender Spannung
sowohl bei reinen Barkhausen-Kurz- als auch
bei reinen Gill- und Morrell-Schwingungen
auftraten. Die Kurve 2 zeigt zwei solcher Bereiche
hintereinander, während aus Kurve 3 deutlich hervor-
geht, daß die negativen Widerstandsbereiche außer-
halb des durch Frequenzrückkopplung bewirkten
Stromanstiegs liegen. Die Kurven wurden unter ver-
schiedenen Betriebsverhältnissen aufgenommen und
sind darum nicht ohne Weiteres miteinander zu ver-
gleichen.
Die Ursache für die vorliegenden Bereiche nega-
tiven Widerstands im Anodenkreis dürften Sekundär-
elektronen sein, welche von den auf die Anode auf-
prallenden und den negativen Anodenstrom ver-
ursachenden Elektronen aus dem Anodenmaterial los-
gelöst werden. Damit handelt es sich um eine
Dynatronwirkung bei negativer Anode, deren
Bremsfeld durch die Pendelbewegung der Elektronen
gewissermaßen kompensiert wird.
und
$ 4. Elektronenschwingungen bei positiver Anode.
Erhält die Anode ein positives Potential yon il
wenigen Volt, so verschwinden die „reinen“ Bark-
hausen-Kurz-Schwingungen sos ote ch Indesseı
zeigen sich bei Verstimmung des Pal Ban Ural.
systems noch Schwankungen des Anodenstromes, die
nur durch Hochfrequenzschwingungen verursach: .
werden können. Sie unterscheiden sich jedoch vor |
den sprunghaften Änderungen von Za bei Frequenz |
rückopplung durch einen gleichmäßigen Verlauf. Da-
bei steigt der Anodenstrom im Be reich geringe:
Ruheströme an, wie die Kurve 1 des Bildes 5 dar-
stellt, wogegen bei höheren Anoden-Spannungen ein
Absinken stattfindet. Innerhalb der durch Anderung
von a begrenzten Bereiche wird das Par: R
sem
system zu kräftigen Schwingungen angeregt,
Wellenlänge der Eigenwelle des
Fig.5.
Abstimmsystems
30 40 50 60 70 60 90 700 Don
Bild 5.
Schwingungsbereiche und Wellenlängen bei positiver Anode
entspricht, wie die in den oberen Kurven des Bilde
angegebenen Meßpunkte zeigen. Erst bei höher:
Anodenspannungen tritt eine merkliche Abweichur
auf. Insofern besteht freilich auch bei gering:
Anodenspannungen eine unmittelbare Beziehung zwi
schen den Schwingungen und den Elektrode:
potentialen, als sich die Schwingungsbereiche mit ze
nehmend positiver Anodenspannung nach länger:
Wellen hin verschieben. Bei höheren Anode:
spannungen fällt der Anodenruhestrom infol:
Sekundäremission in bekannter Weise ab. doch si;
auch in diesem Gebiet zunächst noch Schwingung.
zu beobachten (vgl. Kurve 4), die indessen mit weit:
zunehmender Spannung bald verschwinden. |
Die hier bei positiver Anode auftretenden Schwir
gungen, die eine gleichzeitige Abhängigkeit von dej!
an die Röhre angekoppelten Schwingungskreis un
den Betriebsverhältnissen aufweisen, düriten mit di
_
- Schwineungssystems erübrigt.
auf die
bereits von Gill und Morrell
elektronen zurückzseführten Schwinzungsform über-
vinstimmmen‘). insbesondere. als infolge der schon bei
negativer Anode zu bemerkenden Sekundäremission
cine starke Beeinflussung der Verhältnisse auch bei
schwach positiver Anode zu erwarten ist, was denn
auch bei höher positivem Anodenpotertial in der
statistischen Charakteristik zum Ausdruck kommt.
aul Sckundär-
S 5. Pendelrückkoppeleifekt durch Selbstmodulation.
Eine praktische Anwendung der Selbstmodulation
ergibt sich beim Empfang ultrakurzer Wellen mittels
des Elektronenoszillators, dessen Brauchbarkeit
mpfänger schon von Barkhausen und Kurz
(l. c. 1) angegeben worden ist. Durch Selbstmodulation
ın überhörbaren Frequenzbereichen läßt sich eine De-
trächtliche Steigerung der Empiangslautstärke cer-
zielen, wobei die Schaltung völlig dem Bilde 3 ent-
spricht. Die Einstellung erscheint zunächst sehr
schwierig. weil durch passende Wahl der Betriebs-
verhältnisse der Bereich negativen Anodenwiderstands
von der Senmdewelle vorgeschriebene AbD-
stimmung des Paralleldrahtsystems verschoben wer-
den mub. Praktisch ergibt sich jedoch durch die
Freauenzimodulation eine Verminderung der Selck-
tivität. so dab sich cine exakte Abstimmung des
In wall gerichteter
Telephonie mittels
als
Kurzwellentelegraphie oder
o Spiegeln dürfte die geringere Selektivitët dureh den
Gewinn an Emptindlichkeit und die bequeme Ein-
stellung und Abstimmung mittels des Anodenpotentio-
meters ausgeglichen sein.
Manfred von Ardenne: Eine einfache Methode zur Bestimmung der Röhrenkonstanten
E) Inhaltsiibersicht.
>
. Einleitung.
B. Beschreibung des Verfahrens.
s C. Fehlerquellen der Methode.
CD. Anwendungsbeispiele.
I. Zusanunenfassunsg.
` A. Einleitung.
1
Jl
Solange im Yaumladunessebtiet der Röhren-
vonalinie gearbeitet wird, ist die Kenntnis derienisen
Konstanten K von Bedeutung, dureh welche sich dig
Hlarstellen läht.
"&katloden 3
‚‚intersuchungen
Mnodenkennlinie in der Form der Kleg Dre”
Hierin ist » ein über einen weiten
Bereich konstanter Exponent, der für Aequipotential-
> beträgt und für direkt beheizte Kathoden
‘$esonders zu berechnen ist. (Siehe Abschnitt B, 2.)
Jie Konstante K bildet cinerseits ein für Kathoden-
wertvolles Maß für die Güte der
zsathode: andererseits ist die Kenntnis dieses Zahlen-
„wertes von Bedeutung bei der rechnerischen Ermitt-
Jung optimaler Durchgriffe auf Grund des Emissions-
Zusammenfassung.
Die Arbeit behandelt die in der Bremsfeldschaltung
ıiner Dreiclektrodenröhre mit anzckoppeltem Schwin-
cımeskreis vorhandene Beziehung zwischen Anoden-
spannung und dem .„negativen” Anodenstron. Ab-
hängig von den Abstimmverhaltmissen zeigt die
statische Charakteristik innerhalb begrenzter Bereiche
einen fallenden Verlauf. Infolge dieses negativen
Widerstandes werden in die Anndenzuleitung gelegte
Schwingungskreise angeregt und der Elektronen-
oszillator mit beliebiger Frequenz moduliert. Daneben
treten unreeelmäßie geringe Bereiche negativen
Widerstandes auf, die trotz negativen Anoden-
potentials durch Sekumdärelektronen erklärt werden
können. Die bei positiver Anode auftretenden kurz-
welligen Schwingungen stimmen mit den von Gill
und Morrell angegebenen und auf Sekundär-
emission zurückgeführten Elektronenschwingungen
überein. Eine praktische Anwendung der Selbst-
modulation ergibt sich beim Empfang ultrakurzer
Wellen. bei dem durch einen Pendelrückkoppeleffekt
eine beträchtliche Zunahme der Lautstärke zu er-
reichen ist.
Der Notgemeinschaft der Deutschen Wissenschaft,
die mir die Fortsetzung meiner Untersuchungen cer-
möcrlicht. bin ich zu großem Dank verpflichtet; ferner
danke ich meinem verehrten Lehrer, Herrn Prof. Dr.
H. Rau, für sein freundliches Interesse und die
bereitwilliee Ueberlassung der Mittel seines Instituts.
1) E.W.B.Gillu. J. H. Morrell: Phil. Mag. 49, S. 369, 1925.
(Eingegangen am 8. Juli 1929.)
Eine einfache Methode zur Bestimmung der Röhrenkonstanten.
von Manfred von Ardenne, Berlin.
gesetzes!), wobei K? in das Endergebnis als Faktor
eingeht.
Der nächstliegende Weg zur Bestimmung von K
ist die punktweise Ermittlung aus der a == f (esi) —
Charakteristik unter Zugrundelezung des analytischen
Emissionszesetzes. Diesem Verfahren muß eine Be-
stimmung des Durchgriffes vorausgehen. Die Steucr-
spannungen lassen sich dann durch gleichzeitige Auf-
nalıme von eg und ea berechnen, wobei man im all-
gemeinen durch das Arbeiten bei der Gittervorspan-
nung Null und Aufnahme der „== f(e,)—Charakte-
ristik cine gewisse Vereinfachung erzielt.
B. Beschreibung des Veriahrens.
Das vorliegende Verfahren ermöglicht es, ohne
cine Bestimmung des Durcheriffes die Röhren-
konstante zu messen. Der dabei vorherrschende
Grundgedanke besteht darin, durch Einschaltung
I) Ein Beispiel für eine derartige Rechnung an Hochfrequenz-
verstärkern mit Widerstandskopplung siehe in der Arbeit:
„Aperiodische Verstärkung von Rundfunkwellen“ von M, v. Ar
denne, ds. Jahrbuch 33, S. 166, 1929, Heft 5.
144
eines Widerstandes in den Anodenkreis die Anoden-
spannung schließlich sehr nahe zu Null werden zu
lassen, so daß es möglich wird, durch eine Extra-
polation denjenigen Punkt der Kennlinie, bei dem
exakt es: gleich eg wird, zu ermitteln. In Bild 1 ist
die Anodenstromkennlinie fa = f (eg) bei ohmscher
Belastung durch Ra sowie ihre en aus der
la
$ a
4 Bu ‚[ Ala
N
SS
9
Q
VE-
Re N Aa
—
Bild 1.
Zur Extrapolation der Arbeitskennlinie
=f (eg) für Ra = 0 dargestellt.
Da der Anodenstrom den Grenzwert tagr = R. nicht
a
Kurzschlußkennlinie ča
überschreiten kann, erfolgt kurz vorher ein Umbiegen
A die dann in dem Abstande 4 ia = tagr °
r
Ra + k,
eingeführte Restwiderstand AR,
10000 * 100000 Ohm?). Durch Vergrößerung des
äußeren Anodenwiderstandes A. läßt sich die
Ordinatendifferenz 4 ia beliebig klein halten. Gleich-
zeitig findet bekanntlich eine Streckung der ursprüng-
lichen Kennlinie für Eae = 0 statt, so daß es mit größer
werdendem AR. immer leichter wird, die gemessene
Kennlinie über den oberen Knick hinweg geradlinig
bis zum Schnittpunkt P mit der Grenzparallele zu
extrapolieren. Die Abszisse a von P ist ein Wert
der Abszissenachse parallel läuft. Der hier
schwankt zwischen
a
| Ra
in die Emissionsgleichung fa = K -e,ı" eingesetzt, den
gesuchten Wert für K ergibt.
Je nachdem, ob direkt oder indirekt geheizte
Kathoden untersucht werden, gestaltet sich die An-
wendung des Verfahrens verschieden.
1. Indirekt geheizte Kathoden:
Bei Aequipotentialkathoden gilt die Beziehung:
der Steuerspannung, der zusammen mit tagr =
la = K- est? ;
daraus folgt hier:
K = Ea Amp. Volt ” 3
= Ra di? p-
2) Vgl. hierzu M. v. Ardenne:
jere irket: Verlag R. C. Schmidt.
Der Bau von Widerstands-
2. Auflage, S. 40 und 41.
Manfred von Ardenne: Eine einfache Methode zur Bestimmung der Röhrenkonstanten.
n
pa
Da der Restwiderstand indirekt beheizter Röhre?
im allgemeinen besonders niedrig ist, kann mit R,'"
ohne Schwierigkeiten bis auf etwa 100000 Ohr
heruntergegangen werden, ohne daß der Abstand 4i%
zwischen Maximalstrom und Grenzstromwert zu"
groß wird.
2. DirektgeheizteKathoden: |
H
Solange es nur auf einen Vergleich der Güten j,
beider Kathodenarten ankommt, kann die Bestimmung |“
von K durch Benutzung eines Bayer-Schottky-|*
Schalters ebenfalls unter Zugrundelegung des Drei-
halbegesetzes erfolgen. Der so gewonnene Wert
von K ist jedoch einer Berechnung des optimalen
Durchgriffes oder anderer elektrischer Daten nicht
zugrunde zu legen. Für die Anodenstromkennlinie
gelten vielmehr die Beziehungen (s. Abschnitt C):
la = Da Est? al + Fa) er | für ez > 0 (1)
0,4
a (m eu) i für | ese | < | Enr |, est <0 al
bei Anschluß an das positive Fadenende und
5
PPE |i -(1- 2)" türeu> E> 00
Er est
0, N
la = E, i = für En > est >0 (4) |
bei Anschluß an das negative Fadenende. Enr ist da-
bei die Fadenspannung.
Die Ausführung der Messung geschieht nach
Schaltung Bild 2. Die Kurzschlußtaste T überbrückt
den Restwiderstand der Röhre und ermöglicht die
; E
Bestimmung des Grenzstromwertes tagr =
Re "i
Bild 2. \
Versuchsanordnung
C. Fehlerquellen der Methode.
Fehlerquellen der Methode sind folgende:
l. Ablesungsfehler: Bei gegebener Ge
nauigkeit der Zeichnung nach Bild 1 steigt die Ablese-
genauigkeit mit zunehmendem a bzw. čagr. Es ist
daher Ra möglichst klein zu wählen, wodurch gleich-
zeitig der Schnittwinkel zwischen den Geraden
wächst. Die Extrapolationsgenauigkeit sinkt anderer-
seits mit wachsendem Abstand zwischen CGrenzstrom- `
wert und Maximalstromwert, setzt also der Ver-
kleinerung von Fa eine Grenze, zumal bei kleinem R `
die Kennlinie nicht mehr genügend geradlinig ver- `
läuft. Praktisch wird zur Erreichung großer Genauig- '
keiten die Messung bei mehreren verschiedenen |‘
Anodenwiderständen und evtl. bei Anschluß an das
m
durch Einführung der Anlaufspannung e; erfaßt.
‚äßt sich
an ee EN = un"
ositive und negative Fadenende getrennt ausgeführt
.nd über die Einzelergebnisse gemittelt.
. 2. Heizstromschwankungen: Aenderun-
„en der Kathodentemperatur kommen besonders bei
-ıdirekten Kathoden mit hoher Heizleistung als
‘ehlerquellen in Betracht. Bei direkten Kathoden
ndert sich X mit der wirksamen Fadenlänge.
3. Widerstände: Die Anodenwiderstände
. nüssen möglichst temperaturunabhängig und der Be-
astung gewachsen sein, der sie bei direktem An-
‚chluß an die Anodenbatterie ausgesetzt werden.
Ja ın 10" Amp i
e
Va
(7)
2)
Mo
©
Fa
| TUUA
-5 25 .5
Bild 3.
Messungen an REN 1104 K.
4. AustrittsgeschwindigkeitderElek-
:ronen: Die Temperaturgeschwindigkeit der Elek-
ronen an der Kathodenoberfläche wird zweckmäßig
Sie
im Einzelfalle messen und bedeutet eine
‚Vergrößerung der Röhrenkonstanten im Verhältnis
Diese Korrektur ist nur bei sehr
2 Est
:1-+-— =) A
kleinen Steuerspannungen anzuwenden.
4 Bei der Auswertung für direkte Kathoden ist
vzu bedenken, daß die in Bild 2 angeführten Emissions-
-zesetze nur für den Fall gelten, daß die Heizspannung
i
eine lineare Funktion der Fadenkoordinate ist. In-
iolge der nicht konstanten Fadentemperatur (End-
Mitteilungen aus der Praxis.
145.
Aufheizung) bedeutet dies eine An-
Abkühlung,
näherung.
D. Anwendungsbeispiele.
Es wurden unter anderem folgende Messungen
angestellt:
I. Telefunken Röhre REN 1104 K. Indirekt beheizte
Kathode: 3,5 Volt, 1,1 Ampere. Das Ergebnis der
Messungen siehe Bild 3. Im einzelnen findet man:
maximale Grenzstrom ia gr ai
SUNENE: Steuerspannung | 10-5 Amp. a ( Amp.vol 2
l 3 13,2 2,59.104
2 2,66 12,4 2,89.104
3 2,53 ` 10,0 2,48. 10—4
4 2,16 7,5 2,37.10-4
Ergebnis: K = 2,57.10% (Amp. Volt?) + 7%.)
Il. Telefunken Röhre RE 054. Direkt beheizte
Kathode: 3,5 Volt, 0,08 Ampere, Ee = 150 Volt. Ge-
messen wurde:
a) Anschluß an positves Fadenende: tagr = 4,27
-10-° Amp.; es = — 1,92 Volt. Daraus folgt nach
ne (2) von Abschn. B2: K = 1,19.10—* [Anıp.
Volt-"?].
b) Anschluss an negatives Fadenende; tagr =
5,3.10-" Anp.; es = + 1,74 Volt. Daraus folgt nach
Gleichung (4) von Abschnitt B 2:K = 1,16.10”* Amp.
Volt-"*,
Die Übereinstimmung ist befriedigend.
E. Zusammeniassung.
Zur Bestimniung der Röhrenkonstanten wird die
Kennlinie fa = f (eg) bei Ra Ohm aufgenommen und
et ne E
geradlinig bis zum Schnitt mit der Geraden: dag —n
a
verlängert. Aus den Koordinaten a,?agr des Schnitt-
punktes wird durch Einsetzung in die Kennlinien-
gleichung, die für direkte und indirekte Kathoden an-
gegeben wird, die Röhrenkonstante ermittelt. Es
werden Messungen mitgeteilt, bei denen das Ver-
fahren für mehrere Anodenwiderstände ausgeführt
und somit eine Genauigkeitsangabe möglich wird.
3) Mittlerer quadratischer Fehler. Bei Verwendung hoch be-
lastbarer Hochohmwiderstände Ka läßt sich dieser Fehler erheb-
lich reduzieren. Bei den Messungen standen nur kleinere Wider-
stände mit 0,1 Watt Belastbarkeit zur Verfügung, die bereits um
100°/, überlastet wurden.
(Eingegangen am 11. Juli 1929.)
Mitteilungen aus der Praxis.
Nadir-Netzanschluß-Röhrenvoltmeter.
Von Herbert Reibedanz, Berlin.
Bei Forschungsarbeiten und bei Arbeiten im Be-
.triebe wird heute schon besonderer Wert darauf ge-
i legt, daß auch schwierige Messungen in kürzester Zeit
„erfolgen können. Schnellste Betriebsbereitschaft, be-
.‚Queme Handhabung und sofortige Ablesemöglichkeit
„sind daher die Forderungen, die an moderne Meß-
instrumente zu stellen sind. Die Na dir abteilung
der Deuta-Werke hat eine Röhrenvolt-
meterkonstruktion mit Netzanschluß
und direkter Eichung nach Manfred von
Ardenne herausgebracht, die den genannten
Forderungen weitgehend entspricht.
146
Herbert Reibedanz: Nadir-Netzanschluß-Röhrenvoltmeter.
Die Schaltung des Nadir-Instrumentes zeigt
Bild 1. Die Gleichrichtung erfolgt als Anodengleich-
richtung mit kapazitiver Ueberbrückung des ohmschen
Anodenkreises. Die Abmessungen sind so gewählt,
daß der Zeiger des anzeigenden Gleichstrominstru-
mentes sich schnell genug auf den Endwert einstellt
und andererseits die Eichung für alle Frequenzen über
etwa 50 Hertz in den Grenzen der Ablesegenauiskeit
gilt. Infolge der durch den kapazitiven Kurzschluß
des Anodenkreises verhinderten Rückwirkung besteht
an der Eingangsseite als Belastung nur die statische
1107A
220v~
Bild 1.
Schaltung des Nadir-Instrumentes.
Gitter-Kapazität, die ohne Zuleitung etwa 5 cm be-
trägt. Der ohmsche Eingangswiderstand des Instru-
mentes ist erheblich größer als 10° Ohm, solange dem |
Instrument die . seinem Meßbereich entsprechenden
Wechselspannungen zugeführt werden. Das Nadir-
Instrument wird in zwei Typen gebaut, die sich nicht
in der Schaltung, sondern lediglich in der Dimensio-
nierung der verschiedenen Teile unterscheiden. Die
empfiindlichere Type, deren Abmessungen in Bild 1
eingetragen sind, umfaßt einen Meßbereich von
0,2—3,5 Volte, während die unempfindlichere Type
einen Meßbereich von etwa 1—12 Volt umfaßt. Die
k
ung
u far
vuu
Wa fin2anıs
Bild 2. ,
Spiegelskala des Netzanschluß-Röhrenvoltmcters.
Spiegelskala mit der Eichung für die zweite Type
gibt Bild 2 wieder.
Die genaue Eichung setzt voraus, daß das Instru-
ment seine charakteristischen Daten auch bei längerenı
Betrieb nicht ändert. Durch Verwendung der
Anodengleichrichtung mit relativ hohem Anoden-
widerstande ist sowohl der Netzanschlußteil wie die
Röhre des Voltmeters so unterbelastet, daß auch bei
längerem Betriebe keine Aenderungen zu befürchten
sind.
Um den Betrieb aus dem Lichtnetz zu ermög-
lichen, wurde eine Korrektion angebracht, die die be-
treffenden auftretenden Spannungsschwankungen aus-
zugleichen gestattet. Als Indikator für die Einstellung
der Korrektionen wird das ohnehin erforderliche
Gleichstrommessinstrument benutzt. Das Gleich-
strominstrument ist so eingestellt, daß bei ausgeschal-
tetem Instrument der Zeiger außerhalb des Sicht-
bereichs steht. Erst nach Einschaltung der Netz-
spannung rückt der Zeiger in den Sichtbereich und
stellt sich auf einen meist von dem Nullpunkt der
Eichskala verschiedenen Wert ein. Sobald der Kor-
rektionswiderstand (W in Bild 1) so eingestellt wird.
daß der Zeiger über dem Nullpunkt der Eichskala
steht, sind die Netzspannung und mit ihr alle am
A
Bild 3.
Netzanschluß-Röhrenvoltmeter mit direkter Eichung,
öhrenvoltmeter bestehenden Spannungen so korri-
siert, daß die genaue Eichung der Skala gilt und die
Messung beginnen kann. Infolge der erwähnten
Unterbelastung aller Teile des Röhrenvoltmeters kam
auch bei falscher Bedienung des Korrektionssrifies
keine Schädigung des Instrumentes eintreten. Das be-
schriebene Nadir- Netzanschluß - Röhrenvoltmeier
zeigt die Photographie Bild 3. Das Arbeiten mit dem
Röhrenvoltmeter, das wohl bereits als ein technisches
Instrument angesehen werden darf, gestaltet sich so
angenehm, daß es zweckmäßig erscheint, es nicht nur
für die Messung von Hoch- und Niederireauenz-
wechselspannungen zu benutzen, sondern auch die
Strommessungen mit Ihermoelement und Galvano-
meter in Spannungsmessungen überzuführen.
Merten O |
ee | ui V, A E © EEE. «Ei
Patentschai. 2 147
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Hochfrequenzmaschine.
D.R.P. 477831 u. 478789, Klasse 21a’, Gruppe 5
Lorenz), Pat. vom 29. Oktober 1926 bzw. 12. De-
zember 1926, ausgegeben am 14. Juni 1929 und
I. Juli 1929.
Bei Verwendung von Hochfrequenzmaschinen in
Verbindung mit Frequenztransformatoren zur Er-
zeugung kleinerer Wellen treten störende Trillertöne
auf, die durch relative Schwankungen vom Rotor zum
Stator und Vibrieren des Gehäuses verursacht wer-
den. Erfindungsgemäß sollen diese Störungen da-
durch beseitigt werden, daß die Vibration des Ge-
häuses um die Rotationsachse auf ein Mindestmaß
reduziert wird. Dies soll z. B. dadurch erreicht wer-
“den, daß die Maschine auf das sorgfältigste ausbalan-
ziert wird, indem Dämpfungsmassen (Quecksilber)
am Gehäuse angebracht werden oder mit dem Ge-
häuse rotierende Einrichtungen verbunden sind, die
ähnlich wie bei der Schlick’schen Ausbalanzie-
rung von Schiffsmaschinen die Erschütterungen des
Gehäuses unterdrücken sollen. Im Zusatzpatent
478789 wird vorgeschlagen, den Rotor der Hoch-
Sn außerhalb des Gehäuses zu lagern.
Piezo-Einrichtung.
D.R.P. 480 110, Klasse 2la', Gruppe 8 (Eberhard,
|Radiofrequenz), Patent vom 3. September 1926, aus-
„gegeben am 29. Juli 1929, |
Bild 1—7.
| Die Erfindung betrifft Vorrichtungen zur Sichtbar-
© machung der Schwingungen eines Piezokristalles mit-
tels gaszefüllter Röhren, die in der Nähe des Piezo-
© kristalles angeordnet sein sollen. Die Bilder 1—7 zei-
ogen verschiedene Ausführungsformen. Bei der in
Bild 1 dargestellten Anordnung ist die gasgefüllte
Röhre R zwischen Piezokristall ? und ciner Elek-
trode 2 angeordnet. In Bild 2 ist die Elektrode 2 im
Innern einer Einbuchtung der Röhre R untergebracht.
In Bild 3 befindet sich die eine Elektrode 2 im Innern
der Röhre. Bei Bild 4 ist die Röhre mit Hilfselek-
troden 3, 4 versehen, die mit den Elektroden 1, 2 des
Piezokristalles verbunden sind. In Bild 5 bildet die
eine Hilfselektrode 3 im Innern der Röhre zugleich
die zweite Elektrode des Piezokristalles. In Bild 6
sind die Hilfselektroden 3, 4 außen auf der Glaswand
der Röhre angeordnet. In Bild 7 sind noch weitere
Steuerelektroden H im Innern der Röhre angeordnet.
Bei allen diesen Anordnungen soll die Röhre durch
die piezoelektrischen Schwingungen zum Aufleuchten
gebracht werden.
Fadingbeseitigung.
D.R.P. 480853, Klasse 21a’, Gruppe 46 (Tele-
funken), Patent vom 7. September 1926, ausgegeben
am 8. August 1829,
2
In--(Jı
E,
Ig
m ior
Ez
Bild S.
Zur Fadingbeseitigung am Empfangsort mittels
einer Horizontal- und einer Vertikalantenne wird
vorgeschlagen, die Anordnung so zu treffen, daß die
Schwingungen jeder Antenne zunächst gleichgerichtet
und die niederfrequenten Schwingungen einem ge-
meinsamen Empfänger zugeführt werden. Eine solche
Anordnung zeigt Bild 8. Die beiden Antennen 1 und
2 sind mit je einem Empfänger E, und E, gekoppelt,
deren Anodenkreise mit dem gemeinsamen Empfänger
gekoppelt sind.
Piezo-Modulation.
Brit. Pat. 312444 (Grammaphone Comp. Ltd.,
Whiteler, Eccles. 29. März 1928), veröffentlicht am
30. Mai 1929,
Bild 9.
Bei der in Bild 9 dargestellten Anordnung ist ein
Piezokristall P zwischen die Pole eines Elektro-
magneten M gelagert, dessen Erregerspule L mit dem
niederfreuuenten Modulationsstrom gespeist wird.
Der Piezokristall P lagert auf einer Isolierunterlage /
und besitzt auf beiden Seiten durch Versilberung her-
gestellte Elektroden E, denen die zu modulierende
Hochfrequenz zugeführt wird.
148
Tasteinrichtung.
D.R.P. 480 199, Klasse 21a, Gruppe 16 (Tele-
funken), Pat. vom 3. Februar 1926, ausgegeben am
29. Juli 1929,
Zum Tasten von Hochfrequenzkreisen verwendet
man Tastschalter, durch die eine Selbstinduktion im
Hochfrequenzkreis ein- und ausgeschaltet wird. Diese
Anordnung hat den Nachteil, daß der Tastschalter
sehr hohe Ströme zu führen hat. Erfindungsgemäß soll
ein besonderer Tastkreis mit der Selbstinduktion des
Hochfrequenzkreises induktiv gekoppelt werden.
T.
£ Er
——TIIIM —>—
d
Bild 10.
Zweckmäßig sind im Tastkreis Abstimmittel L, C ein-
geschaltet, wie dies Bild 10 zeigt. Bei geöffnetem
Tastschalter T ist die Selbstinduktion d mit ihrem
vollen Betrag wirksam. Schließt man den Tast-
schalter T, so kann bei geeigneter Abstimmung er-
reicht werden, daß die Klemmspannung der Drossel d
ganz oder nahezu null ist, d. h. sie verhält sich so, als
ob sie kurzgeschlossen ist. Die Tastströme werden
auf diese Weise erheblich verringert.
Röhrensender.
D.R.P. 480 694, Klasse 21a*, Gruppe 16 (Tele-
funken), Patent vom 27. März 1928, ausgegeben am
7. August 1929,
Beim Tasten fremdgesteuerter Röhrensender be-
steht die Gefahr, daß beim Tasten einer Stufe die
Anodenspannung für die anderen Stufen, insbesondere
für den Steuersender nicht konstant bleibt, so daß
Frequenzschwankungen auftreten. Dies wird dadurch
verminden, daß Lastausgleichsröhren in den Tast-
pausen eingeschaltet werden. Wenn es weniger auf
die konstante Belastung der Anodenstromaquelle als
auf die Konstanthaltung der Anodenspannung für die
Vorstufen ankommt, genügt ein kleineres Lastaus-
gleichsrohr, das parallel zur Vorstufe liegt, wie dies
Bild 11 zeigt. Die Lastausgleichsröhre A liegt parallel
Bild 11.
zum Steuersender St und erhält ihre Gitterspannung
über eine Gleichrichterröhre G aus dem Hochfrequenz-
kreis N. Steuersender St und Lastausgleichsröhre A
erhalten die Anodenspannung über einen Vorwider-
stand W. Bei offner Taste T hören die Schwingungen
im Kreis N auf, so daß die negative Vorspannung an
der Lastausgleichsröhre A verschwindet. Durch die
Röhre A und somit durch den Widerstand W fließt
Patentschan.
dann ein stärkerer Strom, der im Widerstand einen
größeren Spannungsabfall verursacht, der so be-
messen wird, daß er die höhere Spannung an der
Anodenstromquelle ausgleicht.
Lichtelektrische Tasteinrichtung für Schnelltelegraphie.
D.R.P. 480 871, Klasse 2la’, Gruppe 14 (Marconi,
Brit. Priorität vom 6. März 1925), Pat. vom 6. März
1926, ausgegeben am 9. August 1929.
Zur Erzielung großer Uebertragungszeschwindig-
keiten für Schnelltelegraphie soll eine lichtelektrische
Zelle und ein Signalband verwendet werden, das
zwischen einer Lichtquelle und der lichtelektrischen
Zelle vorbeiläuft.e Zur Belichtung der Zelle sollen
hochfrequente Lichtimpulse verwendet werden, die
durch Speisung der Lichtquelle mit Hochfrequenz
oder durch hochfrequente Abblendung einer konstan-
ten Lichtquelle erzeugt werden.
Welleniilter.
D.R.P. 478866, Klasse 21a*, Gruppe 22 (Wigge),
Pat. vom 5. Juli 1927, ausgegeben am 2. Juli 1929,
Gemäß der Erfindung soll zur Unterdrückung un-
erwünschter Wellen ein zwei- oder mehrwelliges
Schwingungssystem in die Strombahn eingeschaltet
oder mit ihr gekoppelt werden. Bei der in Bild 13
dargestellten Anordnung liegt z. B. ein Kreis K, im
max min ma
‚Bild 12.
Antennenkreis, während ein zweiter Kreis K. mit dem
ersten Kreises gekoppelt ist. Für die beiden Koppel-
frequenzen f, und f (Bild 12) wird der Widerstand
sehr groß, während zwischen beiden Maxima ein sehr
Kı
Bild 14.
Bild 13.
scharfes Minimum liegt. Bei der in Bild 14 wieder-
gegebenen Anordnung ist ein zweiwellizes Schwin-
gungssysteem K,, K, mit dem FEmpfangeskreis
ge-
koppelt. Die Kondensatoren der einzelnen Schwin-
gungskreise des mehrwelligen Systems können auf
einer Achse angeordnet sein.
Kurzwellen-Sendeantenne.
Brit. Pat. 311 449 (Franklin, 11. Februar 1928). ver-
öffentlicht am 13. Mai 1929.
Die Erfindung bezweckt eine Verbesserung der in
Bild 15 dargestellten Antennenanordnung (Brit. Pat.
242 342), bei der im Abstand von einer viertel
; . s
- n a
Patentschau.
~ Wellenlänge von der Antenne A ein Reflektor R an-
- gebracht ist, der aus einzelnen Drähten besteht, die
. eine halbe Wellenlänge lang und voneinander isoliert
sind. Erfindungsgemäß sollen diese Drähte des Re-
flektors aus Drahtkäfigen oder Drahtgittern bestehen,
ı wie dies in den Bildern 16 und 17 dargestellt ist. Diese
. Reflektoren haben bei
A A
A A | A A
Bild 15. Bild 16. Bild 17.
gleichem Strahlungswider-
. stand eine geringere Selbstinduktion und einen ge-
. ringeren Verlustwiderstand, so daß eine erheblich
. schärfere Richtcharakteristik zu erzielen ist.
Sendeantennensystem.
D.R.P. 480 220, Klasse 21a*, Gruppe 66 (Radio
Corp., amer. Priorität vom 2. Juni 1927), Pat. vom
1. April 1928, ausgegeben am 6. August 1829.
Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zur Ver-
hinderung unerwünschter Strahlung aus einer An-
tennenzuführung. Bei der in Bild 18 dargestellten
Anordnung, bei der die Hochfrequenzenergie dem
Bild 18.
© Antennensystem über die Leitungen 6 und 12 zuge-
führt werden, hat sich gezeigt, daß die ersten Quer-
strahler 12 wegen der unrichtigen Phase des Energie-
KEN
flusses die Richtcharakteristik des Antennensystems
verbreitert. Diese unerwünschte Strahlung von
Speiseleitungen soll erfindungsgemäß dadurch be-
seitigt werden, daß sie abgeschirmt wird. Bei Bild 18
sind die Leistungen 12 zu diesem Zweck von einem
konzentrischen Rohr 14 umgeben, das ungefähr eine
halbe Wellenlänge lang ist. Anstatt des Rohres
können auch mehrere parallele Leiter verwendet
werden.
Richtantennensystem.
D.R.P. 480 201, Klasse 21a‘, Gruppe 46 (Hahne-
z mann), Pat. vom, 30. Oktober 1924, ausgegeben am
-~ 30. Juli 1929 (Zusatz zum Pat. 474 123).
- fläche
-< des
¿< strahles zurückgewọprfen wird.
Die Erfindung betrifft ein Richtantennensystem,
bei dem eine einseitige Richtwirkung dadurch er-
zielt werden soll, daß parallel zur Antennen-
eine Spiegelfläche angeordnet wird, so
jeder spiegelbildliche Strahl in die Richtung
zugehörigen jeweils beabsichtigten Richt-
Bild 19 zeigt eine
daß
149
derartige Anordnung, bei der parallel zur Antennen-
fläche 1, 2, 3, 4, 5 ein Schirm S angeordnet ist, der
aus zweckmäßig geerdeten Leiterreihen 6, 7, 8, 9, 10
besteht. Die Tiefe der Spiegel soll mindestens eine
halbe Wellenlänge betragen. Die einzelnen Drähte in
1®
2® eœ e œ
JA e o °
„oe e œ
O ®
Bild 19.
benachbarten Leiterreihen sind zweckmäßig gegen-
einander versetzt.
Peileinrichtung.
D.R.P. 477614, Klasse 21a‘, Gruppe 48 (Tele-
funken), Pat. vom 9. Februar 1928, ausgegeben am
11. Juni 1929.
Beim Peilen mit Drehrahmen stellt man diesen
senkrecht zur Wellenrichtung ein und verwendet zur
Aufhebung störender Rückstrahlung eine geeignete
Hilfsantenne. Zur Bestimmung des Richtungssinnes
verfährt man dann gewöhnlich so, daß der Peil-
rahmen um 90° gedreht und mit der Hilfsantenne
gleich- oder gegenphasig zusammengeschaltet wird.
Bild 20.
Erfindungsgemäß kann diese Drehung des Rahmens
um 90° dadurch erspart werden, daß mit dem eigent-
lichen Peilrahmen A (Bild 20) ein zweiter um 90° ver-
setzter Rahmen B zusammengebaut ist, der zur Be-
stimmung des Richtungssinnes mit der Hilfsantenne
zusammengeschaltet wird.
Störbefreiung.
D.R.P. 474 974, Klasse 2la*, Gruppe 52 (Wiegel-
mann), Pat. vom 9. April 1926, ausgegeben am
12. Juli 1929.
Zur Beseitigung der Störungen, die bei Hoch-
frequenzübertragungen auftreten, ist vorgeschlagen
worden, die Störschwingungen doppelt und die
Zeichen einfach aufzunehmen und durch Gegenkopp-
lung die Störschwingungen auszuscheiden. Zu diesem
Zweck können z. B. von einer Sendestelle zwei
Trägerwellen ausgestrahlt werden, von denen die
150 Patentschau.
eine moduliert, die andere nicht moduliert ist. Nach-
teilig ist hierbei, daß die zweite unmodulierte Welle
nicht nutzbringend ist. Erfindungsgemäß soll nun
auch die zweite Welle ausgenutzt werden, indem
beide Trägerwellen gegenphasig moduliert werden, so
daß beim Empfang die Modulationsströme sich addie-
ren, die Störwellen sich dagegen aufheben. Eine
Bild 21.
solche Anordnung zeigt Bild 21, bei der die Modu-
lation der beiden Sender 1 und 2 durch ein Doppel-
mikrophon M erfolgt, während auf der Empfangsseite
ein Gegentakttelephon T verwendet wird.
Gleichwellen-Hochfrequenztelephonie.
D.R.P. 480 368, Klasse 21a, Gruppe 55 (Lorenz),
Pat. vom 27, Januar 1928, ausgegeben am 2. August
1929,
Bei der Gleichwellentelephonie treten bekanntlich
Interferenzstellen auf, in denen die Empfangslaut-
stärke störend beeinflußt wird. Man versucht, diese
Störungen dadurch zu beseitigen, daß man periodische
Aenderungen der Phase einer oder mehrerer Gleich-
wellensender vorgenommen hat. Es hat sich nun
herausgestellt, daß eine weitere Störung durch Inter-
ferenz der niederfrequenten Modulationen auftritt, die
die Empfangsgüte beeinträchtigt. Diese kann z. B.
dadurch hervorgerufen werden, daß die verschiede-
nen Gleichwellensender mit dem Aufnalımeraum
durch verschieden lange Modulationsleitungen ver-
bunden sind, wie dies z. B. bei der in Bild 22 darge-
stellten Anordnung der Fall sein würde, wenn der
Aufnahmeraum C nahe bei einem Sender B und weit
entfernt vom zweiten Sender A sich befindet. Er-
findungsgemäß sollen diese Störungen dadurch be-
seitiet werden, daß in die Niederfrequenz - Ueber-
tragungsleitungen a, b künstliche Leitungen einge-
schaltet werden, die so bemessen sind, daß die
Phasenunterschiede wieder ausgeglichen werden.
Leitungsgerichtete Hochfirequenzübertragung.
D.R.P. 479365, Klasse 2l1a*, Gruppe 59 (Perego,
Mailand), Pat. vom 24. April 1921, ausgegeben am
16. Juli 1929..
Zur Aufnahme der Hochfrequenzschwingungen bei
leitungsgerichteter Uebertragung verwendet man
zwei für Störschwingungen differential geschaltete
Schwingungskreise, die entweder induktiv mit dem
Empfänger gekoppelt sind oder in Reihe galvanisch |
so zusammengeschaltet sind, daß die Empfiangs-
vorrichtung zwischen beiden in Brücke liegt. Diese
Anordnung hat den Nachteil, daß der hohe Widerstand
des Empfangsapparates in die beiden Stromkreise
eingeht. Erfindungsgemäß soll dieser Nachteil dadurch
behoben werden, daß die beiden Schwingungskreise
=p u a
on
—— = a — m
— — am
L
Bild 23.
nicht nur die Kopplungsspulen L, und L, (Bild 23) ent-
halten, sondern noch eine Spannungsresonanz-
schaltung Ci, L,, bzw. C, L, enthalten.
Anzeige und Messung von Oberwellen.
D.R.P. 479 425, Klasse 21a‘, Gruppe 71 (Lorenz),
Patent vom 1. April 1926, ausgegeben am 24. Juli
1929,
Zur Anzeige und Messung von Ober- oder Neben-
wellen wird die in Bild 24 wiedergegebene Anordnung
vorgeschlagen, bei der die Anordnung so getroffen ist,
daß der Einfluß der Grundwelle auf den Wellen-
messerkreis M durch eine Differentialschaltung völlig
Bild 24.
kompensiert wird. Der Differentialkreis besteht aus
dem Abstimmittel L und C, einem Widerstand R und
dem Differentialtransformator L, Z—K, Ka’ Wird
L, C auf die Grundwelle sbrestinmi und R so ein-
geregelt, daß; er dem Verlustwiderstand der Kombi-
nation L, C entspricht, so heben sich für die Grund-
welle die Ströme in K,, K, auf, da sie in Z,, L. völlig
der Amplitude und Phase nach gleich sind. Für alle
anderen Frequenzen resultiert aber ein Strom. der auf
den Wellenmesserkreis M übertragen wird.
Entgasung von Röhren.
D.R.P. 479583, Klasse 21g, Gruppe 13 (Loewe),
Pat. vom 8. Mai 1924, ausgegeben am 17. Juli 1929,
Bei der Herstellung hoher Vakua in Hochemissions-
röhren zerstäubt man in der Röhre Leichtmetalle,
z. B. Magnesium, das die Restgase binden soll. Dabei
tritt der Nachteil auf, daß Leichtmetall bereits bei
Temperaturen verdampft, bei welchen die Metallteile
der Röhre noch nicht derart stark glühen, daß sie ihre
-e nn ———
‚ un nn in Bin
x Patentschau.
Jase völlig abgeben. Erfindungsgemäß sollen nun
‘_eichtmetallegierungen in der Röhre zerstäubt wer-
den, deren Verdampfungspunkt im Vakuum höher als
‘300 Grad liegt. Als geeignete Legierung kommt z. B.
“sine l0prozentige Calcium-Magnesium-Legierung mit
->inem Zusatz von 10 Prozent Aluminium in Frage.
_ Bildfernübertragung.
- D.R.P. 477 443, Klasse 21a', Gruppe 32 (Bartholo-
mew. Mc.Farlane — Brit. Prior. vom 16. Oktober
1922), Pat. vom 24. Dezember 1922, ausgegeben am
ll. Juni 1929.
1 Bei den gebräuchlichen Verfahren zur Bildüber-
-tragung wird für jeden abgetasteten Bildpunkt ein
besonderes Zeichen übermittelt, dessen besondere Art
die Tönung angibt. Erfindungsgemäß soll die zur
Uebermittlung erforderliche Zeit dadurch herabgesetzt
werden, daß die Uebermittlung nach zwei Wörtern
‚getrennt erfolgt, vo denen der eine die Tönung, der
“andere die Zahl der Bildpunkte angibt, die mit gleicher
"Tönung aufeinander folgen.
Bildzerlegungs- und Bildzusammensetzungs-
vorrichtung.
© D.R.P. 479 173, Klasse 21a', Gruppe 32 (Westing-
house, amer. Prior. vom 11. Mai 1927), Pat. vom
11. Mai 1928, ausgegeben am 13. Juli 1929.
© Die Erfindung betrifft eine Bildzerlegungs- bzw.
“ Zusammensetzungsvorrichtung, bei der eine sehr hohe
Zerlegungsgeschwindigkeit erzielt werden soll, ohne
-daß für die Bewegung der einzelnen Teile unzulässig
“hohe Geschwindigkeiten erforderlich sind. Erreicht
wird dies erfindungsgemäß dadurch, daß in den Gang
der Lichtstrahlen zwischen Bild und lichtempfindlicher
Bild 25.
Zelle zwei Prismen a, b (Bild 25) eingeschaltet wer-
den, die mit verschiedener Geschwindigkeit um-
„laufen. Der in der lichtempfindlichen Zelle zur Ab-
bildung gelangende Bildpunkt durcheilt auf dem wirk-
f lichen Bildgegenstand eine Spirale, und zwar wird die
- ganze Spirale von der äußersten Windung bis zur
„Mitte durchlaufen, die das eine Prisma braucht, um
eine halbe Umdrehung hinter dem anderen Prisma
| zurückzubleiben. Durch Regelung des Verhältnisses
‚der Geschwindigkeiten der beiden Prismen hat man
„es also in der Hand, jede beliebige Abtastgeschwindig-
“. keit einzustellen.
Bildzusammensetzung für Fernsehempfänger.
© D.R.P. 478864, Klasse 21a!, Gruppe 32 (Tele-
t funken), Pat. vom 1. Januar 1928, ausgegeben am
1'29, Juni 1929,
Ù Für Empfangszwecke bei der Bildübertragung sind
t” die Kathodenstrahlen besonders geeignet, weil sie mit
n einfachen elektrischen Mitteln leicht zu beeinflussen
+ sind. Besonders für Fernsehempfänger hat man des-
halb die Benutzung von Kathodenstrahlröhren, ins-
ki
)
151
besondere in der Form der Br a u n schen Röhre, vor-
geschlagen. Dabei zeigt sich, daß die doppelte Be-
einflussung desselben Kathodenstrahlbündels zur Bild-
zusammensetzung und Helligkeitssteuerung ihren
Zweck nicht erfüllen kann, da die Steuerung der Licht-
intensität die Elektronengeschwindigkeit ändert, so
daß die Ablenkung für die Abtastung nicht mehr ein-
deutig bestimmt ist. Erfindungsgemäß soll dies da-
durch vermieden werden, daß die Helligkeitssteuerung
durch ein anderes trägheitslos arbeitendes Organ, z.B.
durch eine Kerrzelle erfolgt.
Bildübertragung.
D.R.P. 480 365, Klasse 21a!, Gruppe 33 (Ritcheou-
loff), Pat. vom 22. Februar 1927, ausgegeben am
2. August 1929. |
Die Erfindung betrifft eine Vorrichtung zur Bild-
zerlegung bzw. Bildzusammensetzung, und zwar soll
ein photoelektrisch empfindlicher Punkt oder kleine
Fläche auf der Sendeseite in zwei aufeinander senk-
rechten Richtungen vibrieren, während auf der
Bild 26.
Empfangsseite ein fluoreszierender oder leuchtender
Punkt oder kleine Fläche synchron in zwei zueinander
senkrechten Richtungen vibrieren soll. Bei der in
Bild 26 dargestellten Ausführungsform sind zwei
Federn a und b vorgesehen, die mit den Enden ver-
bunden sind. Am Ende der Feder a befindet sich die
lichtempfindliche Zelle P bzw. der leuchtende Punkt.
Die beiden Federn werden durch getrennte Magnete
in zueinander senkrechten Ebenen zum Schwingen
gebracht.
Uebertragung synchroner Bewegungen.
D.R.P. 479599 (Lorenz), Klasse 2l1a!, Gruppe 32,
Pat. vom 22. Mai 1927, ausgegeben am 17. Juli 1929.
In vielen Fällen steht nur eine Synchronisierungs-
energie von geringer Stärke zur Verfügung, die auf
andere Einrichtungen synchron einwirken soll. Er-
findungsgemäß soll nun eine Verstärkung der
schwachen Synchronisierungsenergie dadurch erzielt
Bild 27.
werden, daß eine lichtelektrische Zelle, die in Ab-
hängigkeit vom Bewegungsunterschied der gesteuer-
ten und der steuernden Vorrichtung beeinflußt wird,
die gesteuerte Vorrichtung in Synchronismus hält.
Bei der in Bild 27 dargestellten Anordnung besteht die
steuernde Vorrichtung aus einer Scheibe 1, die durch:
ein Uhrwerk 2 oder dgl. angetrieben wird und die an
ihrer Peripherie periodisch aufeinanderfolgende durch-
sichtige und undurchsichtige Streifen besitzt, durch
welche die Lichtstrahlen einer Lichtquelle 3 zu einer
lichtelektrischen Zelle P gelangen. In den Gang der
Lichtstrahlen ist eine zweite Scheibe mit Streifen 4
eingeschaltet, die vom Motor M angetrieben wird, der
Die neuesten deutschen
Klasse
Nr. und |Ausgabe- Inhalt
Gruppe tag
*474974| 21a4/52 | 12.7.29 | Übertragungssystem
477377| 218/10 | 11.6.29 | Drehkondensator
*477443| 2l1al/32 | 11.6.29 | Bildfernübertragung
*477614| 21a4/48 | 11.6.29 | Richtungssinnbestimmung
477632| 21g/10 | 11.6.29 | Blockkondensator
477683| 21a4/72 | 12.6.29 | Antennenschalter
477754| 21a4/22 | 14.6.29 | Störbefreiung
*477831| 21a4/5 14.6. 29 | Hochfrequenzmaschine
477848| 21a?/36 | 14.6.29 | Wellenanzeiger
477889| 2121/58 | 15.6.29 | Befehlsübermittlung an Lokomo-
tiven
477911| 21g/4 15.6.29 | Johnsen-Rahbek-Relais
477985| 21 g/31 | 28.6.29 | Wellenfilter
478316| 21g/l 24.6.29 | Herstellung von Spulenkörpern
478394| 2121/64 | 25.6.29 | Antennanlage
478441| 218/13 4.7.29 | Röhre
478458| 21c/72 | 26.6.29 | Röhre
478575| 21 g/20 4.7.29 | Stromregelung für Röhren
478644| 21a?/21 | 29.6.29 | Kopfhörer
478645 | 21 a4/8 3.7.29 | Röhrensender
478664| 21 a4/51 2.7.29 | Sende-Empfangsanlage
478665| 2121/68 | 29.6. 29 | Spulenentkopplung
478736| 21g/12 | 10.7.29 | Röhre mit Edelgasfüllung
*178789| 21a4/5 1.7.29 | Hochfrequenzmaschine
478808| 21g/10 2.7.29 | Blockkondensator
*4178864| 21al/32 | 29.6.29 | Bildübertragung
*478866| 214/22 2.7.29 | Wellenfilter
478879| 21g/10 9.7.29 | Blockkondensator
478880| 21 g/10 0. 7.29 | Drehkondensator
478881 | 21 g/10 9.7.29 | Blockkondensator
*479173| 21al/32 | 13.7.29 | Bildübertragung
479234| 21a2/l 13. 7.29 | Lautsprechermembran
479265| 21al/29 | 16.7.29 | Verstärker
*479365| 21a4/59 | 16.7.29 | Leitungs- Hochfrequenztelegraphie
479366| 21a4,77 | 16.7.29 | Befestigung von Ableitungswider-
ständen
479368| 218/10 | 16.7.29 | Blockkondensator
479369| 21g/12 | 15.7.29 | Relaisröhre
*479425| 21a4/71 | 24.7.29 | Anzeige u. Messung v. Oberwellen
479513) 21g/10 | 17.7.29 | Einstellvorrichtung für Konden-
satoren
Referate.
im synchronen Lauf gehalten werden soll. Die licht ch
elektrische Zelle P beeinflußt über einen Verstärker
eine Wirbelstrombremse B am Motor M.
zustand muß eine gewisse Phasendifferenz der beide
Scheiben 1 und 4 vorhanden sein.
Im Ruhe
Aendert sich de
Synchronismus und damit die Phasendifferenz beide],
Scheiben, so erfolgt eine entsprechende Beeinflussun;
der Bremse B, die die synchrone Lage wiederherzı-
stellen versucht.
Hochfrequenz-Paten te.
Nr.
479580
*479583
*479599
479688
479740
479769
479786
479924
479959
479960
*480110
480112
*480 199
480200
*480 201
480 216
480217
480218
480219
*480220
480221
*480365
480366
*480 368
480369
480.376
480476
*480 694
480699
480818
480821
480 852
*480853
*480871
Klasse
und
Gruppe
21 a?/25
21g/13
21al/32
21g/12
21 g/10
21a‘/l
21a4/16
21 a4/22
21 24/46
21 a°/30
21 a4/29
21 a$/48
21 a41/66
21 at/66
21 a4/66
21 a!/32
21 a?/1
21 a1/55
21a4/71
21g/3
21 a1/29
21a4/16
21 g/10
21a°/5
21 a%/8
21a1/46
21 at/46
21 a4/14
480970| 21 g/10
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlicher referiert.
Referate.
P. O. Pedersen. Drahtlose Echos mit
langer Laufzeit. (Wireless echoes of long de-
lay.) Det Kgl. Danske Videnskabernes Selskab.
Mathematisk-fysiske Meddelelser IX, 5, S. 1—48, 1929,
1. Zuerst wird die Absorption von elektromagne-
tischen Wellen in einem homogen ionisierten Medium
erörtert ohne Berücksichtigung des magnetischen Fel-
des der Erde.
Ein solches Medium besitzt für Wellen von der
Kreisfrequenz & eine wirksame Dielektrizitäts-
konstante >
4 se 1
= 1— N —— -~ (elstat.
e=1—N el (elstat. C G S)
Ausgabe-
tag
17.7.29
17.7.29
17.7.29
20. 7.29
25. 7.29
27.7.29
29. 7. 29
27.7.29
29.7.29
25.7.29
29. 7. 29
31.7.29
29.7.29
1. 8. 29
30. 7. 29
31.7.29
31.7.29
39. 7.29
29. 7.29
N.
(ep)
oc
O
©
SOOFRAINE PAMTI!
DONODNDIDDINDND NNOYNNNN
SSBSSESSE OOS OOO
pa OC O0 O0 00:00:00 00" T0 D0 9 T NI
10. 8. 29
I n h a Ilt
Lautsprecherschaltung
Herstellung von Röhren
Bildtelegraphie
Gasentladungsröhre V
Kondensator [st
Wellenfilter R
Regler für Hochfrequenzmaschiner] !'
Wellenfilter d;
Abstimmkondensator ri
Spule Ni
Piezoeinrichtung .
Relais Fi
Tasteinrichtung N
Entkopplung von Schwingungs |v
kreisen
Richtantennensystem \
Spule \
Empfangseinrichtung mit Mehr-|'r
fachröhren n
Peilvorrichtung 4
Empfangsantenne .
Richtantennensystem $
Tragbares Empfangsgerät \
Bildübertragung ii
Lautsprecher
Gleichwellensender
Meßeinrichtung |
Erzeugung periodischer Be-
wegungen u
Empfangsschaltung |
Röhrensender
Kondensator
Mikrophon k
Röhrensender L
Mehrfach-Antennensystem
Fading-Beseitigung
Schnelltelegraphie
Kondensator
und ein wirksames Leitvermögen
0 ==
Ane? ;
u. o p (el. mg. CG S), fr
worin N die Anzahl der Elektronen im cm?, e und
Ladung bzw. Maße derselben und y die Zahl der Zu-
l
sammenstöße der Elektronen in der Sekunde isi.
Unter der Voraussetzung, daß y< w ist, wird p = 0i
N=N, = 3,14- 10. w*.
Die Phasengeschwindigkä ,
C oe mi i
v= (c = Geschwindigkeit im Vacuum, n = Bre- :
Referate,
153
[2
. hungsexponent des Mediums) ergibt sich aus
E? o\?, £
n = oe 22 Ba
y Vree
“nd daraus folgt die Gruppengeschwindigkeit (vgr)
A
zes nn
nt o 2
Außerdem gilt für den Absorptionskoeffizienten
Vgr —
2 mil;
TIT wobei in üblicher Weise e ”°* das Verhält-
=
is der Amplitude am Ende des Weges x zu der-
-nigen am Anfang desselben ist.
Bei der folgenden Diskussion kommt es nun dem
:/erfasser darauf an festzustellen, wie groß die Ab-
orption ist unter den Bedingungen, unter denen die
.iruppengeschwindigkeit sehr klein wird. Der Gedanke
„abei ist zu prüfen, ob die Auffassung (vgl. das Refe-
vzat van der Pol, ds. Jahrb. 33, 189, 1929) richtig
ein kann, daß die Echos mit langer Laufzeit durch die
‘ortpflanzung der Wellen in einer Atmosphären-
‚, chicht mit sehr kleiner Gruppengeschwindigkeit her-
--orgerufen werden.
Das Resultat ist: „Auch wenn
nan die Absorption nicht berücksichtigt, die die
“Nellen infolge der Zusammenstöße zwischen Elek-
„ronen
und neutralen Luftmolekeln erleiden, so
nüssen die Wellen doch schon infolge der Zusammen-
‚ töße zwischen Elektronen und den notwendigerweise
orhandenen Ionen*) so stark absorbiert werden, daß
“lie beobachteten Echos mit langer Laufzeit unmög-
“ich einen erheblichen Teil dieser Zeit in einer Elek-
‘ ronen-Ionen-Atmosphäre mit sehr geringer Gruppen-
seschwindigkeit zugebracht haben können.“
Á
2. Die zweite Frage, die untersucht wurde, ist die,
>b vielleicht solche Echos dadurch zustande kommen
„tönnen, daß sich die Wellen längs der Grenzfläche
zwischen einer stark ionisierten und einer nicht ioni-
sierten Schicht der Atmosphäre ausgebreitet haben.
Zine solche Art der Ausbreitung ist durchaus mög-
„ich, ohne daß die Absorption allzu große Werte an-
„zunehmen braucht (vgl. unten). Wenn man aber unter
»ler stark
ionisierten Schicht die Heaviside-
Schicht versteht, so ergeben sich daraus Folgerungen,
‚lie mit den bisherigen Beobachtungen nicht in Ein-
slang zu bringen sind.
3. Weiter wird die Möglichkeit besprochen, daß
lie Wellen in einer nicht ionisierten Atmosphären-
schicht sich fortpflanzen, die unten durch die Erd-
*) Im Zusammenhang dieses Abschnitts macht der Verfasser
larauf aufmerksam, daß in einem Medium, das nur Elektronen
:nthält, in dem also nur Zusammenstöße zwischen Elektronen
nd Elektronen stattfinden können, elektromagnetische Wellen
‚reine Verluste erleiden. Es besteht also für die Ausbreitung
"von Wellen ein wesentlicher Unterschied, ob die zusammen-
itoßenden Träger gleiche Masse und Ladung oder ob sie ver-
schiedene Masse oder verschiedene Ladung oder beides haben,
wie es beim Zusammenstoß zwischen Elektronen und lonen im
“allgemeinen der Fall ist.
Ferner wird gezeigt, daß Elektronenbänke, d. h. Atmosphären-
"schichten, in denen nur Elektronen in großer Zahl, z.B. N, = 105/cm3
* vorhanden sind, infolge der abstoßenden Kräfte zwischen den Elek-
>: Tonen nur ganz kurze Zeit existieren könnten.
Die Anwesen-
„elt von positiven Ionen in solchen „Bänken“ ist also unbedingt
notwendig.
oberfläche, oben durch eine stark ionisierte Schicht
begrenzt ist. Es war die Auffassung ausgesprochen
worden, daß die Echos mit langer Laufzeit einfach
darauf zurückzuführen sind, daß die Wellen in dieser
oben und unten leitend begrenzten Kugelschale viele
Male um die Erde herumlaufen, ehe sie als Echos
aufgenommen werden.
Der Verfasser weist nach, daß die Wahrscheinlich-
keit sehr gering ist, daß man auf diese Weise Echos
mit langer Laufzeit bekommt. Man darf außerdem
nicht vergessen, daß eine Laufzeit von 10 sec eine
75malige Umkreisung der Erde durch die Wellen er-
fordern würde, ohne daß sie dabei einen sehr großen
Teil ihrer Intensität verlieren dürften. Ä
4.C.Störmer hatte (Nature 122, 681, 1928, C. R.
187, 811, 1928) die Vermutung ausgesprochen, daß die
Echos mit langer Laufzeit z. B. in der Weise zu
erklären sind, wie es in Bild 1 für zwei Fälle
schematisch gezeichnet ist. In diesem Bilde bedeutet
Z
Bild 1.
E die Erde, S die Richtung der Sonne, die ausge-
zogene Kurve die Grenze des Raums, in den die von
der Sonne kommenden Corpuscular-Strahlen infolge
der Wirkung des magnetischen Erdfelds nicht ein-
dringen können!). Der von der Kurve umschlossene
Raum ist also innen (abgesehen von der Erdatmo-
sphäre) als trägerfrei, außerhalb aber ałs stark elek-
tronen- bzw. ionenhaltig anzusehen. In diesem Fall
können Echos mit langer Laufzeit dadurch zustande-
kommen — wie es beim Strahl 1 zutrifft —, daß die
von der Erde kommenden Wellen an der Grenze des
trägerhaltigen Raums entlang wandern und dann erst
nach der Zurücklegung dieses langen Wegs zur Erde
zurückkehren. Die andere Möglichkeit ist die
(Strahl 2), daß die von der Erde kommenden Wellen
an der Grenze zwischen der ionisierten und nicht
ionisierten Schicht wie an einer Art Hohlspiegel zur
Erde zurückreflektiert werden. |
Die Voraussetzung dieser Erklärung ist, daß die
Senderwellen die ionisierten Schichten der Atmo-
sphäre zu durchdringen vermögen. Es sind in dieser
Beziehung drei Fälle möglich (vgl. Bild 2): 1. der
1) Wie solche Begrenzungen von Korpuscularstrahlen aus der
Sonne im magnetischen Feld der Erde zustande kommen, ist
neuerdings von C. Störmer, Naturwissenschaften 17, S. 643
bis 650, 1929, in einer sehr klaren Zusammenfassung seiner
Polarlichttheorle ausgeführt worden.
154
— nn un M
Strahl durchdringt die ionisierten Atmosphären-
schichten bei jedem Abgangswinkel (= Winkel des
Wellenstrahls gegen die Erdoberfläche) (A Bild 2),
2. sie durchdringen die ionisierte Atmosphärenschicht
von einem bestimmten Abgangswinkel an, während
sie bei allen kleineren Abgangswinkeln zur Erde
zurückgekrümmt werden (B Bild 2), 3. sie durch-
dringen die ionisierte Atmosphärenschicht bei keinem
Abgangswinkel, werden also stets zur Erde zurück-
gekrümmt (C Bild 2). Wie die Verhältnisse in Ab-
hängigkeit von der Wellenlänge um Mittag (D) und
mm ee A N,
76 70
Bild 2.
um Mitternacht (N) auf Grund der bisherigen Beob-
achtungen im Mittel liegen, zeigt der untere Teil bei
Bild 2. Bei Tag dringen Wellen mit der Wellenlänge
à > 40 m, bei Nacht solche von über 70 m nicht durch
die ionisierten Schichten hindurch; bei Wellen zwi-
schen 8 und 40 m bei Tag und zwischen 16 und 70 m
Bild 3.
bei Nacht hängt es vom Abgangswinkel ab, ob sie
durch die ionisierten Schichten hindurchkommen oder
nicht. Zieht man noch in Betracht, wie groß der Teil
der Energie ist, der tatsächlich durch die ionisierte
Schicht hindurchkommt im Verhältnis zur gesamten,
vom Sender ausgestrahlten Energie, so kommt man
zu dem Ergebnis, daß für Wellenlängen in der Nähe
von 30 m die Bedingungen besonders günstig sind.
Nach der oben angegebenen Auffassung dürften also
in diesem Wellenlängen-Gebiete besonders häufig
Echos mit großer Laufzeit zu erwarten sein, eine
Folgerung, die mit der Erfahrung gut übereinstimmt.
Der Verfasser denkt dann noch an die andere
Möglichkeit, daß Wellen an elektronenhaltigen Bän-
dern weit außerhalb der Atmosphäre und weit außer-
halb der Wirkung des magnetischen Erdfelds reflek-
tiert werden, z. B. in der Weise, wie es in den
Referäte.
Bildern 3 und 4 gezeichnet ist. Bild 3 stellt den Fi |
dar, daß zwei solche Bänder wie eine Art Flohlspiex `
wirken und Wellen zur Erde Æ zurückreflektier:
Bild 4 denjenigen, in dem eine von der Erde kor,
mende Welle an zwei von der Sonne ausgehend:
Ionenbändern R, und R, in c und a reflektiert wir.
wobei der Wellenstrahl zwischen a und b eine ge
krümmte Bahn infolge der gegen die Sonne hin x-
nehmenden lonendichte einschlägt. Dadurch können
|
S
Echos zustande kommen mit außerordentlich großer
Laufzeit, z. B. entsprechend einem Weg von 40.1
Kilometer. Die notwendige Bedingung für solch
Echos ist dieselbe, wie sie oben für die Echos an da
Störmer-Bändern besprochen wurde.
f J. Zenneck
Fritz Maske. Beitrag zur Herstellung
konstanter Schwingungsfreguenze
eines Röhrengenerators. Phys. Ztschr. ð%
S. 197—201, 1929.
Der Zweck der Untersuchungen ist, die Frequen
eines Röhrengenerators von den Änderungen dis
Heizstromes der Röhre unabhängig zu machen. Durt
eine geeignete Schaltung wird erreicht, daß selbst bei
einer Heizstromänderung um zirka 10% die Frequen
der Schwingungen bis auf 10” % konstant bleibt.
Die Überlegungen, die zu diesem Resultat führen.
sind folgende: Die Röhre R (Bild 1) wird gemäß der
schematischen Darstellung als Kondensator RK aul-
gefaßt, der durch den Anodenkondensator AK an den
Schwingungskreis LC geschaltet ist. Die Rückkoprt-
lung ist nicht eingezeichnet. Eine Änderung des Heiz-
stromes bewirkt eine Aenderung der Röhrenkapazitt
RK, welche die Gesamtkapazität des schwingenden
Systems ändert. Diese setzt sich aus C, AK und RA
zusammen. AK und RK sind hintereinander geschil-
tet und liegen parallel zur Kapazität C M
Schwingungskreis, Eine Änderung der Größe RA
wird nun die Generatorfrequenz, die hauptsächlich
durch LC bestimmt ist, wenig beeinflussen, wenn die
Größe des Anodenkondensators hinreichend klein e-
wählt wird.
Wie Bild 2 zeigt, bestätigen die Ergebnisse d
Messungen die vereinfachten Voraussetzungen. AN +
—Z
t
€
hy
Gi
ee rn
Abszisse ist in Bild 2 die Heizstromstärke der Röhre
aufgetragen, als Ordinate die dadurch hervorgerufe-
vaen Kapazitätsänderungen in Prozenten der Kapazi-
ät C, als Parameter die Größe des Anodenkonden-
sators AK. Je nach der Größe von AK wird die Fre-
1
“uenz der Schwingungen bei einer Heizstromänderung
‘von 0,46 auf 0,50 Amp. mehr oder weniger stark be-
“influßt; für den Wert AK = 90 cm ist der Frequenz-
-Zinfluß fast Null geworden.
E
-
No
Die vielfach benutzte Schaltung, wie sie in dem
Bild 3 dargestellt ist, ist demnach infolge der starken
ad
AK» 1160 cm
1Skalenteñ =$-107
Heizstromsfärke in Amp
Bild 3.
-Koppelung zwischen der Röhre und dem Schwingungs-
„Kreis durch einen großen Blockkondensator ungünstig.
Vielmehr ergibt sich die wichtige Forderung, die
: Röhre durch eine entsprechend kleine AK = Kapa-
- Hochfrequenzschwingungen
„messungen wird kurz beschrieben: Das eine Platten-
‚system eines Kondensators wird durch ein dünnes
“Bändchen aus Hartgummi gehalten.
ge
‚Zität an den Schwingungskreis zu schalten.
Fine neue Nutzanwendung der Überlagerung von
für Wärmestrahlungs-
Bei der Be-
strahlung des Bändchens ändert sich seine Länge und
“bewirkt dadurch eine Kapazitätsänderung,
Schwebungston gemessen wird. Der Vorteil dieser
Meßmethode liegt in der großen Empfindlichkeit und
“der schnellen Einstellung.
RT
En
die als
F. Maske.
K. B. Eller. DieAenderungderFrequenz
“von Röhrengeneratoren in Abhängig-
„keit vom Heizstrom,
von der Gitter-
und Anodenspannung und dem äußeren
“Widerstand.
(On the variation of generated
” frequency of a triode oscillator due to changes in
“ filament current,
N
\.
grid voltage, plate voltage, or
'“ external resistance.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1706
` bis 1728, 1928.
(Aus dem Forschungs-Laboratorium
“ der Western Union Co., New York.)
” hervor.
Der Inhalt der Arbeit geht schon aus dem Titel
Betrachtet werden zwei Fälle: der „Tuned-
“ Grid-Oscillator“ mit Schwingungskreis in der Gitter-
‚ leitung und der „Tuned-Plate-Oscillator“ mit Schwin-
1
: gungskreis in der Anodenleitung.
Referate.
155
Die Untersuchung ist sowohl theoretisch als
experimentell, das letztere mit UX—201—A Röhren
und bei einer Frequenz von ungefähr 1000/sec, aus-
geführt worden. Bei der theoretischen Untersuchung
‚wird der Gitterstrom, der für die vorliegende Frage
von großem Einfluß ist, berücksichtigt. Es werden
aber alle Beziehungen zwischen den Strömen und
Spannungen in der Röhre als linear angenommen.
Die theoretisch abgeleiteten Ergebnisse sind dem
Charakter nach in guter Uebereinstimmung mit den
gemessenen.
Am Schluß wird noch der Fall betrachtet, daß ein
Gitterkondensator mit Ableitung verwendet wird. Der
Verfasser zeigt, daß bei richtiger Wahl des Gitter-
kondensators und seiner Ableitung sich besonders
günstige Verhältnisse erzielen lassen derart, daß man
hier tatsächlich die Frequenz erhält, die der Kapazität
und der Selbstinduktion des Schwingungskreises ent-
spricht, und daß diese Frequenz in weiten Grenzen
von den Betriebsbedingungen unabhängig ist. Als
Beispiel mögen folgende Zahlen dienen. Bei einem
Generator mit Schwingungskreis in der Gitterleitung
mit richtig gewähltem Kondensator und richtiger Ab-
leitung war die Frequenzänderung 0,1% bei einer
Aenderung der Anodenspannung um 60% und 0,08%
bei einer Aenderung des Heizstroms um 30%. Bei
einem Röhrengenerator mit Schwingungskreis in der
Anodenleitung waren die entsprechenden Aende-
rungen der Frequenz 0,087% bei 60%iger Aenderung
der Anodenspannung und 0,027% bei einer 30 % igen
Aenderung des Heizstroms. J. Zenneck.
D. C. Prince. Charakteristiken von
DoppelgitterröhrenundihrEinflußauf
den Wirkungsgrad. (Four-element tube cha-
racteristics as affecting efficiency.) Aus dem For-
schungs-Laboratorium der General El. Co. Schenec-
tady. Proc. Inst. Radio Eng. 16, S. 805—821, 1928.
Der Ausgangspunkt der Arbeit ist die Tatsache,
daß bei einer gewöhnlichen Eingitterröhre der Gitter-
strom im Verhältnis zum Anodenstrom viel stärker
ist, als man nach den geometrischen Dimensionen
erwarten sollte. Der Grund ist nach Ansicht des
Verfassers der, daß das Gitter bei stark positiven
Spannungen die Sekundärelektronen von der Anode
bekommt, außerdem mangelhafte Symmetrie im Bau
der Elektroden. Er hat nun Röhren bauen lassen,
bei denen zwischen dem Steuergitter und der Anode
ein zweites (Schutz-)Gitter angebracht und auf einer
ca. 50 Volt tieferen Spannung gehalten wurde als die
Anode, bei denen außerdem die Elektroden mög-
lichst symmetrisch angeordnet waren, d. h. die bei-
den Gitter und die Anode zylinderförmig und genau
koaxial mit der geradlinigen Glühkathode und die
Gitterdrähte parallel dazu.
Der Verfasser zeigt durch Vergleich seiner Mes-
sungen mit der Theorie, daß bei einer solchen Röhre
der Gitterstrom bis auf ganz geringe Abweichungen
den Betrag hat, den man bei vollkommen symme-
trischen Verhältnissen nach der Theorie erwartet.
Er zeigt ferner, daß solche Röhren praktische Vor-
teile haben, hauptsächlich, weil ihr innerer Wider-
stand und infolge davon die Verluste viel kleiner
sind als bei den gewöhnlichen Eingitter-Röhren.
J. Zenneck.
156
E. B. Moullin. Ein Röhrenvoltmeter zur
Messung der Spitzenspannung und des
Mittelwertesvon Wechselspannungen
beliebiger Kurvenform (A thermionic volt-
meter for measuring the peak value and the mean-
value of an alternating voltage of any wave-form).
Journ. Inst. Electr. Eng. London, 66, S. 886-895, 1928.
Die Spitzenspannung kann man mit einer Anord-
nung nach Bild 1 feststellen. Hier liegt im Gitterkreis
der Röhre ein hochohmiger Widerstand R (1—2 M Q)
und parallel dazu ein großer Kondensator C. Der
gleichgerichtete Gitterstrom fließt durch den Wider-
stand R. Die Ladung des Kondensators nimmt einen
mittleren Wert an. Ist die Zeitkonstante des R-C-
Kreises groß gegen die Periodendauer des Wechsel-
stroms, dann schwankt die Ladung des Kondensators
C kaum. Die Kombination von R und C entspricht
dann einer Gitterbatterie, deren Spannung gleich
Bild 1.
R.J, wo J der mit dem Galvanometer G gemessene
Gitterstrom ist. Den Verlauf des Gitterstromes in Ab-
hängigkeit von der Effektivspannung bei sinusförmi-
gem Kurvenverlauf 90 Hz in einer Schaltung nach
Bild 1 bei einem Gitterwiderstand von 1,65 M Q zeigt
AA
Glos sl
700 200 300
IV Sinusförm. Spannung. JOly.Veff.
Bild 2.
das Bild 2. Man erhält eine Gerade, welche nicht
genau durch den Nullpunkt läuft, aber die Abwei-
chung um 5 Volt ist bald zu vernachlässigen. Aus
dem Eiffektivwert der Spannung läßt sich bei sinus-
föürmigem Verlauf leicht der Spitzenwert berechnen.
Tabelle 1.
Spitzenspan. Mittl. Gitter-
Effekti t | Gitterst a V- IR
d. Spannung a ae RI e I. KAR: V
Volt nA Volt Volt Volt | 9%,
50 39 70,7 6,45 6 |83
180 150 254 248 6 | 24
200 166 282 274 9 |32
240 200 339 330 9 | 26
300 250 425 414 11 2,6
Die Tabelle 1 zeigt die Zusammenhänge und die er-
reichten Genauigkeiten. Diese sind etwa die gleichen
Referate.
für verschiedene Werte von R zwischen 0,2% bi
3 Megohm. Das Galvanometer, mit dem man de l
mittleren Gitterstrom mißt, kann man ohne weiteres
direkt in Volt eichen, wobei die Teilung linear ver
läuft. Für einen nicht sinusförmigen Spannungsver-
lauf, sondern einen komplizierten, ähnlich den, Kurven
A, B, C des Bildes 3 ist die Abweichung des ge-
messenen Spitzenwertes von dem wahren berechnet.
A 8 C
Bild 3.
Im Fall A würde z. B. 339 Volt statt 334,7 Volt, also |
1,25% zu hoch gemessen werden, im Fall B 339 Volt
statt 344,6 Volt, also 1,6% zu niedrig, während im |
Fall C der wahre Wert = 336,4 Volt, also 0,75% zu
hoch angezeigt würde. Der Fehler wird also auch be |
ungewöhnlichen Kurvenformen den Spitzenwert In
auf + 2% genau zeigen.
Um den Mittelwert der Spannung zu messen, wird
in der Schaltung nach Bild 1 der Kondensator C weg-
gelassen. Legt man eine Gleichspannung an, dann
erhält man für den Gitterstrom in Abhängigkeit von
der Gitterspannung eine Gerade, die bis auf 0,5 Volt
Abweichung durch den Mittelpunkt geht. Bei sinus- |
förmigem Spannungsverlauf erhält man auch eine
lineare Abhängigkeit des mittleren Gitterstromes von
dem Effektivwert der Spannung. Mit steigender Fre-
quenz macht sich die Gitter-Kathoden-Kapazität be-
merkbar und ändert die Meßwerte. Die Anordnung
ist also nur für Nieder- und Tonfrequenz genau. Die
zu erzielenden Genauigkeiten bei nicht sinusförmigem
Spannungsverlauf sind aus Tabelle 2 zu ersehen. Die
Kurvenform bezieht sich auf das Bild 3.
m
Tabelle 2. |
ven. | Mitteiwere | Dit. | Erlektnwen | DIE: | Ale on. |
form | beob, | ber. | (0 | beob. | ber. | beob. ber.
A |1,263| 132 —47 | 1,615| 1,57 125[205 | 208 |-15 `
B |1,09 | 116 |-6 |1,80 | 1,85 —2,8 1,96 2,15 |-9)
C |108 | 1,085—0,5 | 1,60 | 1,59 10,6 | 1,717 1.72 |—0.
D |1,075| 1,08 |—0,5 |1,325| 1,29 |--2,0 1,423 140 |44
E |1,092| 1,1 |—0,8 | 1475| 1,48 0,31 1.613 1,63 |—11
Bild 4.
Das Meßgerät ist z. B. gut anzuwenden, um Ver-
zerrungen eines Verstärkers für Tonfrequenz fest-
zustellen. Hier können Oberschwingungen auftreten,
welche die Spitzenwerte der positiven und negativen
Halbwelle ungleich machen. Diese Unterschiede kann
man leicht feststellen, während man sie mit elektro-
statischen Instrumenten kaum faßt. In Verbindung
mit einem elektrostatischen Instrument kann man den a
Referate.
"Effektivwert, den Mittelwert und die beiden Spitzen-
"spannungen messen. Man erhält so ohne Oszillograph
Nam
-einen Überblick über die Kurvenform und etwaige
"Verzerrungen. Mit einer Schaltung nach Bild 4 kann
~man leicht die Spitzen- und Mittelwerte bestimmen.
-Bei einer 4 Volt-Röhre setzt man vorteilhaft die
„Spannung am Faden durch einen Vorschaltwiderstand
auf 3,5 Volt herab. Die Heizung des Fadens ist auf
die Voltmeterablesung. ohne wesentlichen Einfluß.
Der Gitterwiderstand bewirkt bei Änderungen pro-
portionale Änderungen der Voltmeterablesung. Es
ist also hier auf einen möglichst konstanten und tem-
"peraturunabhängigen Widerstand großer Wert zu
wert
legen. Auf das Verhältnis von Spitzen- zum Mittel-
ist aber sein absoluter Wert und dessen
"Änderung ohne Einfluß. Man kann die Teilung der
~ Skala so wählen, daß bei sinusförmigem Spannungs-
© verlauf der Zeiger für Spitzen- und Mittelwert still
.. stehen bleibt und nur bei nicht sinusförmigem Verlauf
seine Stellung ändert.
schaltung
Wechselströme.
- measuring small alternating currents.)
E. Lübcke.
E.- R. Martin. Eine Elektronenröhren-
zur Messung schwacher
(A vacuum-tube circuit for
Journ. Opt.
Soc. Amer. 18, 58—61, 1929.
Apparate zur Messung von Wechselströmen, die
¿ für Thermogalvanometer nicht mehr genügend Stärke
- besitzen, sind oft sehr kostspielig, nur für einen be-
-> grenzten Frequenzbereich brauchbar und nicht immer
+ von der gewünschten Empfindlichkeit. Diese Schwie-
„. rigkeiten soll die im folgenden beschriebene Anord-
“nung überwinden.
Vier Elektronenröhren der Type UX 201-A sind
nach Bild 1 zu einem Meßkreis so zusammengeschaltet,
|
g
>,
+— X
V r$ Z,
u
A <
Z,
w
Bild 1. Bild 2.
daß für jede Stromrichtung im äußeren Kreis der
Strom im Galvanometer G in gleicher Richtung fließt.
Die Batterie E dient zur Kompensation des infolge
der Fadenheizung durch das Galvanometer fließenden
Nullstromes bei fehlender äußerer Wechselspannung.
Die Röhren 3 und 4 können von einer gemeinsamen
Heizbatterie gespeist werden, die Röhren 1 und 2
brauchen getrennte Batterien. Die Gitter der Röhren
sind mit ihren Kathoden verbunden. Mittels dieser
: Anordnung können Wechselströme von einer Stärke
< noch gemessen werden, für die die Empfindlichkeit
“ des eingeschalteten Galvanometers gerade ausreicht.
‘ Solange die Frequenz der Wechselströme einige
= Tausend Hz nicht übersteigt, sind Korrektionen an
, den beobachteten Werten nicht nötig.
' Frequenzen ist die Apparatur infolge der Röhren-
Für höhere
157
kapazitäten kein vollkommener Gleichrichter; die be-
achteten Werte müssen dann korrigiert werden.
In Bild 2 sind zum Verständnis der Frequenz-
abhängigkeit die Stromkreise schematisch wieder-
gegeben. u, v, w, x, yY, z sind die Ströme;
Z =r] 0+ o er), Z=1/w0C, R und r sind
Widerstände. Die Abhängigkeit des Wechsel-
stromes u und des gleichgerichteten Stromes v ist
nach den Kirchhoffschen Gesetzen bestimmt
durch: —2RtZtZ ,,
= gsh
Diese Beziehung wurde mittels des in den äußeren
Kreis eingeschalteten Duddell- Thermogalvano-
meter D nachgeprüft. Dieses Galvanometer ist zuvor
für den gesamten Frequenzbereich geeicht worden.
Die Vergleichung der Angaben des Drehspulzalvano-
meters @ und des Duddellgalvanometers D er-
folgte im Frequenzgebiet von 60 bis zu 3000 000 Hz.
Die Größen r und C waren experimentell zu 1209 Q
bzw. 7,97 uuF für die Röhrentype UX 201-A be-
stimmt worden. Die Vergleichung ergab völlige Über-
einstimmung der G- und der D-Werte bis zu Frequen-
zen von 10% Hz, bei 10° und 10° Hz weichen die G-
Werte um einen konstanten Betrag von den D-Wer-
ten ab, der aber nur wenige Prozent beträgt. Eine
Kurve. die für den Strombereich von 1.107 bis 8.1077
Amp. und die Frequenzen 60, 10°, 10%, 10°, 10° Hz auf-
genommen ist, läßt dies erkennen. Die untere Grenze
von etwa 1-10" Amp. war durch die mangelnde
Empfindlichkeit des Duddellgalvanometers be-
dingt, der Verf. verwandte die Apparatur jedoch zur
Messung von Strömen bis herab zu 10"? Amp.
A. Scheibe.
Ch. G. Suits. Das selbstgleichrichtende
Röhrenvoltmeter. Helv. Phys. Acta 2, S. 3
bis 32, 1929.
Das in vorliegender Arbeit beschriebene Röhren-
voltmeter weist gegenüber den bisherigen Ausfüh-
rungsformen eine Reihe von Vorzügen auf. Es arbeitet
in bekannter Weise mit Anodengleichrichtung, doclı
wird zur Speisung von Gitter, Heizung und Anode
Galvanometer
Bild 1.
50-periodiger, über einen kleinen Transformator dem
Lichtnetz entnommener Wechselstrom benutzt, wie
es aus der in Bild 1 wiedergegebenen Schaltung her-
vorgeht. Die Nullpunkteinstellung geschieht mittels
eines einzigen, auf der Primärseite des Transfor-
mators liegenden Regulierwiderstandes, woraus sich
eine vorzügliche Konstanz und Reproduzierbarkeit
der Einstellung ergibt. Die theoretischen und experi-
mentellen Untersuchungen zeigen, daß bei Hochfre-
quenz die Angaben des Instruments frequenzunab-
hängig sind. Abweichungen ergeben sich erst bei
Frequenzen unterhalb 500 Hz, indem Schwebungen
158
zwischen der Meßfrequenz und der in der Schaltung
vorhandenen Speisefrequenz auftreten. Sind beide
Frequenzen einander gleich, so ist der Anodengleich-
strom eine Funktion des Phasenwinkes, und das Volt-
meter läßt sich als Phasenmesser benutzen. Nach
der Theorie soll die Empfindlichkeit des Wechsel-
stromvoltmeters nur die Hälfte des entsprechenden
Gleichstromvoltmeters betragen; praktisch wird sie
jedoch durch Verwendung indirekt geheizter Röhren
mit größerer Steilheit nahezu gleich. Während der
wirksame Widerstand dem anderer Röhrenvoltmeter
entspricht, liegt der Wellenformfehler unterhalb des
bei Gleichstrominstrumenten auftretenden. Der durch
Schwankungen der Netzspannung verursachte Fehler
liegt unterhalb 0,5 Prozent.
Seine Einfachheit läßt das Instrument für den
praktischen Gebrauch vorzüglich geeignet erscheinen.
H. E. Hollmann.
G. Pession und G. Montefinale. Die draht-
lose Zentralstationin Rom (San Paolo).
(Radio telegraphic center at Rome (San Paolo.) Proc.
Inst. Radio Eng. 16, 1404—1421, 1928.
Nach einleitenden Bemerkungen über die An-
ordnung der Station und ihrem bis vor kurzem ge-
brauchten Poulsen -Sender beschreiben die Ver-
fasser hauptsächlich den 34-m-Röhrensender. Er
arbeitet mit wassergekühlten 25 kW Philips Z 82-
Röhren, die eine Heizspannung von 16—17 Volt, einen
Heizstrom von 17 Amp., eine Anodenspannung von
ca. 12000 Volt und einen Emissionsstrom von nahezu
S Amp. haben. Der Sender, der mit 20 kW betrieben
wird, bietet im übrigen keine Besonderheiten.
Außer diesem Kurzwellen - Sender
Station noch einen Langwellen - Röhrensender von
15 kW und mit 12 Marconi MT 6- Röhren. Dieser
Sender arbeitet auf die große Antenne der Station
und die Wellenlänge kann auf 4800 m (Strom am
Fuß der Antenne 38 Amp.) oder auf 2250 m (Antennen-
strom 18 m) eingestellt werden. Durch diesen Lang-
wellen-Sender kann die Station mit jeder anderen
europäischen Station und mit jedem Punkt im Mittel-
meer verkehren.
Auf der Station ist auch noch ein 32-m-Sender
von 6 kW und ein 3-kW-Kurzwellen-Sender vor-
handen für diejenigen Fälle, in denen die 34-m-Welle
wegen der Erscheinung der toten Zone nicht gehört
werden kann.
Von den Versuchen, die in großer Zahl gemacht
wurden, berichten die Verfasser u. a. folgendes. Als
der Reihe nach mit den Wellenlängen 100, 80, 66, 50,
40, 34 und 32 m gesandt wurde, zeigte sich klar, daß
der Unterschied zwischen Tag- und Nachtreichweite
um so ausgesprochener wurde, je größer die Wellen-
länge war. Mit der Wellenlänge 100 und 80 m ist
die Tagreichweite ungefähr 25 mal kleiner als die
Nachtreichweite. Bei 50 m ist die Tagreichweite
schon ziemlich groß. Bei 40 m macht sich die tote
Zone bei Nacht bemerkbar. Die 32-m-Welle hatte
eine viel bessere Tagreichweite als alle die
anderen; bei Nacht ist die tote Zone auffallend stark
ausgesprochen, sie geht ungefähr von 500—1500 km.
Die allgemeine Erfahrung, daß der Einfluß der atmo-
sphärischen Störungen mit Verminderung der Wellen-
besitzt die
Referate.
bestätigt.
Bezüglich des Empfängers betonen die Verfasst,
daß von allen untersuchten Antennen die Beve.:
raze-Antenne die besten Resultate gab, größer
Zeichenstärke als die Vertikalantennen und geringer
Beeinflussung durch die atmosphärischen Störungen
J. Zenneck |
länge sehr viel schwächer wird, hat sich auch i
H. Diamond und E. Z. Stowell. Bemerkungen
zur Theorie der Hochfrequenz-Trans;
formatoren. (Note on radio-frequency trans
former theory.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1194 bis
1202, 1928.
Die Theorie der Verfasser unterscheidet sich von |
der üblichen dadurch, daß sie die Kapazität zwischen |
der Primär- und Sekundärspule des Transformator
berücksichtigen, d. h. also ein Schema von der Form
des nebenstehenden Bildes zugrunde legen. Die ab-
geleiteten Ergebnisse werden mit denjenigen N
Messungen an HF-Transformatoren verglichen un
liefern eine viel bessere Uebereinstimmung als die |
jenigen, die die gewöhnliche Theorie ergibt. De
Hauptunterschied gegenüber dem Fall, in dem di
Kapazität des Transformators keine Rolle spielt, i$ ’
der, daß der Wert des wechıselseitigen Induktion
koeffizienten, der bei gegebener Frequenz einen mat
malen Sekundärstrom oder eine maximale Sekundir-
spannung liefert, erheblich anders werden kam.
Ebenso ändert sich die Abhängigkeit der wirksame '
Impedanz der Primärspule von der Frequenz. Wi
man schon dem Schema des obenstehenden Bilde-
ansieht. J. Zenneck `
E. T. Cho. Die Bedingung für maxim:
len Strom in einem Röhrengeneralt!
(A study of the three-electrode vacuum tube oscil
tor. — Conditions for maximum current.) Phil. Ms
(7) 7, 1038—1049, 1929.
Die Arbeit bezieht sich auf den Fall, dab &
Schwingungskreis in der Gitterleitung liegt (tt
grid oscillator). Geändert werden alle mögliche!
Größen, z. B. Induktivität und Widerstand 6
Schwingungskreises, Stärke der Rückkopplung, Hei
spannung usw., und in jedem Fall wird die Kapazit
des Schwingungskreises so eingestellt, daß der Nr
ein Maximum wird. Man bekommt auf diese Wè
eine Menge zusammengehöriger Werte, die der Be
dingung maximalen Stroms genügen. Die Ergehn“
werden dann nach verschiedenen Gesichtspunkt
(verschiedene Abszissen und Parameter) durcli N
ven dargestellt.
Der theoretische Schlußabschnitt vernachlis
den Gitterstrom und setzt alle Röhrenbeziehungen: N
linear voraus. J. Zenneck |
P. Koehler. Die Konstruktion von Tran]
formatoren für Niederfrequenz-\
stärker mit vorgegebener Charakt
ristik. (The design of transformers for W)
rcequency amplifiers with preassigned characteristics.)
roc. Inst. Radio Eng. 16, 1742—1770, 1928.
Die ausführliche Arbeit beschäftigt sich mit den
3edingungen, denen Transformatoren für Nieder-
. requenzverstärker, insbesondere als Kopplungs-
»lemente zwischen den einzelnen Stufen eines Mehr-
“ach-Verstärkers zu genügen haben. Am Schluß
wird noch eine Methode besprochen, um die Wirkung
-des Gleichstroms in den Transformator-Windungen
‚zu kompensieren, und ein Verfahren angegeben, um
¿die kapazitive und induktive Reaktanz von Trans-
::ormatoren zu messen. J. Zenneck.
A. F. van Dyck und F. H. Engel. Die Prüfung
ron Röhren. (Vacuum -tube produktion tests.)
| Aus dem Prüfungslaboratorium der Radio Corporation
Bücherbesprechungen.
159
of America.) Proc. Inst. Radio Eng. 16, 1532—1552,
1928.
In der Arbeit werden die Apparate und Einrich-
tungen der Radio Corporation geschildert, die den
Zweck haben, eine große Zahl von Röhren auf alle
möglichen Eigenschaften zu prüfen und damit die
Röhrenfabrikation dauernd zu überwachen. Zu diesen
Prüfungen gehören z. B. die Bestimmung des Heiz-
stroms bei gegebener Heizspannung, des Anoden-
stroms, des Durchgriffs, des Emissionsstroms, des
Isolationswiderstandes zwischen den Elektroden, des
Vacuums in der Röhre, der Verstärkung unter Be-
dingungen, wie sie denjenigen beim wirklichen Emp-
fang möglichst ähnlich sind, und endlich die Messung
der Lebensdauer von Stichproben der verschiedenen
Röhrentypen. J.Zenneck.
Eingegangene Bücher.
(Ausführliche Besprechung einzelner Werke vorbehalten.)
Radiotechnik VI. Die elektrischenWellen.
Von Dr. F. Kiebitz, Professor der Universität
Berlin, Dirigent der Abteilung Funkwesen des Reichs-
‚ postzentralamtes. Sammlung Göschen, Bd. 1010,
125 S. mit 28 Abb. Berlin und Leipzig 1929, Verlag
Walter de Gruyter u. Co. In Leinen geb. 1,50 Mk.
Fernmelderecht mit Rundiunkrecht. Von Dr.
Eberhard Neugebauer, Ministerialrat. 3. Aufl.
des „Funkrechts“. Stilkes Rechtsbibliothek Nr. 33.
1016 S. Berlin 1929, Verlag von Georg Stilke.
Gz. geb. 24 Mk.
Grundebgrififte der Elektrotechnik. Von Dr.-Ing.
F. Bergtold, Dozent an der Technischen Staats-
lehranstalt München. 1. Bd. 153 S. mit 293 Abb.,
8°. Stuttgart 1929. Verlag von Ferdinand Enke.
Geh. 7 Mk., geb. 8,50 Mk.
Uebertragungstechnik. Von Rudolf Winz-
heimer, Dipl.-Ing., Telegraphendirektor im Reichs-
postzentralamt. VI u. 235 S. mit 207 Abb., 8°.
München 1929, Verlag R. Oldenbourg. Brosch.
10 Mk., geb. 12 Mk.
Die Akkumulatoren, ihre Theorie, Herstellung,
Behandlung und Verwendung. Von Prof. Dr. W.
Bermbach. Vierte vermehrte und verbesserte
Auflage. VI u. 214 S. mit 107 Textabb. Berlin 1929,
Verlag von Julius Springer. Geh. 850 Mk., geb.
9,75 Mk.
Bücherbesprechungen.
Handwörterbuch des elektrischen Fernmelde-
meldewesens, herausgegeben von Dr.-Ing E. H.
Ernst Feyerabend, Staatssekretär im Reichspost-
ministerium, Dr. rer. pol. Hugo Heidecker, Ober-
. postrat im Reichspostministeriun, Professor Dr. phil.
Franz Breisig, Abteilungsdirigent im Reichspost-
. ministerium, August Kruckow, Präsident des
Reichspostzentralamts. 1. Band: 830 Seiten, 1319
Bilder, 2. Band: 903 Seiten, 1450 Bilder. Berlin 1929,
Verlag von Julius Springer. Gebunden RM. 192. —.
Dieses im besten Sinne groß angelegte Sammel-
werk umfaßt das gesamte Fernmeldewesen und alle
. möglichen benachbarten Gebiete: Allgemeine physi-
.kalische Grundlagen, theoretische Flektrizitätslehre,
Telegraphen-, Fernsprech- und Funktechnik (ein-
schließlich des Eisenbahn-Signalwesens und der Berg-
. werks- und Schiffstelegraphie), Linien- und Leitungs-
bau, Betrieb der Fernmeldeanlagen, Telegraphen- und
Fernsprech-Ordnungen, Tarif-Grundsätze und Tarife,
Rechtswesen, Statistik, Organisation des Fernmelde-
-wesens in den Ländern der Erde, zwischenstaatliche
Beziehungen, geschichtliche Entwicklungen. Es han-
delt sich also nicht nur um die technische und physi-
kalische Seite des Fernmeldewesens, sondern auch
um rechts- und wirtschaftswissenschaftliche Fragen,
die im Zusammenhang damit stehen.
Wie schon aus dem Titel hervorgeht, hat das
Handbuch den Charakter eines Wörterbuches. Die zu
“den einzelnen Worten gehörigen Erklärungen und
Artikel sind von Spezialisten abgefaßt. Sie sind Knapp,
aber doch ausführlich genug, um ein Bild über die
wesentlichen Fragen zu geben. Diese sind außer-
ordentlich klar hervorgehoben; die Artikel sind in-
folge davon eine vorzügliche erste Einführung in den
behandelten Gegenstand. Nach dem Grundsatz, daß
eine einfache Abbildung unter Umständen sehr viel
mehr aussagt als eine lange Beschreibung, sind reich-
lich Bilder beigegeben (vgl. die Zahlenangaben oben).
Hinter jedem Gegenstand, der im Handwörterbuch
aufgeführt ist, steht der entsprechende englische und
französische Ausdruck, so daß das Buch auch als
sprachliches Wörterbuch auf dem behandelten Ge-
biete anzusehen ist. Der Gedanke liegt nahe, die in
dem Buch enthaltenen englischen und französischen
Ausdrücke in einem Anhang zusammenzustellen und
bei jedem Wort auf die Seite, in der der Gegenstand
behandelt und die deutsche Uebersetzung zu finden
ist, hinzuweisen. Das Buch könnte dann als wert-
volles technisches Wörterbuch beim Lesen englischer
oder französischer Abhandlungen auf diesem Gebiete
dienen. Vielleicht würde es sich lohnen, dies bei einer
Neuauflage zur Ausführung zu bringen.
Ich bin überzeugt, daß das Buch jedem, der mit
irgendeiner Seite dieses Gebietes zu tun hat, sehr viel
Arbeit abnehmen wird und hoffe, daß es in recht viele
Instituts-Bibliotheken Eingang findet.
J. Zenneck.
Bücherbesprechungen.
The Physical Principles of Wireless. Von J. A.
Ratcliffe. Band 3 der Sammlung „Methuen
Monograph on Physical Subjects“. 102 S. mit 37 Abb.,
8°, London 1929, Methuen & Co. Preis 2 s 6 d.
Der Inhalt geht am besten aus folgenden Kapitel-
Ueberschriften hervor: 1. Wechselstromkreise,
2. Elektronenröhren, 3. Sender, 4. Empfänger, 5. draht-
lose Telephonie, 6. Verstärker, 7. Verschiedenes
(kurze Wellen und das vollständige elektromagne-
tische Spektrum; Messung der Frequenz; Ausbreitung
der Wellen in der drahtlosen Telegraphie; Funk-
peilung).
Das kleine Buch ist nicht etwa eine jener An-
leitungen für Amateure, wie sie heute in Menge und
in allen möglichen Gütegraden im Buchandel sind.
Es ist eine ausgezeichnete konzentrierte Darstellung
der wichtigsten physikalischen Grundlagen der draht-
losen Telegraphie..e. Die mathematischen Voraus-
setzungen sind etwa so, wie man sie von einem
Experimentalphysiker oder Elektroingenieur ver-
langt. Die Ausführungen sind knapp, aber immer
klar, die Auswahl des Stoffes, wie sie gerade bei
einem Buch von so geringem Umfange besondere
Schwierigkeiten bietet, vorzüglich.
Das Buch verdient auch in Deutschland eine weite
Verbreitung. J. Zenneck.
Die neuere Entwicklung der Hochfrequenz - Tele-
phonie und -Telegraphie auf Leitungen. Von E. Ha-
bann. Sammlung „Die Wissenschaft“, 167 Seiten,
143 Abbildungen, Braunschweig 1929, Verlag von
Vieweg & Sohn. Geh. RM. 17,50, geb. RM. 19,50.
Was das Buch will, zeigt am besten der folgende
Auszug aus dem Inhaltsverzeichnis.
1. Die Elemente des Hochfrequenzgeräts (Ver-
stärker, Generatoren, Modulationseinrichtungen, Emp-
fänger, 2. die Vierpol-Theorie und ihre Anwendung
in der Hochfrequenz-Telephonie längs Leitungen (die
Vierpol-Theorie, die einfache Fernleitung, Abstimm-
mittel mit Einschluß von Kettenleitern, Koppelung, Ge-
samtschaltung), 3. die Ausgleichs-Schaltungen, 4. der
Mehrfach-Verkehr auf Postleitungen, praktische Aus-
führung, 5. Zwischenverstärker, 6. die Hochfrequenz-
Telephonie auf Hochspannungsleitungen, 7. zusammen-
gesetzte Leitungen, 8. der interferenzfreie Mehrfach-
Verkehr, 9. die Hochfrequenz-Telephonie und -Tele-
graphie auf Kabeln.
Ich habe das Buch mit großem Interesse durch-
gesehen und möchte es allen denen, die sich für das
Hochfrequenzgebiet interessieren, angelegentlichst
empfehlen. Es enthält Anwendungsgebiete der Hoch-
frequenzströme, über die man Zusammenfassendes
sonst wenig findet.
Der Verfasser setzt die Grundlagen der Wechsel-
strom-Theorie voraus, ebenso auch die Grundlagen
der Hochfrequenztechnik und die mathematischen
Hilfsmittel, die auf diesen (Gebieten für die normalen
linearen Aufgaben ausreichen. Die Darstellung ist
durchaus klar und anschaulich. Zuerst wird meist die
Theorie gegeben für den einfachsten oder auch den
allgemeinen Fall, dann wird die Anwendung in den
oft recht komplizierten Schaltungen durch schema-
tische Schaltbilder oder die in der Praxis tatsächlich
gebrauchten Schaltungen gezeigt und durch photo-
graphische Abbildungen der Betriebsapparate illu-
striert.
Die Ausstattung des Buches ist gut. Daß man a ;
den Pliotographien der Apparate-Schränke nicht viel
sieht, ist nicht Schuld der Aufnahmen oder der
Wiedergabe; man sieht bekanntlich an der Außen-
seite der wirklichen Apparate-Schränke auch kaum
etwas.
Neuauflage den Preis des Buches herabzusetzen.
J. Zenneck.
Données Numériques de Radioelectricite.
R. Mesny. Extrait du Vol. VI des Tables Annuelles
de Constantes (1923-1924), VII u. 26 S. mit 38 Figuren
im Text, 4°, Paris 1928, Gauthier-Villars & Cie. Geh.
Frs. 15.—, geb. Frs. 30.—.
Das Buch, dessen Verfasser einen sehr guten
Namen in der drahtlosen Telegraphie besitzt, ist ein
Auszug aus den Tables annuelles de constantes e
a
Š
|
|
Hoffentlich ist es dem Verlag möglich, bei ie
|
Von
données numériques, die auf Veranlassung des Con-
seil international de recherche herausgegeben werden.
Der Inhalt ist folgender:
1. Elektronenröhren (Sende- und Empfangsröhren
der General Electric Co., zerlegbare Gleichrichter und
Eingitterröhre nach Holweck, Emission der Heiz-
drähte usw.), 2. Charakteristiken von Detektorröhren
mit Alkalidämpfen,
Nickel bei hoher Frequenz, 4. Ausbreitung der Wellen
(Absorptionskoeffizient, Feldmessungen, Vergleich
mit der Formel von Austin - Cohen), 5. Stralilungs-
messungen in verschiedenen Laboratorien, 6. Funk-
peilung, 7. Verschiedenes (Wellen-Antenne, Wirkung
parabolischer Spiegel, Richtung atmosphärischer
Störungen, Vergleich der Frequenznormalien usw.)
8. Tabellen für die Berechnung von Selbst- und
wechselseitigen Induktionskoeffizienten.
Es handelt sich bei dem ganzen um einen Auszug
aus allen möglichen Arbeiten, die in den verschieden-
3. Permeabilität von Eisen und |
-- nn
nn
sten Zeitschriften zerstreut sind. Wie aus der Zu >
sammenstellung hervorgelit, scheint der Stoff zien-
lich willkürlich ausgewählt. Tatsächlich ist aber der
Gedanke der, jährlich derartige Zusammenstellungen
herauszugeben, die allgemein interessierende Formel,
Tabellen, Diagramme und Zahlenangaben aus der
Literatur des letzten Jahres enthalten sollen.
J. Zenneck.
Führer durch die Radiotechnik 1930. Der große
deutsche Radiokatalog. 1200 Radioapparate und
-Einzelteile einschließlich der Neuheiten der 6. Groben
Deutschen Funkausstellung. 102 S. mit ca. 500 Abb.
Berlin 1929, Verlag Anode G. m. b. H. Geh. 1,50 Mk.
Dieser von Herrn Dr. F. Noack in Zusammel-
arbeit mit den Herstellerfirmen angefertigte Katalog
gibt einen umfassenden Ueberblick über die Erzeus-
nisse der deutschen Rundfunkindustrie. Da nicht
nur fertige Geräte, sondern vor allem sämtliche I
Rundfunkempfänger in Betracht kommenden Einzel-
teile in übersichtlicher Weise und mit Angabe ihrer
wesentlichen Eigenschaften aufgeführt sind, so WI
der Katalog für jedes plıysikalische Laboratorium
ein willkommenes Hilfsmittel sein, das über käuflich
Bauteile und ihre Bezugsquellen unterrichtet. Eine
Beilage zum Katalog enthält ein Sachverzeichnis un
die Preisliste.
E. Maiz
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Er EN ET Tr a a
e < pis e, au ae
Paer it, 3 ie A RE z ro 9 w $ Ar ss ER AR N
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aara 1929
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
Zeitschrift für Hoehlrenuenzieehnik!\
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I AT | E
d Gegründet 1907
Eo Unter Mitarbeit i
4 von 4
| | Dr, h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz >
B (Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Prof. Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau ie
E.: (Jena), Prof. Dr. H.-Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz Be z
| “ (Berlin), Postrat Prof. Dr. G. Leithäuser (Berlin), Dr. S. Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin), rog
Mo Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
H (Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V. Poulsen
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin), X
{ Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg), _
i Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
(München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing.E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
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B Monatlich erscheint ein Heft. Abonnementspreis des Bandes (fẹ Jahr) RM. 20.—, Preis des
S. 161—200
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einzelnen Heftes RM. 3,50. Alle Buchhandlungen sowie die Verlagsbuchhandlung nehmen Be-
stellungen an. Inserate werden mit RM. —.15 pro mm Höhe und 41mm _ Breite berechnet.
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1929
Heft 5
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Telefunken,
Gesellschaft für_ drahtlose Telegrapbie m. b. H.
Berlin, Hallesches Ufer 12
liefert alle für drahtlose Telegraphie und Telephonie a
erforderlichen Geräte entsprechend dem neuesten Stand der Technik ;
Vollständige Sende- und Empfangsanlagen ye
jeder Reichweite für den Nachrichten- und Sicherungsdienst
im Land=, See- und Luftverkehr | gi"
Funkpeilanlagen und Navigationssender
ğ j T = == a
Einrichtungen für Telephonie längs Hochspannungsleitungen
mittels Hochfrequenz |
Rundfunksender jeder Leistung | Ya
Sende=-, Verstärker- und Gleichrichter-Röhren
ELEKTROSTATISCHE
VOLTMETE
H&B Multizellular-Voltmeter sind die einzigen elek-
trostatischen Geräte, die zum Messen niedriger Wech-
selspannungen geeignet sind. Sie arbeiten mit sehr g}
geringem Eigenverbrauch. Die Hochfrequenz-Technik
bevorzugt diese Voltmeter, weil sie frequenzunabe =
hängig sind. In Verbindung mit Spannunggsteilern sind
statische Voltmeter auch fürHochspannungsmessungen
bis 1 Million Volt zu verwenden. Jahrzehntelange Er-
fahrungen im Bau dieser Geräte geben Gewähr für
höchste Vollendung in Ausführung und Form.
&BRAUN
im N ig Kiik zu Ti E
‚Band 34
November 1929
Heft 5
| Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie und Telephonie |
| Zeilschril fr ROGNIFBUENZIGCHNIK
| Seite Seite
Manfred von Ardenne: Fortschritte beim Bau und bei der An- Referate:
wendung von Widerstandsverstärkern. (Mit 11 Bildern im Text) 161 H. E. Hollmann (Selbstreferat): Frequenzrückkopplung. (Mit Bild
A. Ristow: ne ee) Weckanruf für Einzel- und samme A im Text) . 195
(Mit 2 Bildern im Text . . 16 B.M
azumdar(H.E. Hollmann): Untersuchungen und MEn en
F. Kiebitz: Die Wellenausbreitung des Deutschlandsenders. (Mit = a es Wellen. (Mit en im Text) j g ` 196
J . .
“I M. Büge: Direkte Messung des Modulationsgrades eines Telephonie- G.L. Beers und W. L. Carison (P. Termanspann: Fortscnente
senders. (Mit 5 Bildern im Text) . . 175 im Bau von Zwischenfrequenzempfängern . . 197
Gerhard Gresky: Richtcharakteristiken von Äntennenkombinalie:
nen, deren einzelne Elemente in ODERSCHBUNENNEER erregt werden.
Schluß. (Mit 7 Bildern im Text) Be e . 178
AlbrechtForstmann: Bemerkungen zu der Arbeit von H. a. Möller:
Berechnung des günstigsten a ien der Ronen im Wider-
standsverstārker . . 182
: H.G. Möller: Erwiderung zu den Bemerkungen des Herrn Forst.
mann x . ; . . . . 183
Berichtigung . : ? i 7 s ; e ; i . 183
Wilhelm Geyger: Zusammenfassender Bericht: Die geoelektri-
schen V ateren ehune metase mit Wechselstrom: en 14 Bildern
im Text) a : . 184
Carl Lübben: Patentschäu: (Mit 24 Bildern im Text) . : . 190
K. W.Jarvis (P.Hermanspann): Eme ee alleine: . 198
R. L. Smith- ROSS ki PSST); Apparate für die a
technik . 198
Shogo Namba und Sadao Matsumura ra Skeba, All-
gemeine Eigenschaften von piezoelektrischem Quarz und die
Eignung des SUDAN als re neo. (Mit 2 Bildern
im Text). R . š ; 5 : . 198
J.R. Martin (]. Zenneck): Eisenverluste i in HOcHtegnenien magne
tischen Wechselfeldern ; aS EN . 200
A.Demski (W. Espe): Die karerien Prüfung des Maxwell-
schen Geschwindigkeitsverteilungsgesetzes für Elektronen, die
aus einer Glühkathode austreten. (Mit 1 Bild im Text) e. . 200
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischlerfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleitung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
Abonnements nnd Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandiung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
mnr
| Fortschritte beim Bau
und bei der Anwendung von Widerstandsverstärkern.
Von Manired von Ardenne, Berlin.
Inhaltsübersicht:
l. Neue Widerstandsverstärker.
| A. Reduktion der Stufenzahl.
B. Verstärkung von Niederfrequenzen.
C. Gleichzeitige Anodengleichrichtung und Nie-
derfrequenzverstärkung.
D. Kopplung zwischen Hochfrequenz- und
Niederfrequenzteil.
E. Beispiele für technische Ausführung der
Röhren.
F. Verstärker mit hohen Anodenspannungen.
ll. Abschwächung der Hochfrequenzverstärkung
in widerstandsgekoppelten NIEGELITSOHENZYETZ
stärkern.
Gleichzeitige
quenzen.
A. Verstärker für Fernsehgeräte.
B. Hochfrequenzkraftverstärker.
C. Aperiodische Feldverstärkung.
III Verstärkung mehrerer Fre-
I. Neue Widerstandsverstärker.
A. Reduktion der Stufenzahl.
Die neueste Entwicklung beim Bau von Wider-
standsverstärkern für Niederfrequenz steht im Zeichen
einer weiteren Verringerung der Stufenzahl auf zwei,
die dadurch möglich wurde, daß die Verstärkung der
Vorstufe auf Grund wichtiger Gesichtspunkte erheb-
lich gesteigert wurde. Rein äußerlich betrachtet kann
die Entwicklung mit dem im Jahre 1925') ermög-
lichten Uebergang von der vier- zur dreistufigen
Kaskade in Parallele gesetzt werden. Tatsächlich
handelt es sich jedoch im vorliegenden Falle um die
Einführung eines prinzipiellen Grundsatzes: Span-
nungsverstärkung bei einer Gittervorspannung von
Null Volt. Es möge darauf etwas näher eingegangen
werden.
Um Gitterströme und Gitterverzerrungen zu ver-
meiden, wurde bei der bisher üblichen Dimensio-
nierung eine schwach negative Vorspannung für un-
bedingt notwendig erachtet. Um bei normalen
Anodenspannungen überhaupt in einen für: Verstär-
kung geeigneten Teil der Kennlinie zu kommen, mußte
daher mindestens ein Durchgriff von D= -f zur
Anwendung kommen. Für 4. = 100 Volt und E, =
minus 1 Volt erhält man also zum Beispiel eine Ver-
stärkungsziffer von 100. Ueber derartige Verstär-
1) M. v. Ardenne und H. Heinert, Ueber Widerstandsver-
stärker, ds. Jahrbuch 26, S. 52, 1925.
162
kungen hinauszukommen, ist ersichtlich nur möglich
durch weitere Verringerung der negativen- Gitter-
vorspannung. Bei der Dimensionierung der zu be-
sprechenden Verstärker wird bei verschwin-
dender Gittervorspannung gearbeitet, so
daß zur Erreichung günstiger Teile der Kennlinie be-
reits extrem kleine Durchgriffe genügen,
die zusammen mit hohen Anodenwiderständen Ver-
stärkungsziffern bis zu 400 pro Stufe ergeben. Es ist
die Aufgabe der folgenden quantitativen Betrach-
tungen, den Rechnungsgang bei der Konstruktion
wiederzugeben und den Nachweis zu erbringen, daß
die Frequenzbenachteiligungen ausreichend klein ge-
halten werden konnten.
B. Verstärkung von Niederfrequenz.
Die neue Einheit des Zweistufenverstärkers um-
faßt eine Vorröhre und ein Lautsprecher-Endsystem.
Von der Vorröhre ist zu verlangen, daß sie bei den
praktisch, z. B. beim Empfang, vorliegenden Scheitel-
spannungen von wenigen Hundertstel Volt anoden-
seitig die volle Aussteuerungsspannung der Endröhre
zu liefern vermag. Unter Annahme einer Endröhre
mit 15% Durchgriff und einer Betriebsspannung von
200 Volt sind im Höchstfalle etwa 15 Volt Scheitel-
spannung am Ausgang der Vorstufe zu fordern. Die
nächste Aufgabe ist die Bestimmung des Anoden-
widerstandes Ra. Im Gegensatz zu den Verhält-
nissen bei der Verstärkung höherer Frequenzen, bei
denen sich infolge des Auftretens einer kapazitiven
Leitfähigkeit parallel zum Ohmschen Widerstand für
ein endliches|R. | eine optimale Verstärkung ergibt’),
erscheint hier in jedem Falle die Wahl eines mög-
lichst großen Ra ratsam. Eine obere Grenze wird bei
kapazitätsarmem Aufbau und Niederfrequenz-Ver-
stärkung zuerst durch die Größe des Gitterableitungs-
widerstandes der Endstufe gegeben?), welcher 10—15
Megohm beträgt. Man kommt so auf 5 Megohm
Anodenwiderstand.. Da die Gesamtverstärkung in
einer Stufe vor sich geht, wird überdies die Frequenz-
benachteiligung bei hohem Ra nicht so kritisch wie
bei Kaskadenverstärkern.
Aus Ra kann nunmehr die maximal erreichbare
Verstärkung auf Grund der für rein ohmsche Be-
lastung gültigen Beziehung
__ 1 E "la
Vor = are (3 K Ra) (1)
berechnet werden. Dieser Beziehung liegt das 3/2-
Gesetz zugrunde, welches für indirekt geheizte Aequi-
potentialkathoden bei den hier vorliegenden kleinen
Steuerspannungen von 1—2 Volt gut erfüllt ist. Die
Güte der indirekten Kathoden ist inzwischen so ver-
bessert worden, daß praktisch bei Mehrfachröhren-
kathoden mit Röhrenkonstanten K von etwa 1,9.10-"
(Amp. Volt-3) zu rechnen ist‘). Für 200 Volt
Anodenspannung folgt mit diesen Werten aus Glei-
chung (1) V 400, sowie ein Durchegriff von
D=0,835°%%. Es würden sich daraus Fingangs-
2) M. v. Ardenne, Die aperiodische Verstärkung von Rund-
funkwellen, ds. Jahrbuch 33, S. 168, 1929.
3) Die Frage der Frequenzabhängigkeit ist ausführlich unter-
sucht bei H. Kafka, Ein Beitrag zur Theorie der NF-Verstärkung
mit Widerstandkopplung, ds. Jahrbuch 29, S, 39, 1927.
41) M. v. Ardenne, Eine einfache Methode zur Bestimmung
der Röhrenkonstante, ds. Jahrbuch 34, S. 143, 1929, Heft 4.
Manfred von Ardenne:
spannungen von- |e,| = 0,0375 Volt ergeben, bei
denen der Verstärker voll ausgenutzt wäre.
Praktisch ist zwecks Erreichung geradliniger Teile
der Charakteristik ein etwas größerer Durchgriff zu
wählen. Es möge ein nach diesen Gesichtspunkten
hergestelltes Ausführungsbeispiel besprochen werden.
Die Vorstufe, deren Kennlinien in Bild 1 wieder-
gegeben sind, hatte D = 0,15% Durchgriff bei
Ra = 5 Megohm. Die erreichbaren Verstärkungen
betrugen dabei 360. Die zu erwartenden Verzerrun-
gen wirken sich auf der Anoden- und Gitterseite als
Bild 1.
Gitter- und Anodenstrom der neuen Spannungsverstärkerstufe.
Strom bzw. Spannungsverzerrung aus. Die Größe
der anodenseitigen Verzerrung ermittelt man nach
der auf Seite 236 der unten zitierten Arbeit’) an-
gegebenen Gleichung:
p R? R; |
Aus der gemessenen Kennlinie folgt durch Reduk-
tion auf die statische Kennlinie für den Arbeitspunkt:
1
d Eu
, daraus R 015.102. 7
J” =7,1-10—5 (Amp. Volt=?).
Daraus resultiert ein Verzerrungsgrad der Anoden-
seite von:
K =
f = 84.10 — 8 Megohm
K — 0,08. legl.
Bei der größten zu verarbeitenden Eingangsspannung,
ET 15
die in diesem Falle eg =7
also der Verzerrungsgrad nur 3,2°/v.
Etwas ungünstiger liegen die Verzerrungen auf der
Gitterseite. Für den Gitterstrom ist das Anlaufgesetz:
e
WW En
= 0,04 Volt beträgt, ist
5) M. v. Ardenne, Ueber Röhrenverzerrungen bei Verstä
Zeitschr. f. techn. Physik 8, S. 235, 1927. Nr. 6. ei Verstärker,
»
— — A o m e
Fortschritte beim Bau und bei der Anwendung’ von Widerstandsverstärkern.
163
. bis zu Gitterspannungen von 0,35 Volt mit Meß-
- genauigkeit erfüllt,
u. ..
wenn i=1,3-10-° Amp. und
p = 0,1 Volt gesetzt werden. An der Stelle eg = 0
lassen sich daraus die folgenden Werte für die Krüm-
. mung der Gitterkennlinie und den Gitterwiderstand
entnehmen:
R= 77000 Ohm,
f” = 13-10-* (Amp. Volt”?).
| Für den Spannungsverzerrungsgrad des Gitters läßt
sich die Beziehung ableiten
K =4 f" -Ri legl
aus der sich der größte zulässige innere Widerstand
‚ R; der Spannungsquelle herleiten läßt, der bei der ge-
gebenen Wechselspannungsamplitude zur Einhaltung
eines maximalen Verzerrungsgrades von 4% erforder-
lich ist. Es ergibt sich:
R;< 31000 2
Dieser geringe Eingangswiderstand ist bemerkens-
wert. Er bedingt eine verhältnismäßig große Lei-
stungsaufnahme im Gitterkreis. Lezteres ist jedoch
_ kein so großer Nachteil, wie es zunächst erscheint.
\
A
ad N
Bei größerer Leistungsverstärkung tritt sehr leicht
Selbsterregung ein. Man kann eine größere Ver-
stärkung dann doch nicht ausnutzen, wie es die
Praxis an Mehrfachverstärkern mit hohem Eingangs-
widerstand gezeigt hat.
Die Widerstände der üblichen Niederfrequenz-
Generatoren (Schalldosen, Audionröhren) liegen unter-
halb von 30000 Ohm, so daß eine verzerrungsfreie
NF-Verstärkung erreicht wird, ohne daß ein Trans-
formator nötig ist, der zusätzliche Verluste mit sich
bringt. Die Möglichkeit einer solchen „Röhren-
anpassung“ hat besondere Bedeutung bei einer An-
schaltung der NF-Einheit an vorhergehende Hoch-
- frequenzstufen. (S. u. Abschn. D.)
` zerrungsfreiheit
Bei besonders hohen Anforderungen an Ver-
ist es ratsam, die angegebenen
Gitterwiderstände doch zu vergrößern. Der Ver-
lust an Verstärkung kann, wenn nötig, durch Hin-
- zufügung einer weiteren Spannungsverstärkerstufe
` wettgemacht werden.
Versuche in dieser Richtung
-~ ergaben auch mit Zweifachröhren von 0,75—1%
Es i
A Da
gewiesen,
. Gesichtspunkten hergestellte Dreifachröhren,
4 gleichzeitig die Steilheit sinkt.
.. Durchgriff gute Ergebnisse.
Es wurden tatsäch-
liche Spannungsverstärkungen von 100 hergestellt.
die anodenseitige Verzerrung, wie nach-
außerordentlich klein ist, bleibt bei
Hintereinanderschaltung zweier Spannungsverstärker-
stufen die Verzerrungsfreiheit erhalten. Nach diesen
die im
Durchschnitt mit einer Gittervorspannung von etwa
0,5 Volt arbeiten, ergaben im mittleren Hörbereich
Verstärkungen bis zu 5000. Die Möglichkeit, extrem
- kleine Eingangsspannungen zu verwenden, setzt dabei
den Verzerrungsgrad noch weiter herab.
An dieser Stelle soll auf die Wahl der günstigsten
Gittervorspannung eingegangen werden. Daß für
< diese und damit auch für den Gitterwiderstand ein
. Optimum hinsichtlich der Verstärkung vorhanden ist,
folgt daraus, daß bei stärkeren negativen Vorspan-
nungen infolge der Verringerung der Belastung des
Generators die Gitterwechselspannung steigt, während
Bei kleinen Ampli-
tuden ist folgende einfache quantitative Behandlung
möglich:
Die Gitterwechselspannung |e,| kann zu der bei
unbelastetem Generator auftretenden |ego| vermöge
1
ey wer
+H
in Beziehung gesetzt werden. Für R erhält man
aus dem Anlaufgesetz:
Rg T Rijo . E p
Aus dem Emissionsgesetz ergibt sich für die Steil-
heit S, wenn keine Anodenrückwirkung vorliegt
(Ra = 0);
3 "fa
S=} K Dleg+ D Ea)
EIEEBEBBELRJREERZ
EURENFARZAREESZTTT
Ta | orb. Amp
ATT NAA | | Aio
NH IT T als OPR |
AEN VA NJ I g- eraz
L N l 11
S A ANSETT
I I EEE ER DE EEE
—> + eg opt
"aia 2.
Konstruktion der optimalen Gittervorspannung.
Die Anodenstromschwankung gewinnt dann folgenden
Ausdruck:
t/a
‘K por O
+ R; 1
Ey
Ryo
Für ihr Maximum hat die günstigste Gittervorspan-
nung T=?g p die Bedingung zu erfüllen:
AY
| ia| = -| ego |
= (e+DE,
Man findet x demnach durch die graphische Konstruk-
tion von Bild 2. Die Konstruktion wurde für die vor-
liegende Röhre mit D = 1,5 . 10, sowie für eine
neuere Versuchstype mit D = 1,5%: durchgeführt. Man
erhält bei AF-Verstärkung und Ri = 100000 Q Reso-
nanzwiderstand für Ry = 77 000 Q: êgop = — 0,13
im ersten Fall, eg, pi = — 0,42 im zweiten Fall. In Wirk-
lichkeit liegen die Optima weiter im Negativen. Das
erklärt sich dadurch, daß die Annahme der Theorie,
der Gitterwiderstand sei angenähert konstant, nur
für kleine Amplituden gilt, was z. B. für die Aus-
steuerungsspannung von 0,8 Volt bei 20%ig modu-
lierter Hochfrequenz (s, Abschnitt D) nicht mehr zu-
trifft. Es tritt dadurch in Wirklichkeit eine viel
stärkere Belastung des Schwingungskreises ein. Bei
Niederfrequenzverstärkung ergibt die Konstruktion an
164
sich weniger negative Werte infolge des kleineren
Eingangswiderstandes von unter 30000 Ohm. Die
Amplitudenabhängigkeit ist dafür geringer. — Anders
liegen die Verhältnisse bei Hochfrequenzverstärkung.
Liegt am Gitter direkt ein Schwingungskreis, so wird
dieser durch den kleinen Eingangswiderstand zu
stark gedämpft. Bei der Verwendung der neuen Ein-
heit in Empfängerschaltungen, bei denen die erste
Röhre in Anodengleichrichtung arbeitet, ist daher in
neuerer Zeit mit Erfolg ein etwas größerer Durch-
griff von etwa 0,8% angewandt worden. Bei gleichem
Gitterstromverlauf folgt aus der angegebenen Kon-
struktion als optimale Gittervorspannung etwa
— 0,2 Volt. Daraus ergibt sich mittels der Wider-
standscharakteristik ein Gitterwiderstand von über
w% Megohm. Durch solche Eingangswiderstände
entsteht kaum mehr eine unzulässige Dekrements-
erhöhung. Die Verstärkungsfaktoren sind dabei
immer noclı derart, daß eine 100fache Verstärkung
pro Stufe möglich ist.
C. Gleichzeitige Anodengleichrichtung
und Niederfirequenz-Verstärkung.
Eine Stufe der angegebenen Dimensionierung
eignet sich auch zum Empfang modulierter Hochfre-
quenz. Es sei hierzu bemerkt, daß mit der schon in
Abschnitt B bei Berechnung der günstigsten Gitter-
vorspannung erwähnten Vorstufe mit 1,5% Durchgriff
trotz des 8 Megohm betragenden Anodenwiderstandes
bei 200 Volt Ueberlagerungsempfang möglich wurde.
Angesichts der geringen in der Vorstufe umgesetzten
Energie erscheint dieses experimentelle Ergebnis be-
merkenswert. Im übrigen war eine außerordentliche
Weichheit des Schwingungseinsatzes festzustellen,
was mit den Ergebnissen einer an dieser Stelle er-
schienenen theoretischen Arbeit (Manfred von
Ardenne und Kurt Schlesinger: Amplituden-
abhängigkeit der dynamischen Steilheit beim Richt-
verstärker. Ds. Jahrbuch, 34, S. 91 u. f. 1929.) in gutem
Einklang steht. Es ist damit erneut die gute Verein-
barkeit von optimaler Anodengleichrichtung und guten
Oszillator-Eigenschaften experimentell erwiesen wor-
den. — Beim Arbeiten mit Anodengleichrichtung inter-
essiert dabei besonders die Empfindlichkeit der An-
ordnung, d. h. derienige Scheitelwert der hoch-
frequenten Fingangsspannung |e,|, der bei einem
Modulationsgrad m erforderlich ist, um auf der
Anodenseite die volle niederfrequente Aussteuerungs-
spannung |ea| zu liefern. Schreibt man die Gitter-
spannung in der Form
| e,—e,(1-+msin (2,9)
so ergibt sich für die Niederfrequenzspannung der
Wert: 2
; Raf '@g =
ITS E DR 4
Daraus folgt
stärkung
-2 m sin (Qn t).
eine scheinbare Niederfrequenzver-
e
Von | a |
m | ey |
die mit dem Gleichrichterwirkungsgrad
7 R;?
RER leg!
F 4
Manfred von Ardenne:
í
und dem berechneten tatsächlichen Niederfrequenz-
verstärkungsgrad V in dem Zusammenhang:
l= 2 N V
steht. Im vorliegenden Falle (s. Abschnitt B) erhält
man bei der Gitterspannung Null für einen Modula-
tionsgrad m = 0,2 und eine Aussteuerungsspannung
lea] = 15 Volt folgenden Wert für die maximal aus-
nutzbare Hochfrequenzeingangsspannung:
le =y* eal(1+f D Ra)
i Raf” m
: .10-°. -10-3.5.
-% 151 + 8,4.10-15:109.5-10%) o 83Vol |
5.10%.7,1.10-3.0,2 i
|
x ——. D u 5
Der zugehörige Spannungs-Gleichrichtungseffekt ist
das 1 :2m fache der Niederfrequenz-Spannung, d. h.
im vorliegenden Fall: |
l
Ô Ea = Ra Ô ia = g7 | èa | = 38,2 Volt
wozu ein Stromeffekt von
: 38,2 u
Ô ia = zg 7,64. 10 6 Amp
gehört. Nunmehr kann die scheinbare Niederfrequenz- |
verstärkung berechnet werden: Es ergibt sich |
| eg |
Da der Verstärkungsgrad 360 betrug, folgt nach |
obiger Beziehung für den Gleichrichterwirkungsgrad
bei der angegebenen maximalen Eingangsspannung:
Veh = — 92
In Bild 1 ist der bei voll aussteuernder Eingangs-
spannung sich einstellende Anodenstromwert einge- '
zeichnet; die Ordinate des Arbeitspunktes verschiebt
sich bis zur Mitte der Charakteristik.
D. Kopplung zwischen Mochfirequenz-
und Niederfrequenzteil. |
Beim direkten Anschluß hochfrequenter Schwin-
gungskreise werden diese durch den kleinen Wider- |
stand der Gitterstrecke verhältnismäßig stark be-
lastet. Der Einfluß der Anodenrückwirkung tritt
dieser Belastung gegenüber in den Hintergrund, da
die durch sie eingeführten Wirkwiderstände viel
größer als der vorliegende Gitterwiderstand von
etwa 75000 Ohm sind. Da außerdem die Spannungs-
empfindlichkeit von 0,8 Volt oft nicht ausreicht, wird `
sich die Vorschaltung eines Hochfrequenzverstärkers
schon aus diesem Grunde empfehlen. Günstig ist da-
bei der geringe innere Widerstand der üblichen Hoch-
frequenzröhre, welcher zwischen 20000 und 30000
Ohm liegt. Da dieser bereits durch die Parallelschal-
tung des äußeren Anodenwiderstandes, des Gitter-
ableitungswiderstandes R,, und des Leitwertes der
Anode-Faden-Kapazität belastet ist, welche bei der
in Bild 3 angegebenen Dimensionierung allein schon
etwa 15000 Olım beträgt, so wird diese Belastung
durch den kleinen Eingangswiderstand des Gleich-
richters von 75000 Ohm nur ganz unwesentlich ver- /
größert.
Las)
Fortschritte beim Bau und bei der Anwendung von Widerstandsverstärkern.
165
Die Uebertragung von Niederfrequenz aus dem
Fiochfrequenzteil auf den Gleichrichter wird durch
die kleine Kapazität Ca von etwa 30 cm einerseits,
‘durch den kleinen Eingangswiderstand im Gitter-
kreis der NF-Einheit andererseits wirksam verhindert.
Benutzt man zur Hochfrequenzverstärkung zwei
Stufen, so liegen bekanntlich die Phasenverhältnisse
so, daß eine Rückkopplung auf den vor den HF-
Stufen liegenden Schwingungskreis unter Vermittlung
eines kleinen Kondensators (Cr in Bild 4) erfolgen
Bild 3.
Kopplungslied bei kleinen Gitterwiderständen.
kann. Bei der durch zwei Vorröhren erzielbaren
Verstärkung hat dieser eine Maximalkapazität von
wenigen cm, so daß im allgemeinen nur durch eine:
besondere Abschirmung der Minimalwert von C, er-
halten werden kann, bei dem der Rückkopplungs-
effekt verschwindet. Die Ausführung einer solchen
Bild 4.
Aperiodische Kopplung zwischen NF und NF-Teil.
Rückkopplungskapazität zeigt Bild 5. Durch die Ein-
führung der aperiodischen Kopplung zwischen Hoch-
und Niederfrequenzteil hat sich eine Empfängereinheit
schaffen lassen, die in Bild 4 wiedergegeben ist und
sich praktisch gut bewährt hat. Als besonderer Vor-
zug dieser Kopplungsart erscheint außerdem die Not-
wendigkeit nur eines einzigen Abstimmelementes.
E. Beispiele für technische Aus-
führungen der Röhren.
Um die Ausführung der Gitter zu zeigen, sind in
den Bildern 6 und 7 Röntgenaufnahmen von Ver-
suchstypen wiedergegeben. Es handelt sich um
Durchgriffe in der Größenordnung von 1°/oo. Wichtig
ist bei diesen extrem kleinen Durchgriffen der Längen-
unterschied zwischen Gitter- und Anodenzylinder.
Dadurch soll ein Umgriff in der Röhre vermieden
werden, der sich als die Verstärkung verschlechtern-
der Reststrom äußert. Bild 7 zeigt ein System mit
indirekter Kathode. Bemerkenswert ist bei den Aus-
führungen, daß die Zuleitungen zum Anodenzylinder
und zur Kathode nahe benachbart werden. Durch
Vergrößerung der Faden-Anode-Kapazität soll da-
durch die Anodenrückwirkung verkleinert werden.
Zur technischen Ausführung der beschriebenen
Zweifach-Einheit gibt Bild 8 eine Veranschaulichung.
Man erkennt die Kombination der Vorstufe mit
extrem kleinem Durchgriff und indirekter Kathode
Bild 5.
Ausführung des Rückkopplungskondensators mit Abschirmung.
mit einer verhältnismäßig kräftigen Endstufe, die ca.
1 Watt unverzerrte Leistung (25% der Gleichstrom-
leistung) hergibt. Beim Aufbau sind Glasstützen
durchweg vermieden worden. Zur Herstellung der
Gitter für die Vorstufe wird neuerdings Gaze an
Bild 6. Bild 7.
Bild 6.
Versuchstype mit kleinem Durchgriff
Bild 7.
Versuchstype mit kleinem Durchgriff und indirekter Kathode.
Stelle von Spiralgittern verwendet, um gleich-
bleibende Durchigriffe zu erzielen. Der Heizstrom für
die indirekte Kathode hat sich neuerdings bis auf
180 Milliampere bei 8 Volt reduzieren lassen. Es ist
daher möglich geworden, dieselbe Type mit Gleich-
und Wechselstrom zu betreiben‘).
6) Die Entwicklung der indirekten Kathoden und- die Röhren-
konstruktion lag in den Händen der Herren B. Wienecke und
E. Erich im Röhrenlaboratorium der Firma Loewe-Radio, Berlin.
166
- Manfred von Ardenne:
F. Verstärker mit hohen Anoden-
spannungen.
Da eine weitere Erhöhung des Verstärkungs-
grades im Einklang mit der Theorie zu erwarten war,
wenn die Batteriespannung erhöht wurde, wurden
Bild 8.
Systemaufbau der Zweifach-Röhre.
Versuche in dieser Richtung unternommen. Die
Charakteristik einer Einrohr - Versuchstype zeigt
Bild 9. Es war: Ea = 1300 V, Ra = 8.10° Ohm,
Bild 9.
Kennlinien einer Versuchstype für hohe Anodenspannung.
D=0,044%. Mit diesem Rohr ließ sich eine Ver-
stärkung V = 870 in einer Stufe herstellen. Das Ar-
beiten mit diesen extremen Anodenspannungen hat
den großen Vorteil, daß ohne wesentlichen Verlust
an Verstärkung negative Gitterspannungen und damit
höhere Eingangswiderstände hergestellt werden
können. Es ist daher möglich, eine solche Röhre
direkt an einen hochfrequenten Schwingungskreis
anzuschließen, ohne dessen Dekrement zu erhöhen.
Ein weiterer Vorzug der hohen Anodenspannungen
zeigt sich in der Möglichkeit, trotz großer ohmscher
Widerstände im Anodenkreise das Rohr in Oszillator-
schaltungen verwenden zu können. Wie in der
zitierten Arbeit”) theoretisch untersucht wurde, be-
steht bei guter Anodenegleichrichtung, d. h. beim Ar-
beiten auf stark gekrümmten Stellen der Anoden-
kennlinie, in der Einschaltung einer kritischen ohm-
schen Mindestbelastung in den Anodenkreis das
einzige Mittel, einen an sich harten Schwingungs-
einsatz zu verbessern. Mit einer solchen Kombination
‚eines mit Anodengleichrichtung arbeitenden Schwing-
audions wurde mit Erfolg Ueberlagerungsempfang
bis zu sehr hohen Frequenzen (10°/sec) bei sehr
weichem Schwingungseinsatz ausgeführt. Dabei ge-
staltete sich infolge des hohen Anodenwiderstandes
von 8 Megohm die nachfolgende Spannungs-
verstärkung recht wirksam.
Da die Emission außerordentlich klein ist, so kann
einerseits die Wicklung des 1300-Volt-Transformators
für extrem kleine Strombelastungen, d. h. sehr billig,
7300 °
200 RER S
LLL?
H E
Bild 10.
Netzanschlußgerät für gleichzeitige Entnahme von Hoch-
und Mittelspannung.
ausgeführt werden, andererseits ist die Vorschaltung
eines Sicherungswiderstandes von wenigen Megohm
vor den Gleichrichter für den Betrieb der Anlage
elektrisch bedeutungslos, macht aber die Gleich-
richteranlage berührungssicher. Versieht man den
Transformator mit zwei getrennten Heizwicklungen,
so wird es außerdem möglich, die hohe Spannung für
die Spezialröhre sowie die Niederspannungen von
100—200 Volt für etwa nachfolgende Spannungs- oder
Endverstärker ein und demselben Gleichrichter-
aggregat zu entnehmen.
Bild 10 zeigt eine derartige Schaltung, bei der für
die Hochvoltstufe Einweg-Gleichrichtung unter Ver-
“wendung eines Ventiles für schwache Strombelastung
und ohne besondere Heizung zur Anwendung kommt,
während die Spannung für die folgenden Röhren
unter Verwendung eines Glühkathoden-Gleichrichters
demselben Gerät in Vollweg-Schaltung entnommen
wird.
II. Abschwächung der Hochirequenzverstärkung in
widerstaudsgekoppelten Niederirequenzverstärkern.
Die Stabilität einer Empfangsanlage, die mit mehr-
stufiger Hochfrequenzverstärkung arbeitet, kann da-
durch in Frage gestellt werden, daß infolge eines
)M. v. Ardenne und K. Schlesinger Amplitudenab-
hängigkeit der dynamischen Steilheit beim Richtv tärk
Jahrbuch. 34, S. 91, 1929, Heft 3. ERRE
—t |. (mn g " > D, mm - EEE iin um - "Elan =
ı 7
en ee
Fortschritte beim Bau und bel der Anwendung von Widerstandsverstärkern.
-nichtvollkommenen Kurzschlusses des Gleichrichter-
. Anodenkreises für Hochfrequenz ein Bruchteil der-
..selben bis
in die Lautsprecherleitungen gelangt.
- Hochfrequentes Selbstschwingen der Apparatur tritt
..selbstverständlich besonders dann ein, wenn sehr
= große Hochfrequenzverstärkung angewandt wird oder
..die Lautsprecherleitungen unabgeschirmt sind.
Je
. nach der Gestaltung des Eingangskreises und der
Kopplung mit dem Ausgang ist verschieden große
j HF-Abschwächung erforderlich, die bei fehlender Ab-
1 i
= schirmung etwa in der Größenanordnung y zu liegen
e hat.
Bei Widerstandsverstärkern besteht in der
kapazitiven Ueberbrückung des Anodenwiderstandes
. des Gleichrichters ein wirksames Mittel zur Fern-
`
b
vAN
Veee
AMA
haltung der hochfrequenten Grund- und Oberschwin-
gungen vom nachfolgenden Verstärker. Leider findet
Schaltung
Bild 11.
Hochfrequenzabschwächung
in Widerstands-Niederfrequenzverstärkern.
= dieses Verfahren seine Grenze durch die Steigerung
‘ der Frequenzbenachteiligung an der oberen Grenze
- des Hörbereiches.
- durch die Aufbaukapazitäten gegeben.
Praktisch ist eine solche schon
Durch einen
Parallelkondensator von etwa 30 cm ist bei Mehr-
-- fachröhrenaufbau wohl die höchstzulässige hoch-
- frequente Leitfähigkeit hergestellt, bei der gleich-
- zeitig die
die Gleichrichtung beeinträchtigende
Anodenspannungsrückwirkung als aufgehoben gelten
. kann. Die so erzielbare Hochfrequenzabschwächung
œ ist aber unter den geschilderten Umständen noch
“© lange nicht ausreichend. Messungen über die Hoch-
.- frequenzverstärkung einer 3NF-Röhre von Loewe
>» olıne Kondensator als Funktion der Wellenlänge
+ haben erkennen lassen, daß an der oberen Grenze
- des Rundfunkbereiches die Hochfrequenzverstärkung
nahezu 1 geworden ist.
Die Verbesserung, die durch den Kondensator in
einer Stufe erreichbar ist, läßt sich durch Anwendung
. desselben Verfahrens in den nachfolgenden Stufen
“ der
“ die Schaltung sowie das Ergebnis angegeben.
NF-Kaskade erhöhen. In Bild 11 ist unter a
Die
Ueberbrückung fand dabei in den ersten beiden
‚' Stufen statt; die Niederfrequenzverstärkung blieb im
¿< mittleren Hörbereich fast unbeeinilußt.
HE lerstirtung Eak
167
Für weitestgehende Ansprüche muß die Span-
nungsübertragung zwischen den einzelnen Stufen als
Siebkette ausgeführt werden. Die Benutzung von
Induktivitäten in dieser Kette verbietet sich bei Ver-
stärkern mit großen ohmschen Widerständen, da die
erzielbaren Impedanzen viel zu klein sind. Das
Prinzipschema einer für die Praxis geeigneten Aus-
führung zeigt Bild 12. Während der Verlust an
Niederfrequenzverstärkung bei der angegebenen
Dimensionierung nur etwa ein Neuntel beträgt, kommt
von der Hochfrequenz bei 300 m Wellenlänge nur
noch der Bruchteil von 5-10”? an das Gitter der näch-
sten Stufe. Bei längeren Wellen liegen die Verhält-
nisse naturgemäß ungünstiger. In Tabelle 11 ist
unter b eine Messung an einem in dieser Weise ab-
geänderten Exemplar einer 3NF-Einheit wieder-
gegeben. Obwohl keine Abschirmung der Zuleitung
zur ersten Anode angebracht war, resultierte doch
eine etwa 15 mal stärkere Abschwächung als bei
normalen Röhren dieser Art, während gleichzeitig
die Tonfrequenzverstärkung bei 3000 Hertz nur um
25% gesunken ist. Durch die erwähnte Abschirmung
würden sich die Abschwächungsgrade noclı ver-
bessern lassen; desgleichen durch Anwendung der-
selben Spannungsübertragung zwischen den beiden
nachfolgenden Stufen. Da jedoclı ein gewisser Ver-
lust an Niederfrequenzverstärkung dabei unvermeid-
lich ist, wird es sich kaum empfehlen weiterzugehen,
zumal bei einer vollkommenen Abschirmung der Ein-
gangsseite und geeigneter Ausbildung der Leitungs-
führung sich mit der so verbesserten NF-Einheit auch
bei HF-Verstärkungsgraden von 20000 und Wellen-
längen bis zu 2000 Metern vollkommene Stabilisierung
herstellen ließ.
III. Gleichzeitige Verstärkung mehrerer Frequenzen.
Die wichtigen Anwendungsmöglichkeiten, die sich
für die aperiodische Verstärkung im Gegensatz zu ab-
gestimmten Verstärkern durch die Möglichkeit der
Bild 12.
Siebkettenkopplung bei Niederfrequenzverstärkern.
Simultan-Verstärkung verschiedener Frequenzen er-
geben, scheinen bisher noch nicht genügend aus-
genutzt worden zu sein. Solange auf geradlinigen
Teilen der Charakteristik gearbeitet wird, ist die
gleichzeitige Verstärkung verschiedener Frequenzen
ohne gegenseitige Beeinflussung sowie ihre nachträg-
liche Trennung durch Abstimmungskreise hinter dem
Verstärker durchaus möglich. Eine gewisse Be-
schränkung liegt nur in der Erfüllbarkeit der ersten
Bedingung. Es ist insbesondere erforderlich, daß die
Summe der Scheitelspannungen aller auftretenden
Frequenzen stets kleiner bleibt als die maximal auf-
nehmbare Aussteuerungsspannung. Durch geeignete
Bemessung der einzelnen Verstärkerstufen ist dies
Mantred von Ardenne: Fortschritte beim Bau und bei der Anwendung von Widerstandsverstärkern.
acca e a e a aaa eaa e a a I MŇ aMaaa
Empfangsorte aufgestellten Zentral - Hochfrequenz-
verstärkers unter Verwendung rückwirkungsfreier
Zwischenverstärker einer in der Großstadt gelegenen
Sende-Anlage zugeführt wird. Sofern diese nur eine
beschränkte Anzahl stärkerer Fernstationen mit einer
für die Stadt ausreichenden Feldstärke abzustrahlen
hat, ist es möglich, die entsprechenden Frequenzen
der Leitung über scharf abgestimmte Systeme zu ent-
nehmen und einzelnen Sendern mit scharf abgestimm-
ten Antennen im Wege der Fremdsteuerung zu-
zuführen. Mit wesentlich geringerem hochfrequenten
Wirkungsgrade wäre jedoch auch die Verwendung
eines einzigen Senders denkbar, der der Fernleitung
das gesamte spektrale Frequenzgemisch entnimmt
und es einer Antennenanlage zuführt, der durch an sich
bekannte Mittel (Abstimmung durch Wellensiebe,
künstliche Dämpfung) eine geeignete „Resonanz-
kurvenform‘“ gegeben worden ist. Durch scharf ge-
richtete Antennen in der Empfangszentrale und große
‚räumliche Entfernung wird eine Vermeidung von
Rückkopplung technisch möglich. Weiterhin ergibt
sich die Möglichkeit der Transponierung von Kurz-
wellenempfang in der Zentrale zum Zweck einer
Wiederausstrahlung durch den Sender im Bereich
der Rundfunkfrequenzen?).
erreichbar. Bisher sind drei Anwendungsmöglich-
keiten der aperiodischen Simultan-Verstärkung in An-
griff genommen worden.
A. Verstärker für Fernsehgeräte.
Der Fall, daß eine gleichzeitige Aufnahme zweier
verschiedener Wellen durch einen Empfänger er-
forderlich ist, liegt bei Fernsehgeräten vor, bei denen
die Bildübertragung auf einer anderen Welle zu-
sammen mit einer Rundfunkübertragung aufzunehmen
ist. Die Möglichkeit, zwei getrennte Fochfrequenz-
verstärker durch einen einzigen zu ersetzen, ist bei
aperiodischer Verstärkung gegeben. Auch wenn die
Bildsendung durch eine kurze Welle geschieht, bleibt
der aperiodische Verstärker verwendbar. Obwohl
man zurzeit noch nicht über sehr leistungsfähige Ge-
räte dieser Art zur Verstärkung von Wellen unter
100 m verfügt, so ist doch auf dem bisher beschritte-
nen Wege, die Aufbaukapazitäten durch besondere
Anordnung (Mehrfachröhren) zu reduzieren, noch
lange nicht die technische Grenze erreicht. Es wäre
dann möglich, ohne besondere Transponierung der
kurzen Welle auszukommen. Die Möglichkeit der
Simultanverstärkung ist im letzteren Falle schon
heute vorhanden.
B. Hochirequenz - Kraftverstärkung.
Es liegt nahe, bei Vielfachempfangsanlagen die
Aufstellung der kostspieligen Hochfrequenzverstärker
für jeden einzelnen Empfänger dadurch zu ersparen,
daß eine einzige leistungsfähige Anlage die Hoch-
frequenzkraftverstärkung übernimmt. Diese Anlage hat
ausgangsseitig innerhalb des in Frage kommenden
Wellenbereichs hochfrequente Spannungen zu liefern,
die zum Betriebe einfacher Empfänger (Audion mit
Niederfrequenzverstärkung [Ortsempfängern]) aus-
reichen. Die Zuführung der Hochfrequenzenergie zu
den einfachen Empfängern durch kapazitiv stark be-
lastete, strahlungfreie Energieleitungen macht es er-
forderlich, der Endstufe des Hochfrequenzverstärkers
einen selır geringen inneren Widerstand zu geben.
Die Verstärkerzentrale wird zweckmäßig mit Richt-
antennen arbeiten, um besonders starke Sender aus-
zuschalten und dadurch eine Uebersteuerung bzw.
Modulation schwächerer Frequenzen vermeiden zu
können. Eine abgeschirmte Rahmenantenne empfiehlt
sich, da sie zur Verringerung der durch Rückstrahlung
seitens der Verteilerleitungen auf die Eingangsseite
bedingten Instabilität beiträgt. Die Leitung, die in
bekannter Weise nach Abschirmung?) und Pupinisie-
rung mit ausreichendem Wirkungsgrad arbeitet, führt
den einzelnen Ortsempfängern die Hochfrequenz über
Transformatoren mit ausreichender Eigendämpfung
Zusammenfassung.
Die Arbeit bespricht die Fortschritte, die auf dem
Gebiete der Widerstandsverstärkung in neuester Zeit
gemacht wurden und gliedert sich dabei in
l. Ausbildung der Verstärkerstufen und Röhren.
2. Verbesserungen bei Kaskadenverstärkern,
3. Anwendung der simultanen Verstärkung ver-
schiedener Frequenzen. |
Unter 1. wird von den Ergebnissen berichtet, die
durch Anwendung extrem kleiner Durchgriffe in Ver-
bindung mit hohen Anodenwiderständen bei Span-
nungsverstärkung erzielt wurden. Bei 200 Volt
Anodenspannung wurde eine 360fache, bei 1300 Volt
eine 800-900fache Verstärkung in einer Stufe er-
reicht. Die Berechnung solcher Röhren wird be-
sprochen und die Einhaltung eines geringen Ver-
zerrungsgrades nachgewiesen.
In 2. werden zweckmäßige Ausgestaltungen der
Spannungsübertragung zwischen den einzelnen
Stufen widerstandsgekoppelter NF-Verstärker be-
schrieben. Es zeigt sich, daß eine Abschwächung der
Hochfrequenzspannungen im Verhältnis 1:15 ohne
wesentliche Frequenzbenachteiligung bei rund 1500-
facher Niederfrequenzverstärkung möglich ist.
Abschnitt 3 behandelt neue Anwendungsmöglich-
keiten der nicht abgestimmten Hochfrequenz-
—n me...
zu, so daß am Betriebszustand der Anlage durch das
Hinzutreten oder Abschalten einzelner Empfänger
keine merkliche Aenderung eintritt, desgl. nicht, wenn
mehrere Empfänger ihre Abstimmung ändern oder
dieselbe Frequenz aufzunehmen wünschen.
C. Aperiodische Feldverstärkung.
Die Ausgestaltung des unter B dargestellten Prin-
zips erscheint in der Weise möglich, daß unter Ver-
wendung von Hochfrequenz-Freileitungen mit gutem
Wirkungsgrade die Energie eines an einem günstigen
8) s, a. W. Moser: Übertragung der Energie vom Sender zur
Antenne bei kurzen Wellen. ENT 5, S. 422. 1928, Heft 11.
verstärkung, die auf ihrer Fähigkeit beruhen, mehrere
Frequenzen gleichzeitig zu verstärken. Es handelt
sich um die gleichzeitige Verstärkung der Bild- und
Tonwelle bei Fernsehempfängern, um zentrale Hoch-
frequenzkraftverstärkung für eine größere Anzahl
einfacher Empfänger mit freier Frequenzauswahl und
um die Weiterentwicklung der HF-Energieverstärkung
bis zum empfangsgesteuerten Sender in Verbindung
mit einer Verstärkerzentrale für die Aufnahme eines
kontinuierlichen Frequenzspektrums.
(Eingegangen am 23. Juli 1929.)
>) Es soll darauf hingewiesen werden, daß auf den Inhalt
dieser Arbeit eine Reihe von Schutzrechten angemeldet sind.
A. Ristow: Der drahtlose Weckanruf für Einzel- und Sammelruf.
169
Der drahtlose Weckanruf für Einzel- und Sammelruf.
Von A. Ristow, Berlin.
Inhaltsübersicht.
Es werden die Probleme bei einem wahlweisen
drahtlosen Weckanruf untersucht, die einfachsten und
betriebssichersten Lösungen besprochen und eine in
der Praxis bewährte Anlage beschrieben.
Die Einrichtung, eine Gegenfunkstelle auch an-
zurufen, wenn bei ihr keine personelle Dauer-
beobachtung der Anrufwelle erfolgt oder vorher keine
feste Anrufzeit vereinbart ist, dürfte einen der wesent-
lichsten Nachteile des drahtlosen gegenüber dem
Draht - Fernmeldedienst beseitigen. Ein derartiger
„drahtloser Weckanruf“ erspart bei den Funkstellen,
die dauernd erreichbar sein müssen, erhebliches Per-
sonal. Er gibt ferner die Möglichkeit der Verbreitung
. des drahtlosen Fernmeldedienstes überall da, wo bis-
her auf ihn infolge des hohen Personalaufwandes und
der Unzweckmäßigkeit der vorherigen Festsetzung
einer Anrufzeit verzichtet werden mußte.
Der Drahtfernmeldedienst ist mit einer Weck-
einrichtung versehen zur Einführung gelangt. Ohne
diese hätte er auch nicht annähernd seine Verbreitung
gefunden. Nur wenige von den vielen, die heute über
einen Fernsprechanschluß verfügen, hätten es wohl
notgedrungen auf sich genommen, dauernd eine Per-
son am Hörer auf einen Anruf achten zu lassen oder
solche auf eine bestimmte Zeit (z. B. die ersten fünf
Minuten jeder Stunde! vorher zu beschränken. Beim
drahtlosen Fernmeldedienst sind erst in letzter Zeit
hierin einige Erfolge zu verzeichnen (obwohl die Ver-
suche hierzu sehr alt sind), jedoch nur mit der Ein-
` führung eines drahtlosen Sammelanrufes z. B. bei
© SOS-Rufen. Eine der wichtigsten Anforderungen an
- den drahtlosen Weckanruf scheint mir jedoch die
Möglichkeit zu sein, wahlweise einzeln oder in
beliebiger Anzahl gleichzeitig die Gegenfunkstellen im
© Bereich der Reichweite des Rufsenders anzurufen.
. Ein Sammelanruf hat sehr beschränkte Verwendung
z. B. bei dringender Gefahr oder bei den Rundfunk-
. Nachrichten „an alle“.
Drei technische Probleme möchte ich beim „draht-
‘ losen Weckanruf‘ unterscheiden: die Uebertragung
der erforderlichen Energie zur anzurufenden Emp-
- Tangsstelle von der Sendefunkstelle — die Stör-
befreiung des Anrufzeichens zur Vermeidung von
Fehlanrufen oder Nichtauslösung des Alarmsignals —
die möglichst einfache Art der Auslösung des Alarm-
signals nach Eintreffen des Anrufzeichens, auf das die
Weckeinrichtung der betr. Funkstelle abgestimmt ist
(iedoch nur dann). Das zweite Problem ist sicher
das schwierigste.
Doch dürfen die beiden anderen nicht vernachläs-
sigt werden. Bei der von mir im Polizeiinstitut für
Technik und Verkehr entwickelten Apparatur — die
in Anlehnung an die Untersuchung der drei tech-
nischen Probleme in folgendem beschrieben wird —
sind die Energieübertragung und die Einfachheit in
der Auslösung des Zeichens zum Ausgangspunkt der
Entwicklung gemacht worden.
Der Uebertragung der notwendigen Energie zur
„ anzurufenden Stelle stehen folgende Schwierigkeiten
entgegen: Ungenauigkeit in der Abstimmung der
Sender, hiermit in Verbindung die Unmöglichkeit der
Nachabstimmung der Empfangsanlage und die
Schwunderscheinungen. Bei personeller Beobachtung
achtet der Abhörende auch auf die benachbarten
Frequenzen der Anrufwelle.. Hört er dabei den
Sender, so kann er seine Empfangseinrichtung leicht
auf den optimalen Wert einstellen. Diese Möglichkeit
fällt beim Weckanruf fort, da der Empfangsapparat
erst nach Auslösung des Weckanrufes bedient wird.
Die Sendefrequenz wird bei quarzgesteuertem Sender
ziemlich gleichbleibend, weniger genau bei fremd-
erregtem und sehr ungenau bei eigenerregtem Sender
sein. Die quarzgesteuerten Sender können bei diesen
Ueberlegungen mit Rücksicht auf ihre Genauigkeit
ohne Berücksichtigung bleiben. Nun gibt es aber
verhältnismäßig wenig quarzgesteuerte Geräte, ganz
abgesehen davon, daß die Quarzsteuerung auch ihre
erheblichen Nachteile hat und in vielen Funkbetrieben
keine Anwendung finden wird. Bei den fremderregten
oder gar eigenerregten Sendern muß die Abstimmung
durch besondere Frequenzkontroller genau beobachtet
werden. Derartige Frequenzkontroller können sehr
einfach sein (z. B. ein Einrohr-Ueberlagerer), da es
oft nicht so sehr darauf ankommt, die zugewiesene
Sendefrequenz einzuhalten als stets die gleiche
Frequenz zu verwenden, die bei der erstmaligen Ein-
stellung verwandt ist. Ist es erforderlich, auch die
zugewiesene Sendefrequenz genau einzuhalten, so be-
darf es geeichter Frequenzkontroller, z. B. Wellen-
messer oder Quarzoszillatoren. Immerhin muß mit
einer gewissen Ungenauigkeit gerechnet werden. Ich
habe längere Versuche angestellt, um die Grenzwerte
der hierbei zu berücksichtigenden Ungenauigkeit fest-
zustellen. Die Versuche hatten folgendes Ergebnis:
1. Ein festeingestellter Empfänger, der von zwei
örtlich getrennten Sendern (eigenerregt ohne beson-
dere Frequenzkontrolle) angerufen wird. Der Emp-
fänger wird zunächst auf jeden Sender optimal ab-
gestimmt. Die Abweichung betrug ca. 1%. In der
Mittelstellung zwischen diesen optimalen Abstimmun-
gen ergaben die beiden Sender = 10 bzw. 15 mA.
Am 2. Tage ergaben Sender I =9 mA, Sender Il = 16 mA
„ 3. n „ 2) I=11 mA, „ I = 15mA
n 4. „ „ „ l= —r 13 mA, Rn I == 15 må
3 5. 19 2» 9 I = 9 mA, 1 JI = 18 mA
Die Lautstärke schwankte demnach zwischen 18
und 9 = 2:1 = um 100%.
2. Ein festeingestellter Empfänger, der von einem
Sender (eigenerregt mit Einrohr - Ueberlagerungs-
empfänger als Frequenzkontrolle) gerufen wird:
Am 1. Tage 20 mA
— 16 mA
17 mA
17 mA
18 mA
18 mA
N 16 mA
schwankte zwischen 20 und 16
FERNE
IN
Die Lautstärke
= .5:4 25%:
170
Bei optimaler Abstimmung der Empfangsanlage
muß daher entsprechend mehr Strom im Gleichrichter
erzielt werden als an sich zur Betätigung der Appa-
ratur erforderlich. Ist die Apparatur z. B. auf eine
Empfindlichkeit von 10 mA abgestimnit, so muß man
lediglich bei Berücksichtigung der Frequenz-
schwankungen des Senders = 12,5 mA zur Verfügung
haben, wenn die Empfangsstelle nur von einem
Sender, und 20 mA, wenn die Empfangsstelle von
mehreren Sendern angerufen werden soll. Die Emp-
fangsapparatur bleibt, wie ebenfalls durch sehr ein-
gehende Messungen überprüft ist, praktisch in der
gleichen Abstimmung erhalten, wenn die Anoden-
spannung sich nicht mehr als 10% ändert und die
Heizspannung nicht unter 3,7 Volt sinkt. Die Rück-
kopplung ist hierbei so einzustellen, daß sie innerhalb
dieser Spannungsschwankungen nicht abreißt. Es ist
daher lediglich notwendig, an der Empfangsstelle von
Zeit zu Zeit die Stromquellen nachzuprüfen. Die
Schwierigkeiten der Schwunderscheinungen, die sich
besonders bei den kürzeren Wellen ergeben, umgeht
man am besten dadurch, daß die erste Abstimmung
mit der erwähnten Toleranz im Gleichrichter in der
empfangsungünstigsten Zeit vorgenommen wird.
Besondere Beachtung ist hierbei dem zulässigen
Dauer-Störspiegel zu widmen, der sich aus örtlichen
Störungen oder auch Ueberlagerungen fremder modu-
lierter Sender ergibt. Liegt das Anzugsmoment eines
Relais bei 10 mA, so wird dieses Relais bei sicherem
Kontakthub erst abfallen, wenn der Erregerstrom auf
ca. 6 mA zurückgeht. Dies hat zur Folge, daß prak-
tisch der Störspiegel nicht über 4 mA liegen dürfte.
Die Sendeimpulse müßten demnach eine Differenz von
8,5 mA bzw. 16 mA auslösen. Dies würde bei größeren
Entfernungen Sender von erheblicher Leistung be-
dingen. Hinzu kommt, daß bei dieser Finstellung des
Empfängers (Störspiegel 4 mA, optimaler Ausschlag
bei Aufnahme der Impulse des Senders = 12,5 bzw.
20 mA) die meister Störer kurzer Dauer zwischen
6 und 10 mA liegen. Mehrtägige, genaue Beobachtun-
gen im Februar 1929 auf Welle 1340 (Ort: Empfänger-
prüfraum des Polizei-Instituts für Technik und Ver-
kehr in Berlin, Golßenerstr.) ergaben, daß 70—80 %
aller kurzen Störer im Gleichrichter 6—10 mA an-
zeigten. Diese Beobachtungen in Verbindung mit dem
Bestreben, erhöhte Senderleistungen zu vermeiden,
führte dazu, den Weckanruf mit einer Kontrolle der
Amplitude des Erregerstromes zu versehen. Diese
Amplitudenkontrolle unterbricht kurz vor Beendigung
jedes Impulses den Erregerstrom. Die Unterbrechung
wird unwirksam, sobald die Amplitude noch 10 mA
(die Anzugsempfindlichkeit des Eingangsrelais) be-
trägt. Liegt sie darunter, so zieht das Eingangsrelais
des Weckanrufes nicht mehr an. Dieser Einrichtung
dürfte in erster Linie das zuverlässige Arbeiten dieses
Weckanrufes zuzuschreiben sein. Sie hat außerdem
den Vorzug, daß der allgemeine Störspiegel wesentlich
gehoben werden kann, ohne daß die sichere Aus-
lösung allzusehr in Frage gestellt ist. Es genügt
crforderlichenfalls auch eine Differenz zwischen Stör-
spiezel und Ausschlag bei Aufnahme der Sender-
impulse von 5 mA (evtl. noch weniger). Dies ist bei
Verwendung von leistungsfähigen Röhren RE 134 oder
car RE 604) bei Aufnahme von Sendern geringer
Leistung auch bei größeren Entfernungen leicht zu
erreichen.
A. Ristow:
Weiterhin ist es erforderlich, daß die Sender-
impulse genau mit der erforderlichen Charakteristik
des Anrufzeichens (Dauer der Striche und Pausen!
übereinstimmen. Je höher hier die zulässige Toleranz,
um so geringer die Selektivität bei der Empfangs-
apparatur. Mehr als + 5% erscheinen mir nach
längeren Beobachtungen nicht zulässig, will man die
Gefahr des Fehlanrufes völlig vermeiden und die
Dauer der einzelnen Impulse bei verschiederien Anrui-
zeichen nicht mehr als + 10% auseinander!zgen. Eine
Genauigkeit von + 5% in der Tastung dsr Sende-
impulse läßt sich nur maschinell — aber dann ohne
besondere Schwierigkeit — erzielen. Es genügt ein
gewöhnlicher Elektromotor, der ein Kontaktrad an
Stelle der Morsetaste bewegt. Das Anrufzeichen wird
aus den in der Telegraphie üblichen Strichen ver-
schiedener Länge zu bilden sein. Man kann es außer-
dem noch in verschiedenen Frequenzen übermitteln,
doch halte ich dies nach eingehenden Ueberlegungen
und Versuchen weniger zweckmäßig. U. a. benötigt
man bei den Sendestellen Modulationseinrichtungen,
das Wellenband ist breiter und beim Empfänger muß
auf die Vorzüge der Rückkopplung verzichtet werden.
Außerdem ist es m. E. zweifelhaft, ob es dadurch ge-
lingt, die Apparatur selbst sehr einfach zu gestalten.
Keineswegs dürfte es genügen, das aufgenommene
Zeichen unmittelbar über eine niederfrequente Selek-
tionseinrichtung auf einen Schrittwähler wirken zu
lassen — wie dies vielfach m.W. versucht wird.
Das Anrufzeichen muß so gewählt werden, daß es `
zwei Aufgaben erfüllt: die Auswahl der gewünschten
Funkstelle und — in Verbindung mit den anderen Ein-
richtungen hierzu — die Störbefreiung. Die Gesamt-
länge soll möglichst gering sein. Je länger das
Zeichen ist, um so größer ist die Gefahr, daß seine
Wirkung durch Störer vernichtet wird. Andererseits
kommt man ohne eine gewisse Länge nicht aus.
Schon der erste Strich muß erfahrungsgemäß beson-
ders lang sein. Es ist dies ein einfaches und wirk-
sames Selektionsmittel.e. Ueber die Zeitdauer des
ersten Striches gehen allerdings die Ansichten sehr
auseinander. 2—3 Sekunden dürften genügen. Es
empfiehlt sich aber, das erste Zeichen etwas länger
zu machen als die Dauer eines folgender Striches
und einer Pause.
Um die Auswahl der gewünschten Funkstelle zu
ermöglichen, kann man verschiedene Wege ein-
schlagen. Am nächsten liegt wohl die Anlehnung an
die Morsezeichen, d. h. eine Kombination von kurzen
und langen Strichen in beliebiger Reihenfolge.
Doch ergeben sich hierbei konstruktive Schwierig-
keiten. Wesentlich einfacher dürfte es sein, innerhalb
eines Anrufzeichens nur Striche und Pausen von
gleicher Dauer mit Ausnahme des ersten und des
letzten Striches zu verwenden. Die Zahl der Zeichen
zwischen dem Anfangs- und Endstrich wird man nicht
unter 2 und nicht über 6 wählen dürfen. Niinmt man
nun nur drei verschiedene Zeiten der Striche bzw.
Pausen an, so ergeben sich für Verwendung aul
einer Welle = je 5 Zeichen mit 1, 2, 3 Strichlängen
und 1, 2, 3 Pausenlängen = 5 X 9 = 45 verschiedene
Anrufzeichen. Mehr werden wohl bei keinem Funk-
betrieb auf einer Welle benötigt. Wenn mehrere ört-
lich voneinander getrennte Sender auf einer Welle
mit dem Weckanruf arbeiten, so läßt sicli durch die
-
Der drahtlose Weckanruf für Einzel- und Sammelruf.
~- Abstufung der Energie der Sender die Zahl der auf
-= einer Welle wahlweise anrufbaren Funkstellen (bei
2—6 Strichen und drei verschiedenen Zeitdauern) er-
heblich vermehren.
Zur Störbefreiung kann die Charakteristik des An-
rufzeichens ganz erheblich beitragen. Den ersten
Strich habe ich bereits erwähnt. Nun kann durch eine
© Kombination von Relais usw. ohne große Schwierig-
.. keit eine weitere Selektion erreicht werden. Die
=- Relais usw. des Weckanrufes werden dann also durch
die Impulse erregt. Die Charakteristik des Anruf-
zeichens ist alsdann unter Berücksichtigung der auf-
tretenden Störimpulse und der Zweckmäfßigkeit der
Konstruktion u. a. als Kompromiß günstigst aus-
zuwählen.
Aber diese oft gewählte Methode bei den zalıl-
reichen Versuchen zur Entwicklung eines drahtlosen
Weckanrufes wird m. E. nie zu einem vollwertigen
Gerät führen. Den Beweis liefert eine eingehende
Beobachtung der Störimpulse. Selbst in empfangs-
günstigen Orten sind die Störungen auf fast allen
- Wellen derart, daß es in den wenigsten Fällen ge-
lingen wird, ein Anrufzeichen aufzunehmen, ohne daß
nicht irgendein Störimpuls von annähernd gleicher
Amplitude sich in ihm bemerkbar macht — es sei
. denn, daß ganz ungewöhnliche Sendeenergien zur Ver-
fügung stehen. Wenn aber irgendein Störimpuls sich
im Anrufzeichen befindet, so muß durch diesen bei
dieser Art der Steuerung (unmittelbare Steuerung
der Relais usw. durch die einfallenden Impulse) das
‘ Anrufzeichen unwirksam werden oder bei ent-
sprechender Kombination der Störimpulse zum Fehl-
anruf führen. Es läßt sich dies teilweise nur ver-
meiden, wenn die Toleranz der Zeitdauer der Striche
und Pausen sehr groß ist — aber dann ist hierbei
wiederum unmöglich, eine größere Anzahl von An-
rufzeicher zu erhalten. Gewiß ist theoretisch hierzu
auch dann die Möglichkeit noch gegeben — aber
nur unter großem Aufwand. Eine Weckeinrichtung
aber, die kompliziert ist, trägt schon von selbst den
technischen und ökonomischen Keim der geringen
Verwendungsfähizkeit in sich. Man hat Weck-
einrichtungen entwickelt, die einige zwanzig Relais
usw. enthalten. Selbst wenn es sich dabei um ein-
fache, in anderen Einrichtungen bewährte Relais
handelt, kann eine derartige Apparatur keine brauch-
bare Lösung sein. Zur Vermeidung von vielen
Relais, Wählern usw. sind in dieser Apparatur mit
bestem Erfolg Zeitrelais verwandt, bei denen die
Verzögerung (Anzugs- oder Abfallverzögerung) auf
mechanischem Wege erfolgt.
© Die Störer im Funkempfänger lassen sich ein-
teilen in Dauerstörer (Ueberlagerung durch einen
modulierten Sender oder örtliche Maschinen usw.),
atmosphärische Geräusche und fremde Telegraphie-
störer. Gegen Dauerstörer von annähernd gleicher
oder größerer Amplitude gibt es m. E. kein Mittel.
Sie decken den Empfänger zu und machen selbst
einen Hörempfang unmöglich. Mehr als vom Hör-
empfang kann man aber zunächst vom Weckanruf
nicht erwarten. Ein modulierter Sender hätte aller-
dings die Möglichkeit, mit einer gänzlich anderen
Frequenz auch dann einen Weckanruf durch-
zubringen. Aber, wie bereits oben ausgeführt, die
Nachteile des Weckanrufes auf modulierten Sendern
sind so erheblich und der praktische Erfolg so
171
= 7 —
zweifelhaft, daß man lieber den Weg eines selek-
tiven Empfanges gehen soll. Liegt die Aınplitude
des Dauerstörers etwas unter der des anrufenden
Senders, so wird der Dauerstörer durch die bereits
erwähnte Amplitudenkontrolle auch dann unwirsam
gemacht, wenn die Differenz nur sehr gering ist.
Zahlreiche Beobachtungen haben gezeigt, daß selbst
in empfangsungünstigen (Gegenden auf wenig
störungsfreien Wellen Dauerstörer von hoher Am-
plitude (mehr als 8-9 mA) bei Verwendung von
einigermaßen selektiven Empfängern vermieden
werden können. Schwierig ist es allerdings, Dauer-
störer zu vermeiden, deren Amplitude noch über der
Abfallempfindlichkeit des Eingangsrelais liegt — es
sei denn, man verzichtet auf leistungsfähige Emp-
fangseinrichtungen und entspr. Reichweite. Aber
nochmals — derartige Störer, zwischen der Anzugs-
und Abfallempfindlichkeit macht die Amplituden-
kontrolle unwirksam.
Störungen durch atmosphärische Elektrizität oder
durch fremde Telegraphiesender bestehen fast durch-
weg aus kurzen Impulsen, die allerdings oft sehr
rasch hintereinander folgen. Die sehr wenigen
Zeiten, in denen sie zu einem Dauerimpuls zusammen-
fallen, können außer acht gelassen werden. Wir
haben uns demnach in der Hauptsache noch mit den
kurzen Störimpulsen gleicher oder größerer Ampli-
tude als die des Rufsenders auseinanderzusetzen.
Zu ihrer Beseitigung und zur Verwendung mög-
lichst vieler Anrufzeichen auf gleicher Welle ist der
Weg der unmittelbaren Steuerung von Relais der
Weckeinrichtung durch den Rufsender bis zur Aus-
lösung der Impulsgabe verlassen und folgende An-
ordnung getroffen:
Nach Beendigung des ersten Striches beginnt die
Weckeinrichtung selbsttätig zu arbeiten. In
der Charakteristik ihrer Anrufzeichen treibt sie ein
Schrittwähler bis zu dem Kontakt, an dem sich die
Signaleinrichtung befindet. Die Energie hierzu wird
örtlichen Stromquellen entnommen. Die vom Sender
ausgesandten und im Empfänger gleichgerichteten
Impulse kontrollieren lediglich diesen Vorgang. Das
selbsttätige Arbeiten und dessen Kontrolle durch die
aufgenommenen Sendeimpulse muß also sychron in
der Charakteristik des Anrufzeichens erfolgen —
sonst wird durch ein Stromstoßpendel die Apparatur
in die Anfangsstellung zurückgeführt, und zwar —
was selır wesentlich ist — sofort beim Auftreten der
ersten Ungenauigkeit, nicht aber erst nach Be-
endigung des Zeichengebers.
In der Uebersichtsskizze (Bild 1) ist „J“ das erste
Eingangsrelais, das im Anodenkreis des Gleichrichters
liegt und auf das die im Empfänger aufgenommenen
Impulse wirken. Die Empfindlichkeit dieses Relais
ist auf 10 mA Anzug und 6 mA Abfall eingestellt.
Im Anodenstromkreis des Gleichrichters ist in Serie
mit der Wicklung des „J“-Relais der Unterbrechungs-
kontakt der Amplitudenkontrolle eingeschaltet — in
der Skizze der Einfachheit halber als Wagnerscher
Hammer eingezeichnet. Bei Betätigung dieser Ampli-
tudenkontrolle wird der Anodenstromkreis völlig
unterbrochen und der Anker des ,„J“-Relais fällt ab,
zieht jedoch sofort wieder an, sofern im Anoden-
kreis des Gleichrichters noch mindestens 10 mA vor-
handen sind. Ein Kleben des Ankers beim Strom-
stärken von 10--6 mA (Anzugs- und Abfallempfind-
172
A. Ristow: Der drahtlose Weckanruf für Einzel: und Sammelruf.
lichkeit) ist dadurch unmöglich gemacht. Störer in
dieser Größenordnung : sind dadurch : unwirksam.
Durch den Arbeitskontakt des „J“-Relais wird ein
Stromkreis geschlossen, in dem die Wickelung eines
Zeitrelais mit Anzugsverzögerung (AZ) liegt. Ruhe-
und Arbeitskontakte sind außerdem mit entsprechen-
den Kontakten (2 u. 4) des zweiten Zeitrelais, dessen’
Verzögerung jedoch beim Abfall liegt (AB), und dem
Stromstoßpendel so geschaltet, daß beim richtigen
Arbeiten der Apparatur der Erregerstrom. des
Stromstoßpendels entweder an den Kontakten des
Empfänger über
Gleichrichter
Amplituden-Kontrolle
dakan
‚Drahtloser Weckanruf
| schematisch
System Tefag-Ristow
Bild 1.
Schaltungsschema der Wan nähtung beim Empfänger des
‚drahtlosen Weckanrufs System Tefag-Ristow.
„J“-Relais oder an denen (2 er 4) des AB-Relais
unterbrochen ist. Sobald nach Kontaktgabe des AZ-
Relais der Anker des AB-Relais angezogen ist, wird
in dieser Stellung (Kontakt 1) der Schrittwähler er-
regt, der einen Schritt macht. Gleichzeitig wird ein
weiterer Kontakt (2) geschlossen, der für einen be-
stimmten Teil des Ankerabfalls als Folgekontakt aus-
gebildet ist. Um die Ruhestellung dieses Folge-
kontaktes (2) wird ein weiterer Folgekontakt (3) ge-
schlossen, der die Amplitudenkontrolle in Tätigkeit
setzt. Ist beim verzögerten Abfall des Ankers des
AB-Relais der Kontakt 2 geöffnet, so wird der Folge-
kontakt 4 geschlossen. Ist der Anker des AB-Relais
an seiner Ruhestellung angelangt, so wird über Kon-
takt 5 das AB-Relais erneut erregt und der Vorgang
wiederholt sich. Der Wähler macht einen weiteren
Schritt usw. Die Abfallzeit des Ankers des 4B-
Relais richtet sich nach der Dauer eines Punktes
und einer Pause. Nimmt man z. B. ein Zeichen,
Strich, Pause, Punkt, Pause, Punkt, Pause, Strich,
so muß die Signalauslösung beim 4. Kontakt des
Schrittwählers angebracht werden. Die Länge des
Punktes soll 1 Sek. und die der Pause 0,8 Sek. be-
tragen. Die gesamte Abfallzeit des Ankers des AB-
-© Relais ist demnach auf 1,8 Sek. einzustellen. Folge-
kontakt 2.muß 1 Sek. und Folgekontakt 4 = 0,8 Sek.
geschlossen sein. Der Zeitpunkt des. Ankeranzuges
beim AB-Relais muß mit dem des J-Relais zusammen-
fallen und das Oeffnen des Folgekontaktes 2 bzw.
das Schließen des Folgekontaktes 4 mit dem Anker-
abfall des J-Relais, sonst wird das Stromstoßpendel
ausgelöst. Durch diese Wechselwirkung der Folge-
kontakte 2 und 4 beim AB-Relais mit dem Ruhe- und
Arbeitskontakt beim J-Relais auf das Stromstoß-
pendel erfolgt die Kontrolle der Zeichengabe. Gibt
der ruhende Sender z. B. Punkte nicht mit 1 Sek.
Dauer, sondern z. B. mit 1,2 Sek. Dauer, so wird
der Stromkreis zum Stromstoßpendel bei Kontakt t
des AB-Relais ‚geschlossen, ohne daß Unterbrechung
beim Arbeitskontakt des J-Relais erfolgen konnte.
Entsprechend ist die Wirkung bei zu kurzen Punkten
bzw. unrichtiger Zeitdauer der Pausen. Andererseits
läßt diese. Einrichtung in der einfachsten Weise: eine
fast beliebige Anzahl von Anrufzeichen zu. Als Bei-
spiel für die Wirkung kurzer Störer wollen wir einen
Störsender annehmen, der mit Tempo 60 Buchstaben-
Min. ein Telegramm durchgibt und dessen Amplitude
im Empfänger 15 mA beträgt. Das J-Relais wird
dabei dauernd in Tätigkeit gesetzt. Solange nicht die
Apparatur über das AZ-Relais zum Ansprechen ge-
bracht ist, sind diese Telegraphiezeichen völlig un-
wirksam. Ist durch einen längeren Störer das AZ-
Relais zum Ansprechen gebracht, so geht schon im
Laufe der nächsten Sekunde die Apparatur wieder
durch das Stromstoßpendel:. in die Anfangsstellung
zurück. Die Aufnahmefähigkeit des richtigen Anruf-
zeichens ist durch ‘die dauernde Betätigung des
J-Relais durch den Störtelegraphiesender auch nicht
behindert, denn bei Strichen und Punkten sind Stör-
telegraphiezeichen unwirksam und die Apparatur
kommt über das AZ-Relais zunächst zum Arbeiten.
Am Ende des ersten Striches geht das J-Relais aus
der Dauererregung zwar wieder in den Rhythmus
des Störtelegraphiesenders über, die kürzeste Pause
genügt jedoch, um das AZ-Relais zum Abfall zu
bringen. In der Wirkung des Stromstoßpendels läßt
sich ohne Schwierigkeit eine Verzögerung erreichen,
die schon mit Rücksicht auf die Unkonstanz des
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T
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Bild 2.
Der drahtlose Weckanruf „System Tefag-Ristow“ in betriebs-
fertigem Zustand (Haube abgenommen) an einen 5 Rohr-Empfänger
angeschaltet.
Kontaktgebers notwendig ist. Wenn für ein Morse-
zeichen durchschnittlich fünf Impulse angenommen
werden, so dauert ein Impuls bei 60 X 5 = 300. Imp.|
Min. = 5 Imp./Sek. = 0,2 Sek., der durch die Ver-
zögerung im Stromstoßpendel unwirksam ist. Bei
einigermaßen selektivem Telegraphieempfänger ist
aber selbst bei ungünstigen Wellen ein Störsender
von 10 mA oder mehr sehr selten. Gibt man aber
außerdem. — wie beim Hörempfänger — den Anruf
mindestens dreimal durch, so ist eine sichere Gewähr
für die Auslösung des Anrufes gegeben. Beim
Polizeiinstitut für Technik und Verkehr sind unter
den ungünstigsten Verhältnissen über 1, Jahr Dauer-
TAg
in ca. 1 km Entfernung der Fiughafensender.
F. Kiebitz: Die Wellenausbreitung des Deutschlandsenders.
- versuche angestellt worden. Der Empfänger (5-Rohr-
Neutrodyn-Rundfunkempfänger) mit der
Weckeinrichtung (s. Bild 2 u. 3) war im Empfänger-
prüfraum in der Golßener Straße aufgestellt. In
100 m Entfernung befand sich ein Polizeisender und
Die
vielen elektrischen Anlagen im Polizeiinstitut er-
zeugten sehr oft einen Dauerstörspiegel von 8 mA.
- Als Sender wurde ein Polizeisender (eigenerregter
Telefunkensender mit einer Antennenstrahlleistung
von ca. 40 Watt) in einer Entfernung von 350 km
gewählt. Wenn ausnahmsweise Anrufe nicht an-
kamen, (es wurde täglich zehnmal angerufen), so lag
es lediglich an der großen Inkonstanz des Senders
und ungenauer Zeichengabe — Bedienungsfehler, die
nach einiger Uebung des Personals ebenfalls fast
völlig aufhörten.
Zusammenfassung.
Es wird eine Einrichtung beschrieben, die den
wahlweisen Anruf von Funkstellen auf gleicher
Welle durch Auslösung einer Signaleinrichtung bei
der Empfangsstelle gestattet. Die Probleme hierbei
— Uebertragung der erforderlichen Energie, Stör-
befreiung des Anrufzeichens, die Art der Auslösung
der Signaleinrichtung — werden untersucht und im
173
Anschluß hieran die Apparatur beschrieben. Die im
Empfänger aufgenommenen Impulse des Rufsenders
betätigen nicht unmittelbar Relais bis zur Auslösung
der Signaleinrichtung (mit Ausnahme des ersten Zeit-
relais), sondern kontrollieren lediglich die selbst-
tätige Inbetriebsetzung eines Schrittwählers im
Rhythmus des Anrufzeichens. Ist diese Kontrolle
nicht synchron mit der selbsttätigen Zeichengabe, so
fällt die Apparatur durch einen Stromstoßpendel in
sich zusammen. Die Wirksamkeit des Stromstoß-
pendels wird für die Dauer von Telegraphiezeichen
unwirksam gemacht. Eine Amplitudenkontrolle der
Eingangsströme macht ferner alle Störer unwirksam,
die unter der Anzugsempfindlichkeit des Eingangs-
relais — insbesondere die über der Abfallempfindlich-
keit liegen — unwirksam. Eine große Auswahl von
Anrufzeichen und Beseitigung aller Störer, die sich
nicht als Dauerstörer mit gleicher oder größerer
Amplitude als die des Rufsenders auswirken, ist da-
durch erreicht.
Das praktische Arbeiten dieser bereits in fabrik-
mäßiger Serienausführung vorliegenden drahtlosen
Weckanrufeinrichtung (Fabrikat der Telephonfabrik
A.-G. Berliner) wird beschrieben.
(Eingegangen am 10. September 1929.) |
Die Wellenausbreitung des Deutschlandsenders’.
Mitteilung aus dem Reichspostzentralamt.
Von F. Kiebitz.
Inhaltsübersicht:
Methoden der Feldstärkebestimmung.
Genauigkeit der Beobachtungen.
Berechnung der Strahlen und ihrer Absorption.
Messergebnisse beim Deutschlandsender.
Zusammenfassung.
nun“
1. Einleitung:
Die Ausbreitung elektrischer Wellen ist in den
letzten Jahren der Gegenstand zahlreicher Beobach-
tungen, Theorien und Hypothesen gewesen. Ver-
einzelt sind seit langer Zeit objektive Beobachtungs-
methoden angewendet worden. So hat M. Reicht)
im Jahre 1910 Messungen veröffentlicht, bei denen
der in einer definierten abgestimmten Antenne emp-
fangene Strom galvanometrisch gemessen wurde.
Diese Methode der Feldstärkcermittlung aus Emp-
fangsstrom, Höhe und Widerstand der Antenne ist
nach Einführung der Verstärkerröhren außerordent-
lich verfeinert worden, zuerst wohl von G. An-
ders’) Mit seinem Gerät gelang es M. Bäum-
Jer°), die Stärke der von Amerika einfallenden
(iroßBstationswellen in Berlin zu bestimmen. Ein
(jerät, das sich besonders für Feldstärkemessungen
im Bereich der Rundfunkwellen eignet, hat Bäumler‘)
*) Ausführlicher Elektr. Nachr. Techn. 6, S. 303, 1929, Heft 8.
1) M. Reich, Phys. Ztschr. 14, S. 934, 1913.
2) G. Anders, ENT 2, S. 401, 1925; Ref. ds. Ztschr. 28, S. 91,
1926.
3) M. Bäumler, ENT 1, S. 50, 1924.
i) M. Bäumler, ENT 1, S. 160, 1924; TFT 17, S. 193, 1928.
beschrieben. Mit dieser und mit ähnlichen Anord-
nungen sind in den letzten Jahren viele Feldstärke-
messungen ausgeführt worden, sowohl in Deutsch-
land als auch im Ausland’).
Im vorliegenden Aufsatz sind Messungen dieser
Art beschrieben, die im Herbst 1928 in der Umgebung
des Deutschlandsenders in Zeesen angestellt wurden.
2. Beobachtungsergebnisse.
Die Beobachtungen erstreckten sich über sechs
Tage, an denen gleichmäßig schönes Herbstwetter
herrschte. Nachtbeobachtungen fanden nicht statt. Es
sollte auf diese Weise erkannt werden, ob die Boden-
beschaffenheit einen Einfluß auf die Wellen-
ausbreitung ausübt. Die vorliegenden Beobachtungen
erstreckten sich auf Abstände von nur 50—100 km
vom Sender. Um zu prüfen, ob während der Mes-
sungen Schwankungen vorhanden waren, die vom
Sender oder vom Wetter verursacht sein konnten,
wurde in 130 km Entfernung auf der Versuchsstelle
in Strelitz dauernd die Intensität der ankommenden
Wellen kontrolliert. Die dort beobachteten Schwan-
kungen haben 8% nicht überschritten, so daß an-
zunehmen ist, daß auch bei allen anderen Beobachtun-
L. Espenschied, Journal Amer. Inst. El. Eng. 46, S. 25, 1927;
Ref. ds. Ztschr. 30, S. 106, 1927.
174
F. Kiebitz: Die Wellenausbreitung des Deutschlandsenders.
Unregelmäßigkeiten über 8% der Bodenbeschaffen-
heit zur Last zu legen sind.
An den sechs Beobachtungstagen wurden mit dem
Empfangsgerät Fahrten unternommen, während der
Zeesener Sender beständig mit bestimmter Antennen-
stromstärke (meist 40 A) betrieben wurde. Die
Wellenlänge betrug damals 1250 m, die Eigenwelle
der Antenne hatte nahezu den gleichen Wert. An den
sechs Beobachtungstagen wurde an je 10—15 Auf-
stellungspunkten die Feldstärke bestimmt. Das Emp-
fangsgerät wurde am Tage vor und nach ieder Fahrt
im Laboratorium geeicht. Diese Eichungen stimmten
um weniger als 3% untereinander überein. Die
absolute Genauigkeit der Senderstromstärke betrug
5%. Die absoluten Feldstärkeangaben erfahren
außer durch die Eichunterschiede noch eine Unsicher-
heit, die sich aus der Bestimmung des Dämpfungs-
widerstandes und der wirksamen Höhe der Empfangs-
ordnung ergibt. Wenn man diese berücksichtigt, so
gelangt man zu einer absoluten Genauigkeit der Feld-
stärkeangaben, die nur 10% beträgt.
Die Einstellgenauigkeit des Empfängers beträgt
ebenfalls nur 10%. Die Fahrten wurden so ein-
gerichtet, daß an ganz verschiedenen Tagen be-
stimmte Aufstellungspunkte wieder aufgesucht wur-
den. Z.B. wurde ein Beobachtungspunkt dreimal auf-
gesucht. Die Unterschiede in den Einstellungen be-
trugen dann nie mehr als 15%. Sie erklären sich
zum Teil durch die Witterungsschwankungen (bis
8%), zum Teil durch die Unsicherheit der Einstellung
(bis 10%).
Besondere Vorsicht war bei der Wahl der Auf-
stellungsorte geboten. In der Nähe von Gebäuden
und Freileitungen wurden in der Regel andere Werte
gemessen als auf freiem Feld. Es ergab sich, daß es
unzulässig ist, Feldstärkeangaben zu machen auf
Grund von Beobachtungen, die in weniger als 100 m
Abstand von Häusern, Leitungen oder Baumgruppen
angestellt worden sind. Die mitgeteilten Beobach-
tungen sind sämtlich auf freiem, ebenen Feld gemacht
worden, das im Umkreis von wenigstens 150 m keine
Gebäude, Leitungen und Baumgruppen aufwies.
3. Berechnung.
Für die Amplitude der elektrischen Wellen kann
man verschiedene Maße anwenden. Die vorliegenden
Angaben sind alle auf die Strahlung bezogen. Sie ist
die Summe der elektrischen und magnetischen Feld-
energie, die in der Zeiteinheit durch den Querschnitt 1
hindurchfließt und wird nach Poynting aus der
Formel berechnet:
C A
S= 7 £ Hsin (EH),
wobei c die Lichtgeschwindigkeit, E die elektrische
und H die magnetische Feldstärke ist und (EH) der
Winkel zwischen der Richtung des elektrischen und
magnetischen Feldes. Bei einem reinen Strahlungs-
vorgang ist E = H und (EH) = 90°, mithin die Dichte
des Energiestromes:
C
S = — E?
4n
(1)
oder wenn man technische Einheiten für Strahlung
und Feldstärke einführt:
Watt
1^
akin (1)
S — 2652 E? =
Wenn anderseits ein Sender die Gesamtleistung ^
ausstrahlt, so geht im Abstand r durch jeden Quer-
schnitt ein Energiestrom hindurch, der sich durch dit
Verteilung der Leistung N auf eine Halbkugel von
der Fläche 2 z1? ergibt. Da normalerweise die Strah-
lung längs der Erdoberfläche am dichtesten ist, und
die Feldstärke sinusförmig mit der Annäherung an
das Zenith abnimmt, so gilt für die Berechnung der
Strahlungsdichte an der Erdoberfläche die Formel:
3 N 3N
Peg In “
oder in technischen Einheiten:
Ss N(kW) Watt i
DEI 2 (km) qkm 2)
Im Falle des Zeesener Senders betrug der wahr-
scheinliche Wert der ausgestrahlten Leistung 30 kW.
Diese Zahl entspricht einer Anodenstromleistung von
50 kW. Die wirksame Höhe kann zu 125 m angesetzt
werden — bei 210 m Turmhöhe — und der Verlust-
widerstand zu 3 Ohm. Aus diesen Angaben folgt ein
Strahlungswiderstand von rund 18,5 Ohm, mithin ein
Gesamtdämpfungswiderstand von 21,5 Ohm und bei
40 Ohm Antennenstromstärke eine Antennenleistung
von 34,5 kW und eine Strahlungsleistung von 30 kW..
Um eine Absorption der Wellen rechnerisch dar-
stellen zu können, pflegt man ebenso wie bei der
Dämpfung ein logarithmisches Maß einzuführen. Das
Produkt S.r? würde, wenn keinerlei Absorption statt-
fände, konstant sein. Wenn man die Abnahme, die
die Strahlung durch Absorption erfährt, durcli die
Gleichung beschreibt: |
RA . $ = Dg’ 17 . e-Plrı—ra)
so stellt g ein Maß der Absorption dar, und zwar den
l.ogarithmus der Amplitudenabnahme pro km. Mit
der Feldstärke ist die Absorption verknüpft durch die
Beziehung:
ß
E\r,=Ests-? (nr)
so daß aus Feldstärke und Abstandsmessungen die
Absorption nach folgender Formel berechnet wird:
In Ern—in Er
vi — Yo
B/2= (3)
Es ist dabei zu beachten, daß die Darstellung der
Absorption in dieser Form streng genommen nur
unter bestimmten, in der Wirklichkeit nicht erfüllten
Voraussetzungen Sinn hat. Nämlich
l. unter der Voraussetzung, daß die Absorptions-
ursachen auf der ganzen Wellenfront vom Erdboden
bis zum Zenith in gleicher Weise wirksam sind und
2. unter der Voraussetzung, daß die Absorptions-
ursachen sich mit der Entfernung nicht ändern.
= —
j
l
|
M. Büge: Direkte Messung des Modulationsgrades eines Telephoniesenders.
4. Ergebnisse.
Die Ergebnisse der rund 100 Beobachtungen sind
in dem nebenstehenden Bild zusammengestellt. Dieses
Bild ist auf folgende Weise zustande gekommen: Es
sind auf der Karte alle Beobachtungspunkte, in denen
eine Strahlung von 2 Watt/gkm £10 % gemessen
- wurden, verbunden worden; ebenso alle Punkte, in
. denen 1 Watt/gkm £ 10% und alle Punkte, in denen
0,4 Watt/qkm + 10% gemessen worden sind. Sie
t=
7
1250 m
Wellenlänge
Aufgenommen
Herbst 7928
Wiltenberge
on
tidus
i ! à
L |
Ht
53 SAn
{Cotto
| w Q4 Walt/gkm s e
Strahlungsdiagramm des Deutschlandsenders in Zeesen.
m
jan
1W wirksame
Antennenhöhe
135m
= ordnen sich in drei Riegen, die den Sender um-
“ schlingen; die Gebiete, in denen keine Beobachtungs-
- punkte vorliegen, sind punktiert eingetragen worden.
- Außerdem ist der Kreis gezeichnet, in dem nach der
Strahlungsformel (2°) die Strahlung 1 Watt/qkm zu
erwarten gewesen wäre. Er hat 85 km Halbmesser.
Man erkennt, daß das (Gebiet, in dem tatsächlich
1 Watt/gqkm beobachtet wurde, innerhalb dieses
Kreises liegt und keine genaue Kreisform mehr be-
sitzt. Ebenso weist das Gebiet für 2 Watt/qkm er-
hebliche Verzerrungen gegenüber der Kreisform auf
und ebenso das Gebiet für 0,4 Watt/qkm. Nach For-
mel (3) sind ungefähre Werte der Absorption berech-
175
net worden. Sie sind im Verhältnis 1:3 zuverlässig,
d. h., wenn 0,01 als Absorption angegeben ist, so kann
P Werte zwischen 0,003 und 0,03 haben.
Es fällt dabei auf, daß die Gebiete kleinster Ab-
sorption in den größten Entfernungen vorkommen.
Vielleicht ist dafür der Lauf der Elbe und der Oder
verantwortlich zu machen, während große Absorp-
tionsgebiete mit dem Höhenrücken des Fläming, süd-
lich von Berlin, und mit dem Waldgebiet im Norden
von Berlin einigermaßen zusammenfallen. Vielleicht
hat die Abnahme der Absorption mit der Entfernung
aber eine grundsätzliche Ursache. Man kann nämlich
auch daran denken, daß ja die Bodenabsorption nur
in dem untersten Streifen der’ ganzen Kugelwelle
wirksam ist, während die übrige Raumstrahlung nicht
beeinträchtigt wird. Dieser Bodenstreifen beträgt
aber mit steigender Entfernung einen immer ab-
nehmenden Bruchteil der gesamten Wellenfront, so
daß auch aus diesem Grunde die örtlichen Störungs-
ursachen die Wellen eines nahen Senders verhältnis-
mäßig stärker absorbieren müssen als die eines
fernen Senders. In der Tat muß nach dem Prinzip von
MHuyghens und Fresnel die Raumwelle den am
Boden absorbierten Energiestrom zum Teil wieder
ersetzen.
5 Zusammenfassung.
Im Herbst 1928 wurden an nahezu 100 Stellen im
Umkreis von 100 km um den Deutschlandsender in
Zeesen Messungen der Amplitude der ausgestrahlten
Wellen vorgenommen. Als Amplitude wurde die in
der Zeiteinheit durch die Einheit des Querschnitts ge-
strahlte Energie benutzt, angegeben in Watt/qkm als
Einheit. Es ergab sich, daß die Wellen eine Absorp-
tion erfahren, die durch die Beschaffenheit der Erd-
oberfläche verursacht sein muß, und daß diese Ab-
sorption in verschiedenen Richtungen verschieden
groß ist. Die Größe der Absorption, angegeben durch
den Logarithmus, der auf 1 km verursachten Ver-
ringerung der Strahlung hat Werte von der unge-
fähren Größe 0,01 in der Nähe und 0,001 in der Ferne.
(Eingegangen am 2. August 1929.)
Direkte Messung des Modulationsgrades eines Telephoniesenders.
Mitteilung aus dem Elektrotechn. Institut der T.H. Breslau.
Von M. Biüge.
Inhaltsübersicht.
Es werden zwei Schaltungen angegeben, die es
ermöglichen, den Modulationsgrad eines Telephonie-
senders direkt durch den Ausschlag eines normalen
Zeigerinstrumentes (Kreuzspul- oder Drehspulinstru-
ment) zu messen.
Unter dem Modulationsgrad eines Telephonie-
senders wird im Folgenden unter der Annahme einer
symmetrischen Beeinflussung entsprechend Bild 1 der
Ausdruck!) verstanden
Ken
N im
1) Vgl. Banneitz. Taschenbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie.
Die übliche Ueberwachung des Modulationsgrades ist
im Sendebetrieb eine indirekte: Die mittlere bzw.
momentane Höhe der dem Gitter zugeführten Modu-
lationsspannung wird kontrolliert. Die Einstellung der
hierzu verwendeten Meßgeräte — im allgemeinen
zweier mit verschiedener Vorspannung arbeitender
Röhrenvoltmeter — erfolgt empirisch am Sender. Es
wird also nur ein einmal vorgeschriebener Modulations-
grad innegehalten, nicht aber die absolute Größe be-
stimmt oder in vorgeschriebener Weise geändert.
Zur Bestimmung des tatsächlichen Betrages des Mo-
dulationsgrades sind Anordnungen z. B. von Thur-
ner, Gabriel und auch Kuhlmann angegeben,
die jedoch den Nachteil haben, daß der gesuchte Wert
176
durch Rechnung oder Konstruktion aus gemessenen
Größen folgt. Im Folgenden wird eine Schaltung zur
direkten Ablesung des Modulationsgrades mitgeteilt.
Als Anzeigeinstrument dient ein Kreuzspulen-
system, wie es mit nn z als Ohm-
Au
LI in
unmodulier! moduliert
Bild 1.
Aussteuerung eines Telephoniesenders.
meter, mit Erregerspule als Phasenmesser Verwen-
dung findet. Die Arbeitsweise beruht darauf, daß der
Ausschlag der Kreuzspule proportional dem Quotien-
ten der beiden Spulenströme ist (vgl. Bild 2).
Bild 2.
Kreuzspulsystem.
L
a=c 2
tg
Die Eignung des Instrumentes zur Messung des Mo-
dnlationsgrades ist klar, es ist nur erforderlich, daß
ii = ism und fə = im gemacht wird. Dies wird durch
Bild 3.
Schaltskizze zur Messung des Modulationsgrades.
die in Bild 3 vereinfacht gezeichnete Schaltung er-
reicht.
Der zu untersuchende Sender induziert in der
Spule L eine Wechselspannung, deren Scheitelwert
. bei unmoduliertem Senden em betrage, bei modu-
liertem Senden &u + en. Die Spannung E, ist der
Größe nach gleich em; es liegt jedoch ihr negativer
Pol an der Anode der Ventilröhre V, so daß bei nicht-
moduliertem Senden der Kondensator C nicht auf-
geladen wird. Bei moduliertem Senden steigt die
_M. Büge:
Kondensatorspannung auf den Betrag esms,
Spannung E, unverändert bleiben soll.
Null auf
la = eg k= Kls
Die Spulenströme des Kreuzspulinstrumentes be-
tragen also
t == k' E == ken
lo —— ta —— Kesm
Der Ausschlag des Systems beträgt also
Für k =k wird
Instrument zeigt direkt den
Die ausgeführte Schaltung
d. h. das
grad an.
DOQOOF
Bild 4.
Schaltschema
zur Messung des Modulationsgrades mit Kreuzspulsystem.
Parallel der vom Sender über die Empfangsantenne
induzierten Spule L liegt ein Abstimmkondensator.
Als Ventilröhre V dient eine beliebige Dreielektroden-
röhre. Verwendet wurde eine Telefunkenröhre Type
R.S. V. Der variable Kondensator © (Stöpselkonden-
sator von H. u. B.) ist durch einen hochohmigen Wider-
stand überbrückt, damit seine Ladung abfließen kann.
Die Spannung E, ist durch Einschaltung eines induk-
tionsfreien Spannungsteilers veränderlich gemacht.
An dem Kondensator € ist die Gitterspannung für die
Arbeitsröhre R abgegriffen. Hier werden in Parallel-
schaltung zwei Telefunkenröhren Type R.E. 604 (D=
27% R:=10°Q) verwendet. Der Anodenruhestrom,
der bei — eg = 20 Volt, ea= 150 Volt ungefähr 20 mA
beträgt, wird mit Hilfe des Spannungsteilers Sp. kom-
pensiert. Als Kreuzspulinstrument diente in provi-
sorischer Weise ein Phasenmesser. Der Widerstand
der Meßspulen beträgt 150 Q, der normale Spulen-
strom 30 mA bei einer Erregerstromstärke von 5 A.
da die
Damit wächst
der Anodenstrom der Arbeitsröhre R, der zunächst
der Gitterspannung proportional gesetzt wird, von
Modulations-
zeigt Bild 4.
|
e — — e
+ Einf © Sn 5
er
Direkte Messung des Modulationsgrades eines Telephoniesenders.
a Die Einstellung des Gerätes erfolgt folgendermaßen:
FE oa
I. Der Sender gibt unmoduliert.
A. Der Ruhestrom der Arbeitsröhre R wird kompen-
sieft. Dabei ist die Induktivität L kurzgeschlossen.
B. Der Kurzschluß von Z ist aufgehoben. E, ist gleich
Null. Der Kondensator C wird auf die Scheitel-
spannung €m aufgeladen. Der Anodenstrom der
Arbeitsröhre, der unter der Voraussetzung eines
genügend hohen Widerstandes des Spannungs-
teilers Sp gleich dem Spulenstrom i, des Kreuz-
spulinstrumentes gesetzt wird, steigt um den
Betrag:
| dia = Sen
wobei
ge 5
1+2SDR,
C. Die Spannung des Kondensators C wird durch
Einregulierung von E, kompensiert. Die Kompen-
sation ist dann erreicht, wenn dia gerade auf Null
zurückgegangen ist. Mit Hilfe des Widerstandes
R „wird der Spulenstrom i, desKreuzspulinstrumen-
tes auf den Betrag dia = S’e„ eingestellt. Die
vielleicht infolge dieser Belastung auftretende
Aenderung von E, muß ausgeglichen werden.
n'a.
npp
Rk
| pé
Bild 5.
Schaltschema zur Messung des Modulationsgrades.
II. Der Sender gibt moduliert. Der Ausschlag des
Kreuzspulinstrumentes beträgt:
S’esm
Sen
Die Fehler der Anordnung liegen darin, daß der Kon-
densator C infolge der parallel liegenden Ableitwider-
stände nicht auf die volle Scheitelspannung aufgeladen
wird ‘und in der Vernachlässigung der der einen
Kreuzspule parallel geschalteten Widerstandsanord-
nung. Die praktische Ausführung des Versuches
führte zu keinem brauchbaren Ergebnis, da die zur
Verfügung stehenden Kreuzspulsysteme ungeeignete
Dämpfungen besaßen. Die Schaltung wurde dalıer
nach Bild 5 abgeändert.
Bei der Kompensation des Anodenruhestromes be-
trage der Widerstand des Anodenamperemeters nebst
Q ==
177
*Nebenwiderstand RQ, der des Kompensationswider-
standes RQ. Bei unmoduliertem Geben steige der
Anodenstrom um dia =S’e„; durch Aendern des
Nebenwiderstandes des Anodenamperemeters von Ry
auf R’n wird der Ausschlag des Instrumentes auf
100° gebracht. Die vorher eingestellte Kompensation
wird durch diese Aenderung von R nicht beeinträch-
tigt, wenn Rx hinreichend groß ist (z. B. Ra =10 Q,
R= 10.10° Q). Durch Aendern von Rp wird der Aus-
schlag a, = S’em = diaı = 100° kompensiert. Bei mo-
duliertem Senden steigt der Ausschlag an auf & =
diaz = S’ esm
Der Ausschlag a» gibt also den Modulationsgrad
direkt in Prozenten an.
Bei dieser Entwicklung ist S’ als unabhängig von
R,. und von der Gitterspannung angesehen. Die Un-
abhängigkeit von der Gitterspannung ist im gerad-
linigen Teil der Arbeitskurve gegeben. Damit die
Steilheit durch Aenderung von Rx nicht beeinflußt
wird, muß dieses stets groß gegenüber R4 sein.
Die Schaltung baut darauf auf, daß der Konden-
sator € auf den Scheitelwert der induzierten Spannung
aufgeladen wird. Dies ist natürlich nicht genau er-
füllt, da der Ueberbrückungswiderstand stets endliche
Größe haben muß, nur die Gitterströme der Arbeits-
röhren können durch geeignete negative Vorspannung
beliebig klein gehalten werden. Von Barkhausen
(Elektronenröhren, Bd. 3) ist jedoch gezeigt, daß die
Spannung des Kondensators bei großen Werten des
Ueberbrückungswiderstandes linear steigt mit der
Amplitude der Wechselspannung, wenn der Verlauf
der Kennlinie durch eine Parabel dargestellt wird.
Die Proportionalitätskonstante zwischen Konden-
satorspannung und Wechselspannungsamplitude fällt
aber in der Gleichung für den Modulationsgrad her-
aus, da sie im Zähler und Nenner auftritt. Geeignete
Wahl des Kondensators C ermöglicht es, den mitt-
leren oder momentanen Wert des Aussteuerungs-
faktors zu messen.
Der Verfasser dankt dem Direktor des Elektro-
technischen Institutes, Herrn Professor Dr.-Ing. G.
Hilpert, für seine Unterstützungen und An-
regungen bei der vorliegenden Arbeit.
Zusammenfassung.
Zur direkten Messung des Modulationsgrades eines
Telephoniesenders werden zwei Schaltungen ange-
geben, die beide darauf beruhen, daß das Gitter einer
Verstärkerröhre durch den Scheitelwert der Span-
nung beeinflußt wird, die von dem zu messenden
Sender in einer Empfangsspule induziert wird. Dabei
ist die Größe eines Messkondensators bestimmend,
ob der mittlere oder momentane Wert des Modu-
lationsgrades gemessen wird.
(Eingegangen am 3. August 1929.)
178 Gerhard Gresky:
Richtcharakteristiiien von Antennenkombinationen, | |
deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden. |
Von Gerhard Gresky, Berlin-Tempelhof.
Schluß*).
IV. Kombinationen zweier in verschiedenen Ober-
schwingungen erregter Antennen.
a) Serienstellung zweier Antennen mit
einer zusätzlichen Kunstphase
von 180°.
Die allgemeine Formel für diese Kombination
lautet:
R =r (a, ; sin wt
+ r, (a, B, y) sin (wt ge Tag a cos f -+ a).
In der Vertikalebene m man im allgemeinen
Nullstellen nur dann erhalten, wenn für einen be-
stimmten Neigungswinkel 8 r, und rə gleichzeitig ver-
: . 2nd
schwinden, oder wenn für r, =f, j7008a COS B=2n
| 1
wird, d. h. für d) = FOL wobei 8 den
Winkel bedeutet, für den rı =r wird. Man kann
daher die Nullstellen in der Vertikalebene nur für ein
bestimmtes « und dann nur um höchstens eine ver-
mehren.
Fine Ausnahme davon bildet die Ebene a = 90°,
für die die Charakteristik
R =r sin œt + r, sin (ot + n) ist.
Die Strahlung in dieser Ebene ist immer kleiner
als die einer der beiden Antennen, sie wird gleich der
Strahlung der einen Antenne, wenn die der anderen
verschwindet.
R = r für r, — 0 und R = 1, für r, = 0.
Nullstellen treten in dieser Ebene unabhängig vom
Abstandsverhältnis d/A für die Neigungswinkel 8 auf,
für die r, = r, ist. Sie sind nur dann mit den Null-
stellen der einzelnen Antennen identisch, wenn für ein
bestimmtes $ rı =r, =0 wird. Die Nullstellen kann
man graphisch aus dem Verlauf der Charakteristiken
für zwei in verschiedenen Oberschwingungen erregte
Antennen oder auch durch folgende mathematische
Ueberlegung bestimmen.
Bei der Kombination zweier in ungeraden Har-
monischen erregter Antennen müssen zwei Glei-
chungen der Form
l N
71 = @ —— COs sin
eos L (sng)
re 7 cos a sin )
gleich sein, entsprechend bei der Kombination zweier
in geraden Harmonischen erregter Antennen zwei
Gleichungen der Form
1 — [ma
rı =4-——; sin
co 2
sp
ro = 5 sin [27 sin
os f g y
*) 1. Teil ds. Ztschr. 34, S. 132, 1929, Heft 4.
sin r)
Für die Bedingung der Nullstellen in der Ebene |
— 90° bei der Kombination zweier in geraden oder
ungeraden Harmonischen erregter Antennen erhält |
man also folgende zwei Gleichungen:
|
cos (257 sin g) =| cos (37 sin J |
sin 7 sin e) — | sin $ )
Da nun
| cos a | = | cos (x — a) | = | cos (z + a) |
= | cos (2 x — a) | =.
und |sina |= | sin (z — a) | = | sin (x + a) |
= | sin (2 z —o)|=....
so sind diese Gleichungen erfüllt für
_ MR ng T
J sin f = 3 in ß
Daraus- erhält man folgende Werte für sin £, für die
hk :=0 wird:
er |
sin f = m
|
er
iz | an h
wobei k = 1, 2, 3...ist.
Bei der Kombination einer Antenne, die in einer
ungeraden, mit einer zweiten, die in einer geraden
harmonischen Schwingung erregt wird, müssen zwei
Głeichungen folgender Form gleich werden:
N] IT
l
ri = er ("sin e)
01... Mx
To =u cosß sin = sin e)
Es muß also
cos (7 sin 9 = sin G sin B) sein.
Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen, deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden.
—
>,
Da nun |sin 5.) =|cosa
F: [7 ._ [n . [3x
` und |sin g — aj |=| sin oTa = |sin |- — a
= sn +] — a
:: so muß S = in == sin f
np and
SA TT sinp = T sing
r a >
sein.
Man erhält deswegen als Bedingung für die Null-
stellen
, 1
sinß= ———
f [n + Na |
, 1
sin f = eA
, 3
Ber
sin f è
| ni — Mo |
: 2k—1
oder allgemein: sind — F ; TN
1 — >
Soll für einen Winkel, für den in der Ebene a = 90°
eine Nullstelle auftritt, in der Ebene a = 0° ein Maxi-
mum vorhanden sein, d.h. will man eine gute Charak-
teristik in der Horizontalebene für Strahlen mit einem
bestimmten Neigungswinkel $ erzielen, so muß d/A so
2nd
À 2cosß
wird, wobei für «=90° bei diesem Winkel g eine
Nullstelle liegen muß. Hat man für a = 90° Nullstellen
für mehrere Winkel £, so wählt man darunter zur Be-
stinmung eines günstigen Abstandsverhältnisses
einen solchen aus, für den die Amplituden in den
Charakteristiken der Einzelantennen möglichst groß
sind.
Wegen der Mannigfaltigkeit der Kombinationen,
die man je nach Wahl der Antennen und des Ver-
hältnisses d/A aufstellen kann, soll im folgenden nur
der vorerwähnte, günstig erscheinende Fall näher be-
trachtet werden für zwei Antennen, die in der ersten
gewählt werden, daß cosß=.n, also d/A =
‚bzw. zweiten Oberschwingung erregt werden.
Da für diesen Fall n, =2 und n, =3 ist, ergeben
sich in der Ebene a = 90° Nullstellen für
sin f = >, p= 11° 32’
sin f — 1, ß = 90°
sing =$, p = 36° 52’
179
von denen die Nullstelle 8 = 90° mit den Nullstellen
der Einzelantennen zusammenfällt.
Das Maximum für die in der ersten Oberschwin-
gung erregten Antenne liegt bei 8=35°, das für die
in der zweiten Oberschwingung erregten bei 8 = 47°.
Um in der Horizontalebene für Strahlen mit einem be-
stimmten Neigungswinkel $ eine möglichst scharfe
Bild 17.
Bild 17 und 18. Serlenstellung zweier Antennen.
Charakteristik zu erhalten, wählt man d/A so, daß für
B=36' 52’
and 1 nn
j cos ß = N, d h. ai == 2 cos 36° 52 = 0,625 wird.
Bild 17 und 18 zeigen die Charakteristiken in der
Vertikal- und Horizontalebene für diese Kombination.
Ey ZX >
DRS
ESSA
EAH
1? C)
AAA
a
n,=2, na =3, YA -0,625, & variabel —— f -36 2!
e
----/= 60°
Bild 18.
Die Charakteristiken in der Vertikalebene zeigen
Aehnlichkeit mit den entsprechenden für die Kom-
bination zweier Antennen gleicher Charakteristik. In
der Horizontalebene erhält man nur für bestimmte
Neigungswinkel Nullstellen bei a= 90°. Man sieht
jedoch schon aus dem Verlauf der Charakteristik, daß
im übrigen die Richtschärfe größer ist, als bei der
Serienstellung zweier Antennen gleicher Charak-
teristik mit Ausnahme der Charakteristik für Strahlen
mit dem Neigungswinkel 8 = 0°, für die diese ein
Kreis ist, da die in der ersten Oberschwingung er-
180
regte Antenne für diesen Neigungswinkel keinen
Strahlungsanteil liefert.
Man kann diese Kombination deswegen besonders
dann mit Vorteil anwenden, wenn man für horizon-
tale Strahlen eine ungerichtete, für geneigte Strahlen
dagegen eine gerichtete Charakteristik gleichzeitig
mit den gleichen Antennen erzeugen will.
b) Parallelstellung zweier Antennen
ohne zusätzliche Kunstphase.
Als allgemeine Formel für diese Kombination er-
hält man
R=r,(a, B, y)sinwt + ra(a,ß, y) sin (wt -+ - sin a cos f)
In der Vertikalebene a =0° wird die Charak-
teristik dieser Kombination R =r, + rə. Sie ist also
unabhängig vom Verhältnis d/A. Nullstellen treten nur
auf, wenn r, = r, gleichzeitig verschwinden. In einer
28
Bild 19.
Bild 19 und 20. Parallelstellung zweier Antennen.
der übrigen Vertikalebenen kann außerdem noch eine
Nullstelle auftreten, wenn für r, =r, noch
2nd . l
EH Sin a Cos p=rd. h. di= 2 sin a cos ß
ist, wobei 8 den Winkel bedeutet, für den r, = r, wird.
Will man diese Nullstelle in der Vertikalebene für
werden. Gibt
es mehrere Winkel £, für die r, =r, wird, so wählt
man d/A so, daß für den Winkel $ bei a = 90° eine Null-
stelle auftritt, für den bei «a=0° die Amplituden der
Charakteristiken der Einzelantennen möglichst groß
sind.
Zum Vergleich mit der Serienstellung soll für
diesen Fall die Kombination einer in der ersten mit
einer in der zweiten Oberschwingung erregten An-
tenne betrachtet werden. Man hat also zur Er-
zielung einer günstigen Charakteristik dasselbe d/}
1
2 cos 36° 52’
. 1
a = 90° erzeugen, so muß d/ = 2 cos f
wie bei der Serienstellung, nämlich d/} =
= 0.625.
Die mit dieser Kombination erreichbaren Charak-
teristiken in der Vertikalebene (Bild 19) zeigen ähn-
liche Erscheinungen wie bei der Kombination zweier
Gerhard Gresky:
Antennen mit gleicher Charakteristik. Man sieht auh
hier die mit wachsendem a eintretende Verschiebung
des Maximums nach größeren Neigungswinkeln hin.
Die in der Charakteristik der in der zweiten Ober-
schwingung erregten Antenne vorhandene Nullstelk ;
bei 8 = 19° 30° ist bei dieser Kombination infolge der
Einwirkung der anderen Antenne nur als Minimum
2a j |
/3= 36 52"
--- 9 =45°
a
A, =2, n =3, ÍA -0,625
Bild 20.
vorhanden, das mit wachsendem a ausgeprägter wird |
und sich nach kleineren Neigungswinkeln verschiebt.
Der für a =90° übrigbleibende Strahlungsanteil ist
größer als bei der Serienstellung. Die Charakteristiken |
in der Horizontalebene (Bild 20) sind schärfer als bei `
der Serienstellung, nur sind dabei die Amplituden
für a&=W’ mit Ausnahme des Neigungswinkels
ß=36° 52’, für den eine Nullstelle vorhanden ist,
durchweg größer als bei der Serienstellung. Ein
Vergleich der Richtschärfen in der Horizontalebene
für entsprechende Neigungswinkel £ ist in Tabelle 6 |
wiedergegeben. In der Vertikalebene ist, wie man
aus dem Vergleich der Bilder 19 und 17 erkennt, die |
Richtschärfe der Serienstellung etwas größer.
Tabelle 6.
ß = 36° 52'
Tu
Man erkennt daraus, vor allem für Strahlen mit
dem Neigungswinkel $=36 52’, den Vorteil der
Parallelstellung gegenüber der Serienstellung. Für
Strahlen mit dem Neigungswinkel 8 = 0° bleibt die
Charakteristik wie bei der Serienstellung ein Kreis.
Zusammenfassung des zweiten Teiles.
Es werden Kombinationen zweier Antennen, die in
verschiedenen Oberschwingungen erregt werden.
untersucht.
Als spezielle Fälle werden Kombinationen zweier
Antennen, die in der zweiten und dritten Ober-
schwingung erregt werden, mit einem Abstands-
1
2 cos f
verhältnis von di = behandelt. wobei der
Richtcharakteristiken von Antennenkombinationen, deren einzelne Elemente in Oberschwingungen erregt werden.
- Neigungswinkel 8 so gewählt ist, daß für ihn in der
+ Ebene a = 90° eine Nullstelle auftritt.
~ Serienstellung zeigen dabei die gleichen Unterschiede
wie
- gleicher Charakteristik.
`. auch bei der Serienstellung die Ebene a = 90° keine
': Nullebene, sondern es treten in dieser Ebene nur
Parallel- und
die mit
ist
zweier Antennen
Im Gegensatz hierzu
Kombinationen
mehrere Nullstellen unabhängige vom Abstands-
verhältnis d/A auf. Es wird ein Weg zur Berechnung
dieser Nullstellen angegeben, auf Grund deren man
dann ein zur Erzielung günstiger Charakteristiken
geeignetes d/A bestimmen kann. Die Charakteristiken
in der Horizontalebene können je nach Wahl der
Antennen für bestimmte Neigungswinkel gerichtet,
für andere aber ungerichtet sein, was für spezielle
Zwecke einen Vorteil dieser Kombinationsart er-
geben kann.
V. Kombinination dreier Antennen.
Die Kombination dreier Antennen gestattet es, in
der Horizontalebene eine einseitig gerichtete Charak-
u teristik zu erzeugen*). Es müssen dabei die Ampli-
„tuden der beiden äußeren Antennen gleich, die der
N
N
> 7o \ GN
3 T~ / 2
ee Fr a
d 5 vá
Bild 21.
Bild 21 bis 23. Kombination dreier Antennen.
© mittleren doppelt so groß sein. Außerdem müssen die
beiden äußeren Antennen eine zusätzliche Kunstphase
© von
-~ beiden äußeren Antennen müssen in Bezug auf die
180° erhalten, oder anders ausgedrückt, die
mittlere Kunstphasen von + 90° bzw. — 90° erhalten.
Unter dieser Voraussetzung wird nach Bild 21 bei
der Kombination von Antennen gleicher Charak-
l
teristik R=2r sin wt + r sin (t7 cos a cos ß +3)
l o
+r sin (+ cos a cos B— z). Für a = 180
l
ergibt sich nur eine Nullstelie für 2 cosß—\:
7 J ` Man
‚ wird diese Nullstelle zweckmäßig so wählen, daß sie
. für den Neigungswinkel £ eintritt, für den bei a=0'
. ein Maximum liegt. Man hat also für diesen Fall das
Abstandsverhältnis d/} = - —,-—
2 COS Pmax
Diese Kombination soll hier nur speziell für drei
Antennen, die in der ersten Oberschwingung erregt
zu wählen.
. werden, untersucht werden. Bild 22 und Tabelle 7
. zeigen den Verlauf der Charakteristik in der Vertikal-
` ebene für verschiedene a, wobei als Abstandsverhält-
nis d) =
PET: = 0.61 gewählt ist, für das das
. Maximum bei a = 0° das größtmögliche ist. Es liegt
* A. Esau, ds. Jahrb. 28, S. 4, 1926.
181
im Winkelbereich von a =0 bis «=90° unter dem-
selben Neigungswinkel 8 = 35° und verschiebt
sich mit weiter wachsendem a nach größeren Nei-
gungswinkeln hin. Gleichzeitig wird dabei dieses
Maximum mit wachsendem a beständig kleiner.
90°
BROS, er \\
PRENERRZSSS-C Zn
a ła 3a Ha ŝa
x=0° bzw 160°
---- X60 o 240°
BETEN x=90° u 270°
Bild 22.
Sa Ya Ja 2a a
n=2, Ih 061, [Jrariabel
In dem Winkelbereich von a =%0° bis a = 180°
tritt in der Vertikalebene dann eine Nullstelle auf,
rd N. . y
wenn | -7 COS a COS ß | Sa ist, d. h. unter einem Nei-
COS max
cos a
unter der Bedingung, daß |cosa | > | cos max | ist. Es
tritt also eine Nullstelle nur in- dem Bereich von
g = 145° bis a = 180° auf, die sich mit wachsendem
gungswinkel, für den cos = | ist und nur
Tabelle 7.
00| 0 0,00 0,00 0,00
100| 2,06 2,10 1,92 1,06
200| 3,70 3,76 3,26 1,88
300| 4,62 4,62 4,04 2,32
350| 4,76 4,69|a =300 |4,06|& — 600 | 2,381. — 900
400| 4,651 =% |2 60fvzw. 330° | 3,95 fbzw. 300° | 2,35 bzw. 270°
500| 4,06 3,96 3,32 2,10
600] 3,00 2,86 2,42 1,64
700| 1,78 1,69 1,44 1,10
800] 0,84 0,70) 0,64 0,54)
900| 0,00 0,00 0,00 0,00
800] 0,24 0,38 0,44 0,54
700 0,42 0.51 0,76 1,10
600| 0,28 0,42 0,86 1,64
500] 0,14 0,24] _ 0.88] __ 2,10| 9700
10 0,05 ja = 1800| 0,100, 180° | 075 num. 120° | 235 foru. 90
350| 0,00 ‚07 0,70 2,38
300) 0,02 0,02 0,60 2,32
200, 0,06 0,00 0,50 1,88
100] 0,05 0,02 0,20 1,06
00| 0,00 0,00 Fr Fr
a nach größeren Neigungswinkeln verschiebt und für
a = 180° bei Smax liegt. Dieses Verhalten ist deutlichı
aus der Tabelle 7 zu erkennen.
Die Charakteristik in der Horizontalebene (Bild 23)
hat nur für 8 = 35° bei a = 180° eine Nullstelle. Für
andere Neigungswinkel bleibt dabei noch ein Strah-
lungsanteil übrig.
182 Albrecht Forstmann: Bemerkungen zu der Arbeit von H. G. Möller. Berechnung des günstigsten Durchgriffes der usw.
Zusammenfassung des dritten Teiles.
Von den Kombinationen dreier Antennen erscheint
zur Erzielung einer günstigen Charakteristik die am
geeignetsten, für die dA = wird. Es wird
l
2 cos Bmax
\
N Si 06
ISIN
So 90 Ja da ža a 2a Ja 4a $o
2 ; Sr
n=2, OEN VOR E : a
Bild 23.
speziell nur die Kombination für Antennen, die in der
ersten Oberschwingung erregt sind, untersucht. Da-
mit erzielt man in der Horizontalebene für den Nei-
gungswinkel 8 = max eine einseitig gerichtete
Charakteristik, die für a = 180° eine absolute Nul.
stelle besitzt, während für andere Neigungswinkl
nur ein Minimum auftritt. |
VI. Allgemeine Zusammenfassung.
Es werden Kombinationen von Antennen unter-
sucht, die in höheren harmonischen Schwingungen
erregt sind, und zwar Kombinationen von zwei An-
tennen mit gleichen oder verschiedenen Charak-
teristiken in Serien- und Parallelstellung und Kombi-
nationen von drei Antennen mit gleichen Charak-
teristiken.
Dabei ergibt sich als wesentliches Uhnterschei-
dungsmerkmal, daß für die Serienstellung die Charak-
teristik in der Vertikalebene etwas schärfer ist als
für die Parallelstellung, während die Richtschärfe der
Parallelstellung in der Horizontalebene bedeutend
größer ist als die der Serienstellung.
Die Arbeit wurde auf Anregung von Herrn Proi.
Esau-Jena ausgeführt, dem ich auch an dieser
Stelle meinen ergebensten Dank dafür aussprechen
möchte. Ä
— Be ii ann u ie en — I Guai — "E
(Eingegangen am 17. Juni 1929.) |
Bemerkungen zu der Arbeit von H. G. Möller: |
Berechnung des günstigsten Durchgriffes der Röhren
im Widerstandsverstärker.
Von Albrecht Forstmann, Berlin.
Zu der obigen interessanten Arbeit des Herrn
H. G. Möller seien mir nachstehende Bemerkungen
gestattet.
Die Berechtigung der in obigen Ausführungen ge-
machten generellen Ansätze erscheint mir sehr
zweifelhaft und auch in ihrer praktischen Auswertung
nicht einwandfrei, ich verweise nur auf die Vernach-
lässigung der Streuung des Durchgriffes im unteren
Kennlinienknick, die die Rechenergebnisse stark
beeinflußt.
Hinsichtlich der Berechnungen sei im einzelnen
folgendes bemerkt, wobei die Verhältnisse bei ge-
wöhnlicher Schaltung, die ja vor allem interessieren,
zu Grunde gelegt seien.
Wenn Möller hinsichtlich der oberen Grenz-
frequenz die Bedingung S- DIR.|= 1 aufstellt, so muß
man dies konsequenter Weise auch hinsichtlich der
unteren Grenzfrequenz tun und würde dann analog
die Bedingung œo Ca: Ra = 1 erhalten. Für praktische
Zwecke hat es sich als vorteilhaft erwiesen, nicht Ra
— Ra. sondern R> Ra zu machen, was auch theore-
tisch vorteilhafter erscheint. Die generelle Bestim-
mung von Ca = 1000 cm ist unrichtig. Die Größe von
Cz ergibt sich vielmehr für den einzelnen Fall aus den
Bedingungen R> Ra und o Ca Rai =1.
Das Zahlenbeispiel 1 auf Seite 56 scheint praktisch
nicht realisierbar, da es nicht möglich ist, bei einer
1) Ds. Ztschr. 34, S. 53—56, 1929, Heft 2.
Anodenspannung von Ea = 100 Volt einer Gitter- |
spannung von Ey = — 1,2 Volt, einem Anodenwider- |
stand von Ra= 600000 Ohm und einem Durchgrii
von D = 0,0127 sowie dem hierdurch bedingten
kleinen Arbeitsstrom eine Steilheit von
1 1
~ D-|Ra] 0,0127:.10°
zu erreichen. Die hierzu erforderliche Emissionskon-
stante ist praktisch, d. h. für beliebige Kathoden und
beliebige Elektrodenanordnung auch in der Größen-
ordnung nicht erreichbar.
Weiterhin ist die Berücksichtigung der Größe der
angelegten Gitterwechselspannungen zu vermissen.
Sollen nichtlineare Verzerrungen vermieden werden,
so ist bei Feststellung des günstigsten Durchgrifies
auch die Größe der angelegten Gitterwechselspannung
zu berücksichtigen. |
Um weiterhin Verzerrungen infolge der Abklint-
vorgänge des Systems Gitterkondensator - Gitter-
ableitewiderstand, die ein Pendeln des Arbeitspunktes
verursachen und hierdurch nichtlineare Verzerrungen
bewirken können, zu vermeiden, muß dies Pendel
innerhalb eines Kennliniengebietes erfolgen, für
welches R; praktisch konstant ist (anderenfalls wir!
R; amplitudenabhängig). Es hat sich als praktisch
herausgestellt, zur Vermeidung solcher Erscheinung?!
etwa die doppelte maximale Betriebsgitterwechse-
S
a 0,8 mAV
-
‘spannung in Ansatz zu bringen.
H. G. Möller: Erwiderung zu den Bemerkungen des Herrn Forstmann.
Diese Tatsache läßt
auch die Widerstandskoppelung vor einer Endröhre
großer Leistung als unzweckmäßig erscheinen, wenn
man nicht Verzerrungen bei den unteren Frequenzen
“zulassen will.
Die Verwendung zu kleiner Durchgriffe und die
‘hierdurch erforderliche Verwendung sehr hoher Ano-
denwiderstände ist praktisch nicht nur wegen der
183
Isolationsverhältnisse im allgemeinen unvorteilhaft,
sondern die erforderlichen hohen Anodenwiderstände
lassen sich auch wegen der Anodenrückwirkung der
folgenden Röhre, die einen parallel zum Anodenkreis
der Vorröhre liegenden Widerstand von der Größe
1
Jot c qg ’erursacht, nicht immer aufrechterhalten.
ga’
(Eingegangen am 26. September 1929.)
Erwiderung zu den Bemerkungen des Herrn Forstmann.
Von H. G. Möller, Hamburg.
Herr Forstmann bezweifelt die von mir be-
nutzten „generellen Ansätze“. Sein Hauptzweifel
richtet sich dabei gegen die Verwendung der Formel
+ € Ust
Te Si £
la = Jse KT und S5 =
Krta
für den Anlaufstrom, der im Zahlenbeispiel zur Be-
rechnung der Steilheit von 0,8 mA/V führt, die er
für „praktisch auch in der Größenordnung nicht er-
reichbar“ hält. Er bezweifelt damit die Gültigkeit
des Maxwellschen Geschwindigkeitsverteilungs-
gesetzes für die Glühelektronen. Auch ich hatte diesen
Zweifel und ließ daher das Geschwindigkeits-
‚ verteilungsgesetz von Herrn Dr. Demski prüfen.
Herr Demski fand dieses Gesetz gut bestätigt,
‚wenn man durch Verwendung von fremdgeheizten
-~ n
Kathoden nichtradiale elektrische Felder in der Röhre
vermeidet. Da aber auch bei Vorhandensein von
nichtradialen Feldern die Steilheit der Größenordnung
nach erhalten bleibt, schien es mir in einem Zahien-
beispiel, das lediglich die Anwendung abeeleiteter
-Formeln erläutern soll, zulässig, das einfache Gesetz
` Durchgriff berechnen.
soll.
-= Standsverstärkers mit hohen Gitterableitungswider-
einzusetzen.
Wenn natürlich Herr Forstmann Röhren ver-
wendet, deren Steilheit aus irgendwelchen Gründen
in dem betrachteten Gebiet kleiner ist, so muß er
diese kleinere Steilheit einsetzen und für diese den
Das Hauptresultat der Arbeit:
„die Methode zur Berechnung des günstigsten Durch-
- griffes“ wird durch Einsetzen anderer Zahlenwerte
natürlich nicht beeinträchtigt.
eilt für die Wahl der Glühdraht-
Ich habe im Zahlenbeispiel eine Tem-
Dasselbe
temperatur.
= peratur von 1000° abs. gewählt, wie sie etwa für
Bariummetallkathoden gültig ist. Wer mit Wolfram-
katlıoden und einer Temperatur von 2000° arbeitet,
wird eine kleinere Steilheit und einen entsprechend
höheren Durchgriff erhalten. Auch das ändert nur
die Werte des Zahlenbeispieles, nicht die Gültigkeit
der Formeln.
In Anfang seiner Erwiderung wünscht Herr
Forstmann, daß ich ein größeres Ca einsetzen
möchte, damit die tiefen Töne besser übertragen
werden. Das kann man machen. Dadurch werden
weder die Formeln der Arbeit noch die Zahlenwerte
des Zahlenbeispieles geändert.
Ferner wünscht er, daß R> Ra gewählt werden
Da wir beim Aufbau eines mehrstufigen Wider-
ständen Schwierigkeiten hatten, habe ich mich der
„Vorsicht halber“ auf Rü=Ra beschränkt. Für
R;> Ra würde der günstigste Durchgriff noch etwas
kleiner ausfallen, da dann R
durch diesen Vorschlag würden nur die Zahlenwerte
des Beispieles, nicht die Theorie beeinflußt.
Die Theorie ist, wie das bei Verstärkerrechnungen
üblich ist, für Wechselspannungen. aufgestellt, die so
klein sind, daß man die Kennlinie innerhalb des von
der Wechselspannung überstrichenen Gebietes als
geradlinig annehmen kann. Eine Erweiterung der
Theorie für große Wechselspannungen, wie sie für
Endverstärkerröhren vor einem Lautsprecher in
Frage kommen, wäre gewiß sehr interessant. Es
wäre zu begrüßen, wenn Herr Forstmanun eine
Fortführung meiner Arbeit in dieser Richtung lieferte.
Herr Forstmann schlägt in einer brieflichen
Mitteilung vor, bei Verwendung größerer Amplituden
zu der negativen Gittervorspannung (in meinem Zahlen-
beispiel 1,2 Volt) die Maximalamplitude (etwa gleich
der doppelten mittleren Amplitude, bei einer vor-
letzten Röhre z. B. 0,8 Volt) zuzuzählen. Der Vor-
schlag ist sicher geeignet, um rechnerisch keine zu
kleinen Durchgriffe zu erhalten. Der günstigste
Durchgriff würde sich dann im Zahlenbeispiel auf
etwa 2,5% erhöhen. Die Theorie selbst bleibt auch
durch diese Aenderung der Zahlenwerte bestehen.
Schließlich bezweifelt Herr Forstmann, daß
die „Scheinkapazität“ der nächsten Röhre so klein
gehalten werden kann, wie ich angenommen habe.
Daß dies schwierig ist, ist mir wohl bewußt. In der
Ueberwindung dieser zweifellos großen Schwierig-
keit liegt aber gerade die große Bedeutung der
Löweschen Mehrfachröhren.
Zusammenfassend ist zu bemerken:
l. Die Bedenken des Herrn Forstmann bce-
treffen nicht die Theorie, sondern lediglich das Zahlen-
beispiel.
2. Die Werte des Zahlenbeispieles gelten für „gute“
Röhren, welche die aus dem Maxwellschen
Geschwindigkeitsverteilungsgesetze folgenden Steil-
heiten erreichen. Arbeitet man mit „schlechten“
Röhren, welche diese Steilheit nicht erreichen, so
muß man natürlich auch die geringeren Steilheiten
dieser Röhren einsetzen, und wird dann die für
diese Röhren günstigsten Durchgriffe aus den in
der Arbeit angegebenen Formeln erhalten.
(Eingegangen am 30. September 1929.)
größer wird. Auch
Wilhelm Geyger:
Berichtigung.
In der Arbeit von Wilhelm Janovsky „Fre-
quenzerniedrigung durch Eisenwandler“ (d. Z. S. 34,
S. 81, 1929, Heft 3) gehören auf Seite 85 die ersten
5 Zeilen der linken Spalte zwischen die 5. und 4.
Zeile von unten in dieser Spalte. Der Text dieser
Spalte lautet somit:
Pey kann angenähert die übertragene Leistung be-
rechnet werden: No fn- Cu (Bey — Heip)
Im Primärkreis kommt zu der freien Schwingung
von der Eigenfrequenz wy =
|
—7=—==noch eine durch
Li: G
den Generator erzwungene ters Per, deren Größe von
und der Maschinenspannung abhängt.
und End-
a
vr Ci
Zusammen müssen
or Li —
(
sie die Anfangs-
bedingungen erfüllen:
Ti ; ! S
t= te: ioe tig = — ie; t= 2 — T;; iet ig=+i,
Peer + paf = Pale;
Im folgenden sollen zwei
Für Ca= 5,1 u F, ia = -+ ina = — ita =}
a
Peer + Pas —— jih
Fälle von Frequenz.
erniedrigung auf fu fi/3 näher untersucht werden.
\
|
N
I
Pella = 170 Volt; Pela = 150 Volt) \
zeigt Bild 4 den Verlauf der Stoßzeitschwingung,
Bild 5 die Ermittlung des Strom- und Spannungs- ``
verlaufes im Primärkreis und Bild 6 den gesamten `
[x
Vorgang.
Leistung beträgt N œ 80 Watt.
Zusammenfassender Bericht.
Die geoeleKtrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
Von Wilhelm Geyger.
| Inhaltsübersicht.
Einleitung.
Die theoretischen Grundlagen der geoelektrischen
Methoden.
Theorie der elektromagnetischen Methoden.
Die bei den geoelektrischen Methoden benutzten
Messprinzipien.
Gleichstrommessungen.
Wechselstrommessungen.
Darstellung der auftretenden Schwingungsvorgänge.
Art der benutzten Kompensationsmessverfahren.
Die praktische Durchführung der Geländemessungen.
Einleitung.
Der Gedanke, die Unterschiede der physikalischen
Eigenschaften der Gesteine zu benutzen, um ohne
langwierige und kostspielige bergmännische Auf-
schlußarbeiten nutzbare Lagerstätten aufzufinden, hat
zur Ausbildung verschiedenartiger geophysikalischer
Aufschlußverfahren geführt, welche sich hauptsächlich
unterscheiden durch die Wahl der physikalischen
Eigenschaften, die der Untersuchung zugrunde gelegt
werden. So werden z. B. die Unterschiede der Dichte
der Gesteine durch Messung der Aenderung der
Schwerkraft (gravimetrische Metliode), die Unter-
schiede ihrer elastischen Eigenschaften mit Hilfe
künstlich erzeugter elastischer Bodenwellen (seis-
mische Methode) oder die Unterschiede ihrer magne-
tischen Eigenschaften durch Beobachtung der Aende-
rung des erdmagnetischen Feldes (magnetische Me-
thode) messend verfolgt und hieraus Rückschlüsse
auf die Beschaffenheit des Untergrundes in den unter-
suchten Gebieten und auf das Vorhandensein berz-
baulich wertvoller Einlagerungen gezogen.
Die als geoelektrische Methoden bezeichneten elek-
trischen Aufschlußverfahren, welche die Unterschiede
des elektrischen Leitvermögens der Gesteine zum
Ausgangspunkt der Untersuchung machen und welche
besonders im Erzbergbau als Vorbereitung für berg-
männische Arbeiten in den letzten Jahren in zu
Die an den Sekundärkreis abgegeben
|
nellmendem Maße Anwendung gefunden haben, be- |;
ruhen darauf, daß die meisten Erze gegenüber den Ä
Nebengestein für den elektrischen Strom eine seht Ä
gute Leitfähigkeit besitzen, anderseits Erdöl, Erdzas
Steinsalz usw. als Nichtleiter
Stromes anzusehen sind.
Boden ein elektrischer Strom zugeführt und dess
durch die Leitfähigkeitsunterschiede bewirkte W-
eleichförmige Verteilung im Boden an der Erdober
fläche oder an zugänglichen Stellen des Untergrund
durch Messungen verfolgt.
Aus verschiedenen, später genannten Gründen i!
es zweckmäßig, für derartige Untersuchungel
Wechselströme mittlerer Frequenz (z. B. von Š%
Hertz) zu verwenden, welche in dem zu unter
suchenden Erdreich auf galvanischem oder induktivei
Wege erzeugt werden. Im ersten Fall wird È!
Wechselstrom dem Untergrunde über zwei Elek-
troden, welche im allgemeinen aus in den Boden em-
gegrabenen Metallplatten bestehen, zugeführt: 1"
zweiten Fall werden durch eine gegen Erde võlts
isolierte, auf oder über dem Boden angeordnete, V0!
einem Wechselstrom durchflossene Leiterschleife im
Untergrunde Wechselströme (Wirbelströme) induziert
Die Untersuchung der Stromverteilung im Boden W!
entweder in der Weise vorgenommen, dab ti
Spannungsverteilung an der Erdoberfläche mit Hil
von Sonden festgestellt wird (Sondenmethode), o4!
derart, daß das magnetische Feld der im Untergrund
wirksamen Ströme mittels Meßspulen (sog. Induk
tionsrahmen) ausgemessen wird (Rahmenmethode’.
Die neuere Literatur der praktischen Geophy
weist zahlreiche Arbeiten auf, in denen die ger
elektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechs
des elektrischen
Es wird deshalb den
Zusammenfassender Bericht: Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
185
trom ausführlich behandelt werden?!). Im folgenden
oll ein Ueberblick über die theoretischen Grundlagen
ieser Methoden und die dabei benutzten Meß-
rinzipien gegeben werden. .
Die theoretischen Grundlagen der geoelektrischen
l Methoden.
Die geoelektrischen Methoden können in zwei auf
erschiedenen Grundlagen beruhende Gruppen ein-
eteilt werden: die Potentialmethoden und die elektro-
"ıagnetischen Verfahren. Bei den Potentialmethoden
vird die Potentialverteilung in einem elektrischen
“elde durch Aufnahme von Aequipotentiallinien oder
urch Potentialdifferenzmessungen untersucht; bei deu
lektromagnetischen Verfahren wird Richtung und
stärke eines elektromagnetischen Feldes bestimmt.
I
r
$
Bild 1.
rläuterung für die Maxwellsche Gleichung des elektrischen
Potentials.
TheoriederPotentialmethoden. Denkt
‚man sich einen Erzkörper als leitende Kugel ein-
gelagert in ein Medium von unendlicher Ausdehnung,
„das von einem konstanten elektrischen Strom in einer
bestimmten Richtung durchflossen wird (Bild 1) und
bedeuten
© Vs das elektrische Potential im Punkte P,
Vp das Potential im Punkte P. wenn die Kugel nicht
vorhanden wäre,
o, den spezifischen Widerstand des umgebenden
Mediums,
0 den spezifischen Widerstand der Kugel,
a den Radius der Kugel und
r den Abstand zwischen Punkt P und dem Zen-
trum der Kugel,
so gilt folgende von Maxwell aufgestellte
-Gleichung?):
| 3
Vos Voes e 2,7 Vs 1
29-40, 7?
Die im Punkte P durch die Kugel hervorgerufene
‚Potentialänderung ist also
l. unabhängig von den Größenmassen, da VF, kon-
¿Stant bleibt, solange a/r konstant ist. Hieraus folgt,
r
si
i E
!) Literatur über geoelektrische Untersuchungsmethoden mit
“Wechselstrom: K. Sundberg, H. Lundberg und J. Eklund;
‚ „Electrical Prospecting in Sweden“, Stockholm 1925. — R. Am-
ronn, „Methoden der angewandten Geophysik“, Verlag von
‚Th, Steinkopff, Dresden 1926. — E. Pautsch, „Methods of
Applied Geophysics“, Verlag: Gulf Publishing Co., Houston-
Texas 1927. — W., Heine, „Elektrische Bodenforschung“, Verlag
‚Gebr. Borntraeger, Berlin 1928. — C. A. Heiland, „Geophysical
Methods of Prospecting“, Quarterly of the Colorado School of
Mines 24, S. 100—163, 1929, Nr. 1. — A. S. Eve und D. A.
Reys, „Applied geophysics in the search for minerals.“ Cam-
„bridge University Press, S. 53 bis 148, 1929.
9 Vgl. z.B. W. Heine, 1. c., S. 15.
nn nn
daß in diesem Falle ein in verkleinertem Maßstab
ausgeführter Laboratoriumsversuch (Modellversuch)
dasselbe Ergebnis liefert wie die Messung in einem
großen, den natürlichen Verhältnissen entsprechenden
01 702
2 0 +- 0:
selben Wert hat, d. h. wenn das Verhältnis zwischen
dem spezifischen Widerstand der Kugel und dem des
umgebenden Mediums dasselbe ist.
2. praktisch unabhängig davon, ob die Kugel iin
Vergleich zu ihrer Umgebung einen mittelmäßig oder
sehr gut leitenden Körper darstellt. Wenn nämlich
das Verhältnis o1/o» in einem Falle gleich 10°, in einem
zweiten Falle gleich 10° ist, so wird der Faktor
SiT L2? gleich 0,493 bzw. gleich 0,500, d. h. der
2%-+0ı
Unterschied der Potentialänderung beträgt nur 1,4%.
3. umgekehrt proportional dem Kubus des Ab-
standes vom Kugelzentrum, d. h. die Potential-
änderung nimmt mit wachsendem Abstande von der
Kugel sehr stark ab.
Für eingelagerte Körper von anderen geo-
metrischen Formen können analoge Gleichungen auf-
gestellt werden. Daher gelten für die Potential-
methoden folgende Regeln, die auch durch Modell-
versuche und praktische Ergebnisse von Messungen
im Gelände bestätigt wurden?):
1. Modellversuche ergeben dieselben Resultate wie
Messungen im Gelände, wenn die spezifischen Wider-
stände der bei den Modellversuchen verwendeten
Materialien dieselben sind wie bei den Gelände-
messungen.
2. Man erhält praktisch dieselbe Potentialänderung,
d. h. dieselben elektrischen Indikationen, gleichgültig,
ob das spezifische Leitvermögen des Erzkörpers
hundertmal oder millionenmal so groß ist als der des
ihn umgebenden Gesteins. Hieraus folgt einerseits,
daß die Potentialmethoden an und für sich sehr emp-
findlich sind, anderseits aber, daß es bei diesen
Methoden nicht möglich ist, aus der Stärke der Indi-
kationen die elektrischen Figenschaften des Erz-
körpers zu beurteilen.
3. Die Stärke der Indikationen nimmt bei zu-
nehmender Entfernung (Tiefe des Erzkörpers) sehr
rasch ab.
Die bei den Potentialmethoden ursprünglich all-
gemein benutzten Elektroden bestehen aus einer
größeren Anzahl von Metallplatten, die in einem gegen
den Elektrodenabstand kleinen Bereich verteilt an-
geordnet sind. Da der von derartigen Elektroden
eingenommene Raum im: Verhältnis zu Flektroden-
abstand und Ausdehnung des Untersuchungsgebietes
als punktförmig anzusehen ist, so werden solche
Elektroden „Punktelektroden“ genannt. Demgegen-
über besitzen die von Lundbergu. Nathorst’)
eingeführten sog. „Linienelektroden“, die den Zweck
haben, eine möglichst. gleichmäßige Stromverteilung
im Erdboden zu erzielen, eine im Verhältnis zum
Elektrodenabstand beträchtliche Ausdelinung. Sie
können hergestellt werden durch Eingraben langer
blanker Kabel im Boden oder durch eine Reihe
untereinander leitend verbundener, längs einer
geraden Linie angeordneter Metallstäbe. Im letzteren
3) Vgl. Sundberg, Lundberg und Eklund, 1c., S. 16.
4) D. R. P. Nr. 328835 (4. Dez. 1918).
Maßstabe, wenn nur in beiden Fällen den-
Wilhelm Geyger:
Be
Falle ist es allerdings nötig, darauf zu achten, daß die
Uebergangswiderstände bei allen Stäben gleich groß
sind, damit eine wirklich gleichmäßige Strom-
zuführung längs der ganzen Elektrodenlinie statt-
findet. Die sog. „Flächenelektroden‘“) bestehen aus
Systemen solcher blanker Kabel, die alle unter-
einander leitend verbunden, in mehreren Reihen
parallel und kreuzweise in den Boden gegraben, eine
größere Fläche überdecken, oder auch aus mehreren
Reihen in den Boden geschlagener, untereinander in
leitender Verbindung stehender Metallstäbe. Diese
Anordnung bezweckt, durch Vergrößerung der Be-
rührungsfläche von Elektrode und Erdboden die
Stromdichte und damit den Spannungsabfall in der
unmittelbaren Nähe der Elektroden, wie auch den
Uebergangswiderstand von Elektroden zu Erde mög-
lichst herabzusetzen.
£, 2,
R
2
W
$0
30
20
Q
J
Z
Bild 2.
Zur Sundbergschen Berechnung der Potentlalverteilung bei
Punktelektroden und Linienelektroden.
Die Frage, ob Linienelektroden oder Punkt-
elektroden günstigere Ergebnisse liefern, ist wieder-
holt lebhaft erörtert worden®). Nach Angabe der
schwedischen Geophysiker”) soll nicht nur die Form-
änderung der Aequipotentiallinien bei Linienelektroden
augenscheinlicher sein als bei Punktelektroden, son-
dern die Deformation selbst soll bei sonst gleichen
Verhältnissen bei Linienelektroden stärker sein.
Sundberg hat die Potentialverteilung für ein
Punktelektrodenpaar und ein Linienelektrodenpaar
berechnet, und zwar unter der Annahme, daß beide
Flektrodenpaare in demselben Abstande über einem
unendlich gut leitenden Erzkörper von sehr großer
Länge liegen. Die Berechnung wurde so ausgeführt,
daß der Quotient zwischen dem Abstand eines
Punktes von einem gewissen Potential zur nächsten
Flektrode unter den oben genannten Voraussetzungen
und im Falle, daß kein Erzkörper vorhanden ist, für
mehrere Fälle ermittelt wurde. Ist nach dem aus der
erwähnten Arbeit entnommenen Bild 2 dieser
Störungsquotient, der ein Maß für die Einbuchtung
der Linie angibt, für Punktelektroden a/b, für Linien-
elektroden c/d, dann zeigen die Kurven, daß dieser
Quotient bei Linienelektroden viel größer wird als
bei Punktelektroden, d. h. die elektrischen Indika-
tionen werden viel stärker, wenn Linienelektroden
6) D. R. P. Nr. 372536 (18. Juni 1921).
6) Vgl. z.B. W. Heine, 1.c., S. 37 3
7) Sundberg, Lundberg und Eklund, 1. c.. S. 17/18.
verwendet werden. Leider sind die Ansätze für diex
Berechnung nicht mitgeteilt.
Es sei hier noch auf einige besondere Arten der
Elektrodenanordnung hingewiesen, die in verschie-
denen Patentschriften?) beschrieben sind. Bei diesen
Anordnungen wird jeder Pol der Stromaquelle an min-
destens zwei oder auch mehr Elektroden ange-
schlossen, die mit abwechselndem Vorzeichen der
Spannung sternförmig bzw. in gleichen Abständen aui
einer Linie angeordnet sind. Eine weitere besondere
Elektrodenanordnung, die sog. „Zaunelektrode“ oder
„Abschirmelektrode“?) soll dazu dienen, in Gebieten,
in denen bereits bekannte größere Störungskörper
vorhanden sind, den Strom von diesen abzuschirmen
und dadurch auch ihren Einfluß auf den Verlauf der
Aequipotentiallinien zu verringern.
Theorie der elektromagnetischen
Methoden. Die in Schweden in den Jahren 192
bis 1924 ausgearbeiteten elektromagnetischen Ver-
fahren beruhen darauf, daß die Wirkungen der in
einem Erzkörper fließenden Wechselströme durch
Ausmessung des an der Erdoberfläche wirksamen
Wechselfeldes untersucht werden. Diese Verfahren
können, entsprechend der Art, wie die Wechselströme
in dem Erzkörper erzeugt werden, eingeteilt werden in
1. Methoden, bei denen dem Erzkörper auf gal-
vanischem Wege mittels Elektroden ein Wechsel-
strom zugeführt wird; in diesem Falle werden unter
Umständen noch durch die Stromzuführungsleitungen
zu den Elektroden im Untergrunde auf induktiven
Wege Wechselströme (Wirbelströme) erzeugt.
2. Methoden, bei denen in dem Erzkörper auf rein
induktivem Wege, d. h. mittels einer gegen Erd
völlig isolierten, wechselstromdurchfilossenen Leiter-
schleife, Wechselströme (Wirbelströme) induziert
werden.
3. Methoden, bei denen der Erzkörper auf kapaz-
tivem Wege, beispielsweise durch vom Boden iso-
lierte offene Schwingungskreise (z. B. Antennen)
stromführend gemacht wird. Zu diesen Methoden gè-
hören auch die mit elektrischen Wellen arbeitenden
Hochfrequenzverfahren, die vielfach „drahtlose Metho-
den“ genannt werden.
Die Wirkungen der im Erzkörper erzeugten
Wechselströme können untersucht werden
1. durch direkte Messung der Richtung und Stärkt
des an verschiedenen Punkten der Erdoberfläche
wirksamen Wechselfeldes (unter Berücksichtigung
der Phasenverhältnisse),
2. durch Vergleichsmessungen, bei denen die a
verschiedenen Punkten der Erdoberfläche wirksame!
Feldstärken unmittelbar miteinander verglich
werden.
Bei galvanischer Stromzufuhr über zw
Elektroden werden die auf Grund der Stromansamm-
lung im Erzkörper an der Erdoberfläche auftretenden
charakteristischen Erscheinungen nach der Sonder
bzw. Rahmenmethode untersucht. Werden z.B. zW%
Linienelektroden E,, E, (Bild 3) angewendet, ist d
ein in der Tiefe T unter der Erdoberfläche gelegene!
linsenförmiger Erzkörper und bedeuten
8) D. R. P. Nr. 434460 (4. Aug. 1922) und D. R. P, Nr. 435%
(14. Juni 1924).
9) D. R. P. Nr. 392158 (11. Juni 1922).
|
|
t
l
|
` Zusammenfassender Bericht. Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
- Hsp die auf Grund der Stromansammlung im Erz-
körper erzeugte Horizontalkomponente des
vom Erzkörper im Punkte P erzeugten Sekun-
därfeldes,
. Hp die elektromagnetische Feldstärke im Punkte P,
wenn der Erzkörper nicht vorhanden wäre,
l, b, Z, T die aus Bild 3 ersichtlichen Abstände,
coı den spezifischen Widerstand des umgebenden
e Gesteins und
: ə den spezifischen Widerstand des Erzes,
:so gilt annähernd folgende Gleichung’®):
E En 2 72
Hr Ad) sog Z VEHI
ui RE EE A . 2
n? loo TVP+2Z? P )
| l 9
E
Bild 3.
„Erläuterung für die Gleichung des elektromagnetischen Feldes
bei galvanischer Stromzuführung.
Abgesehen von den geometrischen Abmessungen
ist somit das Verhältnis der spezifischen Widerstände
: von Gestein und Erz für die Stärke des Sekundär-
feldes bestimmend. Eine nähere Diskussion der
‚ Gleichung (2) sowie Modellversuche und Gelände-
- messungen ergeben:
% fs
eA
Bild 4.
Berechneter Wert der Feldstärke H über einer Einlagerung von
höherer elektrischer Leitfähigkeit.
L Die Stärke des Sekundärfeldes ist unabhängig
“ vom Maßstab. Deshalb ergeben Modellversuche das
. gleiche Resultat wie Messungen im Gelände, wenn die
- spezifischen Widerstände der bei den Modellver-
- suchen verwendeten Materialien dieselben sind wie
” bei den Geländemessungen. |
` 2 Die Methode ist sehr empfindlich, da auch re-
” Jativ schlechte Leiter Indikationen ergeben; infolge-
dessen ist es bei dieser Methode nicht möglich, aus
der Stärke der Indikationen auf die elektrischen
* Eigenschaften der Einlagerung zu schließen.
NO = 102,
" 10) Sundberg, Lundberg und Eklund, 1.c., S. 22/23.
187
3. Die Stärke der Indikationen nimmt relativ
langsam ab mit zunehmendem Abstand von dem Erz-
körper, d. h. wachsender Tiefe des Erzkörpers.
Werden die an verschiedenen Punkten längs der
Linie c—d (Bild 3) herrschenden Feldstärken H be-
rechnet und hierbei ? = 500 m, b =T =10 m, Z=
100 m, oılo = 1000 gesetzt, so erhält man die Werte,
wie sie Bild 4 zeigt, d. h. man bekommt ein aus-
geprägtes Maximum über dem Erzkörper, womit
dessen Lage bestimmt ist. Bild 5 zeigt die Hori-
zontalkomponente des Sekundärfeldes über zwei
Bild 5.
Wert der Feldstärke H, gemessen über zwei parallelen Erzkörpern
parallelen Erzkörpern nach im Gelände ausgeführten
Messungen”).
Bei den praktischen Messungen im Gelände wird
das auf Grund der Stromansammlung im Erzkörper
hervorgerufene Sekundärfeld überlagert von zusätz-
‚ lichen Feldern, die von dem in der Elektrodenleitung
Bild 6.
Verlauf der Horizontalkomponenten der einzelnen Felder
(nach H. Lundberg).
fließenden Strome (Leitungsstrom) und von den im
Erzkörper induzierten Wirbelströmen erzeugt werden.
Den Verlauf der Horizontalkomponenten der ein-
zelnen Felder zeigt das schematische Bild 6, das
einer Arbeit von Lundberg?) entnommen ist.
Hierin bedeuten
a das auf Grund der Stromansammlung im Erz-
körper hervorgerufene Sekundärfeld,
b das vom Leitungsstrom in elektrisch homogenem
Untergrunde erzeugte Feld (Leitungsfeld),
c das von den Wirbelströmen des Erzkörpers er-
zeugte Feld (Wirbelstromfeld),
11) Sundberg, Lundberg und Eklund, 1. c., S. 24.
12) H. Lundberg, „Recent Results in Electrical Prospecting
for Ore“, Technical Publication Nr. 98 des American Institute of
Mining and Metallurgical Engineers, New York 1928, Fig. 5.
188
d das aus dem Sekundärfeld a und dem Leitungs-
feld b resultierende Feld,
e das bei der geoelektrischen Vermessung tatsächlich
gemessene, aus den Feldern a, b und c sich zu-
sammensetzende Gesamtfeld und
f das ausschließlich durch den Erzkörper hervor-
gerufene, aus den Feldern a und c sich zusammen-
setzende Gesamtfeld. © <
Bei induktiver Energieübertragung mittels
einer gegen Erde völlig isolierten, auf oder über dem
Boden angeordneten, von einem Wechselstrom durch-
flossenen Leiterschleife kann diese Schleife, der
Primärkreis, zusammen mit dem Erzkörper als kurz-
geschlossener Transformotor aufgefaßt werden, dessen
Sekundärkreis der Erzkörper darstellt. Um die Lage
und Form des Erzkörpers festzustellen, wird das von
Bild 7.
Erläuterung für die Gleichung des elektromagnetischen Feldes
bei induktiver Energieübertragung.
den im Erzkörper fließenden Strömen erzeugte elek-
tromagnetische Feld, das Sekundärfeld, an der Erd-
oberfläche nach der Rahmenmethode ausgemessen.
Nimmt man an, daß AB (Bild 7) der Primärkreis und
CD der durch den Erzkörper dargestellte Sekundär-
kreis ist (beide kreisförmig) und bedeuten
Vpa das primäre elektrische Feld in dem beliebigen
Punkte A, d.h. das durch den im Primärkreis
fließenden Strome erzeugte Feld,
Vsa das sekundäre Feld im Punkte A,
R, r, I, d die aus Bild 7 hervorgehenden Be-
zeichnungen,
Q den spezifischen Widerstand des Sekundär-
kreises (Erzkörpers),
y die Frequenz des in der Leiterschleife fließen-
den Wechselstromes,
M die gegenseitige Induktivität zwischen Primär-
und Sekundärkreis und
L die Induktivität des Sekundärkreises,
so gilt folgende Gleichung”):
R-r?:-2n-vM
27T SO
e| en 44 n?»? L?
d
Für die Stärke des Sekundärfeldes sind also maß-
gebend die Abmessungen und die gegenseitige Lage
von Primär- und Sekundärkreis, die Frequenz, der
spezifische Widerstand o und die magnetische Durch-
Vsa =
&
-V pa 3)
13) Sundberg, Lundberg und Eklund, 1. c., S. 18—22.
Vgl. auch W. Heine, 1. c.. S. 170.
Wilhelm Geyger:
lässigkeit u des Sekundär- (Erz-) Stromkreises (d
M und L Funktionen von « sind).
Aus einer näheren Diskussion der Gleichung (3)
geht folgendes hervor: |
1. Die Stärke des Sekundärfeldes ist nicht u-
|
d
abhängig vom Maßstab, d. h. die elektrischen un
magnetischen Eigenschaften des Sekundär- (Erz-)
Stromkreises müssen mit dem Maßstab in bestimmter
Weise verändert werden, wenn man bei verschie-
denen Maßstäben dasselbe Sekundärfeld, also dieselbe
elektrische Indikation erhalten soll. Man kann be-
weisen, daß die Gleichung o = s? besteht, wenn s den
Maßstab bezeichnet.
2. Die Stärke des Sekundärfeldes ist in hohem
Grade von den elektrischen und magnetischen Eigen-
schaften (L und o) des Sekundärstromkreises ab-
hängig, d. h. man bekommt verschiedene Indikationen
je nach dem Material, aus welchem dieser Stromkreis
besteht.
3. Die Stärke des Sekundärfeldes nimmt verhält
nismäßig langsam ab mit wachsender Tiefe (T) des
Erzkörpers.
4. Der spezifische Widerstand und die magnetische
Durchlässigkeit einer Einlagerung können bestimmt
werden, wenn die Stärke des Sekundärfeldes bei ver-
schiedenen Frequenzen ermittelt wird.
Da für anders geformte Einlagerungen analoge
Gleichungen aufgestellt werden können und sich die
angeführten Sätze auch bei Modellversuchen und Ge-
ländemessungen als richtig erwiesen haben, gelten
|
|
% | |
\
|
|
|
|
— — — -m ——
t s’
7
Bild 8. u
Horizontal- und Vertikalkomponente des vom Sekundär- (EZ) t
Stromkreis erzeugten Sekundärfeldes für zwei Fälle. j
Al
diese Sätze generell. Was die Möglichkeit betrift x
qualitative Untersuchungen dureh
führen, so ist zu bemerken, daß diese Methoden noch 'V
in Entwicklung begriffen sind, daß man aber Resultate E
von praktischer Bedeutung bei solchen Unter
suchungen schon erhalten hat. n
Die Lage und Ausdehnung des Erzkörpers kam k
aus dem Sekundärfeld festgestellt werden, wenn mat Fo
den Verlauf der Vertikalkomponente Vs und der ve
Horizontalkomponente Hs ermittelt. Bild 8 zeit te
den Verlauf von Vs und Hs im vorliegenden Falk ‘u
und zwar bei verschiedenen Durchmessern des „EI? |%
körpers“. Da man analoge Sekundärfelder aucl k
bei anders geformten Erzkörpern erhält, können be |
induktiver Energieübertragung Lage und Form is |
Erzkörpers aus dem Sekundärfeld bestimmt werd.
‚ußerdem kann man, wie bereits erwähnt, in gün-
tigen Fällen aus der Stärke des Sekundärfeldes eine
’orstellung vom elektrischen Leitvermögen und von
er magnetischen Durchlässigkeit des Erzkörpers ge-
vinnen.
AN,
Bild 9.
‚lektromagnetisches Sekundärfeld über einem unmagnetischen
Erzkörper een
Bild 10.
„lektromagnetisches Sekundärfeld: Vertikalkomponenten bei zwei
erschledenen Frequenzen über einem magnetischen Erzkörper
(Modellversuch).
Bild 9 zeigt das Sekundärfeld nach Modell-
versuchen, Bild 10 die Sekundärfelder (Vertikal-
componenten) bei zwei verschiedenen Frequenzen
iber einem magnetischen Erzkörper, ebenfalls nach
'Modellversuchen, und Bild 11 das Sekundärfeld über
j
Bild 11.
lektromagnetisches Sekundärfeld über zwei geneigten Erzkörpern
ie durch elektromagnetische Untersuchung entdeckt wurden.
swei geneigten Erzkörpern, die durch elektromagne-
ische Untersuchung entdeckt wurden. In Bild 12,
welches der bereits erwähnten Lundbergschen
"Arbeit'!*) entnommen ist, ist der Verlauf der Hori-
zontal- und Vertikalkomponente des von den Wirbel-
‚strömen des Erzkörpers erzeugten Feldes und der
‘Verlauf des Normalfeldes (für den Fall, daß kein Erz-
<örper vorhanden ist) schematisch dargestellt.
Was schließlich die Theorie der Kapazitäts-
“ınd speziell der drahtlosen Methoden anbelangt, so
tönnen die Gleichungen, die Zenneck®) für die
‚Tortpflanzung der elektromagnetischen Wellen in
‚verschiedenen Medien aufgestellt hat, direkt an-
: gewendet werden. Nach einer von Sundberg er-
“undenen Methode!) wird die Lage des Erzkörpers
'Jadurch bestimmt, daß eine feststehende Sender-
„station und eine bewegliche Empfangsstation an-
4) H, Lundberg, 1.c., Fig. 7a. er Ca
- 45) J. Zenneck, Ann. d. Phys. (4) 23, S. 846, 1907.
16) Sundberg, Lundberg und Eklund, I c., S. 24—26.
Zusammenfassender Bericht. Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
189
gewendet und hierbei die Stromstärke in der
Empfängerantenne gemessen wird. Diese Stromstärke
hängt außer vom Abstand von der Senderstation,
x
ng
\ wi
lat %
I
l
l
l)
! A
l \
l 4 $
un
77 A,
Bild 12.
Verlauf der Horizontal- und Vertikalkomponente des Sekundär-
feldes und Verlauf des Normalfeldes (nach H. Lundberg).
vom spezifischen Widerstand des unter der Erdober-
fläche liegenden Materials und von der Dielektrizitäts-
konstante ab. Der Boden hat schon bei geringer
der Erdoberfläche herrschenden beträgt. Es ist daher,
J "4
9 IO SO W JO Ho T32 TE T% O PERAKE
Bild 13.
Wahrnehmung eines Erzkörpers bei Messung der Stromstärke
in einer Empfängerantenne bei verschiedenem Abstand von der
Senderstation (nach K. Sundberg).
außer in trockenen Gegenden, undenkbar, die Lage
von tiefliegenden Erzen mittels elektrischer Wellen,
welche von einem Punkte der Erdoberfläche aus ge-
sendet werden, festzustellen.
J
0 Jo 507“ 7# m
Bild 14.
Gemessene Antennenstromstärke bei Vorhandensein von Wasser,
das bei diesen Messungen keine Indikationen gibt
(nach K. Sundberg).
Daß oberflächlich liegende Erze mittels solcher
drahtloser Messungen auch in nassen Gegenden ent-
deckt werden können, beweisen Untersuchungen, die
Sundberg über bekanntem Erz im mittlerer
Schweden ausgeführt hat. Bei einer Summe von
Feuchtigkeit ein so gutes Leitvermögen, daß kurze
elektromagnetische Wellen rasch absorbiert werden,
so daß die Energie kurzer Wellen schon bei ge-
ringer Tiefe nur noch einen Bruchteil von der an
190 |
22 Messungen wurden dabei deutliche Indikationen in
17 Fällen, undeutliche in drei Fällen und gar keine in
nur zwei Fällen erzielt. In den letztgenannten Fällen
waren die Erze nur auf Grund magnetischer Unter-
suchungen bekannt. Wie Bild 13 (nach Gelände-
messungen) zeigt, gaben sich Erze dadurch zu er-
kennen, daß die Stromstärke in der Empfänger-
antenne sich vor dem Erz vergrößert und
hinter dem Erz verkleinert. Bild 14 zeigt,
daß bei diesen Messungen Wasser keine Indikationen
gibt, wahrscheinlich weil sich die elektrischen Eigen-
Patentschau.
schaften des Wassers im vorliegenden
denen der Erdbedeckung nur wenig unterscheiden.
Im Vergleich zu den übrigen elektromagnetischen |
Verfahren sind die drahtlosen Metlioden gegenwärtig
ohne Bedeutung, doch dürfte sich deren Anwendbar-
keit allınählich vergrößern. Diese Methoden sollen
hier nicht weiter behandelt werden. Bezüglich der
Falle vo
Literatur sei auf die wohl erschöpfende Zusammen- |
stellung bei Ambronn*) verwiesen.
(Schluß folgt.)
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Fremdgesteuerter Sender.
: D.R.P. 482448, Klasse 21a‘, Gruppe 15 (Ahemo),
Pat. vom 13. Juni 1926, ausgegeben am 14. Septem-
ber 1929.
Bei der in Bild 1 dargestellten Anordnung soll er-
findungsgemäß die Leistungsröhre V gleichzeitig als
Hochfrequenzverstärkerröhre und als Modulations-
röhre für die Steuerröhre G verwendet werden. Die
niederfrequente Kopplung der Röhren erfolgt dabei
durch niederfrequente Kopplung der Anodenkreise,
Bild 1.
z. B. durch die Niederfrequenzdrossel Dr, die zugleich
im Anodenkreis beider Röhren liegt und die für die
Hochfrequenz durch den Kondensator C überbrückt ist.
Bild 2 zeigt eine Anordnung, bei der umgekehrt
Bild 2.
die Steuerröhre @ moduliert und gleichzeitig als
Modulationsröhre für die gesteuerte Röhre V benutzt
wird.
Röhrensender für hohe Leistungen.
Franz. Pat. 652 173 (Lorenz, 13. März 1928), Pat.
vom 5. März 1929.
Bei Hochleistungs-Röhrensendern werden gewöhn-
lich sehr hohe Anodenspannungen benötigt, wodurch
sich leicht Schwierigkeiten bzgl. der Isolation usw.
3
ergeben. In Bild 3 ist eine Anordnung dargestellt, bei
der die Anodenspannung von 10000 Volt durch zwei
Generatoren A und B von je 5000 Volt geliefert wird,
die hintereinander geschaltet sind und deren Verbin-
dungspunkt geerdet ist, so daß für jede Maschine nur
eine Isolation für 5000 Volt erforderlich ist.
Bild 3.
Piezogesteuerter Röhrensender.
Amerik. Pat. 1722196 (Byrnes, 1. Septbr. 1926),
Pat. am 23. Juli 1929.
Bild 4.
Das Bild 4 zeigt einen piezogesteuerten Röhren-
sender mit zwei Röhren Z und 77, die im Gegentakt
17) R. Ambronn, 1. c., S. 142—150, sowie in dem ausführ-
lichen Literaturverzeichnis des Buches.
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|
_ Patentschau. 191
TI | Th N — ee ee e a a amn
mm lee lt en ae mn a
=: arbeiten und von dem gemeinsamen Piezokristall P
. gesteuert werden. Der Piezokristall liegt bei dieser
Anordnung zwischen beiden Gittern. Der Kapazitäts-.
` einfluß des Piezokristalles soll bei dieser Anordnung
` erheblich geringer sein.
Piezogesteuerter Röhrensender.
a Brit. Pat. 279 845 (Radiofrequenz, Berlin, 26. Okto-
.. ber 1926), veröffentlicht am 24. Januar 1929.
Bei der in Bild 5 dargestellten Anordnung soll
der zur Schwingungskontrolle dienende Piezokristall P
- zwischen Gitter und einem Spulenpaar L, und L, ein-
geschaltet werden, das im Anodenkreis liegt. Die
Belegungen. In Bild 7 erfolgt durch den Piezokristall
P eine Kopplung zwischen Anoden- und Gitterkreis.
Das Bild 8 zeigt ein Dreiröhrengerät mit Widerstands-
kopplung, bei der der Piezokristall P zwischen Anode
der dritten und Gitter der ersten Röhre ein-
geschaltet ist.
Fading-Beseitigung.
D.R.P. 481 794, Klasse 21a*, Gruppe 9 (Radio Corp.,
amer. Prior. vom 15. September 1927), Pat. vom
9. August 1928, ausgegeben am 29. August 1929.
Zur Beseitigung der Schwundwirkung soll die
hochfrequente Trägerwelle durch mehrere Förfrequen-
zen moduliert werden, die sich voneinander um einen
konstanten Betrag, z. B. je 1000 Perioden, unter-
scheiden. Durch Kombination der Trägerwelle mit
einem Seitenband oder der Seitenbänder unterein-
ander kann beim Empfang der Ton 1000 mehrfach
auftreten, so daß auch, wenn einzelne Seitenbänder
zeitweise geschwächt werden, das Signal nicht durch
die Schwundwirkung vernichtet wird.
Fading-Beseitigung.
Brit. Pat. 301326, (Telefunken, 24. November
1927), veröffentlicht am 28. März 1929.
Zur Fadingbeseitigung verwendet man Über-
tragungssysteme, bei denen zwei Wellen ausgesendet
werden, die einen geringen Wellenunterschied be-
sitzen und vor der gleichen Niederfrequenz moduliert
sind. Eine zweckmäßige Anordnung für diesen Zweck
Bild 5.
© Schaltung soll den Vorteil haben, daß die Eigenkapa-
= zität des Piezokristalles keinen Einfluß auf die Fre-
quenz hat.
Piezogesteuerter Röhrensender.
z D.R.P. 481489, Klasse 2lat, Gruppe 8 (Lorenz),
: Pat. vom 3. Dezember 1927, ausgegeben am 24. August
1929.
Bild 6.
Bei der Steuerung von Röhrensendern mittels
| Piezokristallen ist die Höchstleistung des Senders ge-
. wöhnlich durch die Grenze der Belastungsfähigkeit
des Piezokristalles begrenzt. Um diese zu erhöhen,
Bild 9.
sollen erfindungsgemäß in den Gitterkreis zwei oder
mehrere Piezokristalle PĮ, P, usw. hintereinander-
geschaltet werden, die gleiche oder annähernd gleiche
Figenfrequenz besitzen.
P CZI
ULLA
Bild 7.
Piezoelektrische Wellenkontrolle.
Bild 8.
Amer.Re.Pat. 17245, 17246, 17247 (zu 1450246
und 1472583), (Cady, 29. Mai 1921), veröffentlicht am
26. März 1929.
Die Patente betreffen einige besondere Kopplungs-
anordnungen durch Piezokristalle mit mehr als zwei
zeigt Bild 9. Zwei Sender I und II werden mit Ano-
denwechselstrom über einen Transformator T so ge-
speist, daß die Spannungen an den Anoden der beiden
Senderöhren gegenphasig abwechselnd positiv und
negativ sind.
Antennensystem mit Reflektor.
Brit. Pat. 307 446, Franz. Pat. 662 802 (Western el.
Co. bzw. Mater. Tel. 25. November 1927), veröffent-
licht am 7. März 1929 bzw. 12. August 1929).
Bild: 10.
In Bild 10 und 11 sind zwei sogenannte Zickzack-
antennen dargestellt, bei denen die strahlenden Drähte
D durch fortlaufende Energiezufuhrleitungen L ab-
wechselnd oben und unten verbunden sind. Bei Bild 10
192
liegt der Empfänger oder Sender am Anfang des
ganzen Systems, während bei Bild 11 der Sender
oder Empfänger in der Mitte des Systems liegt (vgl.
auch en in dieser Zeitschrift 30, S. 38, 1927,
Heft 1).
Bild 11.
In Bild 12 ist eine Anordnung dargestellt, bei der
ein Antennensystem A und ein Reflektorsystem R der-
art angeordnet sind, daß sie ein ganzes Vielfaches der
Bild 12.
Viertelwellenlänge voneinander getrennt sind. Beide
Systeme sind nach Art des Bild 10 oder 11 ausgebildet
und durch Resonanzkreise X, und K., geerdet. Mit
dem einen Kreis ist die Energieleitung L verbunden.
Antennensystem.
Brit. Pat. 298 131 (Koomans, Holland, 3. Oktober
1917), veröffentlicht am 28. März 1929).
Bei den in Bild 13 und 14 wiedergegebenen
Antennensystemen sollen eine Anzahl Doppelstrahler
a, b mit einer gemeinsamen Energieleitung L verbun-
den werden. Um ein phasenrichtiges Arbeiten der im
halben Wellenlänge
Abstand einer angeordneten
Bild 13.
Strahler zu erzielen, ist die Energiedoppelleitung in
Abständen von einer halben Wellenlänge jedesmal
gekreuzt.
Das Bild 14 zeigt eine gemeinsame Energieleitung
L mit Zweigleitungen b, die die Doppelstrahler d
Bild 14.
speisen. Die Zweigleitungen sind in einem Abstand
von einer Viertelwellenlänge von den Doppelstrali-
lern ebenfalls wieder gekreuzt.
Lang-Antenne.
D.R.P. 483 289, Klasse 21a*, Gruppe 64 (Marconi,
Zusatz zum Patent 427599), Schweiz. Pat. 129 202,
von abwechselnden halben Wellenlängen aufgehoben |
Patentschau.
Brit. Prior. vom 8. Oktober 1926, Pat. vom 6. Oktober
1927, ausgegeben am 27. September 1929.
Die Erfindung betrifft eine Verbesserung der Lang. |
Antenne nach Patent 427 599, bei der die Ausstrahlung
ist. Wenn eine solche Antenne eine im Verhältnis zur
Bild 15.
Wellenlänge große elektrische Länge besitzt, werden
die Ströme in den Abschnitten um so kleiner, je weiter
sie vom Speisepunkt entfernt sind. Erfindungsgemäß
sollen nun die Abschnitte der einen Halbwellen so
ausgebildet sein, daß die Strahlung nicht völlig unter-
drückt wird, sondern nur wesentlich kleiner ist als
die der anderen Abschnitte. Die besten Ergebnisse sind
erzielt worden, wenn der Strahlungswiderstand der
einen Halbwellenabschnitte B, D (Bild 15) ca. 30%
der Widerstände der anderen Abschnitte A, C, E ist.
Die Abschnitte B und D bestehen zu diesem Zweck aus
einem nichtstrahlenden Teil Ba, Da und Schwanz-
stücken Bo, Do |
Peileinrichtung.
D.R.P. 481703, Klasse 21a*, Gruppe 18 (Dieckmann
u. Hell), Pat. vom 21. Januar 1927, ausgegeben am
31. August 1929.
Bei der in Bild 16 viederperiies direkt all-
zeigenden Peileinrichtung sitzt auf der Achse eines
Wechselstromgenerators G eine Kopplungsspule L |
Bild 16.
die mit dem Peilrahmen R verbunden und mit einer
zweiten Spule L, gekoppelt ist, die mit einer Linear-
antenne A verbunden ist. Die Spule L, liegt im
Gitterkreis eines Audions, dessen Ausgangstransfor-
mator T mit dem beweglichen System eines Dynamo-
meters D verbunden ist. Das feste System des
Dynamometers wird vom Wechselstromgeneratof
erregt. Sind Rahmenkreis und Antennenkreis auf die
Patentschau.
zu peilende Station abgestimmt und steht der Peil-
rahmen im Empfangsminimum, so wird vom Rahmen-
kreis keine Empfangsenergie übertragen, so daB auf
das Audion nur der gleichbleibende Empfang der
‚Linearantenne wirkt und
‚Wechselstrom fließt.
im Ausgangskreis kein
Das bewegliche System des
Dynamometers bleibt demnach in Ruhe. Wird die
Rahmenantenne aus der Minimumstellung heraus-
gedreht, so überlagert sich dem Audion infolge der
Drehung der Spule L, ein Wechselstrom, der das be-
wegliche System des Dynamometers zum Ausschlag
bringt. Der Ausschlag wird um so größer sein, je
größer der Winkel des Peilrahmens zur Minimum-
stellung ist.
Anstelle der Linearantenne kann eine zweite
Rahmenantenne verwendet werden.
Peileinrichtung.
D.R.P. 482281, Klasse 21a*, Gruppe 48 (Dieckmann
u. Hell), Pat. vom 5. Februar 1927. Zusatz zum Pat.
481 703, ausgegeben am 11. September 1929.
Bei der Peileinrichtung, wie sie im Hauptpatent
481 703 beschrieben ist, wird ein Hilfsgenerator ver-
wendet, der mit einer rotierenden Spule gekoppelt ist.
Die Zusatzerfindung betrifft das gleiche Verfahren
r==-
Be
le
Daa
Bild 17.
| ohne Verwendung rotierender Teile. Bei der in Bild 17
dargestellten Anordnung sind mit dem Peilrahmen
zwei Hochfrequenzverstärker a, b verbunden, deren
- Raumladegitter durch den Hilfsgenerator G abwech-
- selnd positive und negative Vorspannung erhalten, so
" daß abwechselnd der Anodenstrom des einen oder
anderen Verstärkers gesperrt wird. Dadurch fließt
© der Anodenstrom in der gemeinsamen Kopplungs-
* spule L, abwechselnd in verschiedener Richtung, so
` daß im übrigen Teil der Anordnung die gleiche Wir-
NN
kung wie beim Hauptpatent erzielt wird.
Bild 18.
Richtungsbestimmung.
Brit. Pat. 307 979 (Preston, Horton, 20. April 1922),
veröffentlicht am 11. au 1929.
193
Die in Bild 18 dargestellte Peileinrichtung besitzt
neben dem Peilrahmen S ein ungerichtetes Antennen-
system A, B, das über eine Selbstinduktion L und
einen Widerstand R geerdet ist. Der Widerstand R
liegt im Gitterkreis der Röhre. Bei geeigneter Ein-
stellung von Z und R kann eine scharfe Nulleinstellung
für alle Stellungen des Rahmens erzielt werden.
Hochohmwiderstand.
D.R.P. 482 363, Klasse 21c, Gruppe 1 (Siemens
& Halske), Pat. vom 22. März 1928, ausgegeben am
12. September 1929.
Zur Herstellung hochohmiger Widerstände soll er-
findungsgemäß auf einen Isolierkörper (Porzellan,
Steatit usw.) eine Widerstandsschicht aufgebracht
werden, die teilweise aus Zirkon oder Titan besteht
und die in erheblich stärkerer Schicht aufgebracht
werden kann. Vorzugsweise können flüssige Verbin-
dungen, wie z. B. Titantetrachlorid, verdampft und
auf den erhitzten Isolator niedergeschlagen werden.
Auch Überzüge aus Titancarbid können hergestellt
werden.
Entladungsröhre.
D.R.P. 482 531, Klasse 21g, Gruppe 12 (Seibt), Pat.
vom 30. September 1927, ausgegeben am 16. Septem-
ber 1929.
Um den schnellen Verbrauch der Anoden durch
Metallzerstäubung bei Entladungsröhren, z B. bei
Glimmlichtventilröhren mit Edelgasfüllung, zu verhin-
dern, sollen erfindungsgemäß die Elektroden mit
Mangan oder einem ähnlichen Stoff durch Tempern
angereichert werden.
Bildübertragung. |
D.R.P. 482798, Klasse 2la!, Gruppe 32 (Lorenz),
Pat. vom 16. Februar 1928, ausgegeben am 20. Sep-
tember 1929,
Bei Bildübertragung ist es üblich, in den Lichtweg
vor der Photozelle eine rotierende Lochscheibe ein-
zuschalten, um das Licht periodisch zu zerhacken, so
Bild 19.
daß der in der Photozelle entstehende veränderliche
Strom in bekannter Weise verstärkt werden kann.
Um die erforderlichen hohen Uhnterbrechungszahlen
zu erhalten, sind große Lochscheiben erforderlich.
Erfindungsgemäß soll der Lichtstrahl durch eine
elektrische Steuereinrichtung, z. B. ein Saitengalvano-
meter, Oszillograph usw. periodisch verändert werden.
194 Patentschau.
Eine solche Anordnung zeigt z. B. Bild 19, bei der
Bildwalze B und ein Hochfrequenzgenerator G von
dem Motor M angetrieben werden. Das von der
Lichtquelle Z ausgehende Licht muß durch den Spalt
eines Saitengalvanometers @ gehen, dessen Faden
vom Hochfrequenzgenerator G erregt wird. Das von
der Bildwalze B reflektierte Licht gelangt zur Photo-
zelle Z, die mit der Verstärkungseinrichtung R ver-
bunden ist.
Bildzerlegungsvorrichtung,
D.R.P. 482 562, Klasse 21a’, Gruppe 32 (Seibt), Pat.
vom 2. Oktober 1928, ausgegeben am 16. September
1929.
Die Erfindung betrifft eine Bildzerlegungsvorrich-
tung mit einer rotierenden Scheibe oder Walze, auf
deren Peripherie eine Anzahl Spiegel angeordnet sind.
Erfindungsgemäß sollen die Spiegel parallel zur
Scheibenachse angeordnet sein, während die Achse
der Spiegelscheibe so schwenkbar ist, daß die bei der
Rotation von jedem Spiegel nacheinander reflek-
tierten Lichtwege eng nebeneinander abgebildet
werden.
Bei der in Bild 20 dargestellten Anordnung sind auf
der Spiegelwalze w eine Anzahl Spiegel s angeordnet.
Bild 20.
Die Achse a, der Spiegelwalze geht durch ein als
Schlitten ausgeführtes in einer Längsführung f beweg-
liches Achsenlager h, das einen Ansatz g besitzt, der
auf einer Herzscheibe e schleift. Bei jeder Umdrehung
der Achse a, wird die Achse a einmal herauf und her-
unter bewegt.
Fernsehen.
D.R.P. 482800, Klasse 21a, Gruppe 32 (Tele-
funken), Pat. vom 5. Mai 1927, ausgegeben am
20. September 1929.
Zur Darstellung von Bildern verwendet man
Glimmkathodentableaus, bei denen jedem Bildelement
eine Glimmlampe zugeordnet ist. Erfindungsgemäß
soll eine Vergrößerung der Lichtstärke bei einer
solchen Anordnung durch Nachleuchten der Glimm-
röhren erzielt werden. Zu diesem Zweck wird an die
Glimmlampen eine Vorspannung gelegt, so daß durch
die ankommenden Impulse eine Zündung erfolgt und
die Glimmlampen auch weiter leuchten, wenn der
Steuerimpuls aufgehört hat. Durch besondere Ein-
richtungen, z. B. Schalter, werden die nachleuchten-
den Glimmstrecken vor Eintreffen des neuen Impulses
gelöscht. Wird z. B. das Bild senderseitig in der
Sekunde 15mal abgetastet, so kann nach "/,, sec der
Betriebsstrom für alle Glimmlampen unterbrochen und
sofort wieder eingeschaltet werden kurz bevor die
neue Abtastung beginnt.
Reflexionsabtastung für Bildtelegraphie.
D.R.P. 482842, Klasse 21a’, Gruppe 32 (Tele-
funken), Pat. vom 9. Februar 1928, ausgegeben am
21. September 1929.
Wird eine Fläche 1 (Bild 21) im Punkte 2 von
einenı Lichtkegel getroffen, so tritt an dieser Stelle
eine diffuse Reflektion ein. Befindet sich der Punkt 2
im Brennpunkt eines spiegelnden Rotationskörpers,
z. B. eines Rotationsellipsoides, so werden die reflek-
tierten diffusen Strahlen im zweiten Brennpunkt F
gesammelt. Dieser Vorgang soll erfindungsgemäß zur
Bild 21.
Abtastung einer Bildfläche verwendet werden. Eine
derartige Anordnung ist in Bild 22 wiedergegeben.
1 ist die Oberfläche des abzutastenden Bildes, das
z. B. auf einer Bildtrommel aufgespannt ist. Der
Brennfleck wird von einer Lichtquelle 15 mit Umlenk-
prisma 16 und Linse 3 geliefert. Die im Punkte 2
reflektierten Strahlen werden durch den Spiegel S auf
Bild 22.
die Photozelle Z geworfen. Da es bisher nicht möglich
ist, Photozellen in sehr kleinen Abmessungen herzu-
stellen, wird der Spiegel in der Form eines etwas
deformierten Rotationsellipsoides auszebildet. so daß
die vom Spiegel reflektierten Strahlen nicht in einem
Punkt gesammelt werden, sondern verteilt auf die
Fläche der Photozelle treffen.
Synchronisierungseinrichtung.
D.R.P. 482 797, Klasse 2lat, Gruppe 13 (Lorenz),
Pat. vom 12. Dezember 1926, ausgegeben am 20. Sep-
tember 1929.
Zur Herstellung des Gleichlaufes zwischen zwei
oder mehr rotierenden Vorrichtungen soll die in
Bild 23 wiedergegebene Anordnung verwendet wer-
den. Der am Orte A durch den Generator G, er-
zeugte Synchronisierungswechselstrom wird zur
Station B geleitet. Dort wird durch einen gleichen
Hilfsgenerator G, ein Hilfswechselstrom erzeugt und
beide Ströme überlagert. Durch den Transformator T
gelangen die überlagerten Ströme zu einem Kommu-
tator K, der von der gleichen Maschine angetrieben
wird und eine solche Teilung besitzt, daß auf eine
Periode des Hiliswechselstromes eine Kommutierung
ren, —— m e. np o
!
y
Referate.
195
ntfällt. Der kommutierte Strom wird an den Bürsten
ıbgenommen und dem Gitterkreis einer Röhre R zu-
seführt, in dessen Anodenkreis die Wicklung einer
Wirbelstrombremse D eingeschaltet ist.
Bild 23.
Nehmen wir an, daß bei Gleichlauf die Amplituden
gleich groß und von entgegengesetzter Phase sind, so
heben sich beide Ströme auf. Dieser Zustand ist durch
die Gerade in Bild 24b dargestellt. Bei Nacheilung
Nachetlung
Abb. 24a
Synchronismus
Abb.24b j
Voreilung
Abb.24 c
der Synchronisierungsmaschine G, ergibt sich die in
Bild 24a dargestellte Schwebungswelle (stark aus-
gezogen) bei der Überlagerung, so daß durch die
Kommutierung die durch Schraffierung hervorgehobe-
nen Ströme im Gitterkreis der Röhre wirksam wer-
den, d. h. diese Ströme sind vorwiegend negativ. Bei
Voreilung der Synchronisierungsmaschine ergibt sich
die in Bild 24 c dargestellte Schwebung und die kom-
mutierten Ströme sind jetzt vorwiegend positiv. Bei
geeigneter Anordnung und Einstellung der Bremse D
wird also der Gleichlauf sich automatisch einstellen
-= müssen.
Die neuesten deutschen Hochfrequenz-Patente
Klasse | Aus-
r und gabe- Inhalt
Gruppe | tag
480 941| 21al/32 | 1 10.29 | Bildübertragung
481 210| 21a2/36 |16. 8.29 | Übertragungssystem mit Phasen-
ausgleich
481 259| 21a?/l 16. 8.29 | Lautsprechersystem
*481 489| 21at/8 |24. 8.29 | Piezogesteuerter Röhrensender
~ 481 490| 21ał/47 |24. 8.29 | Rahmenantenne
*181 703, 21a4,48 |31. 8.29 | Peileinrichtung
*481 794) 21ał/9 |29. 8.29 | Fading- Beseitigung
481 864: 21d?/51 |30. 8.29 | Frequenztransformator
482 114| 2la!/64 | 6. 9.29 | Antennenturm
482 134| 21a?/9 7. 9.29 | Kurzwellensender
*482 281| 2la4/48 |11. 9.29 | Peileinrichtung
452 294| 210/59 |12. 9.29 | Drehzahlregler für Hochfrequenz-
maschinen
482 295 21c/64 |11. 9.29 | Drehzahlregier für Hochfrequenz-
maschinen
*482 363| 21c/l 12. 9.29 | Hochohmwiderstand
»482 4185| 2lat/l5 |14. 9.29 | Fremdgesteuerter Sender
*482531| 218/12 |16. 9.29 Entladungsröhre
*482562| 2lal/32 |16. 9.29 | Bildzerlegungsvorrichtung
482 731| 21a4/72 |19. 9.29 | Kopfhörer-Mehrfachanschluß
482 717| 21g/10 |19. 9.29 | Blockkondensator
482 734| 21g/13 |20. 9.29 | Röhrenkathode
*482 797| 21al/l3 |20. 9.29 | Synchronisierungsvorrichtung
*482 798| 21al/32 |20. 9.29 | Bildtelegraphie
*482 800| 2l1al/32 |20. 9.29| Fernsehen
482 804| 21a!/75 |20. 9.29 | Kopfhörer- Empfänger
482 807| 21c/59 |20. 9.29 | Drehzahlregler für Hochfrequenz-
maschinen
482 808 21c/59 |21. 9.29 | Drehzahlregler für Hochfrequenz-
maschinen
*482 842) 2lal/32 |21. 9.29 | Bildtelegraphie
482 874| 21a4/29 |21. 9.29 | Automatische Begrenzung der
Lautstärke
482 875| 21a4,50 |25. 9.29 | Störbeseitigung bei Duplexverkehr
482 876, 21a1/68 21. 9.29| Herstellung von Spulen
482 929| 21g/ll | 23. 9.29) Trockner Gleichrichter
482 960| 21a!/69 |23. 9.29 | Neutrodyne Empfänger
482 963| 21g/10 |23. 9.29 | Blockkondensator
483 087| 21ał/24 |25. 9.29 | Überlagerungsempfang
423 220| 21a4/76 |27. 9.29 | Batterieschnur mit Anoden-
sicherung
*483 289| 21at/64 |27. 9.29 | Langantenne
483 290| 21a!/75 | 1.10.29 Mehrfachröhre (Löwe)
483 338| 21g/31 |28. 9.29 Siebkette
483 413| 21.a*/59 1.10.29 | Kondensator in Schnurform
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Heft aus-
führlicher referiert.
Referate.
H. E. Hollmann. Frequenzrückkopp-
lung. Elektr. Nachr. Techn. 6, S. 253—264, 1929.
Während die bekannte Energierückkopplung ein
Aufschaukeln der Schwingungsamplitude betrifft, läßt
‚sich unter bestimmten Umständen ein Aufschaukeln
der Frequenz beobachten, ein Prozeß, der mit der
- Energierückkopplung verschiedene Analoga aufweist
‚und daher als
- wird.
„Frequenzrückkopplung“ bezeichnet
Zunächst werden die Verhältnisse in der Brems-
; feldschaltung von Barkhausen und Kurz be-
- handelt, in welcher unter der Einwirkung eines ange-
. koppelten
Abstimmsystems Frequenzrückkopplung
auftritt, die sich in plötzlichen Frequenzsprüngen be-
` merkbar macht.
Diese haben ihre Ursache darin,
daß die zwischen den Röhrenelektroden induzierten
Wechselfelder auf die Elektronenbewegung zurück-
wirken und eine Zunahme der Frequenz herbeiführen,
die mit der Resonanz zwischen den freien Elektronen-
pendelungen und dem Schwingungssystem einen
stabilen Zustand erreicht. Die Umkehrung des Ab-
stimmvorgangs ergibt statt der Frequenzsprünge eine
stetige Wellenänderung (Vgl. auch den zusammen-
fassenden Bericht ds. ZS. 33, S. 27 ff, 1929).
Der Vorgang der Frequenzrückkopplung beruht
allgemein darauf, daß ein periodischer Schwingungs-
prozeß, im vorstehenden Beispiel die Elektronen-
schwingungen, einer bestimmten Abhängigkeit von
den Betriebsverhältnissen, beispielsweise den Span-
nungen, unterliegen, daß diese Spannungen ihrerseits
196
durch einen angekoppelten Resonanzkreis periodisch
beeinflußt werden und auf den ursprünglichen, pri-
mären Schwingungsvorgang zurückwirken, womit
der Kreislauf der Frequenzrückkopplung geschlossen
ist. Der abstimmbare Resonanzkreis übernimmt da-
bei die Rolle des Rückkoppelkanals.
Ein den ultrafrequenten Elektronenschwingungen
der Bremsieldschaltung analoges Verhalten weisen
die Relaxationsschwingungen auf, wie sie
z. B. die bekannte Blinkschaltung einer Glimmlampe _
oder der Multivibrator von Abraham und Bloch
erzeugt. Wird in eine solche Relaxationsschaltung in
geeigneter Weise ein veränderlicher Schwingungs-
kreis gelegt, so tritt auf ähnliche Weise, wie bein
Elektronenoszillator, Frequenzrückkopplung auf, d.
h. die Frequenz ändert sich in der einen Abstimm-
richtung sprunghaft und geht in der anderen stetig in
ihren alten Wert über. Dieser Frequenzverlauf wird
im niederfrequenten Tonbereich experimentell nach-
gewiesen, wobei sich dem Elektronenoszillator ent-
sprechende Kurven ergeben.
1800
N
L
w 1000
F — Schwingungskreis frei
= 800 : mit Anodenkreis gekoppelt
g
IL,
600
00
Pos. v. Neg. Frequenzrückkoppelung beim
200 Muttiribrator
10 20 30 40 50 60 70 80 90
100 C°
Während in der Blinkschaltung die Frequenz mit
dem Einsatz der Rückkopplung ansteigt, was als
positive Frequenzrückkopplung be-
zeichnet wird, findet beim Multivibrator eine Ab-
nahme der Frequenz statt: negative Fre-
quenzrückkopplung. Wie bei der Energie-
rückkopplung läßt sich durch Drehen des die Rück-
kopplung bewirkenden Spannungsvektors um 180
Grad der Sinn der Frequenzrückkopplung umkehren,
was durch induktive Ankopplung des Frequenzrück-
koppelkanals experimentell zu erreichen ist. Als Bei-
spiel sind in dem Bild zwei im Multivibrator auf-
tretende Frequenzkurven positiver und negativer
Frequenzrückkopplung wiedergegeben, die durch
„Anziehen“ der Rückkopplung, hier durch Ver-
stimmen des Rückkoppelkanals erhalten wurden.
Anschließend wird an einem hydrodynamischen
Modell, bestehend aus einem hydraulischen Stoß-
widder mit pendelnd aufgehängtem Vorratsgefäß die
Gültigkeit des Frequenzrückkoppelprinzips auch im
Bereich mechanischer Schwingungen gezeigt.
H. E. Hollmann.
B. Mazumdar. Untersuchungen und
Messungen an ultrakurzen Wellen.
(A study and measurement of ultra short waves.)
Indian Journ. of Physics 3, S. 77—93, 1928.
Referate.
Die Arbeit umfaßt Theorie und Versuche mit eine
Rückkoppelschaltung für kurze Wellen. Für induk
tive Rückkoppelung wird als kürzeste zu erreichendd sií
Welle 15 m angegeben; darunter macht sich did Ai
innere Röhrenkapazität störend bemerkbar, so dal zı
kürzere Wellen nur zu erhalten sind, wenn diese zu ei
kapazitiven Rückkoppelung herangezogen wird. Ih
solchen Anordnungen lassen sich mit Empfangsröhrer| dt
Wellen bis zu 2 m Länge herstellen. D
S
Bild 1. di
Um die Wellenlänge weiter zu verringern, legt di
v. d. Pol (Phil. Mag. 38, S. 90, 1919), dem Schemų! '
des Bildes 1 entsprechend, eine Kapazität K in Reihe
mit der inneren Röhrenkapazität. L, und L, sind die, \
Induktivitäten des Anoden- und Gitterkreises, die je; €
aus einem 60 cm langen Drahtbügel bestehen. Der?
Kondensator K wird aus zwei Platten von 10 cm|!
Durchmesser und 1 cm Abstand gebildet. In dieser‘
Anordnung traten Wellen von 2,66 m Länge aui,"
deren Intensität allerdings zufolge des hohen kapazi-|!
tiven Widerstands von K sehr gering war. x
|
|
.
l
$
í
d
In der Anordnung des Verfassers wird K durch
einen Kondensator von 0,001 x F ersetzt, und die
Schwingungskreise erhalten die aus Bild 2 ersicht- |
liche Kreisform. Da Kupfer bei den in Frage kommen-
den Frequenzen seinen Widerstand um etwa das
35 fache erhöht, sind die Induktivitäten aus Manganin
gefertigt, das seinen Widerstand angenähert bei-
behält. Die Schwingungsenergie wird in einer
aperiodischen Drahtschleife von 30 cm Länge, welche
mit einem Thermogalvanometer in Verbindung steht
und mit dem Anodenkreis gekoppelt wird, gemessen.
Die Theorie ergibt als Bedingung für das Ein j
setzen von Schwingungen die Gleichung:
L, (u La— L)
-r r = (R -H R) R
CL Fa en |
worin L, und L, sowie R, und R., die Induktivitäten |
und Widerstände des Anoden- und rec Rreises, |
C die Gitter - Anodekapazität, R, den entsprechenden
inneren Röhrenwiderstand und «u den Verstärkungs-
faktor bedeutet.
Bild 2.
|
CEU a E oo EA
Referate.
—
Die Berechnung der Wellenlänge aus den Dimen-
sionen der Schwingungskreise, wobei die Gitter-
A\nodenkapazität zusammen mit der Sockel-Kapazität
zu 6 cm angenommen wird, ergibt eine gute Ueber-
:instimmung mit den Meßergebnissen.
Um große Schwingungsenergien zu erzielen, wur-
len Versuche mit anderen Schaltungen vorgenommen.
Jie von Englund (Proc. Inst. Radio Eng. 15,
5. 914, 1927. Vgl. auch ds. ZS. 33, S. 27, 1929) be-
schriebene Gegentakt-Anordnung ergab indessen nur
schwache Schwingungen, während bei Parallel-
schaltung zweier Röhren eine beträchtliche Zunahme
"ler Schwingungsintensität festzustellen war.
Bei der Anregung linearer Drähte von mehreren
Metern Länge zeigte sich folgende bemerkenswerte
-Erscheinung: Wurde die Intensitätsverteilung auf
solchen, vom Sender angeregten Drähten mittels der
aperiodischen Schleife aufgenommen, indem dieselbe
an der dem Thermogalvanometer gegenüberliegenden
Stelle mit dem Draht in Berührung gebracht und an
diesem entlanggeführt wurde, so ergaben sich Inten-
sitätsmaxima und -Minima in Abständen von halben
Wellenlängen. Dies war jedoch nur dann der Fall,
wenn sich der Sender in der Nähe eines freien Draht-
endes befand, ohne mit dem Draht weiter gekoppelt
zu sein. Bei Ankoppelung des Senders in der Mitte
des Drahtes verschwanden die Ausschläge des
Thermogalvanometers vollständig und traten erst
wieder auf, wenn der Kontaktpunkt der Schleife mit
dem Draht aus der Mittellage nach den Anschluß-
klemmen des Galvanometers zu verschoben wurde.
Aus den scharf ausgeprägten Strommaxima auf
Lecherschen Paralleldrähten gegenüber einer
nahezu sinusförmigen Stromverteilung auf linearen
Drähten schließt Mazumdar auf das Vorhanden-
sein höherer Harmonischer im ersten Fall.
H. E. Holtmann.
G. L. Beers und W. L. Carlson. Fortschritte
in Bau von Zwischenfrequenzempfän-
gern. (Recent developments in superheterodyne re-
ceivers.) Proc. Inst. Radio-Eng. 17, S. 501—515, 1929.
A. Allgemeines.
Die Verhältnisse, die heute für Rundfunk-Fern-
empfang vorliegen, stellen an die Empfangsapparatur
folgende Forderungen:
1. Der Empfänger muß so empfindlich sein, daß
eine Zimmerantenne von wenigen Metern gc-
nügt, um eine größere Anzahl ferner Sender
gut empfangen zu können.
2. Die Trennschärfe muß der dichten Verteilung
der Rundfiunksender auf dem Wellenbereich
entsprechen, ohne daß dadurch die Bandbreite
unzulässig stark reduziert wird.
Diese Forderungen lassen sich in einfacher Weise
_ durch einen Zwischenfrequenz-Empfänger erfüllen.
B. Der HF-Teil des Empfängers.
Da die Möglichkeit besteht, daß mehrere Sender
gleichzeitig mit dem Ucberlagerer dieselbe oder un-
zefähr dieselbe Zwischenfrequenz bilden, so ist eine
Eingangsselektion erforderlich, um den Empfänger in
dem gewünschten Maße eindeutig zu machen. Der
Eingang des Empfängers besteht also zunächst aus
einem normalen Hochfrequenzverstärker, dessen
Hauptaufgabe die ist, den Empfänger eindeutig zu
197
machen. Hat die Zwischenfrequenz des Empfängers
die Frequenz z und der Ueberlagerer die Frequenz ù,
so bilden die Sender öä+2z und ä—z die gleiche
Zwischenfrequenz. Um also durch eine Vorselektion
den Störsender möglichst stark zu unterdrücken, ist
es vorteilhaft, die Zwischenfrequenz hoch zu wählen,
während man aus Gründen der besseren Verstärkung
lieber eine kleinere Zwischenfrequenz wählen würde.
Die Verfasser geben an, daß bei einer Zwischen-
frequenz von 180 kHz und einer Vorselektion von zwei
Kreisen die Eindeutigkeit des Empfängers praktisch
genügt.
Hochfrequenzverstärker werden im allgemeinen so
gebaut, daß der abgestimmte Anodenkreis durch
wenige Windungen an die Anodenleitung angekoppelt
wird. Die Verfasser wählten im Gegensatz hierzu
eine Kopplungsspule mit hoher Windungszahl, deren
Firgenwelle über der größten Rundfunkwelle liegt.
Auf diese Weise wurde auf dem ganzen Wellenbereich
nahezu konstante Bandbreite und konstante Verstär-
kung erzielt. Ein Nachteil dieser Anordnung ist die
dämpfende Anodenrückwirkung. Denn die Eigenwelle
der Anodenspule liegt ja über den Empfangswellen,
wodurch der Anodenkreis kapazitiv belastet wird.
Um die dadurch verursachte zusätzliche Dämpfung
aufzuheben, wurde eine Art kapazitiv geregelter (fest
eingestellter) Rückkopplung angewandt.
C. Der ZF-Teil des Empfängers.
Der für eine Frequenz von 180 kHz gebaute ZF-
Teil besteht aus zwei Verstärkerröhren und drei
Doppelkreisen. Eine mitgeteilte Resonanzkurve zeigt,
daß die Kreise nicht überkoppelt sind. Diese Zwischen-
frequenz-Selektionskurve hat bei 50% ihres Maximal-
wertes eine Breite von 16 kHz, bei 1% ihres Maximal-
wertes eine Breite von 40 kHz. Die Flankensteilheit
ist also sehr groß.
Es wird darauf hingewiesen, daß direkt gekoppelte
Kreise zwar eine bessere Bandbreite, aber eine
schlechtere Selektion ergeben als über Röhren ge-
koppelte Kreise.
D. Der NF-Teil des Empfängers.
Die übliche Anordnung des NF-Teiles ist die Ver-
bindung eines Audions mit zweifacher Niederfrequenz-
verstärkung. Da das Audion aber sehr störungs-
empfindlich ist, so empfiehlt sich der Uebergang zum
Anodengleichrichter, der unmittelbar aufs Endrohr
arbeitet. Dies ergibt zwar geringere Lautstärke als
bei Verwendung eines Audions mit zwei NF-Stufen.
Nach Angabe der Verfasser erhält man dabei jedoch
die gleiche Fndlautstärke, wenn man statt der
fehlenden einen NF-Stufe eine weitere HF-Stufe
zusetzt.
E. Automatische Lautstärkenbegrenzung.
Bei der angewandten Begrenzung wird die ans
Gitter des NF-Gleichrichters gelangende Spannung
gleichzeitig über einen Kondensator an das Gitter
einer Steuerröhre gelegt. Der Spannungsabfiall an
einem im Anodenkreis der Steuerröhre liegenden
Widerstand ergibt eine zusätzliche negative Gitter-
spannung der HF- und ZF-Röhren. Je nach der Vor-
spannung der Steuerröhre beginnt die Begrenzung bei
höheren oder kleineren Amplituden.
P. Hermanspann.
198
K. W. Jarvis Empfänger-Prüfeinrich-
tung. (Radio receiver testing equipment.) Proc.
Inst. Radio Eng. 17, 664—710, 1929.
Empfänger - Prüfeinrichtungen sind nicht nur für
Empfänger-Entwicklung, sondern auch für Kontrolle
der Fabrikation und zum Vergleich verschiedener
Typen erforderlich. Die Meßapparatur hat zwei
Forderungen zu erfüllen:
1. Man muß dem Empfänger eine sehr kleine
Spannung von wählbarer Amplitude, Frequenz,
Modulation und wählbarem Modulationsgrad zu-
führen können.
2. Die Ausgangsleistung des Empfängers muß hin-
sichtlich Intensität und Qualität untersucht wer-
den können.
Die Aufgabe 1 wurde hier so gelöst: Man erzeugt
eine so kleine Spannung, daß man sie mit einem
empfindlichen Röhrenvoltmeter noch gerade messen
kann. Durch eine Potentiometeranordnung von be-
kannten Dimensionen erhält man die erforderliche
sehr kleine Eingangsspannung für den zu unter-
suchenden Empfänger. Eine der größten Schwierig-
keiten bei diesen Anordnungen ist die ausreichende
Abschirmung aller Teile; denn ungewollte Kopp-
lungen können leicht mehr Spannung an den Emp-
fänger liefern als die eigentliche Spannungsteilung.
Diese Schwierigkeit ist deshalb so groß, weil empfind-
liche Empfänger mit Eingangsspannungen von ca.
lu V untersucht werden müssen. Es wurden mehr-
fache Panzerungen verwandt, wobei die einzelnen
Panzer jeweils nur an einer Stelle leitend miteinander
verbunden waren. Auch wurden die Durchführungen
von Batterieleitungen möglichst in die Nähe dieser
Panzerverbindungen gelegt.
Das Röhrenvoltmeter zur Messung der am Poten-
tiometer liegenden Spannung war ein Anodengleich-
richter mit angeschlossenem Gleichstromverstärker.
Die Anordnung hatte einen Meßbereich von etwa
10—? bis 1 Volt. Um die Anordnung immer wieder auf
die gleiche Empfindlichkeit einzustellen, wurde vor
der Messung der Heizstrom so einreguliert, daß ein
ganz bestimmter Emissionsstrom auftrat, wenn Gitter
und Anode miteinander verbunden waren.
Als künstliche Antenne wird die „standard dummy
antenna“ benutzt, eine Reihenschaltung von 20 «u H,
25 Q und 200 uu F.
Der Ausgang des Empfängers wird mit einem
Ohmschen Widerstand belastet, der dem Innenwider-
stand des Ausgangsrohres entspricht. Der nieder-
frequente Spannungsabfall an diesem Widerstand
wird mit einem Röhrenvoltmeter gemessen.
Bei der Messung des „Netzbrumms“ wird ein
Filter verwandt, das die Frequenzabhängigkeit der
meisten Lautsprecher berücksichtigt und somit den
„hörbaren Wert“ des Störtones zu messen gestattet.
Interessant ist die angegebene Bestimmung des
Modulationsgrades:
Legt man nämlich an das Gitter eines Anoden-
gleichrichters eine modulierte HF - Spannung, und
stellt man immer auf cinen bestimmten Anoden-
Gleichstrom ein, so läßt sich ein Instrument, das den
Wechselstromteil des Anodenstromes mißt, in Modu-
lationsgraden eichen. P.Hermanspann.
Referate.
R. L. Smith-Rose. Apparatefür die Hoch-
—
ponnu
y ©
frequenztechnik. (Wireless apparatus). Joum | Re
Scient. Instr. 6, 63—65, 1929.
|
Der Verfasser beschreibt einige Hochfrequenz- | |),
apparate, die auf der von der Physikalischen und
Optischen Gesellschaft am 8. bis 10. Januar im Im- '
veranstalteten |
perial College, South Kensington
19. Jahresausstellung zu sehen waren.
Von der Firma Cambridge Instrument Co. wurde
ein von E. B. Moullin konstruiertes Hochfrequenz- '
Amperemeter gezeigt, bei dem nach Eichung mit
Gleichstrom die Korrektion für Hochfrequenzströn«
berechenbar ist. Das Instrument ist seinem Prinzip
nach eine Stromwaage, bei der die zwischen zwei vom :
Wechselstrom durchflossenen Zylindern wirkende
Kraft gemessen wird. Das Instrument wird in einer
Ansicht und zwei Querschnitten gezeigt, denen aber
wissenwerte Einzelheiten leider nicht entnommen
werden können. Die Höchststromstärke beträgt
10 Ampere bei einem Verbrauch von weniger als
1 Watt, die berechnete Korrektion für 3-10° Hz bc-
trägt 6%.
Ein für Laboratoriumszwecke brauchbarer Ton-
sender wird durch Kombination zweier Hochfrequenz-
sender nach der Überlagerungsmethode mit einem be-
quem veränderlichen Frequenzbereich von
10 000 Az erhalten. Tonsender dieser Art werden von
D. W. Dye und T. J. Jones vom National Physical
Laboratory und von der General Electric Co. vorge-
führt. Letztere zeigt die Anwendung des Tonsenders
auf die Untersuchung des Lautsprechers.
Die Firma Ferranti, Ltd., stellte Strommesser für
HMochfrequenzströme aus. die eine Kombination von
Gleichstrommessern mit Vacuum-Thermoelement der
Firma Elliott Brothers darstellen. Die Instrumente
werden mit verschiedenen Meßbereichen von 25 Milli-
ampere an aufwärts hergestellt. Die Cambridge [n-
strument Co. zeigte Moullin’s Thermionic Volt-
meter für Spannungen von 2 bis 240 Volt. R.M.
Wilmotte von National Physical Laboratory zeigte
10 bis '
tri
JU
Apparate zur schnellen Messung der Kapazität und `
des Verlustwinkels variabler Kondensatoren.
F. M. Colebrook von National Physikal Labo- |
ratory stellte einen Empfänger zur Aufnahme von
Zeitsignalen aus. Der Empfänger besteht aus vier
Einzelabteilungen, sein Wellenlängenbereich reicht
von 1500 bis 20000 m, die Empfindlichkeit ist noch
hinreichend zur Übertragung von Zeitsignalen, die
von 4000 Meilen entfernten Stationen kommen, auf
ein Relais.
Die Radio Communication Co. zeigt einen Peiler
für Schiffe, der einen einzigen drehbaren Rahmen
besitzt und den Wellenbereich von 550 bis 1100 m
umfaßt. Korrektion der Fehlweisung erfolgt nach
Eichung des Empfängers automatisch. Zwei Figuren
erläutern die Anordnung näher. R.L. Smith-Rose
vom N.P.L. stellt einen tragbaren Peiler ähnlicher
Konstruktion aus, der in einem Wellenbereich von
40 bis 2000 m bis auf melırere 100 Meilen arbeitet.
Die Genauigkeit beträgt unter günstigen Bedin-
gungen 1°. A. Scheibe.
Shogo Namba und Sadao Matsumura. Allgemein:
Eigenschaften von piezoelektrischem Quarz und die
Eignung des Quarzoszillators als Frequenznormal.
Referate,
~
IS
general properties of a piezo-electric quartz and the
-alue of a quartz oscillator as a frequency standard.)
es. Electrot. Laborat. Tokyo. Nr. 248, 45 S., 1929.
.: Die Verfasser benutzen zu ihren Untersuchungen
Juarzplatten, die in zweierlei Orientierung zur elek-
-rischen Achse des Quarzes aus dem Kristall heraus-
‚:eschnitten sind: Type A (s. a. Bild 2a), die elek-
rische Achse (X-Achse) steht senkrecht auf der
‚srößten Plattenfläche, die Seiten der Plattenfläche
Jerlaufen parallel zur optischen (Z) und neutralen
Achse (Y); Type B, die neutrale Achse steht senk-
‚echt auf der größten Plattenfläche, die Seiten der
läche verlaufen parallel der optischen und elek-
“rischen Achse.
Kapitel I. Die Verfasser beschreiben etwas näher
lie bereits bekannten verschiedenen Arten von
>lattenschwingungen, die bei der Verwendung der
"Quarzplatte als Piezooszillator erregt werden können.
3ei jeder Platte treten mindestens zwei Grund-
schwingungen auf, die als longitudinale Plattenschwin-
gungen in Richtung der elektrischen Achse bzw. der
neutralen Achse zu erkennen sind. Da diese Longi-
tudinalschwingungen mit Verzerrungen des Platten-
:querschnittes verbunden sind, so stimmen die für
beide Schwingungen aufgestellten Formeln zur Be-
rechnung der Frequenz aus der Plattendimension
nicht miteinander überein, während sie nach der
"Theorie identisch gleich sein müßten. Ferner kann
ZIIIKTHIHEL.
o a
Bild 1.
‘noch eine dritte Grundschwingung erregt werden,
. wenn die Platte kreisförmig oder nahezu quadratisch
‚ist, diese „Mid-Frequenz“ verschwindet, wenn die
Plattendimension in Richtung der elektrischen oder
optischen Achse sehr groß ist.
Die Verfasser beschäftigen sich weiter mit den
' Nebenschwingungen, die besonders bei der Erregung
der Quarzplatte zu Longitudinalschwingungen in Rich-
tung der Plattendicke (X-Richtung) bei sehr dünnen
Platten auftreten, wenn also die Frequenz dieser Lon-
‚gitudinalschwingungen sehr groß ist (kurze Wellen).
Diese Nebenschwingungen sind fast von der Fre-
quenz der eigentlichen Hauptschwingung, ihre Inten-
sitäten sind jedoch viel kleiner. Der Piezo-
generator erzeugt in einem solchen Fall Hoch-
frequenzschwingungen, die mit dem Differenzton der
sehr benachbarten Frequenzen moduliert sind. Ver-
ursacht wird das Auftreten der Nebenschwingungen
durch Ungenauigkeit in der Orientierung der Platten
zu den Kristallachsen und mangelnder Parallelität
199
der Flächen. Oszillogramme zeigen. die ınodulierte
Form solcher Piezoschwingungen, durch Aenderung
des Abstandes der Elektroden von der Quarzober-
fläche wurden die Nebenschwingungen zum Ver-
schwinden gebracht und die rein sinusförmige Grund-
schwingung wieder hergestellt.
Verschiedene Schaltungen von Piezooszillatoren
mit Vierelektrodenröhren werden angegeben. Eine
besondere Schaltung zur Erregung von Transversal-
schwingungen unter Verwendung von zwei Vier-
elektrodenröhren ist in Bild 1 gezeichnet. Die An-
regung der ersten Oberschwingung der Type A, von
Biegungsschwingungen und von Longitudinalschwin-
gungen der Plattentype B mittels der Streufelder wird
ebenfalls besprochen.
san
Eeo Es
Bild 2.
Kapitel II. Die Verteilung der elastischen Kräfte
an solchen schwingenden Quarzplatten wird mit
Lycopodiumsamen und besonders mit der Leucht-
methode von Giebe und Scheibe untersucht. Die
Quarzplatten werden hierbei als Resonatoren erregt.
Bild 2 zeigt schematische Zeichnungen der Leucht-
erscheinungen, die bei Erregung der Platte in ihren drei
Grundschwingungen auftreten: Bild 2a Longitudinal-
schwingung in Richtung der neutralen Achse des
Kristalles (Y-Achse); Bild 2c Schwingung in Rich-
tung der elektrischen Achse (X-Achse, Dickenschwin-
gung); Bild 2b Longitudinalschwingung „Mid-
Frequenz“.
Kapitel III. Die Verfasser besprechen die Abhän-
gigkeit der Frequenz des Quarzoszillators von der
Temperatur, dem Elektrodenabstand und den elek-
trischen Daten des mit der Anode verbundenen
Schwingungskreises. Bei der Bestimmung des Tempe-
raturkoeffizienten der Frequenz wurde dafür gesorgt,
daß Fälschungen des Wertes durch gleichzeitige Ab-
standsänderungen der oberen Elektrode vom Quarz
vermieden wurden. Die Frequenzänderungen wurden
Tabelle 1.
mittlerer Temperatur-
Erregung koeffizient
Schwingung in Richtung der
elektrischen Achse —0,002 bis —0,004°/9
Schwingung in Richtung der
neutralen Achse | —0,005 bis —0,007°/%
Schwingung: „Mid-Frequenz“ | —0,004 bis —0,007°/,
in einem Temperaturintervall von 0 Grad C bis zum
Umwandlungspunkt von 570 Grad C gemessen. Es
ergab sich, daß bei den Quarzplatten der Type A
die Frequenz mit zunehmender Temperatur immer
200
Referate.
stärker kleiner wird, daß hingegen bei den B-Quarz-
platten die Frequenz sprungweise größer wird. Für
die drei Grundschwingungen der A-Type ergeben
sich. innerhalb von 15—30 Grad C die in Tabelle 1
mitgeteilten Temperaturkoeffizienten der Frequenz.
An Kurven wird der Frequenzeinfluß des Ab-
standes der oberen Elektrode von der Quarzplatte
gezeigt und die Aenderung der Dämpfung durch über-
gelagerte, stehende Schallwellen dargestellt. Die
Verfasser finden für den Frequenzeinfluß des Elek-
trodenabstandes die in Tabelle 2 angegebenen Werte.
elektr. Achse
Tabelle 2.
Plattentype | Schwingungen | pro 0,1 mm Elcktrodenabstard
ae | 0010
ee | 0,0162 bis 0,022
„Mid-Frequenz“ | 0,013%/pbis 0,0250%
B In Richtung der 0,0450,
Bei der B-Type ist die Frequenzänderung also be-
deutend größer als bei der A-Type, als Besonderheit
ist hierbei zu erwähnen, daß diese Frequenzänderung
in einem sehr schwachen Abstandsbereich in der
Nähe von 0 mm Abstand anfänglich negativ ist.
Einige weitere Kurven zeigen die Frequenz-
änderungen des Oszillators in Abhängigkeit vom
Heizstrom, von der Anodenspannung und von der
Kapazität des Schwingungskreiskondensators, die im
allgemeinen gering sind. A. Scheibe.
J. R. Martin. Eisenverluste in hoch-
frequenten magnetischen Wechsel-
feldern. (Magnetic losses of iron in high fre-
quency alternating current fields.) Phys. Rev. 33,
621—624, 1929,
In der Einleitung weist der Verfasser darauf hin,
daß die bisherigen Messungen über die Hochfrequenz-
verluste in Eisen ganz widersprechende Resultate ge-
liefert haben, insbesondere bezüglich der Abhängig-
keit der Verluste von der Frequenz. Die Methode
des Verfassers ist die bekannte Substitutionsmethode.
Die Spule mit dem zu untersuchenden Eisenkern
wurde in einen Schwingungskreis gesetzt, auf den ein
Generator induziert. Man stellt den Schwingungskreis
in Resonanz mit dem Generator einmal, wenn sich die
Spule mit dem zu untersuchenden Eisenkern im
Schwingungskreis befindet, und dann, wenn das Eisen
entfernt und ein von der Frequenz unabhängiger
Widerstand eingeschaltet ist. Im letzteren Falle
regelt man diesen Widerstand so, daß der Strom im
Schwingungskreis denselben Wert wie im ersten
Fall besitzt. Der dafür nötige Wert des Wider-
standes ist der äquivalente Widerstand der Eisen-
verluste. Die Versuche wurden mit Frequenzen
zwischen 5,20 und 9,86-.10°/sec gemacht und mit
Drähten aus Eisen mit geringem C-Gehalt von 4 cm
Länge und Ouerschnitten von 0,066, 0,95 und 6,30 mm’.
Die Ergebnisse entsprechen dem, was man von
vornherein erwartet: Bei den dünnsten Drähten nalım
der äquivalente Widerstand mit der Frequenz be-
sonders stark, bei den mittleren Drähten nur sehr
wenig zu und bei den dicksten infolge des ‘magee |
tischen Skin-Effektes ab.
J. Zenneck
A. Demski. Die experimentelle Prüfung des Max-
wellschen Geschwindigkeitsverteilungsgesetzes für
Elektronen, die aus einer Glühkathode austreten,
Phys. Z. 30, S. 291—314, 1929. |
Die Temperatur einer Kathode läßt sich bekannt. I
lich aus der Austrittsgeschwindigkeit der Elektronen
bestimmen, indem man mit entzegengeschaltetem }
Anodenpotential V die sog. Anlaufstromkennlinie
InJ=f(V)
aufnimmt, aus deren Neigung sich nach Schottky .
die „elektrisch“ gemessene Temperatur
ar
d inJ
ergibt. Da die bisherigen Arbeiten im allgemeinen
nicht sehr gute Übereinstimmung der so ermittelten
Temperaturwerte mit den pyrometrisch gemessenen
ergaben, hat der Verfasser der vorliegenden Arbeit
es unternommen, alle möglichen Fehlerquellen der
Methode theoretisch und experimentell zu untersuchen
und zu eliminieren: Spannungsabiall am Glühdrakt,
Inhomogenität der Erhitzung (Abkühlenden), magneti-
sches und elektrisches Feld des Heizstromes. Die
Beseitigung dieses letzten Störeffektes (Messung |
der Emission bei kurzzeitig abgeschalteter Hei-
zung) bot die meisten Schwierigkeiten, da a
nische rotierende Umschalter (Bayer) störende |
Hochfrequenzschwingungen erzeugen. Recht brauch-
bare Übereinstimmung der elektrisch und pyro-
metrisch gemessenen Temperatur wurde mit einer
Wechselstromunterbrecher - Schaltung erzielt, deren
Prinzipbild daher wiedergegeben sei:
Tak
Gluhfaden
aer Nehlampe
7
Die gleichgerichtete, sehr steil ansteigende Wech-
selspannung £a dient hierbei zur Heizung des Mess-
fadens. Durch einen sehr hohen Widerstand Wh im
Heizkreis an der angegebenen Stelle wird bewirkt,
daß durch den Spannungsabfall in- Wr in den Heiz-
momenten die Gegenspannung an den Meßanoden
rasch so stark negativ gemacht wird, daß nur in den
Heizpausen Elektronen nach Maßgabe der am Poten-
tiometer A eingestellten Gegenspannung zu den
Anoden gelangen können: Die Anlaufstromkennlinie
wird so bei ausgeschaltetem elektrischen Feld des
Heizfadens aufgenommen.
Die beste Übereinstimmung beider Temperatur-
messungen wurde schließlich mit einer magnetfeldios
geheizten Äquipotentialkathode erzielt. Nach Aus
schaltung aller Fehlerquellen bestätigen also die Er-
gebnisse die Gültigkeit des Maxwelischen Qe
schwindigkeits-Verteilungsgesetzes. W. Espe
Dezember 1929
Jahrbuch der drahtlosen Telegraphie
und Telephonie
|Zeischri ir hchirenuenziecnt
[num
Gegründet 1907
Unter Mitarbeit
von
Dr. h. c. Graf v. Arco (Berlin), Dr. L. W. Austin (Washington), Postrat Dr. F. Banneitz
(Berlin), Prof. Dr. H. Barkhausen (Dresden), Prof. Dr. W. Burstyn (Berlin), Prof. Dr. A. Esau
(Jena), Prof. Dr. H. Faßbender (Berlin), Dr. L. de Forest (New-York), Prof. Dr. F. Kiebitz
(Berlin), Postrat Prof.Dr.G.Leithäuser (Berlin), Dr. S.Loewe (Berlin), Dr. C. Lübben (Berlin),
Dr. E. Lübcke (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. A. Meissner (Berlin), Prof. Dr. H. G. Möller
(Hamburg), Dr. E.Nesper (Berlin), Dr. B. van der Pol jr. (Eindhoven), Ingenieur Dr. V.Poulsen -
(Kopenhagen), Prof. Dr. L. Pungs (Braunschweig), Dipl.-Ing. B. Rosenbaum (Berlin),
Dr. K. Rottgardt (Berlin), Prof. Dr. H. Rukop (Köln), Dr. A. Scheibe (Charlottenburg),
Oberingenieur O. Scheller (Berlin), Prof. Dr. W. Schottky (Berlin), Prof. Dr. A. Sommerfeld
q (München), Dr. F. Trendelenburg (Berlin), Prof. Dr. Dr. ing. E. h. M. Wien (Jena),
; Prof. Dr. H. Wigge (Köthen-Anh.)
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herausgegeben von
Professor Dr. Dr. ing. E. h. J. Zenneck una Privatdozent Dr. E. Mauz
Schriftleitung: Dr. E. Mauz
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im Text . . 22
Erich I synchron laufende Zeitablenkungen Carl NON Patentschan, (Mit 13 Bildern im Text) j i ` 234
für die Braun’sche Röhre. (Mit 24 Bildern im Text)
Referate:
F. E. Terman (J. Zenneck): Prinzipielle Fragen der Gitter-
gleichrichtung (Mit 5 Bildern im Text) . 236
Davis und T. S. Litıtier (J. Zenneck): Der Durchgang
des Schalls durch schwingungsfähige Scheidewände von ver-
schiedenem Material. 2
Eitaro Yokoyama und Tomozo Nakai (E. Mauz): Feid-
starkenmessungen von Großstationen. 2
L. S. Freimann: Die angenäherte Theorie des MIBEDEIOSUIINUNEN
Generators. (Mit 7 Bildern im Text) . : ;
Wilhelm Geyger: Ein komplexer SE EL OMROMIDENSAIDE für
mittlere Freq 'enzen. (Mit 6 Bildern im Text) i :
Hanns von Hartel: Eine neue Braun’sche Rene: mn Bildern
im Text) x š A ; . 227
EAEEREN E E
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D
Manuskripte für das Jahrbuch, möglichst mit klischierfähigen Figuren versehen, sind an die Schriftleitung Dr. E. Mauz, Frankfurta. M., Physikalisches
Institut, Robert Mayerstr. 2, zu senden. Die Herren Autoren werden gebeten, eine kurze Zusammenfassung des wesentlichen Inhalts Ihrer Arbeit jedem Manuskript beizufügen
Abonnements und Inserate sind zu richten an M. Krayn, Verlagsbuchhandlung Berlin W 10, Genthiner Straße 39, Postscheck-Konto Berlin 32647.
Zur Theorie der Barihausenschwingungen.
Von H. G. Möller, Hamburg.
Inhaltsübersicht. länge bestimmten sie mit dem Lechersystem zi
neue ae daß die Wellenlänge i tlich
RE! i ie fanden, daß die Wellenlänge im wesentlichen
k nun für die Anregung desLecher von den Spannungen der Elektroden abhängt, während
2 y j sie sich mit der Abstimmung angeschlossener Schwin-
. Die Schaltungen. gungskreise nur wenig ändert. Die Schwingungsdauer
3. Erklärungsmöglichkeiten. gleicht der Zeit, welche das Elektron zur Ausführung
4. Graphische Durchführung der Theorie. einer Pendelbewegung vom Glühdraht durch das
5. Mathematische Durchführung der Theorie. positive Gitter zur Anode und durch das Gitter zurück
6. Berechnung der einer schwingenden Raum- zum Glühdraht braucht.
ladung äquivalenten Schwingdrossel.
7. Experimentelle Prüfung der Theorie.
Zusammenfassung.
Einleitung.
Bringt man das Gitter einer kleinen Senderöhre
uf einige hundert Volt positive Spannung, die Anode
ut die Spannung Null oder auf negative Spannung
gen die Kathode, so sollte man erwarten, daß der
nodenstrom Null ist. Barkhausen und Kurz!)
obachteten aber einen merklichen Anodenstrom.
us diesem merkwürdigen Versuche schlossen sie auf
-S Vorhandensein von Schwingungen. Sie konnten
der Tat Schwingungen nachweisen. Ihre Wellen-
!) Die bisherige Literatur findet sich in den zusammenfassen-
n Berichten von K. Kohl: Ann. d. Phys. :4), 85, S. I, 1928 und
1, Hollmann, Ztschr. f. Hochfrequenztechnik 33, S. 27,61,
1929 zusammengestellt.
Durch diesen experimentellen Befund ist gezeigt,
daß die neuen Schwingungen mit der geschilderten
Pendelung der Elektronen etwas zu tun haben müssen.
ihr Mechanismus blieb aber in folgendem wesent-
lichen Punkte rätselhaft:
Wenn im Leecher system Wechselströme erregt
werden sollen, so muß die Raumladung als Ganzes
vom Glühdraht durch das Gitter zur Anode schwingen,
und zwar so, daß sich die Raumladung während einer
Halbperiode vorwiegend im Raume Glühdraht —
Gitter, während der anderen Halbperiode im Raume
Anode-—-Gitter aufhält. Die von Barkhausen
entworfene Vorstellung erklärt aber nur das Pendeln
der einzelnen Elektronen. Da vom Glühdraht aus in
jedem Zeitelement gleich viele Elektronen ihre Pendel-
bewegung antreten, so wird immer eine vor der
Anode umkehrende und immer eine vor dem Glüh-
drahte umkehrende Raumladung vorhanden sein.
202
Es fehlte bisher die Erklärung, warum die Elek-
tronen zu einem gemeinsamen Pendeln kommen,.
warum sie sich zum gemeinsamen Tanze ordnen.
Wie nun diese Ordnung der zunächst ungeordnet
durcheinanderschwingenden Elektronen vor sich geht,
soll in der vorliegenden Arbeit erklärt werden.
Bei dieser Erklärung wollen wir zunächst von der
Influenzwirkung der schwingenden Raumladung ab-
sehen und als einziges schwingungsfähiges System
das angeschlossene Lechersystem betrachten. Die
Influenzwirkung der Raumladung soll hernach ge-
sondert behandelt werden. Es wird sich ergeben, daß
zwei Kondensatorplatten, zwischen denen eine Raum-
ladung mit der Eigenfrequenz œ pendelt, sich elek-
trisch genau so verhalten, wie eine auf die Frequenz
w abgestimmte Schwingdrossel, und daß diese pen-
delnde Raumladung demnach das L e c h e r system zu
ersetzen vermag.
== 22 se aaa ee
D eee a a _ı62-. nn.
eye
Bild 1.
1. Die Bedingung für die Anregung des
L ec her systemes,
Wir nehmen an, daß durch irgendeinen kleinen
Anstoß im Lechersystem ein Wechselstrom erregt
sein möge. Der durch . diesen Wechselstrom im
Lechersystem erregte Spannungsabfall liegt
zwischen dem Gitter einerseits und dem Glühdraht
und der Anode andererseits. Diese Schwankung ‘der
Elektrodenspannung wird eine Schwankung des
Elektronenstromes hervorrufen. Sollen Schwin-
gungen erregt werden, so muß der Elektronenstrom
dem Strom im Lechersystem Energie zuführen.
Wenn dem Lechersystem Schwingungsenergie
zugeführt werden soll, so müssen die negativen Elek-
tronen immer dann auf das Gitter bzw. auf die Anode
kommen, wenn das Gitter bzw. die Anode gerade ihre
niedrigste Spannung haben. Es ist das dieselbe Be-
dingung, die erfüllt sein muß, wenn der Elektronen-
strom in einem rückgekoppelten Röhrengenerator die
Schwingungen in dem zwischen Glühdraht und Anode
eingeschalteten Schwingungskreise erregen soll.
Würde die Elektronenlaufzeit kurz gegen die Schwin-
gungsdauer sein, so würden die Elektronen immer
dann auf das Gitter bzw. die Anode gelangen, wenn
diese Elektroden ihre höchsten Spannungen haben.
Eine Anregung der Schwingungen wäre unmöglich.
Ist aber die Laufzeit von der Größenordnung der
Schwingungsdauer, so treten zwischen der Ankunft
der Elektronen und der Spannung große Phasenver-
schiebungen auf. Es ist durchaus denkbar, daß diese
Phasenverschiebungen den Wert 180° erreichen und
eine Anregung von Schwingungen möglich wird.
2. Die Schaltungen.
Um theoretisch einfache Verhältnisse zu haben,
experimentierten wir mit den beiden in den Bildern 1
und 2 dargestellten Schaltungen:
H. G. Möller:
‚keine Wechselspannung ausbilden,
—...
In Bild 1 kann sich zwischen Glühdraht und Gitter)
da diese beiden '
Elektroden durch einen’ Kondensator von etwa
1000 cm kurzgeschlossen sind. In Bild 2 ist der Glüh- '
draht und die Anode durch einen Kondensator kurz“
geschlossen. Das Lechersystem wird durch ein’
Rohr und einen dicken Kupferdraht gebildet. Die:
Heizleitungen laufen durch das Rohr. Das Lecher-'
system ist durch eine geerdete Scheibe abgeschlossen.
Bild 2.
Die Batterien stehen hinter der Scheibe. Es gelang :
uns nicht, die Schaltung Bild 1 zum Schwingen zu :
bringen, während die Schaltung 2 mühelos Schwin- :
gungen lieferte. Es sei daher zunächst nur die Schal- ‘
tung 2 betrachtet.
3. Erklärungsmöglichkeiten.
Wir wollen von folgendem für die Rechnung ver- .
einfachten Falle ausgehen: Die Anordnung der Röhre ;
sei eine ebene: d. h. sie bestehe nicht aus einem |
Glühdrahte, sondern aus einem ebenen Glühbleche,
dem ein ebenes Gitter im Abstande k und eine ebene .
Anode im weiteren Abstande a gegenüberliegen. (Vgl. ,
Bild 3.) Glühblech und Anode sollen auf derselben .
K w— 4 E
|
Raum] | Raum U
N
Gitter es n
Glühblech Anode 5
Bild 3. n
Spannung liegen, die Spannung des Gitters möge hin-“
gegen schwanken. Wir können dann für die Gitter- x
spannung den Ansatz: i
lg = U, + U, cos (w Í -}— g ) 'i
wählen. Da wir uns namentlich für die Anregungder A
Schwingungen interessieren wollen, sei die Wechsel- .
spannungsamplitude U, klein gegen die Gittervor- .,
spannung Uy. Ueber die Bewegung der Elektronen ;
in diesem zeitlich veränderlichen Felde sind nun ohne
weiteres zwei Aussagen zu maclıen:
a) Ohne Wechselspannung würden die Elektronen `
gerade bis auf die Anode fliegen, die Steiglıöhe der
Elektronen wäre = a. Liegt am Gitter eine Wechsel-
spannung, so wird die Steighöhe im Takte dieser .
Wechselspannung schwanken. Ist sie größer als a, so “
landen die Elektronen auf der Anode; ist sie kleiner „x
als a, so kehren sie vor der Anode um, und pendeln `"
zurück. Beim Durchschreiten des Gitters landen sie f’
zum Teil auf dem Gitter. Mit Hilfe der schwankenden
Gitterspannung werden wir aus den ungzeordnet pen-,
delnden Elektronen im Takte der Spannungs-
schwankung immer eine Portion aussortieren und über “
die Anode zum Glühdraht zurückführen. während die ʻi
andere Portion zurückschwingt und, durch das Gitter An
zurücklaufend, de gemeinsam schwingend 4
Raumladung bildet oder, zum Teil auf dem Gitter ”
Zur Theorie der Barkhausenschwingungen.
203
..ndend, die Gitterspannungsschwankung unterhält,
<n der wir ausgingen.
Es bleibt nur nachzuweisen, daß der auf das Gitter
:langende Elektronenwechselstrom die unter 1 auf-
. astellte Phasenbedingung zur Aufrechterhaltung der
-pannungsschwankung erfüllt.
Die skizzierte Art der Schwingungserregung von
..arkhausenschwingungen wollen wir „Er-
egung nach dem Prinzip der Aus-
ortierung“ nennen. '
b) Ohne Wechselspannung würden alle Elektronen
-ie gleiche Laufzeit haben. Liegt an dem Gitter die
"Vechselspannung, von der wir ausgingen, so wird
ie Laufzeit schwanken, und zwar wieder im richtigen
akte der Gitterwechselspannung. Die Elektronen
rerden zum Teil in rascherer Folge, als sie den Glüh-
raht verließen, zum Teil in langsamerer Folge auf
em Gitter ankommen. Die Gitterstromstärke wird
‚chwanken. Der Wechselstromanteil dieser schwan-
enden Gitterstromstärke vermag ebenfalls die
chwingung im Lechersystem zu unterhalten. Es
t wieder zu untersuchen, ob die Phase dieses Gitter-
echselstromes der unter Punkt 1 aufgestellten An-
'egungsbedingung genügt. Schwingungen, die in
ieser Art erregt werden, wollen wir nach dem
"rinzip der Laufzeitschwankung an-
eregt nennen.
Um derartige Schwingungen rein zu erhalten, muß
ıan das „Aussortieren“ der Elektronen durch die
node verhindern, indem man die Anodenspannung
egativ wählt und dadurch alle Elektronen zur Um-
ehr vor der Anode zwingt.
Das Prinzip der „Laufzeitschwankung“ führt noch
uf einen weiteren möglichen Mechanismus der
chwingungserregung. Wenn die Anode an negativer
pannung liegt, und alle Elektronen vor der Anode
mkehren, so wird sich an der Umkehrstelle eine
ichte Raumladung ausbilden. Ist keine Gitterwechsel-
pannung und keine Laufzeitschwankung vorhanden,
o ist die Dichte dieser Raumladung zeitlich konstant.
sei eintretender Laufzeitschwankung beginnt aber
uch die Dichte dieser Raumladung zu schwanken.
ie gleicht einer mit Wechselstrom beschickten
‚ondensatorplatte..e. Die schwankenden Ladungen
iluenzieren in der Anode und im Gitter Wechsel-
tröme, welche die Ausgangswechselspannung auf-
echtzuerhalten imstande sind, wenn die unter
Punkt 1 aufgestellte Phasenbedingung erfüllt ist.
Schließlich könnte man auch noch die Schwankung
er Lage der von den umkehrenden Elektronen ge-
ildeten Raumladung zur Erklärung der Schwingungs-
rregung heranziehen.
Von den in Punkt 3 erwähnten Erklärungsmöglich-
eiten soll in dieser Arbeit nur die erste, „die Er-
egung der Barkhausenschwingungen nach dem .
’rinzip der Aussortierung‘“ durchgeführt und durch
inige qualitative Versuche bestätigt werden.
4. Graphische Durchführung der Theorie.
Wenn wir eine Aequipotentialkathode hätten, und
venn die Elektronen die Kathode alle mit der Ge-
chwindigkeit Null verließen und auf ihrem Wege zur
\node durch die Gitterdrähte nicht aus der horizon-
alen Richtung abgelenkt würden, so würden sie, falls
a konstant -= 0 wäre, gerade an der Anode um-
kehren; würde die Anode ein klein wenig positiv sein,
so würden sie alle auf die Anode fliegen; würde sie
ein wenig negativ sein, so würde kein Elektron die
Anode erreichen. Da nun aber diese Bedingungen
nicht erfüllt sind, wird der Anodenstrom mit zunehmen-
der Steighöhe der Elektronen (Anodenspannung)
nur mäßig zunehmen. Wir können ansetzen: Anoden-
strom ist proportional dem Ueberschuß der Elek-
tronensteighöhe über die Anodenentfernung a. Wenn
wir diesen Ueberschuß s—a mit ôs bezeichnen, er-
halten wir: l
la == Ss’ S ÑS
Die „Steilheit“ S’ kann man experimentell auf-
nehmen. Man muß dann ôs mit einer verschiebbaren
Anode aufnehmen und mit feststehender Anode die zu
den ermittelten ôs gehörigen Anodenströme messen.
Bei diesen Messungen müssen die Barkhausen-
schwingungen natürlich durch Kurzschlußkonden-
satoren zwischen den Elektroden unterdrückt werden.
Wenn wir diese Steilheit S’ durch einfache Gleich-
strommessungen ermittelt haben, ist unsere Aufgabe
darauf zurückgeführt, ös nach Größe und Phase in
Abhängigkeit von der Gitterspannungsschwankung zu
ermitteln.
Bevor wir rechnen, sei eine überschlägige gra-
phische Betrachtung mitgeteilt. ös wird positiv sein,
wenn die Elektronen bei ihrer Ankunft an der Anode
noch eine positive Geschwindigkeit haben. Es wird
negativ sein, wenn die Elektronengeschwindigkeit
schon vor dem Erreichen der Anode aufgebraucht ist.
Bezeichnen wir die Beschleunigung mit b, so ist die
Geschwindigkeit v = f b.dt, ein Integral, welches sich
leicht graphisch ermitteln läßt.
Wir zeichnen zu diesem Zwecke die Gitter-
spannung beziehentlich die Beschleunigung als Funk-
tion der Zeit auf. (Bild 4a.) Wir markieren durch
Punkt @ den Moment, an dem die Elektronen auf dem
Rückwege das Gitter wieder erreicht haben sollen.
Ist dann die Laufzeit der Elektronen vom Glühblech
bis zum Gitter £,, die vom Gitter bis zur Anode t., die
Schwingungsdauer also 2(t, + t), so sind die Elek-
tronen in Zeitpunkt A an der Anode, im Zeitpunkt G
durchfliegen sie das Gitter auf dem Hinwege und im
Zeitpunkt A verlassen sie den Glühfaden mit der Ge-
schwindigkeit 0. Im Zeitpunkt H’ (nach Verlauf der
ganzen Schwingungsdauer) würden sie auf den Glüh-
draht zurückkehren. Die Geschwindigkeit v = f[b.dt,
welche diese Elektronen beim Erreichen der Anode
haben, ist dann gleich der Fläche I vermindert um die
Fläche II. Dabei ist allerdings noch zu berück-
sichtigen, daß der Abstand zwischen Glühdraht und
Gitter kleiner ist und deswegen auch die Laufzeit
zwischen Glühdraht und Gitter kleiner ist als die
zwischen Gitter und Anode. Um dem Rechnung zu
tragen, muß die Beschleunigung zwischen Gitter und
* Anode kleiner als die zwischen Gitter und Glühdraht
gewählt werden. Da die Feldstärken umgekehrt pro-
portional mit den Abständen a und k sind, erhält man
mit Hilfe der Fallgesetze b, —=b,.t,/t.. Die Fläche II
ist also mit £,/t. zu multiplizieren. (Durchführung der
Rechnung siehe Punkt 5.) In Bild 4 ist t/t: = Y:
gewählt. Durch Auszählen der Quadrate erhalten
wir für den betrachteten Zeitmoment: Fläche I
--- Fläche II. t/t. = 35 Quadrate. Ohne Gitter-
204 | H. G. Möller:
ea e ee a n e
|
spannungsschwankungen würden wir Null Quadrate nung zur Anregung der Lecher systemschwingun |
erhalten. Die Elektronen haben also bei ihrer richtig liegt. i
Ankunft an der Anode einen, Geschwindigkeitsüber- r
schuß gehabt, sind also aussortiert worden. Bei der 5. Mathematische Durchführung der Theorie. (
in Bild 4a beispielsweise herausgegriffenen Gitter-
spannung gelangen also weniger Elektronen als im
Durch die Ueberlegungen des Abschnittes 4 ist up
Prinzip die Theorie der Anregung der Bark-
hausenschwingungen nach dem Prinzip der „Aus-
F-UEnd f sortierung“ erledigt. Wir wollen sie aber doch noch,
ţ -lg mdsu-ig in mathematischer Form darstellen, und dabei die
8- ar +35 Qvadrate Größe von ös nicht nur durch Proportionalsetzen mit.
dem Geschwindigkeitsüberschuß abschätzen, sondern`
durch zweifache Integration der Bewegungsglei-.
chungen ausrechnen. Bei der dargestellten graphischen
Methode hatten wir die Laufzeit zwischen Gitter und
Glühdraht immer gleich t, gesetzt. Das stimmt nicht
genau. Sie wird je nach der Größe der schwankenden
Gitterspannung sich etwas ändern. Diese Aenderung.
wollen wir mit berücksichtigen.
Die Laufzeiten wollen wir durch den Phasenwinkel -`
messen. Die kleinere Laufzeit {, soll dem Phasen-
n
winkel Z— £, die größere tı dem Phasenwinkel St:
45-7 = 35 entsprechen. Es sollen dann die Fälle s = positiv,
í 4 s e=0 und s= negativy diskutiert und mit dem Ex-
periment verglichen werden. l
Aufstellung der Bewegungs-
leichungen. |
5 - oO, a £
4 2 Für die Gitterspannung hatten wir angesetzt:
tg = Ug -+ Ug cos (wt + p). Die Feldstärke im Raume
Raume zwischen Glühblech und Gitter ist dann
6 - Y = -5 gim e utorT p)
im Raume zwischen Gitter und Anode:
€ er Ug + Uy cos (wt -+ y) |
>=
|
8 -%% = -JF al
Die Elektronenfallzeiten bei zeitlich konstanter
Gitterspannung berechnen sich aus:
(
k Ze & u Us zur == ķ j m und analo
Mittel auf das Gitter. Der Wechselstromanteil des m 2 mk 2o? el,
Gitterstromes ist negativ. Als Maß für die Menge der 2m |
aussortierten Elektronen können wir bei unserer über- al, | eu. |
schlägigen Betrachtung den Geschwindigkeitsüber- ER,
schuß wählen. während die Beschleunigungen b= — m. und
mM KR
e U, ; ;
la = 2 gr sind. Es ist also f, : t =a : k und b, be
=a:k oder t,:t,=b,:b, oder t = t,.b,/b.. Diese
Beziehung hatten wir bereits beim graphischen Ver-
fahren benutzt.
Drücken wir die Laufzeiten, wie verabredet, durch
die Phasenwinkel aus, erhalten wir für kleine e:
t del, 4 e |
Bild 5. eo __ Aat E "214 una 4:
= |
— ZZ u - nr ie
L ra lade, a |
Pri
überschusses denken wir uns nun für eine Reihe Zeit- Die Bewegungsgleichung für den Raum 1 zwischen!
momente G durchgeführt (vgl. Bild 4a bis g) und lühdraht und Gitter lautet:
tragen uns die Gitterspannung und den Gitterstrom- d?x et ú
überschuß ~ Geschwindigkeitsüberschuß als Funktion ge T T + h cos (ot 4 p)
der Zeit in ein Diagramm ein (Bild 5). Wir erkennen
dann, daß tatsächlich der Gitterstrom kleiner als im
Mittel ist, wenn das Gitter seine größte Spannung da D h
hat, daß also die Phase zwischen Strom und Span- Ber a.
Die geschilderte Konstruktion des Gitterstrom-
und für den Raum lI zwischen Gitter und Anode
Bedeutung der Phasenwinkel œ und y. œ ist die
Phase der Gitterspannung in dem Moment, in dem
-das betrachtete Elektron das Glühblech verläßt, ist
die Phase der Gitterspannung in dem Moment, in dem
das Elektron das Gitter auf dem Hinwege passiert.
Bezeichnen wir die Phase der Gitterspannung in dem
Moment, in dem das Elektron auf dem Rückwege das
Gitter wieder passiert, mit y, so erhalten wir
p =x — 2 laja + e) — (a2 — e) =x — hr;
p =p + oh =x— 2a, +9=4— an —2ry+ob
= y — (aja + £) = Z — afa — €
Wenn wir die Laufzeit des Elektrons zwischen Glüh-
blech und Gitter mit t, + ôt bezeichnen, erhalten wir
durch Integration der Bewegungsgleichung (1)
g” = b + bi cos (wt +9); Xg = vg = b (t + 8t)
b ;
a3 — sin Q]
a Ë b!
sk + b t ôt— „2 [cos (œt +9)
— cos p -+ o sin g]
b Ë
Da für zeitlich konstante Gitterspannung k— a
ty = vo = h t gilt, erhalten wir für ôt
Òl bi [cos (w t, + p) — cos g + wt sin p)
b, w t
und für die Geschwindigkeit vg beim Passieren des
Gitters auf > Hinwege
= +
+ ee (sin (w 4 -+ g) — sin p) = ro + ôv.
Die Integration der Bewegungsgleichung (2) er-
gibt dann
Mo (œw ti + p) —cosp+ ot, sing]
bat , b
s == (vo + ĝt) to x m [cos (w t+ y) — cos y
z . by Ë
— (0) to sın y] und mit « —= Vo lo es 03
ÖS=s —M - al? (cos (o t+ p) — cos g + ot, sing)
+ wt (sin (w ti + p) — sin y) + a [cos (w to + y)
— cos y + o tasin y).!)
Setzen wir hierin die Werte für £, und £, und die
Phasenwinkel o und w ein, so erhalten wir ein gegen
die Gitterspannung phasenverschobenes ôs.
Da Acos (y -+ a) = A cos y cos a — A sin y sin a und
B sin (y -+ a) = B cos y sin a -+ B sin y cos a
ist die Amplitude der mit cosy in Phase liegenden
Komponente A . cosa bzw. B . sina. Um sie zu be-
rechnen, setze man in dem Ausdruck für Òs einfach
y = 0 ein.
u 1) Streng genommen schwankt auch t» um ôte. Wir können
= ð t aber vernachlässigen, da «u = vo t — 2t den Scheitel einer
Parabel im a-t-Diagramm darstellt und deswegen die Vernach-
. lässigung von öt, einen Fehler 2. Ordnung bedingt.
Zur Theorie der Barkhausenschwingungen.
205
Die Amplitude der mit «„,=U, cosg in Phase
liegenden ee ist:
s= (+a +92.)
h-t) +a 2e
= 1 iepel i ne
b f. 8e be 8
bie
+ 1,638,
Diskussion des Resultates.
Für positives e ist die zur Gitterspannung gleich-
phasige Komponente von ös bzw. vom Anodenstrom
positiv. Das bedeutet:
Die Elektronen, die dann auf das Gitter zurück-
kehren würden, wenn dessen Spannung positiv ist,
haben eine über dem Mittel liegende Steighöhe. Sie
fliegen also auf die Anode und werden ‚„aussortiert‘“.
Die Elektronen, die auf das Gitter zurückkehren,
wenn dies eine negative Wechselspannung hat, haben
eine unter dem Mittel liegende Steighöhe; sie ge-
langen nicht bis zur Anode, und werden daher nicht
„aussortiert“.
Negativer Strom gelangt auf das Gitter, wenn sein
Wechselspannungsanteil negativ ist. Der Lecher-
systemschwingung wird Energie zugeführt.
Ist e dagegen negativ, so ist eine Anregung von
Barkhausenschwingungen nicht möglich. e=0
ist die Grenze der Schwingfähigkeit.
Mitte
^
-| T k
A F ex F
a 1
Platte | Lady Platte
Bild 6.
Weiter sagt die Theorie aus: Diejenige Anoden-
spannung wird für das Entstehen von Schwingungen
am günstigsten sein, bei der die Elektronen im Ruhe-
zustand die Anode eben erreichen. Wegen der Ab-
lenkung der Elektronen durch die Gitterstäbe aus der
radialen Bahn wird das eine schwach positive
Anodenspannung sein. Sowohl eine Erhöhung als
auch eine Erniedrigung der Anodenspannung muß die
Schwingfähigkeit der Röhre herabsetzen.
6. Berechnung der einer schwingenden Raumladung
äquivalenten Schwingdrossel,
Vorbemerkung: In Bild 6 sind die Konden-
satorplatten dargestellt, qọ ist die der Einfachheit
halber flächenhaft angeordnete schwingende Raum-
ladung. Wir denken uns, daß diese Raumladung in
der X-Richtung senkrecht zu den Kondensatorplatten
eine gedämpfte Schwingung ausführt. Die Konden-
satorplatten sind in dem Moment bei x x abgeschaltet,
in dem die Raumladung gerade die Mitte passierte.
Die Platten tragen dann jede die Ladungsdichte q,/2
206
und behalten diese Dichte auch, da sie ja abgeschaltet
sind. Die Feldstärke, dargestellt durch tga in dem
Bilde 7, ist dann zeitlich konstant = 4 rn 9/2. Die
Potentialverteilung ist für verschiedene Lagen der
Raumladung in Bild 7 dargestellt.
differenz zwischen den Platten ist
U=4 N Qo T.
Die Spannungs-
Xz negalıy
Bild 7.
Die äußere Kraft auf die Raumladung (die Differenz
der dauernd gleichen Max wellschen Spannungen
rechts und links) ist dann dauernd gleich Null.
Schwingt x gedämpft nach: M-x + ọ x +h.x = 0, so
schwingt auch U gedämpft, genau wie die Spannung
einer abgeschalteten Schwingdrossel.
Allgemeiner Fall: Die Ladungsdichte auf
den Kondensatorplatten sei jetzt nicht mehr konstant,
sondern es werde dem Kondensator ein Strom ¿i zu-
geführt. Es gilt dann: i = F .dq/dt. Hierbei ist F die
Fläche der Plaiten. Es ist für diesen allgemeinen Fall
der Zusammenhang zwischen ¿i und U zu berechnen.
Bei der Anregung einer auf (=1/ V LO) ab-
gestimmten Schwingdrossel mit der Dämpfung d =
R/2L durch einen Wechselstrom i=i_*! erhalten
wir einen Spannungsabfall an der Schwingdrossel von
der Größe
y—; GOLA YC __ i
“Il oLFRE+' jo 2CGdoLtd)
H. G. Möller: Zur Theorie der Barkhausenschwingungen. |
|
wobei die Verstimmung w—w, mit dw bezeichnet und |
R wL, ĝu <w ist.
Wenn der Kondensator mit der schwingenden |
Raumladung einer solchen Drossel äquivalent sein
4
= Br |
soll, so muß das Verhältnis 3 eine entsprechende
Form erhalten. Der Nachweis hierfür soll im folgen- |
den erbracht werden. Die von dem Strome i her-
rührenden zusätzlichen Ladungen seien mit q’ be- |
zeichnet. Die Kondensatorspannung erhöht sich um :
q*/C zu
U=-4nq.:+ F/C.
Die von q* ausgehenden zusätzlichen Kraftlinien ı
von der Dichte 4rxg* üben auf die schwingende
Raumladung eine Kraft
aus. Nach der Bewegungsgleichung berechnen wir
für x den Wert:
a K = tag oF
~ joljoMFe Fijo joy RERA o)
— 4ng qo F
"2joM(jöutd)
Setzen wir i=Fg*’/jo und den Wert für x in die
Gleichung für U ein, so erhalten wir
u l __Arg)i
~ 2 M œw? (j ò w- d)
1
m
—i re 2.0 AFA Guto
ne un n o nm
5 4
und mit —— = -:
Foo
1 1
e= ee agoa]
Die Spannung an den beiden Platten mit der
schwingenden Raumladung ist also die Summe der
Spannungen, welche sich an den beiden Platten als
einfacher leerer Kondensator und an einer in Serie
geschalteten Schwingdrossel mit der Kapazität
m F
0’ = Fre n)™), der \V'erstimmung Sw und der Däm-
[7]
pfung d ausbildet. Bei den Barkhausen schwin-
gungen bildet diese Schwingdrossel das schwingungs-
fähige System, während das Lecher system nur die
Rolle eines angekoppelten Sekundärsystemes spielt. -
*) Kontrolliere die Dimension: Der Widerstand einer Schwing-
mE o\2
Ber an BE len, VEs j į-
drossel ist R = IOGT Fa 2 oo .) müßte die D
mension einer Capazität.haben. Wir haben (— € = 41 q-) im
———
elektrostatischen Maß gerechnet. Fürdiesesgilt: Kraft — E= kadong)? ‘
cm
, _ Masse-cmê ise _ A se _
Ladung ?/em Krait m.
Die Kapazität hat aber im elektrostatischen Maß die Dimension
des cm. | |
7. Experimentelle Prüfung der Theorie.
Die erste Aussage der Theorie lautete: Ist £, die
Laufzeit zwischen Heizdraht und Gitter, größer als t»,
die Laufzeit zwischen Gitter und Anode, so tritt keine
. Anregung der Schwingungen ein, ist hingegen 4,
= kleiner als £» so tritt Anregung ein. Diese Aussage
läßt sich durch ein einfaches Vorlesungsexperiment
bestätigen. Ist die Gitterspannung kleiner als die
Sättigungsspannung, so steigt die Spannung vom
Glühdraht aus wegen des vorhandenen Potential-
minimums parabolisch an. Das Elektron läuft zunächst
in einem schwachen Felde langsam an, braucht viel
Zeit zu seinem Wege und gewinnt seine Geschwindig-
keit erst dicht vor dem Gitter, t, ist größer als t.
Die Röhre schwingt nicht an. Verringert man aber
die Heizung solange, bis die angelegte Gitterspannung
die Sättigungsspannung überschritten hat, so ver-
wandelt sich der parabolische Spannungsanstieg in
einen linearen, bei Verwendung von Glühfäden sogar
in einen nach oben gekrümmten. Das Flektron
kommt rasch auf seine volle Geschwindigkeit, und
braucht zur Zurücklegung des Weges eine kurze Zeit.
- Die Schwingungen treten auf.
Das Experiment ist besonders überzeugend, da die
Schwingungen gerade bei schwächerer Heizung ent-
stehen. Würden sie bei stärkerer Heizung entstehen,
so läge es nahe zu vermuten, daß bei schwächerer
Heizung die Energie zur Ueberwindung der Däm-
pfungswiderstände noch nicht ausgereicht hätte.
Erich Hudec: Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre.
207
Ist unsere Anschauung richtig, so müßte man,
wenn man zur Verkürzung der Wellenlänge die
Gitterspannung steigert, auch die Heizung steigern
dürfen, bevor die Schwingungen erlöschen, da der
höheren am Gitter liegenden Sättigungsspannung
auch ein höherer Sättigungsstrom entspricht. Auch
diese Folgerung aus der Theorie wird vom Ex-
periment bestätigt.
Daß wir es mit Schwingungen zu tun hatten, die
nach dem Prinzip der Aussortierung angeregt waren,
bestätigt sich experimentell dadurch, daß die Schwin-
gungen erlöschen, wenn wir der Anode die Möglich-
keit nehmen, Elektronen auszusortieren. Dies kann
entweder durch Anlegen einer negativen Spannung
geschehen; es müssen dann alle Elektronen vor der
Anode umkehren, ohne daß welche „aussortiert‘
werden. Das Aussortieren kann aber auch durch eine
positive Anodenspannung unterbunden werden. Es
fliegen dann alle Elektronen auf die Anode und es
kehren gar keine auf das Gitter zurück, um dort
Schwingungen anzuregen. Auch dieser Versuch läßt
sich leicht vorführen.
Zusammenfassung.
Es wird erklärt, warum sich bei den Bark-
hausenschwingungen die Elektronen zu gemein-
samem Tanze ordnen. Die Theorie wird sowohl
graphisch wie mathematisch dargestellt.
(Eingegangen am 15. Juli 1929.)
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen
oo e 9 oo
für die Braun’sche Röhre.
Von Erich Hudec.
Mitteilung aus dem Elektrotechnischen Laboratorium der Technischen Hochschule Berlin.
Inhaltsübersicht.
l. Erzeugung einer synchron laufenden, zeitproporti-
onalen Nilfsspannunz.
2. Elektrostatische Zeitablenkungen, insbesondere für
höhere Frequenzen.
a) Beschreibung einer Strom-Kippvorrichtung.
h) Ermittlung der Charakteristik der Strom-Kipp-
vorrichtung.
c) Diskussion der Kurven.
d) Brauchbarkeit der Strom-Kippvorrichtung bei
höheren Frequenzen.
e) Beschreibung einer Strom - Kippvorrichtung
mit besonders kurzen Kippzeiten.
3. Magnetische Zeitablenkungen.
a) Das Kippen bei Spannungs-Kippschwingungen.
b) Das Kippen bei Elektronenröhren in Dynatron-
schaltung.
c) Verbesserung der Kennlinie einer Elektronen-
röhre in Dynatronschaltung.
d) Beschreibung einer Spannungs-Kippvorrichtung.
e) Versuche mit der Spannungs-Kippvorrichtung.
Zusammenfassung.
1. Erzeugung einer synchron laufenden, zeit-
proportionalen Hilisspannung.
Für die Verwendung der Bra un’schen Röhre zur
Ermittlung der Kurvenform einer Spannung oder
eines Stromes gibt es grundsätzlich zwei Möglich-
keiten. Man kann die zu untersuchende Kurve vom
Kathodenstrahl entweder nur einmal oder mehr-
mals beschreiben lassen.
Infolge der geringen photographischen Empfind-
lichkeit des vom Katlıodenstrahl auf dem Fluoreszenz-
schirm erzeugten Lichtfleckes stößt das erstere Ver-
fahren auf außerordentliche Schwierigkeiten und ist
erst in der letzten Zeit durchgeführt worden'!). Ins-
besondere muß man die photographische Platte in das
Vakuum bringen und sie direkt vom Kathodenstrahl
beeinflussen lassen. Der hierfür nötige Aufwand wird
1) Dufour, L’oscillographe cathodique, Paris 1923; A.B. Wood,
The Cathode Ray Oscillograph, Proc. ofthe Phys, Soc. of London,
35, 5.109, 1922; Rogowski und Flegler, „Ein Kathodenstrahl-
oszillograph für Aufnahmen im Vakuum“, Arch. f. Elektr. 15,
S.297, 1922; Rogowski, Flegler und Tamm, „Eine neue
Bauart des Kathodenstrahloszillographen‘“, Arch. f. Elektr. 18,
S. 513, 1927; Gabor, „Fortschritte im Oszillographieren von
Wanderwellen“ Arch. f. Elektr. 18, S. 48, 1927.
208
m E
so groß und die Handhabung der Anordnung so ver-
wickelt und unbequem, daß man dieses Verfahren nur
in ganz besonderen Fällen verwenden wird.
Will man zur Erhöhung der photographischen
Empfindlichkeit die Kurve vom Kathodenstrahl mehr-
mals beschreiben lassen, so muß man dafür sorgen,
daß sie immer wieder an derselben Stelle auf
dem Fluoreszenzschirm aufgezeichnet wird. Man be-
nötigt daher einen Hilfsstrom oder eine Hilfsspannung,
die mit der zu untersuchenden Spannung synchron
laufen. Außerdem muß der zeitliche Verlauf dieser
Hilfsgröße bekannt sein, damit man aus der Kurve
auf dem Fluoreszenzschirm den zeitlichen Verlauf der
zu untersuchenden Größe bestimmen kann. Am be-
quemsten ist eine Hilfsgröße, die proportional der
Zeit?) ansteigt und dann möglichst schnell wieder auf
den Ursprungswert zurückgeht. Während ihres An-
stieges beschreibt dann der Kathodenstrahl eine
Kurve, die direkt den zeitlichen Verlauf der zu unter-
suchenden Größe wiedergibt.
Aennlinien von
Jpannun S=
Aippvorrichtungen.
, S/IoOmM=
Aippvorrichtungen :
c Imin d
Für die Zeitablenkung besonder geeigwele Hennlinien
Bild 1.
Fine Hilfsgröße, die diesen Forderungen genügt,
die also proportional der Zeit ansteigt und außerdem
mit der zu untersuchenden Größe synchron läuft, er-
hält man mit HilfedererzwungenenKipp-
schwingungen?). Erzwungene Kippschwingun-
gen entstehen, wenn eine Anordnung, die freie Kipp-
schwingungen auszuführen vermag, von einer
Wechselspannung gesteuert wird.
2) Eine Zusammenstellung der bekannten zeitproportionalen
Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre findet sich in
G. Keinath, Die Technik elektrischer Meßgeräte, München und
Berlin 1928, Bd. 1, S. 417 u. f. Die Zeitablenkungen sind aber
entweder auf niedrige Frequenzen beschränkt oder sie laufen mit
der zu untersuchenden Größe nicht synchron.
3) E. Hudec, „Erzwungene Kippschwingungen und ihre
technischen Anwendungen“, Arch, f, Elektr. 22, S. 459, 1929.
7
Erich Hudec:
a en ei nme
2 a ne nn c M
Zur Erzeugung von freien Kippschwingungen‘) be- |
nötigt man eine Kippvorrichtung, und zwar entweder '
eine Strom-Kippvorrichtung mit einer Kennlinie nach l
—
—
]
se
CI
Bild 1a oder eine Spannungs-Kippvorrichtung mit |g
einer Kennlinie nach Bild 1b. Schaltet man nach <
Bild 2a parallel zu einer Strom-Kippvorrichtung einen Ai
Kondensator und schickt in diese Parallelschaltung
gÈ
einen konstanten Strom I, so entstehen , freie Kipp- |
schwingungen“, sofern der Strom der Bedingung:
(vgl. Bild 1a) genügt. Durch den Strom ©. =I-i <
(vgl. Bild 2a) wird der Kondensator bis auf die Span-
nung emax aufgeladen, alsdann springt der durch die
Kippvorrichtung fließende Strom i auf den Wert imas.
Da gemäß Gl. 1a nunmehr ¿œ I ist, so fließt der Dif-
ferenzstrom —ice = i— I vom Kondensator in die '
Strom-Kippvorrichtung, der Kondensator wird somit
bis auf die untere Kippspannung emin entladen, worauf
der Strom i plötzlich auf einen viel kleineren Wert fa
(vgl. Bild 1a) zurückgeht. Da jetzt wieder ¿i< I ist,
so wird der Kondensator von neuem aufgeladen,
worauf sich der beschriebene Vorgang periodisch
wiederholt.
Aehnlich kommen freie Spannungs-Kipp-
schwingungen zustande, wenn eine Spannungs-
Kippvorrichtung nach Bild 2b in Reihe mit einer In-
Schaltung zur Erzeugung von
Strom-Kippschwingungen Spannungs-Kippschwingungen
Bild 2.
duktivität an eine konstante Gleichspannung E ge- `
legt wird, die der Bedingung
e LE < emin (1b)
genügt, wobei die Bedeutung der Buchstaben aus Bild
1b und 2b zu ersehen ist.
Für die Zeitablenkung einer Braun schen Röhre
sind Kippvorrichtungen mit einer Kennlinie nach
Bild 1c und d besonders geeignet. Im Falle einer
Strom -Kippvorrichtung ist alsdann während der
Ladezeit der auf den Kondensator fließende Strom
konstant, die Kondensatorspannung e steigt also ge-
mäß der Beziehung
de I
nr oder e —= c!
proportional der Zeit an. Im Falle einer Spannungs-
Kippvorrichtung wächst der Strom i gemäß der
Gleichung
di PA
E=L--—, odei= -—-
di E
proportional der Zeit, doch muß dann noch der
4) Genaueres über die Theorie der freien Kippschwin gungen
s. Friedländer, Ueber Kippschwingungen, insbesondere bei
Elektronenröhren, Arch. f. Elektr. 17, S. 1 und 103, 1926,
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre.
„Widerstand der Spule klein gegen ihre Induktivität
‚sein. Der scharfe Einsatz des fallenden Teiles der
Charakteristik gestattet außerdem, daß man den
Strom 7 klein gegen ?min bzw. die Spannung E klein
‚gegen min wählt, so daß die Entladezeit sehr kurz
gegenüber der Ladezeit wird.
Die Kondensatorspannung in Bild 2a bzw. der
.‚Spulenstrom in Bild 2b laufen zu der zu unter-
suchenden Wechselspannung synchron, wenn diese
Anordnungen von der Wechselspannung gesteuert
werden. Es sind drei verschiedene Steuerungen
möglich:
~. 1 eine direkte Steuerung durch eine zusätzliche
‚Spannung bei Strom -Kippvorrichtungen oder einen
zusätzlichen Strom bei Spannungs-Kippvorrichtungen,
2. eine Steuerung durch Beeinflussung des Lade-
-stromes der Kapazität bzw. des Stromes durch die
Induktivität,
- 3. eine Steuerung durch Beeinflussung der Kenn-
linie der Kippvorrichtung (vgl. Bild 4, 11, 17 u. 20).
Für die Zeitablenkung ist die dritte Steuerung
ganz besonders gut verwendbar, da sie eine zeit-
proportionale Hilisspannung bzw. einen zeitproporti-
. onalen Hilfsstrom liefert und da sie außerdem die
AN W
\a/
AN
A Pi Na ir NA
I=0,9 mA
1=1,15mA
7 Aa \n/
\ N MMA
A f
Bild 3.
Zeitlicher Verlauf der Steuerspannung und der von ihr
erzwungenen Kippschwingung.
Steuerspannung ıneist nicht belastet. Sie wird im
folgenden ausschließlich benutzt.
Die von der Steuerspannung erzwungenen Kipp-
Schwingungen können eine Frequenz annehmen, die
gleich einem ganzzahligen Bruchteil der Frequenz
der Stenerspannung ist. Sie können zur Steuer-
209
spannung synchron laufen, d. h. sie können zur
Steuerspannung stets dieselbe Lage haben, insbeson-
dere auch dann, wenn von außen kleine Aenderungen
vorgenommen werden oder kleine Störungen ein-
treten. Die Bedingungen, an die der Synchronismus
geknüpft ist, lassen sich mathematisch durch eine
Ungleichung darstellen; er ist also ohne eine
besondere Abgleichung innerhalb der Anordnung zu
erreichen. Vergrößert man z. B. in der Anordnung
nach Bild 4 den Strom I, so verändert sich die Kon-
densatorspannung gemäß den oszillographischen Auf-
nahmen in Bild 3. Die geradlinig ansteigende Kurve
stellt die Kondensatorspannung, die zackige Kurve
stellt die Steuerspannung dar. Liegt I zwischen 0,90
und 1,15 mA, so ist die Frequenz der Kondensator-
spannung 14 der Frequenz der Steuerspannung. Bei
wachsendem Strom I werden die Spannungsschwan-
kungen am Kondensator größer, außerdem ändert sich
Bild 4.
Strom - Kippvorrichtung”für die ranea einer Braun’schen
Röhre, nebst Kondensator, Laderöhre und Steuerspannung ew».
die gegenseitige Lage der beiden Kurven ein wenig.
Wächst I über 1,15 mA hinaus, so ist kein Synchro-
nismus zwischen beiden Kurven vorhanden. Erst
wenn I den Wert 1,30 mA überschreitet, stellt sich
wieder ein Synchronismus ein, und zwar ist die
Frequenz der Kondensatorspannung halb so groß wie
die Frequenz der Steuerspannung.
Die in Bild 3 dargestellten Kurven sind bei einer
Frequenz f = 200 Hertz der Steuerspannung auf-
genommen. Genau denselben Verlauf erhält man
auch bei höheren Frequenzen: man braucht dazu nur
die Eigenfrequenz der Anordnung (die Frequenz der
freien Kippschwingung) z. B. durch Verkleinern des
Kondensators C in Bild 2a zu erhöhen.
2. Elektrostatische Zeitablenkungen, insbesondere für
höhere Frequenzen.
a) Beschreibung der Strom-Kipp-
vorrichtung in Bild 4
Soll die Zeitablenkung auf dem Schirm einer
Braun’schen Röhre etwa 10 cm betragen, so be-
nötigt man für eine normale Röhre von 1 m Länge
für eine Anodenspannung von 10 bis 20 kV eine Zeit-
ablenkungsspannung von etwa 1000 V, für eine Glüh-
kathodenröhre von 30 cm Länge für eine Anoden-
spannung von 400 V (z. B. Western-Röhre) braucht
man dagegen nur etwa 100 V. Dies ist somit die
Mindestspannung, um die sich die obere und untere
Kippspannung (emax und emin in Bild 1a) einer für
die Zeitablenkung brauchbaren Strom-Kippvorrichtung
voneinander unterscheiden müssen. Außerdem muß
man von der Anordnung fordern, daß die Entladezeit
Te
910 Erich Hudec: | |
des Kondensators gegenüber der Ladezeit möglichst b) Ermittlung der Charakteristik der |
kurz ist und daß die Spannung am Kondensator mög- Strom-Kippvorrichtung in Bild 4
lichst proportional der Zeit ansteigt. Das letztere Durch entsprechende Wahl der Spannungen E,
erreicht man, indem man den Kondensator mit kon- und E, in Bild 4 kann man erreichen, daß die Anoden- ,
stantem Strom, also über eine im Sättigungsgebiett spannungen ea an den beiden Steuerröhren die `
arbeitende Elektronenröhre auflädt. Wenn die Ent- Sättigungsspannung nicht unterschreiten. Alsdann
ladezeit kurz gegenüber der Ladezeit sein soll, muß kann man annehmen, daß alle Kennlinien der beiden ;
der Entladestrom während der gesamten Entladezeit Röhren den gleichen Abstand voneinander haben, daB
den Ladestrom weit übertreffen. Der Kondensator sie also der Gleichung
wird daher über eine kleine Elektronenröhre (Lade- TER RATE, |
g — a
In
m f. genügen, wobei « = u (fa) durch eine Kurve in Bild5
@ gegeben ist. Es ist eine ideelle Kennlinie für die
15 Anodenspannung Null.
a H "Für die Aalen: und Gitterkreise der beiden
Steuerröhren in Bild 4 gelten folgende Beziehungen:
SE E
ZI TILL L A LTE EER AT o?
Cal — E; —iaı 1 ) (4)
77 RE I I I BA BI BE Br
A arte) P
eg = —ta2 Ao =e?
98 7
SEERZERFEREREERSE e2 = —ia RE (7)
06 CEEE A N E T EN Aus den Gleichungen (3), (5) und (7) erhält man:
J5 CESAR ESNESCERNE PR E T
EPU AK EEE HE ER Tue le a
03 BEHRANRARNIRHEIE und aus den Gleichungen (2), (4) und (6):
f, 2 SITAT TTT) e= E' -+ D E, cisi (ia) —D (R, a R’) m R, iis (9)
41 EAEREBERENENEN.: Aus diesen Gleichungen läßt sicl f (ia2) und
sich e = ?a2) UN
3 e =F (ia?) ermitteln. Nachstehend wird die Rech-
2 0723456 9 ONU IEY nung an folgendem Beispiel durchgeführt: Æ, — 250 V,
a4 ld 5.
Ideelle Kennlinie einer Elektronenröhre für’die Anoden- 74
spannung Null.
|
|
rölıre in Bild 4) geladen, deren Sättigungsstrom etwa
1 mA beträgt, und über eine größere Elektronenrölire
(Entladeröhre in Bild 4) entladen, deren Anodenstrom
etwa 50 mA erreicht. Diese Röhre erhält eine starke
negative Vorspannung, so daß bei entladenem Kon-
densator überhaupt kein Anodenstrom über sie fließt.
Wenn der Kondensator auf einen bestimmten Betrag
aufgeladen ist, muß die Steuerspannung der Entlade-
röhre plötzlich stark positiv werden, so daß ein hoher
Anodenstrom fließt, und sie muß solange positiv
bleiben, bis der Kondensator auf den gewünschten
Betrag entladen ist. Alsdann muß sie wieder plötz-
lich stark negativ werden.
Zur Erzeugung der Steuerspannung es der Ent- "Bild 6.
laderöhre dienen die beiden Steuerröhren in Bild 4, Zusammenhang pt den Anodenströmen ia, und ia, der
die zusammen mit den Widerständen R,, R’ und R. eiden Steuerröhren In Bild 4. |
einen labilen Widerstandsverstärker’) bilden. E, = 150V, E= 50V, E’= _2V; R, = 200 '
Im Bild 4 ist die gesamte Anordnung zur Erzeu- Eu
gung von erzwungenen Kippschwingungen dargestellt. K=100kQ, R,=50kQ, D= 11.5
Um die Strom-Kippvorrichtung zu erhalten, muß man In Bild 6 ist öaı nach Gleichung (8) in Abhängig- `
die Laderöhre, die Spannung E und den Kondensator keit von taz dargestellt. Die Ziffern (1) (2) (3) in
C fortlassen und die Klemmen für die Wechselspan- diesem und in den folgenden Bildern geben die
nung ew kurz schließen. Reihenfolge an, in der die einzelnen Kurven ent -~
5) L. B. Turner, The Kallirotron, an aperiodic negative 6) Die Klemmen für die Wechselspannung le sind kurz zu
resistance triode combination, Radio Review, 1, S. 317, 1920. schließen. |
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre,
I
-standen sind. In Bild 7 stellt die Kurve (4) die Span-
ung e= f (iai) dar. Sie ist nach Gl. (9) und mit
.‚NAilfe der Kurven in Bild 5 und 6 ermittelt. Die
Xurve (5): e =F (ia2) ist aus der Kurve (4) und dem
'3ild 6 bestimmt.
. Wenn die Spannung e=0 ist, ist nach Bild 7:
ial = 1,53 mA und ĉfa2 =0. Vergrößert man e all-
"mählich, so bleibt tai zunächst unverändert; steigt
e über 43 V, so sinkt 2.ı bis auf 0,7 mA bei 58 V, als-
dann springt ©sı auf Null, während ĉa? umgekehrt
von Null auf 1,26 mA springt. Verringert man nun
die Spannung e, so behalten beide Ströme ihren Wert
‚bei. Erst wenn e unter 10,5 V sinkt, geht fai plötz-
lich auf 1,53 mA und ĉa? von 1,26 mA auf Null zurück.
SIT
III
A I
fi
ii
OLSON
aa a FA
211
Die plötzlichen Spannungsänderungen, die hierbei an
den Widerständen R, R’ und R, auftreten, werden
zum Umsteuern der Entladeröhre benutzt. Nach
Bild 4 ist:
ea=—E+etiap—ia(Rı+R) (10)
Nach dieser Gleichung ist in Bild 8 die Steuer-
spannung es in Abhängigkeit von der Spannung e
am Kondensator gezeichnet und hieraus in Bild 9
(mit Hilfe der Kennlinien der Entladeröhre) die
Charakteristik der Strom-Kippvorrichtung, d. h. die
Spannung e’ als Funktion des Anodenstromes i der
Entladeröhre. Hierbei ist E, = 300V und e =2.e
angenommen, als Entladeröhre diente die Telefunken-
röhre RV 218. Außerdem ist der Widerstand W so
groß gewählt, daß die Gitterspannung infolge des ein-
setzenden Gitterstromes nicht nennenswert positiv
wird. Wenn W verkleinert wird, so fällt die Spitze
im rechten Teil der Kurve in Bild 9 schließlich fort,
sie nähert sich mehr dem Verlauf in Bild Ic.
c) Diskussion der Kurven in Bild 5—9.
Die in Bild 4 dargestellte Strom-Kippvorrichtung
mit den Zahlenwerten des vorangehenden Abschnittes
hat den Nachteil, daß der Strom tai nach Bild 7 bei
wachsender Spannung allmählich von 1,53 mA bis auf
0,70 mA abnimmt. Die hierdurch bewirkte stetige
4
z0
; | K
TAN N
2 T N ENT
701 | H #
||| Da, HHHH-
| 022 04 06 08 10 12 14 A6yrms ERBERIESE
dá O 20 30 W0 30 Mn 0 sw
- Die beiden Anodenströme ia, nd < als Funktion der Spann- Bild 9. ú
i nung e in Bild 4. Charakteristik der Ve in Bild 4.
BD JE EA
(2)
ws a 60
LUTT BE N I AL WE
I, TI 1 NA I
Du Au Eu BE EEE ER DE, BE
/ NIEREN, A
IE UA EEE EEE EEE EEE u ARE
PLN IT
AI III II VII TI
-200 -I5 10 -125
Die Gitterspannung es: der Entladeröhre in
-700
=D
Bild 8.
-50 25 O0 25 IO
Abhängigkeit von der Spannung e in Bild 4.
5 00V
212
Spannungsänderung an den Widerständen R, und R’
geht für die Umsteuerung der Steuerröhre verloren.
Zwar kann man durch Vergrößerung von R’ den Span-
nungssprung vergrößern, doch muß dann die Gleich-
spannung E, unangenehm hoch gewählt werden. Die
stetige Abnahme des Anodenstromes 2.1 ist nach
Bild 7 (Kurve 4) und Bild 6 darauf zurückzuführen,
daß der Anodenstrom ta? = 0 ist, wenn {a1 0,8 mA
wird.
Will man die stetige Abnahme des Anoden-
stromes beseitigen, so muß man dafür sorgen, daß
auch noch für 2sı =1,53 mA der Anodenstrom der
zweiten Röhre ia. 0 ist, daß also die Kurve (3) in
Bild 6 steiler verläuft. Man erreicht dies gemäß
Bild 6 durch Verkleinerung von R.. Wählt man z.B.
R, halb so groß, so istöiaa = 0, wenn iai = 1,6 mA er-
reicht. Die Kurve (4) in Bild 7 beginnt zwar. wieder
bei emin = 10,5 V, doch verläuft sie flacher, so daß
sie erst wesentlich später mit der Kurve (3) zu-
sammenkommt. Alsdann ändert sich 2sı bei wachsen- `
der Spannung überhaupt nicht mehr stetig. Doch hat
die Verkleinerung von R, außerdem zur Folge, daß die
obere Kippspannung emax ein wenig abnimmt (vgl
Bild 7).
Den Unterschied zwischen emax und emin kann
man nach Bild 7, Kurve (4) dadurch steigern, daß
man das Produkt R,.i.2 vergrößert, indem man also
R, vergrößert und außerdem für die zweite Steuer-
röhre eine Röhre mit größerer Steilheit (vgl. Bild 6)
wälılt. Leider müssen alsdann die Batteriespannungen
E, und E’ entsprechend vergrößert werden, so daß
man zur Erzielung hoher Zeitablenkungsspannungen
an zwei Stellen eine hohe Gleichspannung braucht,
nämlich für E und E.. |
Deswegen ist es vorteilhafter, wenn man in
Bild 7 den Unterschied emax — min in der Größen-
SE ‚von 10 bis 20 V wählt, dafür aber das Ver-
hältnis — — (vgl. Bild 4) entsprechend vergrößert.
Der R Spannungsteiler benutzte Widerstand W
in Bild 4 nimmt bei wachsender Spannung e’ einen
immer größeren Strom auf. Damit sich die Steilheit
der Spannungskurve e’= f(t) höchstens um 5%
ändert, darf der über W fließende Strom höchstens
nu gi 0,05.1= 0,05 mA ` werden,
—— also muß für
= 120 V der Widerstand w= 2,4 MQ betragen.
4
d) Brauchbarkeit der Strom-Kipp-
vorrichtung in Bild 4 bei höheren
Frequenzen.
Dieses Verfahren zur Vergrößerung des Unter-
schiedes zwischen oberer und unterer Kippspannung
ist nur bei geringeren Frequenzen anwendbar., Der-
jenige Teil des Widerstandes von W’, an dem e ab-
gegriffen wird, liegt nämlich im Gitterkreis der Ent-
laderöhre und dient im Verein mit W dazu, die Zeit
zu verlängern, die für das Laden des Gitters der Ent-
laderöhre beim Kippen benötigt wird.
. Nehmen wir z. B. an, daß die Kapazität zwischen
Gitter und Heizfaden der Entladeröhre Cg = 20 uuF
betrage. Die Spannungen an den Widerständen R,,
R’ und R, mögen sich beim Kippen augenblicklich
Erich Hudec:
p
einstellen. Der auf den Kondensator fließende Stromi
ist dann bestimmt durch die Gleichung
E=iR+ fia
— SH z WERL R FRA
Der zeitliche Verlauf der Gitterspannung der Ent-
laderöhre erfolgt also nach der Gleichung:
eg = E, + (EEE),
wobei E, die Spannung an den Widerständen] R, R
wobei
und R, nach dem Kippen und E. dieselbe Spannung
C, -R ist
Wenn der Kondensator C in Bild 4 auf e’min i tladen
ist, ist nach Bild 8: &, =
Anodenspannung der Entladeröhre
vor dem Kippen bezeichnet und « =
—220 V, E = = Ap die
beträgt dabei
Bild 10a.
Aufnahme der Schwingspannung eines Röhrengenerators mit der
Anordnung pap Bild 4 bei einem Widerstand
R =2 MQ, f= 115000 Hertz.
300 V. Aus der Kennlinie der Entladeröhre ergibt sich,
daß die Gitterspannung mindestens auf e, = — 40V
sinken muß, damit die Entladung aussetzt. Die hierzu
erforderliche Zeit erhält man nach Gleichung (11) zu
t = 12.10 sec, wobei der Gesamtwiderstand zu
R=2MQ2 angenommen ist.
Achnlich findet man die Zeit,
steuern der Entladeröhre bei geladenem Konden-
sator Č notwendig ist. Insgesamt ergibt sich eine
Zeit von der Größenordnung 25.10” sec.
Dies ist die Mindestdauer der Entladezeit des
Kondensators C. Will man also mit einer solchen
Anordnung eine Spannung von der Frequenz 10° Hertz
untersuchen, so werden schon beim Rückgang der
Zeitablenkungsspannung rund 21% Perioden be-
schrieben, der Hingang muß mindestens ebenso lang
sein, so daß man auf dem Schirm der Bra un schen
Röhre mindestens 5 Perioden der zu untersuchenden
Spannung erhält.
Die Aufnahme in Bild 10a bestätigt
gebnisse.
die für das Um-
diese Eri-
man erhält die Aufnahmen in Bild 10 b u. c. Doch ist
hier die Entladezeit immer noch in der Größenordnung
10° sec, also wesentlich größer, als sich aus der
statischen Charakteristik ergibt. Dies liegt daran,
u).
Nimmt man in Bild 4 die Widerstände W
und W’ fort, so geht die Entladezeit stark zurück,
i
daB beim Kippen die Anoden-Heizfaden-Kapazitäten
“sowie die Gitter-Heizfaden-Kapazitäten der beiden
Steuerröhren über die Widerstände R, R’ und R:
aufgeladen werden müssen; erst nach Ablauf dieser
Zeit kann der Kondensator entladen werden.
Bild 10b.
Dieselbe Aufnahme wie im Bild 10a bei einem Widerstand
= W=0, f==115000 Hertz.
Bild 10c.
Aufnahme des Anodenstromes eines Röhrengenerators mit der
Anordnung nach Bild 4 bei einem Widerstand
W = W'=0, f= 115000 Hertz.
e) Beschreibung einer Strom-Kippvor-
richtung mit besonders kurzen Kipp-
zeiten.
Will man die Entladezeit verkürzen, so muß man
die Widerstände verkleinern, über die die Kapazitäten
aufgeladen werden, also insbesondere R,, R’ und R..
Dies ist nur möglich, wenn man gleichzeitig die
Anodenströme čaı und ?a2 vergrößert, also größere
Elektronenröhren verwendet. In Bild 11 ist dies
durchgeführt, und zwar ist an Stelle der beiden
Finzelröhren eine Doppelgitterröhre benutzt. Außer-
dem erfolgt hier die Spannungsteilung am Konden-
sator C mittels einer Hilfsröhre. Ihre Anodenspannung
ist stets negativ, so daß kein Anodenstrom fließt. Die
Gitterspannung ist positiv (Eg = 30 V), außerdem
liegen im Gitterkreis große Widerstände im Betrage
von 20000 Ohm. Der Gitterstrom ist in Abhängig-
keit von der Anodenspannung in Bild 12 dargestellt.
Beim Laden des Kondensators C steigt die Span-
nung e allmählich an. Durch passende Wahl der
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre.
213
Gitterspannung und der Gitterwiderstände kann das
Verhältnis — beliebig klein gewählt werden, ohne
daß die Spannung e’ beeinflußt oder die Entladung
wesentlich verzögert wird. Mit einer ähnlichen An-
ordnung wie in Bild 11 konnten Spannungen bis zu
.4.10° Hertz aufgenommen werden, doch dürfte hier-
mit noch keineswegs die obere Grenze erreicht sein.
Bild 11.
Strom-Kippvorrichtung nebst Laderöhre, Kondensator und
Steuerspannung für hohe Frequenzen.
3. Magnetische Zeitablenkungen.
a) Das Kippen bei Spannungs-Kipp-
schwingungen.
Für die magnetische Zeitablenkung einer Braun-
schen Röhre braucht man einen Hilfsstrom von etwa
50 mA. Bei diesem kleinen Strom werden aber sehr
viele Windungen für die Zeitablenkungsspulen be-
nötigt, so daß ihre Induktivität ziemlich-groß wird
(der Größenordnung nach 0,1 Henry). Doch wirkt
mA
12
-%0
-300
-200
Bild 12.
Der Gitterstrom der Hilfsröhre in Bild 11 in Abhängigkeit von
ihrer Anodenspannung.
-400
sie nicht störend, da für die Spannungs -Kipp-
schwingungen nach Bild 2b ohnehin beträchtliche
Induktivitäten (z. B. 20 Henry für die Frequenz
f = 100 Hertz) erforderlich sind.
Zu den Spannungs - Kippschwingungen ist all-
gemein zu ‚bemerken, daß die Figenkapazität der
Spule in Bild 2b nicht ohne weiteres vernachlässigt
werden kann. Genügt die Spannung E in dieser An-
214
ordnung der Gleichung 1b, so steigt der Strom i ge-
mäß der Gleichung
E=e+iR+L2 (12)
"bis zu seinem oberen Grenzwert imax an; e bezeichnet
hierbei die Spannung an der Kippvorrichtung.
di
hernach Ly immer noch positiv ist, so muß der
Spulenstrom weiter wachsen. Daher fließt von der
Spulenkapazität in Bild 13 ein Strom in die Spule,
die Spannungen ee und e steigen rasch an.
Der Strom i durch die Kippvorrichtung nimmt mit
Bild 13.
Ströme und Spannungen während des Kippens.
wachsender Spannung e gemäß Bild 1b bis auf seinen
unteren Grenzwert ab und steigt dann wieder an,
und zwar solange, bis er gleich dem Spulenstrom ?®z
wird. Dies wird durch das Oszillogramm in Bild 14a
bestätigt. Die Stromkurve hat nach ihrem Maximum
Bild 14.
Zeitlicher Verlauf des durch die Spannungs-Kippvorrichtung
fließenden Stromes ¿į und der Spannung e an der Kippvorrichtung.
eine Spitze nach unten, der Kippstrom © durchläuft
also tatsächlich beim Kippen den zweiten und dritten
Zweig der Charakteristik in Bild 1b.
di
Da nach dem Kippen L RT < 0 ist, so nimmt der
Spulenstrom allmählich bis auf nin ab. Da er auch
weiterhin abnehmen muß, so fließt ein Strom von der
Kapazität in die Spule, die Eigenkapazität wird wieder
entladen, der Strom i durchläuft rasch den zweiten
und ersten Zweig der Charakteristik in Bild 1b. Die
_ Stromkurve hat also unmittelbar nach dem Entladen
entsprechend dem Bilde 14a eine Spitze nach oben.
In Bild 14b ist der zeitliche Verlauf der Spannung
an der Kippvorrichtung wiedergegeben.
Das Kippen erfordert eine um so größere Zeit, je
größer die Eigenkapazität der Spule ist. In den Auf-
nahmen betrug sie 0,001 «F bei einer Induktivität
. von L7 100 Henry, die Frequenz war fœ 100 Hertz.
Da
Erich Hudec:
Ist im Grenzfalle C = 0, so springt die Spannung e |
augenblicklich von e, auf emax, die Spitzen des
Stromes i in Bild 14a fallen dann fort. Diese Spitzen
sind natürlich im Strom iz, der durch die Spule
fließt (vgl. Bild 13), auch sonst nicht vorhanden.
b) Kippen bei Elektronenröhren
inDynatronschaltung.
= Legt man an das Gitter einer beliebigen Elek-
tronenröhre eine hohe positive Spannung (Dynatron-
schaltung), so hat der Anodenstrom den in Bild 15
VA EET Gilferspannung
SOV
X
NE E 3 4
Bild 15.
Kennlinien einer Elektronenröhre in Dynatronschaltung.
ee
gezeichneten Verlauf. An diesen Kennlinien fällt be-
sonders auf, daß der Anodenstrom bei hoher positiver
Gitterspannung sogar negativ wird. Da man für die
Zeitablenkung einen recht großen Unterschied
zwischen imax und Zmin benötigt, so erscheinen diese
Kennlinien für die Zwecke einer Zeitablenkung be-
sonders geeignet. Doch stimmen sie nicht mehr mit
der in Bild 1b angegebenen Grundiorm überein, so
daß der zeitliche Verlauf der Kippschwingungen für
diesen Fall erneut untersucht werden muß.
Bei der Entladung der Spule nimmt der Strom
auch bei der Gitterspannung von 620 V in Bild 15
bis auf min ab, Ba bis zu diesem Punkte nach
Gleichung (12) > S 0 ist.
oben DERA Weise der zweite und der erste
Zweig der Charakteristik durchlaufen. Da jedoch
der Anodenstrom bei der Anodenspannung Null nicht
negativ werden kann, der erste Zweig der Charakte-
ristik also im Nullpunkte endigt, so wird der Strom
über die Röhre völlig gesperrt. Die Folge davon ist,
daß durch das magnetische Feld der Spule die Eigen-
kapazität stark negativ aufgeladen und dann unter
Hernach wird in der
\
we \), Pe Ä |
| l
—
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre. 215
m
~
‚Umkehrung der Stromrichtung entladen wird. Der
:Spulenstrom wächst dabei schnell auf einen positiven
-Wert an, der Strom durch die Kippvorrichtung setzt
-erst dann ein, wenn die Spannung e = E + ee = 0
wird (vgl. Bild 13). Der Spulenstrom steigt natürlich
erst dann gleichmäßig an, wenn vom Kondensator
kein Strom mehr fließt.
| In den drei Oszillogrammen des Bildes 16a ist der
“zeitliche Verlauf des Stromes durch die Kippvorrich-
-tung dargestellt. Damit die Vorgänge besser sichtbar
:werden, ist in der ersten Kurve eine Zusatz-
.kapazität von 0,002 uF, in der zweiten eine solche
_von 0,001 uF, parallel zur Spule geschaltet. Bei der
-40 -30 -20 -0 0 7#% 20 30 “mA
Bild 18
Veränderung der Kennlinie einer Elektronenröhre in Dynatron-
schaltung durch?eine parallel geschaltete. im Sättigungsgebiet
=, arbeitende Elektronenröhre.!
2 Bild 16.
a) Zeitlicher Verlauf des Stromes durch eine Spannungs-Kipp-
= vorrichtung mit einer Kennlinie nach Bild 15 (eg = 620 V)
b) Zeitlicher Verlauf der Spannung an dieser Kippvorrichtung.
- dritten Aufnahme war nur die Eigenkapazität der
Spule wirksam. Man erkennt deutlich, daß der Strom
- nach dem Zurückkippen eine Zeitlang gleich Null ist
und daß er dann bei einem höheren Wert einsetzt. Bild 19a
Die folgende Aufnahme zeigt den Verlauf der Span- [zeitlicher Verlauf des Stromes durch eine Elektronenröhre
nung an der Kippvorrichtung bei einer Zusatz- in Dynatronschaltung.;
. kapazität von 0,001 «F.
c) Verbesserung der Kennlinie einer
| Elektronenröhre in Dynatron-
schaltung.
Durch diese Vorgänge wird ein großer Teil der
Stromkurve für die Zeitablenkung unbrauchbar. Die
Bild 19b.
Zeitlicher Verlauf desselben Stromes wie in Bild 19a, jedoch
im Falle eines periodischen Überschlags.
Bild 17.
Schaltung zur Verbesserung der Kennlinie einer Elektronenröhre
in Dynatronschaltung.
- besprochenen unangenehmen Erscheinungen würden
fortfallen, wenn die Charakteristik der Spannungs-
Kippvorrichtung in Bild 15 nicht im Nullpunkte
endigen, sondern in der Abszissenachse ihre
= Fortsetzung finden würde. Dies kann man dadurch
verwirklichen, daß man parallel zu der Dynatronröhre
nach Bild 17 eine zweite Elektronenröhre schaltet, die
einen konstanten Strom durchläßt, also im Sättigungs- nn
gebiet arbeitet. Dadurch wird die Kennlinie a in Bild 19c.
Bild 18 nach rechts verschoben, gleichzeitig wird das Zeitlicher Verlauf des Stromes in der Anordnung nach Bild 17,
216
Erich Hudec:
Stück der Abszissenachse bis zum Nullpunkt gemäß
der Kurve b in Bild 18 zu einem Teil der Kennlinie.
Sie hat also in ihrem ersten Teil sogar den ideellen
Verlauf gemäß Bild 1d.
Die oszillographischen Aufnahmen in Bild 19
zeigen, wie die Kurvenform des Kippstromes durch
die Abänderung der gewöhnlichen Dynatronschaltung
gemäß Bild 17 verbessert wird. Die Kurve in
Bild 19a hat den erwarteten Verlauf wie in Bild 16,
nur daß die Spitzen infolge der Trägheit der Schleife
zum Teil fehlen. Bei dieser Aufnahme war parallel
zur Induktivität eine Zusatzkapazität von 0,003 urf
geschaltet. In Bild 19b war dagegen keine Zusatz-
kapazität vorhanden. Da die Eigenkapazität der
Spule sehr klein war, so stieg die Spannung beim
Zurückkippen auf 10 bis 20 kV an, so daß im Innern
der Spule ein Ueberschlag erfolgte. Dies war schon
äußerlich durch ein Geräusch wahrzunehmen, Konnte
aber durch Parallelschalten einer Funkenstrecke zur
Spule leicht bewiesen werden. Ein Luftweg von
1 cm wurde glatt überschlagen, gleichzeitig blieb die
Kurvenform der Kippschwingung unverändert. Der
eigentümliche Verlauf dieser Kurve ist im übrigen auf
den Einfluß des Eisens zurückzuführen.
Ebenso bewirkt das Eisen die Krümmung der
Kurve in Bild 19c. Mit wachsendem Strom wird die
Induktivität kleiner, gemäß der Gleichung E =
wächst also è immer schneller an, die Stromkurve
wird nach oben gekrümmt. Da der Widerstand der
Spule gerade eine umgekehrte Krümmung bewirkt,
so kann man leicht erreichen, daß der Anstieg des
Stromes
di E—i-R
dd L
praktisch konstant bleibt.
Die Anordnung nach Bild 17 hat den Nachteil, daß
für das Gitter verhältnismäßig hohe Gleichspannungen
benötigt werden, außerdem werden die Elektronen-
röhren sehr hoch beansprucht. Man muß verhältnis-
mäßig große Senderöhren verwenden, wenn die
Differenz ĉmax—îmin den Betrag von 50 mA erreichen
soll. Schließlich wird durch den starken Gitterstrom
die Steuerspannung erheblich belastet.
d) Beschreibung der Spannungs-
Kippvorrichtung in Bild 20.
Diese Nachteile fallen in der Anordnung nach
Bild 20 fort, wo die Kippröhre die gewünschte
Charakteristik nach Bild 1b hat. Die doppelte Um-
kehr in der Charakteristik (vor dem zweiten und vor
dem dritten Teil in Bild 1b) wird prinzipiell dadurch
bewirkt, daß der untere und der obere Knick der
Charakteristik einer Elektronenröhre ausgenutzt wird.
Parallel zur Kippröhre sind nämlich zwei Steuer-
röhren geschaltet, deren Anodenstrom in Abhängig-
keit von der Anodenspannung ea Ähnlich wie
ta = f(u) in Bild 5 verläuft. Würde man durch die
Anodenströme :.ı und 2.2 an einem Widerstand R,
einen Spannungsabiall erzeugen und ihn in geeigneter
Weise auf das Gitter der Kippröhre wirken lassen,
so könnte man erreichen, daß die Gitterspannung es
der Anodenspannung ĉa der Kippröhre so stark ent-
gegenwirkt, daß der Anodenstrom von einem ge-
wissen Wert an bei wachsender Anodenspannung ab-
nimmt. Sobald die Anodenströme čaı und 2a2 das
Sättigungsgebiet erreicht haben, rufen sie keine
Aenderungen mehr hervor, die Gitterspannung &
der Kippröhre bleibt konstant, ihr Anodenstrom fa
steigt also mit wachsender Anodenspannung ta
wieder an.
—
Va2
|
Aöhr
ia
Q
O Ô Ö “ Ö
Ü Ö
. >
Ô
—
Bild 20.
Spannungs-Kippvorrichtung mit geringen Hilfsspannungen.
Leider läßt sich diese Idee nicht so einfach ver-
wirklichen, da man an einem Widerstand R, nur
eine Spannung erzeugen kann, die das Gitter der
Kippröhre positiv vorspannt. Man benötigt daher
noch eine Hilfsröhre, durch die eine Umkehr der
Spannungsrichtung (vgl. die Spannungen an R, und
R.) bewirkt wird.
A l
000
700
600
50 MÅ
Jo
0 10
Bild 21.
Kennlinien der Spannungs-Kippvorrichtung in Bild 20 für ver-
schiedene Steuerspannungen est.
Die beiden ersten Röhren in Bild 20 haben an sich
die gleiche Funktion. Im Anodenkreis der zweiten
Röhre liegt ein Widerstand R, von etwa 0,1 MQ, Bei
wachsendem Anodenstrom ča? tritt an ihm ein immer
größerer Spannungsabfall auf. Dies hat zur Folge.
daß die Anodenkennlinie der zweiten Röhre sehr stark
abgeflacht wird. Erst wenn ea®% 400 V ist. erreicht
ta? seinen Sättigungswert. Der Widerstand im Ano-
denkreise der zweiten Röhre bewirkt also, daß der
fallende Teil der Kennlinie in Bild 21 im Mittel sehr
|
|
x
|
Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre. 217
:. flach verläuft. Dies ist notwendig, wenn die Ent-
- Jadezeit der erzwungenen Kippschwingung kurz
à gegenüber der Ladezeit sein soll.
$ Die erste Steuerröhre bewirkt gerade umgekehrt
einen steilen Abfall des zweiten Teiles der Charak-
teristik. Dies ist zu Beginn des fallenden Teils er-
wünscht, damit er möglichst scharf einsetzt, die
Charakteristik also der Form in Bild 1b möglichst
nahekommt.
Bild 22b.
Bild 22c.
Zeitlicher Verlauf der Steuerspannung und des Stromes durch
die Spannungs-Kippvorrichtung in Bild 20.
Ähnlich wie für die Strom-Kippvorrichtung in
Bild 4 kann man auch für die Spannungs-Kippvor-
richtung in Bild 20 die Charakteristik rechnerisch er-
mitteln. Die Durchführung dieser Rechnung ist emp-
fehlenswert, wenn man den Einfluss der einzelnen
Größen zahlenmäßig erkennen will. In Bild 21 ist
‘. die experimentell aufgenommene Charakteristik dar-
gestellt, und zwar für verschiedene Spannungen £s:
im Gitterkreis der Hilfsröhre. Wegen der starken
Abhängigkeit der Charakteristik von dieser Spannung
ist eine statische Steuerung der Spannungs-Kippvor-
richtung durch eine Wechselspannung an dieser Stelle
f=1000/sec
L=0,01 Hy
Bild 23a.
Induktive Belastung,
f=1000/sec
C=1,] uF
L = 0,002
Hy
Bild 23b.
Kapazitive Belastung.
f=1000/sec
C=17uF
L = 0,002
Hy
Bild 23c.
Kapazitive Belastung.
f=1000/sec
L = 0,005 Hy
Bild 23d.
Induktive Belastung.
Aufnahmen von Strom’und Spannung mit Hilfe einer
Braun’schen Röhre.
218.
Erich Hudec: Zeitproportionale, synchron laufende Zeitablenkungen für die Braun’sche Röhre.
nn EEE.
o aaa
möglich, und zwar reichen ziemlich kleine Spannun-
gen hierzu aus. Besonders angenehm ist noch, daß
man die Frequenz der erzwungenen Kippschwingung
durch die Größe der Steuerspannung es: beeinflussen
kann. In den Oszillogrammen in Bild 22 ist der zeit-
liche Verlauf der Steuerspannung es und des Ano-
denstromes ĉa der Kippröhre dargestellt. Die Steuer-
spannung wurde hierbei von 22V auf 5 V und
schließlich auf 5,4 V vergrößert.
e) Versuche mit der Spannungs-Kipp-
vorrichtung nach Bild .20.
Die Aufnahmen in Bild 23 zeigen die Verwendbar-
keit der Spannungs-Kippvorrichtung nach Bild 20 für
die Zeitablenkung einer Braun’schen Röhre Es
wurde eine normale abgeschmolzene Röhre von 1 m
Länge für eine Anodenspannung von 15 kV benutzt.
Die Belichtungsdauer der Photoplatten (Andresa-
platten) betrig 5 Sek. Die Kurve mit der
kleineren Amplitude stellt in allen Fällen die
Spannung einer Hochfrequenzmaschine dar. Die
Kurve mit der größeren Amplitude gibt den zuge-
hörigen Strom an, und zwar in a und d bei induk-
tiver und in b und c bei kapazitiver Belastung. Die
Kurven wurden unmittelbar nacheinander aufgenom-
men. Mit Hilfe eines rotierenden Umschalters kann
man auch beide Kurven gleichzeitig auf dem Schirm
der Braun’schen Röhre. sichtbar machen.
Da die Steuerspannung bei derselben Einstellung
stets dieselbe Phasenlage zu der erzwungenen Kipp-
schwingung hat, so geben die aufgenommenen Kurven
Strom und Spannung in ihrer gegenseitigen Lage an.
Man erkennt deutlich die Nacheilung des Stromes bei
induktiver und die Voreilung bei kapazitiver Be-
lastung. Die Spannungskurve wurde in den drei ersten
Aufnahmen statisch mit Hilfe von Aussenelektroden
aufgenommen. Die Aufladungen der Glaswand be-
wirkten hier eine Verschiebung des Nullpunktes und
außerdem eine Verzerrung der Kurve.
In Bild 23d wurde die Spannung einer andern
Tochfrequenzmaschine verwandt. Außerdem wurde
auch die Spannungskurve magnetisch, also über einen
großen Widerstand (ähnlich wie beim Oszillographen)
aufgenommen. Die Frequenz betrug in allen Fällen
1000 Hertz.
Die Aufnahmen in Bild 24b und c zeigen die Span-
nungskurve einer Hochfrequenzmaschine bei 8000
Hertz. Bei dieser Frequenz bildeten die Zeitablen-
kungsspulen bereits einen nennenswerten Bestandteil
der Induktivität L zur Erzeugung der erzwungenen
Spannungs-Kippschwingungen. Die Folge davon war,
daß an den Zeitablenkungsspulen große Spannungs-
sprünge auftraten, die den Flektronenstrahl elektro-
statisch beeinflußten. In Bild 24a waren nur die Zeit-
ablenkungsspulen angeschlossen, der Elektronen-
strahl hätte also einen einfachen Strich beschreiben
müssen.
Die Störung durch das elektrische Feld der Spulen
wurde in Bild 24c dadurch beseitigt, daß an die Innen-
seiten der Spulen zwei durch einen Leiter verbundene
Messingplatten von etwa 0,5 mm Dicke gelegt wurden.
Das magnetische Feld des Zeitablenkungsstromes
wurde durch diese Maßnahme nicht verzerrt, da es ia
proportional der Zeit ansteigt, die Wirbelströme und
ihr magnetisches Feld also konstant bleiben. Durch
dieses Feld wird lediglich das Hauptfield im Inneren
der Röhre geschwächt.
Bild 24c zeigt, daß die beschriebene magnetische
Zeitablenkung auch noch bei Frequenzen von etwa
|
j
|
\
10000 Hertz brauchbar ist: Zu besseren Ergebnissen Ä
kommt man noch, wenn man Spulen mit geringer
Figenkapazität verwendet. Zweckmäßig wickelt man
die Zeitablenkungsspulen auf einen
Eisenring, der nur an der Braunschen
unterbrochen ist.
sehr gesteigert,
Felder der Spule unschädlich gemacht.
Bild 24 a—c.
Verzerrungen durch elektrische Felder und ihre Beseitigung.
Ich beschließe die vorliegende Arbeit, indem ich
dem Leiter des Elektrotechnischen Laboratoriums
der Technischen Hochschule Berlin, Herrn Geh. Rat
Orlich für seine ständige Förderung und Unter-
stützung der Arbeit meinen verbindlichsten Dank
ausspreche.
Zusammenfassung.
Will man eine Spannung oder einen Strom direkt |
in Abhängigkeit von der Zeit auf dem Schirm einer
Braun’schen Röhre beobachten, so benötigt man
eine Hilfsgröße (Hilfsspannung oder Hilfsstrom), die '
proportional der Zeit ansteigt und mit der zu unter-
suchenden Größe synchron läuft.
zwungenen Strom-Kippschwingungen.
sator wird mit konstantem Strom oder über einen
Widerstand geladen und über eine parallel geschal-
rechteckigen !
Röhre
Dadurch wird die Empfindlichkeit _
außerdem werden die elektrischen
`
—
Eine derartige
Hilfsspannung erhält man mit Hilfe der er-
Ein Konden- '
L. S. Freimann: Die angenäherte Theorie des magnetostriktiven Generators.
tete Strom-Kippvorrichtung entladen; zur Syn-
chronisierung wird die Anordnung von der zu unter-
suchenden Größe gesteuert. Als Strom-Kippvorrich-
- tungen eignen sich besonders Anordnungen von
n
N
Elektronenröhren. Die Charakteristik einer solchen
Anordnung wird rechnerisch ermittelt und anschlie-
Bend ihre Abhängigkeit von den einzelnen Größen
untersucht. Bei höheren Frequenzen (in der Größen-
ordnung von 10°—10° Hertz) müssen die Kipp-
zeiten durch Verwendung kleiner Widerstände und
hoher Anodenströme herabgesetzt werden.
Einen zeitproportionalen, synchron laufenden
Hilfsstrom erhält man, wenn man eine Induk-
tivität in Reihe mit einer Spannungs-Kippvorrichtung
an eine Gleichspannung legt und von der zu unter-
suchenden Größe steuert. Der zeitliche Verlauf des
Stromes wird stark von der Eigenkapazität der
219
Spule beeinflußt, insbesondere können in der Strom-
kurve lästige Spitzen auftreten. Besonders un-
angenehm sind Kennlinien, bei denen der Strom
stark negativ werden kann, wie z. B. bei Elektronen-
röhren in Dynatronschaltung.
Wenn man die erzwungene Kippschwingung
immer von derselben Spannung steuert, an die
Hauptablenkungsplatten aber nacheinander verschie-
dene Spannungen legt und die Kurven auf dem
Schirm der Braun’schen Röhre nacheinander
photographiert, so erhält man auf der Platte alle
Kurven in ihrer richtigen gegenseitigen Lage. Mit
Hilfe eines rotierenden Umschalters kann man er-
reichen, daß auch auf dem Schirm der B r au n’ schen
Röhre mehrere Kurven nebeneinander sichtbar
werden.
(Eingegangen am 25. Juli 1929.)
Die angenäherte Theorie des magnetostrilitiven Generators.
Von L. S. Freimann, Leningrad.
$ 1. G. W. Pierce!) hat die Möglichkeit, den
magnetostriktiven Effekt zu radiotechnischen Zwecken
zu verwenden, in umfassender Weise klargestellt.
Während der letzten zwei Jahre hat die Hoch-
frequenzphysik diesem Effekt beträchtliche Aufmerk-
samkeit geschenkt. Es genügt, außer der genannten
Arbeit von Pierce und von K. Ch. Black?) noch
Vincent’), Kopilowitsch*), der unabhängig
von Pierce zu einer vollständigen Lösung der
Frage gekommen war, sowie H. Lloyd°) und G. H.
Handley‘) zu erwähnen. Ferner sind dem Ver-
Iasser mehrere Arbeiten über diesen Gegenstand be-
kannt, die gegenwärtig in Laboratorien der UdSSR
ausgeführt werden.
Trotz der zahlreichen Arbeiten ist die Theorie des
magnetostriktiven Generators noch nicht soweit ent-
wickelt, daß eine Aussage über die Bedingungen der
Schwingungserzeugung möglich sein würde. Der
Zweck der vorliegenden Arbeit ist, diese Bedingungen
klarzulegen.
$ 2. Für jedes mechanische System, das irgend -
wie durch eine periodische Kraft in oszillierende Be-
wegung gebracht wird, läßt sich ein entsprechendes
Bewegungsdiagramm angeben. Stellt man die Be-
wegung in der komplexen Ebene dar, so wird sie nach
Amplitude und Phase durch den sogenannten
1) G.W. Pierce: Magnetostriction oscillators. Proc. Am. Acad.
of Arts and Sciences 63, S. 1—47, 1928, Nr. 1. Wiederholt ohne
Aenderungen in Proc. of the Am. Inst. of Radio Engineers 17,
S. 42—48, 1929, Nr. 1. Ref. ds. Ztschr. 33, S. 117, 1929, Nr. 3.
2) K.Ch. Black: Study of dynamic magnetostriction. Proc.
of. the Am. Acad. of Arts and Sciences 63, S. 49, 1928, Nr. 2.
3) J H. Vincent, New methods of electrically maintaining
mechanical oscillations. Nature 120, S. 952, 1927, Nr. 3035.
. 1) E.Kopilowitsch: Magnetostriktive Schwingungen (ukrai-
nisch) Ukrainische phys. Abhandlung 2, S. 19—22, 1928, Nr. 1.
>) H. Lloyd, Note on an application of the Whiddington
ultramicrometer. Journal of Sc. Instruments 6, S. 81—84,
1929, Nr. 3.
6) J. H. Handley:"A method for the measurement of the
Joule magnetostrictive effect in a cold drawn wire. Journal of
Sc. Instr. 6, S. 84—88, 1929, Nr. 3.
„Resonanzkreis“ bestimmt’). Andererseits kann ein
elektrischer Kreis, welchem eine genügende Energie-
menge zugeführt wird, in irgendeiner Form ein
miechanisches System beeinflussen, wenn es einen
Mechanismus gibt, der die elektrische oder die
magnetische Energie zu transformieren gestattet. Als
solcher Mechanismus kann der Elektrostriktionseffekt,
der Magnetostriktionseffekt usw. dienen. Das Ver-
halten eines derartigen Kreises kann dann ebenfalls
in der komplexen Ebene durch eine Kurven-
kombination dargestellt werden.
Die Aufgabe der vorliegenden Arbeit ist, diejenigen
Bedingungen aufzufinden, bei welchen ein derartiger
elektrischer Kreis samt dem mechanischen System
(im besonderen Falle ein magnetostriktiver Stab) ein
selbständiges oszillierendes System darstellt. Mit
anderen Worten, es sind die Bedingungen zu finden,
unter welchen der Resonanzkreis des Stabes und die
Kurvenschar des elektrischen Kreises gemeinsame
Lösungen aufweisen.
Unsere Berechnungen gehen von folgenden ver-
einfachenden Annahmen aus:
1. Der schwingende Stab befinde sich in einem
konstanten magnetischen Feld von solcher Stärke,
daß das konstante Glied der Induktion weit größer
ist als das von dem Wechselstrom herrührende. Diese
Annahme erlaubt uns die magnetische Permeabilität u
des Stabes als unabhängig von der Stromstärke an-
zusehen.
2. Die träge Masse des Stabes wird an seinen
Enden konzentriert angenommen. Dann kann die Be-
wegung des Stabes durch eine gewöhnliche Differen-
tialgleichung beschrieben werden.
3. Es gebe keinen Gitterstrom. Der Schwingungs-
strom sei frei von Oberschwingungen.
7) A. E. Kennely and G. W. Pierce: The impedance of
telephone receivers as effected by the motion of their rede
Proc, Am. Acad. of Arts and Sciences 48, S, 113—151, 1912, Nr. 6
220
4. Die Schwingungen seien so langsam, daß die
Kapazitäten zwischen den Elektroden der Röhre zu
vernachlässigen sind.
Bezeichnungen:
m = effektive Masse des Stabes. Sie be-
stimmt sich durch die Vergleichung
der genauen Schwingungs - Gleichung
des Stabes (partielle Differential-
gleichung) mit der angenäherten
Gleichung:
mgt ra- qae A cos ot
W. Cady?) hat dies für einen Stab mit recht-
eckigem Querschnitt durchgerechnet. Seine Resultate
sind auch auf unseren Fall anwendbar. Auf etwas
andere Weise wurde ein derartiges Problem von
N. N. Andréeff?’) behandelt.
r = mechanischer Widerstandskoeffizient,
S = Querschnitt des Stabes in cm?,
2 = halbe Länge des Stabes,
Any = mechanischer Dämpfungskoeffizient,
B, = Induktion, die durch ein konstantes
Magnetfeld hervorgerufen wird,
B = Induktion, die durch ein magnetisches
Wechselfeld hervorgerufen wird; sie
besteht aus zwei Teilen:
B; = der durch das Feld eines Schwin-
gungsstromes hervorgerufenen In-
duktion,
B= der Induktion des magnetostriktiven
Effektes,
e = EMK der Magnetostriktion.
$ 3. Pierce legt die angenäherten linearen Ge-
setze der Magnetostriktion zugrunde, und zwar:
1. Die magnetostriktive Kraft ist dem magnetischen
Wechselfluß proportional: F=aBS
wo B=-B+% ist.
2. Die Induktion des magnetostriktiven Fffektes ist
der Deformation des Stabes proportional: W == a-
Daraus folgert Pierce für die EMK der Magneto-
striktion:
(=; (1)
wo
= Q
Zm =r 4] wm — (2)
der komplexe mechanische Widerstand des Stabes
ist. Hier bedeutet © den Strom in der Spule; A und O
sind konstante Koeffizienten, die sowohl von der
Natur des Materials des Stabes, als auch von den
elektrischen Eigenschaften der Schaltung abhängen.
Falls an den magnetostriktiven Stab zwei ver-
schiedene Spulen angesetzt sind, so sind die EMKe
c’ und e”, die in den Spulen durch die Aenderung von
9 hervorgerufen werden, verschieden. Man kann
schreiben
(3)
8) W. Cady, A Note in Physical Review 15, S. 146—147.
Nr. 2. Derselbe, Theory of longitudinal vibrations of viscous rods.
Phys. Review 19, S. 1—6, 1922, Nr. 1.
») N. N. Andre&eff: On a reduced aequation of a’ string,
Journal of applied Physics. Moskau 4, S. 21—26, 1927, Nr. 1.
[4
e” =at,
L. S. Freimann:
wo a ein Koeffizient ist, der größer, gleich oder
kleiner als 1 sein kann.
Die Gleichung (1) kann auch in folgender Form
geschrieben werden:
c = Zi (4)
Wenn man den Stab durch eine ihm äquivalente,
elektrische Schaltung (Bild 1) darstellt, so erhält man:
ern
C|R+ (om 2)]
wobei man K als klein gegen œ L ansehen kann.
(5)
Bild 1.
Ersatzschaltung des magnetostriktiven Stabes.
Man erhält daraus folgende Beziehungen zwischen
den mechanischen und den äquivalenten elektrischen
Größen: P
=% |
=" 6
2.»
R= ng
Bild 2 zeigt die den folgenden Betrachtungen
zugrunde liegende Schaltung eines magnetostriktiven
U
Bild 2.
Prinzipielle Schaltung des magnetostriktiven Generators.
Generators. Hierin bezeichnet P einen Stab aus
magnetostriktivem Material, ¿ den Strom in der
Spule L, des Schwingungskreises, é die EMK der
Magnetostriktion, die in der Spule L, hervorgerufen
wird, e” die EMK der Maenetostriktion in der Gitter-
spule L..
Die Gitterspannung setzt sich aus der EMK der
gegenseitigen Induktion jwAi, und der EMK der
Magnetostriktion e” = ae’ = aZi, zusammen; der
Spannungsabfall andererseits hält der Spannung aı
der Anode im komplexen Widerstande
Z,=R, + jwLı (7)
|
|
Die angenäherte Theorie des magnetostriktiven Generators.
~ und die EMK der. Magnetostriktion e’ = Zi, das
Gleichgewicht. Demgemäß kann die Schaltung von
~- Bild 2 durch die Ersatzschaltung von Bild 3 ersetzt
werden, wo PV einen Phasenverschieber mit dem
Koeffizienten a=] bedeutet.
e
Die Bedingung für Selbsterregung?®) schreiben wir
in folgender Form:
€, cE R;-- Ra
Ca Fa =
wo €, und!®. die Spannungsvektoren am Gitter und
an der Anode R; den inneren Widerstand und Ra
den vektoriellen Widerstand im Anodenkreise be-
zeichnet. Nach Bild 3 ist
_ %(4+2)
n= ZAF K
1
wo Z. = P den Widerstand des Kapazitäts-
1
zweiges C, darstellt.
Bild 3.
Ersatzschaltung des magnetostriktiven Generators.
Wie erwähnt, bestehen also die Beziehungen
E, =j w Miü-+taZi (10)
Ca =Z iti (11)
Aus (9), (10), (11) und (8) erhalten wir nach ein-
fachen Umformungen:
} w M a Z F = R;
en +A+nlı+z) 12
c
Dies ist die Gleichung des magnetostriktiven
Generators.
$4. Sonder-Fälle:
-M= 0, 9; a=],
Der Fall M=0 tritt ein, wenn der Resonator in
der dritten harmonischen Schwingung (Bild 4) erregt
wird. Dann zerfällt die Anodenspule in zwei gleiche
Teile I u. II, die in der Gitterspule gleiche und ent-
gegengesetzte EMKe induzieren. Im oberen Teile des
Bildes ist die Verteilung der longitudinaden Defor-
mationen längs des Stabes für diesen Fall dargestellt.
10) H. Barkhausen: Elektronenröhren, Bd. lI, T.IV, $ 14.
221
Die Gleichung (12) geht über in
Z E
p RkrZärtZ (13)
Es ist zu beachten, daß diese Gleichung mit der-
jenigen, die Y. Watanabe?!) für einen Stimm-
gabelgenerator mit einer ähnlichen elektrischen
Ersatzschaltung abgeleitet hat, völlig zusammenfällt.
Die Gleichung (13) gibt ihrerseits zwei Gleichungen:
die Frequenzgleichung
Bild 4.
Erregung des Stabes im dritten Obertone.
der Longitudinaldeformationen längs des Stabes.
Oben: Verteilung
m? 1l En 1 BR
an? A E Am (14)
1 + 7, 1+ 7,
und die Kopplungsgleichung!?)
r (R; + R) n\®
er as h+) (15)
In den Głeichungen (14) und (15) bezeichnen:
R
A= F den Dämpfungskoeffizienten des elek-
trischen Aequivalentkreises (Bild 1),
an den Dämpfungskoeffizienten des
Anodenkreises,
x = . den Verstärkungskoeffizienten der
Röhre,
ð = Er das logarithmische Dekrement des
Anodenkreises.
I. Einflußvon Mu.o:
M+0;,CG=0; «#1;
Gleichung (12) geht über in
+2(5- = R+Z
11) Y. Watanabe: Ueber die vermittels einer Stimmgabel
erregten Röhrenosziilatoren. Ztschr. f. Hochfrequenztechnik 32,
S. 116—121, 1928, Nr. 4.
12) Vgl. damit die Gleichungen (13) und (15) der erwähnten
Arbeit von Y., Watanabe,
(16)
222
Gleichungen (14) und (15) gehen über in
L. S. Freimann: Die angenäherte Theorie des magnetostriktiven Generators.
Wir möchten bemerken, daß für S = 0O, R, =—R,
1 | = Const wird. Bei genügend geringen Dämpfungs-
w _ = | (17) dekrementen läuft das Vektorende des Widerstandes
w 1+— Z fast um den ganzen Kreis herum, bei einer so
4, kleinen Frequenzänderung, daß der rechte Teil (19),
und d. h. 8,, von der Frequenz bis zu kleinen Prozent-
> teilen nicht abzuhängen scheint. In diesem Falle ge-
(z -5) RX nügt es, den Zusammenhang des 3, von S und C, zu
A R:+R, 1 1 D) (18) untersuchen. Trägt man diesen Zusammenhang in ein
r ax—l us (R: +R) komplexes Diagramm ein, so wird er durch zwei sich
, = untereinander schneidende Kurvenscharen dargestellt.
Hierbei ist Von diesen besteht die eine Schar aus den Linien,
R-+R längs welchen C, sich ändert bei S = Const. In der
4, = M anderen Schar ändert sich S längs jeder Linie bei
2 iz Cı = Const. Als Ergebnis erhält man das Diagramm
von Bild 5.
Man sieht daraus, welchen Einfluß M und a auf die Ya
Größe der Parameter L, und x haben. Schreiben wir $
l. M ' 40
ze lı — p7h C- 035 30
so kommen wir zu den Gleichungen (14) und (15)
zurück.
§ 5 Derallgemeine Fall:
M+0; C, +0; #1;
Auf Grund der Ausführungen in Abschnitt II, § 4,
können wir die Gleichung (12) so schreiben:
DR+A+alı +) am
oder
z=-!+2,+2) +32) (19)
Indem wir die Steilheit S=5- 10-4 7 DE 26;
CZ 10-° E und œ = 1,414: 10*annehmen”®), dürfen wir
D gegen ——- vernachlässigen, da D von jenem Wert
5 P
weniger als 1% darstellt. Dann gibt die Gleichung (19°)
= l+jo CZ,
8$-joC,
Die linke Seite wird durch den Resonanzkreis
graphisch dargestellt, wovon in $ 2 die Rede war.
Man muß dabei beachten, daß sein Hauptdurchmesser
laut (19) mit der reellen Achse zusammenfällt. In
Wirklichkeit ist diese Bedingung, wie man aus der
Arbeit von K. Ch. Black ersieht, nicht erfüllt: der
Hauptdurchmesser ist gegen die reelle Achse um einen
Winkel — 8 geneigt, so daß wir in (19) statt Z, Ze-/P
schreiben müssen.
Nach einfachen Umformungen läßt sich die rechte
Seite in folgender Form darstellen:
(19)
3 =R, +j X (20)
R n SA—oL, C)— o? CR
= oC
x _oGl—otL,C)+oGRS 2)
= S+ wC?
13) Diese Zahlenwerte sind im Diagramm Abb. 5 benutzt
worden.
4
C, IOF
100 3% 80 70 60 So +o Fra
- A |
S-07% 05
40 55 0 To &æ mw mo
—— ta
oo 20 30
S
150
03 Qil So
Q05
Bild 5.
Vektordiagramm des magnetostriktiven Generators.
Aus dem Bild 5 ersieht man ohne weiteres, daß
die Schwingungen des Stabes (mit Ausschluß der
seltensten Ausnahmen) nur für C, >C,, entstehen
können, d. h. nur wenn der Anodenschwingungskreis
auf cine Frequenz unterhalb der jeweiligen Resonanz-
frequenz abgestimmt ist. Man sieht weiter, daß eine
Vermehrung der Verluste im Anodenkreise R, (inkl.
Verluste infolge von Hysteresis und von Wirbel-
strömen im Stabe) das Gebiet von Selbsterregung ein-
schränkt; umgekehrt wird es durch Ver-
größerung von ß erweitert.
eine
Wenn die Linie S = S (Anfangssteilheit) den
Kreis nicht schneidet, so werden die ,„,Oscillator-
Schwingungen‘“'*) nicht erregt, sondern umgekehrt, die
„Zieh - Schwingungen“ können stattfinden. Nehmen
wir z. B. an, daß die Anfangssteilheit der Röhre
So = 7.10 Falls die
V
E 14) Unter den „Oscillator-Schwingungen sind diejenigen zu
verstehen, deren Auftreten ohne Stab unmöglich wäre.
ist. Schwingungen im
Wilhelm Geyger: Ein komplexer Wechselstromkompensator für mittlere Frequenzen.
A
- Generator ohne Stab bei der Steilheit S = 5.10—* y
- bestehen, muß das Leistungsdiagramm Wa dieselbe
: Form haben wie in Bild 6. Wenn aber die Linie S,
- den Kreis schneidet, so können auch Schwingungen
: erregt werden, für welche die graphische Darstellung
: der Frequenz und des Anodenstromes in Bild 7 an-
~ gegeben ist.
&
0,95 1,00 1,05 110 115 120 €
Bild 6.
` Leistungsdiagramm des Generators ohne magnetostriktiven Stab,
Zum Vergleich seien die experimentell gefundenen
Werte aus Pierces Arbeit angeführt. Es kann
natürlich nur von einem qualitativen Zusammenfall
der Diagramme die Rede sein, da 1. der obere Teil
des Bildes auf willkürlichen Angaben aufgebaut ist,
die für den von Pierce angegebenen Generator
vielleicht nicht gelten, 2. die graphische Darstellung
von S nicht eindeutig diejenige des Anodenstromes
definiert; endlich auch 3., weil der Einfluß des Gitter-
stromes unbeachtet blieb. Von diesem Standpunkte
aus sind zu beachten 1. Größe und Richtung der
Frequenzänderungskurve, 2. die Schwinggebiete des
Stabes und die allgemeine Kurvengestalt, 3. die Art
der Zunahme und das Abreißen der Leistung. Im
großen und ganzen stimmen unsere Diagramme mit
denjenigen von Pierce überein.
Der Verfasser spricht seinen aufrichtigen Dank
Herrn Prof. N. N. Andre&eff für die aufmerksame
und wertvolle Kritik des vorliegenden Aufsatzes aus,
sowie Herrn J. B. Kobzareff für die liebens-
223
würdigen Hinweise auf einige wesentliche Seiten der
Frage.
e
C,
1 19 20 8ı 28 8 27 SS 26 7 28 29 30 31 32
Bild 7.
Vergleich der theoretischen Kurven mit den Messungen von
G. W. Pierce.
Zusammenfassung.
Auf Grund der von Pierce ausgeführten
Bewegungsgleichung eines magnetostriktiven Stabes
wird seine elektrische Ersatzschaltung angegeben.
Ferner werden die Bedingungen für die Selbst-
erregung des magnetostriktiven Generators abgeleitet
und graphische Darstellungen seiner Wirkungsweise
im Schwingbereich und im Ziehbereich mitgeteilt.
Endlich ist die qualitative Uebereinstimmung mit dem
früher erhaltenen Ergebnis gezeigt.
Leningrad,
Physikalisch-Technisches Staatslaboratorium,
Abteilung für technische Akustik.
(Eingegangen am 24. Juni 1929.)
Ein Komplexer WechselstromKompensator
für mittlere Frequenzen.
Von Wilhelm Geyger.
Inhaltsübersicht:
Einleitung,
Prinzip des Kompensators,
Aufbau und Abmessungen der Lufttransformatoren,
Eichung der Lufttransformatoren,
Schaltung des Kompensators,
Zusammenfassung.
Einleitung.
Die Bestimmung der Amplitude und Phase einer
Wechselspannung nach der Methode der komplexen
Kompensation wird bekanntlich in der Weise aus-
geführt, daß die zu untersuchende Wechselspannung
kompensiert wird durch eine in bezug auf Amplitude
und Phase veränderbare Vergleichsspannung, welche
aus zwei hintereinander geschalteter, um 90° in der
Phase gegeneinander verschobenen Teilspannungen
zusammengesetzt ist. Bei der Messung werden die
beiden von einem komplexen Wechselstromkompen-
sator erzeugten Teilspannungen so lange geändert,
bis die zusammengesetzte Spannung die zu prüfende
Spannung kompensiert.
Wilhelm Geyger:
A ne E mm nl nn aaa m a a e iiei
EZ IIa eaae ai a aaa iaa aaa
Bei dem komplexen Kompensator von A. Lar-
sen!) wird die eine Teilspannung durch Schleif-
kontakte an einem geeichten Meßdraht abgegriffen,
welcher mit der Primärspule eines in der Kopplung
veränderlichen eisenfreien Transformators in Reihe
geschaltet ist, während die andere Teilspannung durch
die in der Sekundärspule dieses Transformators indu-
zierte EMK dargestellt wird. Ein von Douglas
C. Gall?) angegebener Wechselstromkompensator
ermöglicht, die beiden Teilspannungen an zwei mit
Stromwendern versehenen Kompensationsapparaten
einzuregulieren, die von zwei um 90° in der Phase
gegeneinander verschobenen Strömen durchflossen
werden. Bei dem vom Verfasser ausgebildeten
„Schleifdraht - Wechselstromkompensator‘“”) werden
die beiden Teilspannungen als stetig regelbare
Spannungsabfälle an zwei kalibrierten, mit Schleif-
kontakten versehenen Meßdrähten abgegriffen, an
welchen zwei um 90° gegeneinander phasenverscho-
bene Wechselspannungen von gleicher Amplitude
wirksam sind. Die Mittelounkte der beiden Meß-
drähte sind miteinander leitend verbunden. und es
lassen sich an je zwei der vier Meßdrahthälften, die
den Achsen eines rechtwinkligen Koordinatensystems
entsprechen, Kompensationsspannungen beliebiger
Phase abgreifen, so daß ohne Zuhilfenahme von
Stromwendern Spannungen in allen vier Quadranten
kompensiert werden können.
Werden diese Ausführungsformen des komplexen
Kompensators für die Messung sehr kleiner Spannun-
een bei mittleren Frequenzen verwendet. so zeigt
sich. daß die Vermeidung von Störwirkungen durch
in der Meßanordnune sich aussleichende kapazitive
Ströme in manchen Fällen schwierig ist. Solche Stör-
wirkungen werden hauptsächlich dadurch verursacht,
daß der Stromkreis des MeßRohiektes und der Kom-
pensatorstromkreis. also zwei Stromkreise. die unter
Umständen sehr verschiedenes Potential gegen Erde
haben können, durch die Komvensationsleitungen gal-
vanisch miteinander verbunden werden. Das Anlegen
einer Hilfserdune (7. B. einpolige Erdung des als Null-
instrument dienenden Vihrationsealvanometers oder
Telephons) ist oft nicht möglich. da das Meßobjekt an
einer gegebenen Stelle bereits geerdet ist oder eine
bestimmte Potentialverteilung aufweist, die bei der
Messung nicht geändert werden darf.
Um die galvanische Verbindung zwischen Meß-
objekt und Kompensationskreis zu vermeiden, hat
Pages‘) den Vorschlag gemacht, die zu messende
und die zur Kompensation dienende Wechselspannung
nicht unmittelbar gegeneinander zu kompensieren,
sondern unter Zwischenschaltung von Flektronen-
röhren auf Amplituden- und Phasengleichheit einzu-
stellen. Bei Verwendung von Flektronenröhren ist es
außerdem möglich. die Verstärkereigenschaften der
Röhren zu benutzen. um. z. B. bei der Messung
extrem kleiner Sirom- und Spannungswerte. eine
ausreichende Fmopfindlichkeit der Einstellung zu er-
zielen. Pagès hat bei Benutzung eines Larsen-
schen Kompensators in Verbindung mit drei Elek-
1) Larsen. ETZ 31, S. 1039, 1910.
2) Electrician 90, S. 360. 1993.
3) Geyger, ETZ 45, S. 1348, 1924 und Arch. f. Elektrot. 17,
S, 213, 1926.
4) Pages, Journ. de phys. et le Radium (6) 6, S. 52. 1925
und Revue generale de l'électricité 19, S. 381, 1926.
naaa eaae nn a eaaa m e e ŘĖŐ—
a_a tik mtl le DU nn
tronenröhren Ströme von der Größenordnung 10-
Ampere auf einige Prozent genau gemessen. Seine
Apparatur, die im Laboratorium der Societe d’Etudes
pour Liaisons téléphoniques et telegraphiques aus-
gebildet wurde, ist in der erwähnten Arbeit?) ausführ-
lich beschrieben.
Eine andere, wesentlich einfachere Möglichkeit zur
Vermeidung von kapazitiven Störströmen besteht
darin, daß man einen komplexen Kompensator be-
nutzt, welcher so beschaffen ist, daß diejenigen Teile,
an denen die beiden zur Kompensation dienenden
Teilspannungen abgenommen werden, von den
übrigen Teilen des Apparates vollkommen isoliert
sind. Im folgenden wird eine zweckmäßige Aus-
führungsform eines solchen Kompensators be-
schrieben, die sich bei Messungen mit Frequenzen
von 500 bis 5000 Hertz sehr gut bewährt hat.
Prinzip des Kompensators.
Der Apparat beruht auf dem vom Verfasser in
einer früheren Arbeit?) angegebenen Meßprinzip,
welches darin besteht, daß die beiden zur komplexen
Kompensation dienenden Teilspannungen dargestellt
werden durch zwei um 90° in der Phase gegenein-
ander verschobene und in bezug auf Größe und Rich-
tung einzeln regelbare EMKe, welche in den
Sekundärspulen zweier in der Kopplung kontinuier-
lich veränderlicher. eisenfreier Transformatoren
(Lufttransformatoren) induziert werden, deren Primär-
spulen von zwei um 90° gegeneinander phasen-
verschobenen Strömen durchflossen werden. Um
ohne Zuhilfenahme von Stromwendern Spannungs-
vektoren in allen Quadranten kompensieren zu
können, werden dabei als Lufttransformatoren zwei
gleichartige Drehspul-Variatoren für gegenseitige In-
duktion verwendet, welche kontinuierlich veränder-
bare Teilspannungen nositiven und negativen Vor-
zeichens zwischen Null und dem Höchstwert einzu-
stellen und an entsprechend geeichten Skalen un-
mittelbar abzulesen gestatten. Durch geeignete
Dimensionierung der rechteckig geformten fest-
stehenden und drehbaren Variatorsnulen wird ein
praktisch linearer Verlauf dieser Skalen erzielt.
Bei der Messung werden durch Drehen der dreh-
bar angeordneten Primärspulen der T.ufttransforma-
toren die beiden in den feststehenden Sekundärsnulen
induzierten EMKe so lange geändert, bis das Null-
instrument (Vibrationsgalvanometer oder Telephon)
Stromlosigkeit anzeigt. Die beiden gleichartig be-
schaffenen Sekundärspulen sind derart in Reihe gce-
schaltet. daß die von elektromarnetischen Fremd-
feldern in diesen Spulen etwa induzierten FEMKe
regeneinander wirken. sich also gegenseitig voll-
kommen aufheben. Diese astatische Anordnung der
Sekundärspulen stellt einen sehr wirksamen Schutz
gegen Fremdfeldeinflüsse dar.
Da die Sekundärspulen, an denen die beiden zur
komplexen Kompensation dienenden Teilsnannungen
abgenommen werden. von den übrigen Teilen des
Apparates isoliert sind. ist es ohne weiteres möglich.
den Kompensator und das Meßobiekt unmittelbar.
also unter Vermeidung von Isoliertransformatoren.
mit der Stromouelle zu verbinden. was die praktische
Durchführung der Messungen vereinfacht. Infolge der
) Pages, Revue generale de lélectricité 19, S. 384, 1926.
6) Geyger, Arch. f. Elektrot. 14, S. 566/567, 1925.
Isolierung der Sekundärspulen von den übrigen
- Teilen der Meßanordnung treten Störungen durch
Isolations- und Kapazitätsströme, Unsymmetrie der
Stromquelle usw. nicht auf; besondere Vorsichts-
- maßregeln (elektrostatische Abschirmungen u. dgl.)
EEA [4
sind daher im allgemeinen nicht erforderlich.
Von besonderem Vorteil ist der aus dem Meß-
prinzip sich ergebende konstruktiv sehr einfache, auch
einer derberen Behandlung angepaßte Aufbau, bei
- dem mechanisch empfindliche Teile, wie Meßdrähte,
- Schleifkontakte usw., vermieden werden.
- Dau
Aufbau und Abmessungen der Luft-
transformatoren.
Bild 1 zeigt in schematischer Darstellung den Auf-
der Lufttransformatoren. Die feststehende
Z ra S
CC LEDIGLICH LLC d
ai
Bild 1.
Aufbau der Lufttransformatoren.
Sekundärspule Sr besteht aus zwei gleichartigen,
nebeneinander angeordneten und in Reihe geschal-
teten Teilen, zwischen denen sich die Achse A der
drehbaren Primärspule Sp befindet. Die beiden Teile
der Sekundärspule werden mittels Backen B aus
Bild 2.
Abmessungen der Sekundärspule Sr.
Isolationsmaterial an den flachen, aus Pertinax her-
gestellten Spulenträgern T des Apparates angepreßt
und unbeweglich festgehalten. Am oberen Ende der
Achse A ist der Drehgriff G und der über einer
Skala S sich bewegende Messerzeiger Z befestigt.
Die Skala sitzt auf der Pertinax-Deckplatte D eines
Holzkastens, in welchem die beiden Lufttransforma-
toren untergebracht sind.
Die äußeren Abmessungen der beiden feststehen-
den, nebeneinander angeordneten Teile der Sekundär-
spule sind aus Bild 2 (Maße in mm) ersichtlich. In
Tabelle I sind für die Gebrauchsfrequenzen 500 und
5000 Hertz die Wicklungsdaten dieser Spule sowie die
diesbezüglichen Induktivitäts- und Widerstandswerte
Ein komplexer Wechselstromkompensator für mittlere Frequenzen.
225
zusammengestellt. Die beiden Spulenhälften werden
unter Zugabe von flüssigem Paraffin auf einem ge-
eigeneten Wickelfutter gewickelt und nach Fertig-
stellung der Wicklung und Entfernung des Wickel-
futters mit Seidenband bandagiert.e Die so her-
gestellten Spulen haben genügende mechanische
Festigkeit; eine Deformation derselben ist aus-
geschlossen, zumal ihre Vertikalseiten durch die zur
Befestigung der festen Spulen dienenden Klemm-
backen (B in Bild 1) versteift und in ihrer Lage un-
veränderlich festgehalten werden.
Tabelle I: Daten der Sekundärspule Sr.
Gebrauchs- | Windungs- | Wicklungs- | Induk- | Wider-
frequenz zahl material tivität stand
a a e e a aA a A A Ten E GAA AERA A N a E E e = ==
728 (2x 26 | Kupferdraht ur
500 Hertz | Lagen zu je 0,5 mm en ?| 12 Ohm
14Windungen | Durchmesser y
| 240 (2X15 | Kupferdraht S
5000 Hertz | Lagen zu je 0.9 mm a : 1,3 Ohm
8 Windungen | Durchmesser y
Die drehbare Primärspule hat die aus Bild 3
(Maße in mm) ersichtlichen Abmessungen. In Tab. II
sind für die Gebrauchsfrequenzen 500 und 5000 Hertz
die Wicklungsdaten dieser Spule sowie die dies-
bezüglichen Induktivitäts- und Widerstandswerte zu-
Bild 3.
Abmessungen der Primärspule Sn.
sammengestellt. Die Primärspule wird auf einen
Hartgummi-Spulenkörper, dessen Abmessungen aus
Bild 3 ersichtlich sind, unter Zugabe von flüssigem
Paraffin aufgewickelt und dann auf der Achse be-
festigt.
Tabelle II: Daten der Primärspule Sp.
Gebrauchs-
Windungs- | Wicklungs- | Induk- | Wider-
frequenz zahl material tivität stand
nn 160 (8 Lagen Kupferdraht | rn u
500 Hertz | zu je 0,4 mm 110] 2,7 Ohm
20Windungen |Durchmesser "y
| |
. 48 (4 Lagen | Kupferdraht 5
5000 Hertz! zuje 7mm 710°} 0,25 Ohm
12Windungen | Durchmesser y
Eichung der Lufttransformatoren.
Um die beiden Teilspannungen nach erfolgter
Kompensation an den Skalen des Kompensators in
elektrischen Spannungseinheiten unmittelbar ablesen
zu können, müssen die Lufttransformatoren geeicht
werden. Zu diesem Zwecke wird die gegenseitige
Induktivität der Lufttransformatoren bei verschiede-
nen Winkelstellungen der Drehspule in einer Kom-
pensationsschaltung’) gemessen.
1) Vgl. z.B. Geyger, Arch. f. Elektrot. 14, S. 560/561, 1925
und Arch. f. Elektrot. 17, S. 71/78, 1926.
226
Wilhelm Geyger: Ein komplexer Wechselstromkompensator für mittlere Frequenzen.
Bild 4 zeigt den Verlauf der Skala bei einem
Kompensator für 500 Hertz. Steht die Windungs-
ebene der Drehspule senkrecht zur Windungsebene
der festen Spule („Mittellage‘“ der Drehspule),. so ist
die gegenseitige Induktivität dieser Spulen gleich
Null (Nullpunkt der Skala). Wird die Drehspule nach
rechts oder links aus ihrer Mittellage abgelenkt, so
wird in der Drehspule eine Spannung (mit positivem
bzw. negativem Vorzeichen) induziert, welche der je-
weilig eingestellten gegenseitigen Induktivität pro-
portional ist. Wie aus Bild 4 ersichtlich, entspricht
Bild 4.
Verlauf der Skala bei einem Kompensator für 500 Hertz.
einem Ablenkungswinkel ap = + 60° eine gegen-
seitige Induktivität von + 1,6 X 10— Henry. Die Ab-
weichungen des durch Eichung ermittelten Skalen-
verlaufs von dem bei vollkommener Proportionalität
sind sehr gering: die größte Abweichung beträgt 1%
des Skalenendwertes.
Bezeichnet J; den in der Primärspule fließenden
Strom, œw die Kreisfrequenz und y die jeweilig ein-
gestellte gegenseitige Induktivität, so ergibt sich die
in der Sekundärspule induzierte Spannung E aus der
Gleichung
E == J.w.n.
Für 500 Hertz (» = 3140) und«p = + 60° ergibt sich
E = J.3140.1,6.10"° = J.5,02 Volt.
Der Meßbereich des Kompensators kann also durch
Aendern des Primärstromes J leicht verändert wer-
den. Da die Primärspule, ohne daß eine übermäßige
Erwärmung dieser Spule zu befürchten wäre, mit
0,4 Ampere belastet werden darf — der Eigen-
verbrauch der Primärspule bei J = 0,4 Ampere be-
trägt etwa 0,4 Watt —, so ergibt sich für jene Teil-
spannung als Höchstwert
E=0,4.5=2 Volt.
Bei dem Kompensator für 5000 Hertz ist die pri-
märe Windungszahl 3,3’'mal so klein, die sekundäre
Windungszahl 3,03 mal so klein, und somit das Pro-
dukt dieser Windungszahlen 10 mal so klein wie bei
dem Kompensator für 500 Hertz. Einem Ablenkungs-
winkel ap = + 60° entspricht hier eine gegenseitige
Induktivität von + 1,6 X 10—+ Henry, und es gilt für
5000 Hertz (o = 31 400) und «p = + 60°
E = J .31 400. 1,6.10—* = J.5,02 Volt.
Die Primärspule darf bei diesem Apparat ohne
weiteres mit 1,2 Ampere belastet werden, so daß sich
für jene Teilspannung als Höchstwert
E=12.5=6 Volt
ergibt.
Schaltung des Kompensators |
Die Schaltung des Kompensators ist so zu wählen,
daß die beiden in den Sekundärspulen induzierten
EMKe um 90 gegeneinander phasenverschoben sind,
Eine hierzu geeignete Schaltung ist in Bild 5 dar-
gestellt. Die Primärspulen Spı und Spa sind über eine
eisenfreie Induktivität L bzw. über einen olımschen
Widerstand R, dem eine Kapazität © parallel ge-
schaltet ist, mit der Stromquelle verbunden, an
Bild 5.
Schaltung des Kompensators,
welche das Meßobjiekt ebenfalls angeschlossen wird.
Die Sekundärspulen Srı und Sra sind astatisch in
Reihe geschaltet und über das Nullinstrument N
(Vibrationsgalvanometer oder Telephon) mit den-
jenigen Punkten des Meßobiektes verbunden, zwischen
denen die zu untersuchende Wechselspannung Es
wirksam ist.
Das Vektorendiagramm in Bild 6 zeigt die
Phasenverhältnisse bei dieser Anordnung. Die zur
Bild 6.
Diagramm der Ströme und Spannungen.
Kompensation dienenden ZMKe E, und E, sind gegen
die in den Primärspulen Spı und Spsfließenden Ströme
Jı und J, um 90° phasenverschoben. Es kommt dem-
nach darauf an, die Größen L, R und C so zu be-
messen, daß die Ströme Jı und J, gleiche Strom-
stärke besitzen und um 90° gegeneinander verschoben
sind, was leicht erreicht werden kann.
|
Zusammenfassung. |
Es wird ein komplexer Wechselstromkompensator |
für mittlere Frequenzen (500 bis 5000 Hertz) be-
schrieben, welcher so beschaffen ist, daß diejenigen
Teile, an denen die zur Kompensation dienenden Teil- |
spannungen abgenommen werden, von den übrigen
Teilen des Apparates vollkommen isoliert sind. Dit
beiden Teilspannungen werden dargestellt durch zwei
um 90° in der Phase gegeneinander verschobene un
in bezug auf Größe und Richtung einzeln regelbare
Hanns von Hartel: Eine neue Braun’sche Röhre. 227
EMKe, welche in den Sekundärspulen zweier in der
Kopplung kontinuierlich veränderlicher, eisenfreier
Transformatoren (Lufttransformatoren) induziert wer-
.den, deren Primärspulen von zwei um 90° gegenein-
ander phasenverschobenen Strömen durchflossen
werden. Um ohne Zuhilfenahme von Stromwendern
Spannungsvektoren in allen Quadranten kompen-
sieren zu können, werden dabei als Lufttransforma-
toren zwei gleichartige Drehspulvariatoren für gegen-
seitige Induktion verwendet, welche kontinuierlich
veränderbare Teilspannungen positiven und negativen
Vorzeichens zwischen Null und dem Höchstwert ein-
zustellen und an entsprechend geeichten Skalen un-
mittelbar abzulesen gestatten. Durch geeignete
Dimensionierung der rechteckig geformten fest-
stehenden und drehbaren Variatorspulen wird ein
praktisch linearer Verlauf dieser Skalen erzielt.
Bei der Messung werden durch Drehen der dreh-
bar angeordneten Primärspulen der Lufttransforma-
toren die beiden in den feststehenden Sekundär-
spulen induzierten EMKe so lange geändert, bis das
Nullinstrument (Vibrationsgalvanometer oder Tele-
phon) Stromlosigkeit anzeigt. Die beiden gleichartig
beschaffenen Sekundärspulen sind derart in Reihe ge-
schaltet, daß die von elektromagnetischen Fremd-
feldern in diesen Spulen etwa induzierten EMKe
gegeneinander wirken, sich also gegenseitig voll-
kommen aufheben. Infolge der Isolierung der
Sekundärspulen von den übrigen Teilen der Meß-
anordnung treten Störungen durch Isolations-
und Kapazitätsströme, Unsymmetrie der Strom-
quelle usw. nicht auf; besondere Vorsichtsmaßregeln
(elektrostatische Abschirmungen u. dgl.) sind daher
im allgemeinen nicht erforderlich. Von besonderem
Vorteil ist der aus dem Meßprinzip sich ergebende
konstruktiv sehr einfache, auch einer derberen Be-
handlung angepaßte Aufbau, bei dem mechanisch
empfindliche Teile, wie Meßdrähte, Schleifkontakte
usw., vermieden werden.
(Eingegangen am 10. August 1929.)
Eine neue Braun ’sche Röhre.
Hanns von Hartel, Berlin.
Im Laboratorium Manfred von Ardenne wurde
von Manfred von Ardenne und dem Verfasser eine
Kathodenstrahl-Oszillographenröhre!) entwickelt, die
vor den bisher bekannten Braun'’schen Röhren
einige Vorzüge aufweist.
Bild 1.
Elektrodenanordnung der Braun’schen Röhre.
Das Prinzip eines Kathodenstrahl-Oszillographen
besteht bekanntlich darin, daß ein Elektronenstrahl
durch ein elektrisches oder magnetisches Feld aus
seiner geraden Bahn abgelenkt wird. Die Auftreff-
stelle des Strahles ist auf einem Fluoreszenzschirm
sichtbar. Wegen der Trägheitslosigkeit der Elektronen
folgt der Strahl auch den schnellsten elektrischen
Schwingungen, deren Kurvenform nach bekannten
Methoden auf diese Weise aufgenommen werden
kann.
1) Generalvertretung E. Leybold, Untervertreiung Charlotten-
burger Motorenges. Preis 200 Mark.
Das Bild 1 zeigt die Anordnung der Elektroden.
Innerhalb des Zylinders befindet sich eine auf der Ab-
bildung nicht sichtbare Glühkathode zur Erzeugung
der Elektronen. Diese werden durch eine positive
Spannung an der kreisförmigen Platte beschleunigt
und treten als Elektronenstrahl durch das Loch der
Platte. Zur Zentrierung des Strahles wird dem Zylin-
der eine negative Spannung erteilt, durch welche die
Elektronen zusammengehalten werden. Die zwei
Paare der Ablenkelektroden haben eine Kapazität von
nur einigen Zentimetern, was mit Rücksicht auf Mes-
sungen von Hochfrequenz-Spannungen, insbesondere
in Verbindung mit aperiodischen Verstärkern, wich-
tig ist.
Die Anordnung des Zylinders verhindert eine
Störung durch das Licht des Glühfadens. Weiter er-
möglicht gerade diese Anordnung die Erzeugung eines
sehr scharfen Brennfleckes, dessen Helligkeit zum
direkten Photographieren eines elektrischen Vorgan-
ges ausreicht.
Der Fluoreszenzschirm bcsteht aus einer Schicht
von geeignet vorbehandeltem Calzium-Wolframat.
Das blaue Fluoreszenzlicht ergibt eine besonders
starke Wirkung auf lichtempfindliche Schicht der nor-
malen Filme.
In der Röhre ist ein Gasrest gelassen, durch den
eine schärfere Einstellung des Brennfleckes erreicht
und der Einfluß von Wandladungen herabgesetzt wird.
Die im Gegensatz zu den lonenröhren geringen Be-
triebsspannungen und die Art des Gases bieten eine
Gewähr dafür, daß sich der Druck in der Röhre wäh-
rend des Betriebes nicht ändern kann.
Der Glühfaden der Röhre wird mit etwa 0,5 Volt
betrieben und verbraucht einen Strom von etwa 0,8
Ampere. Bei richtigem Betrieb ist das Licht des
Fadens kaum zu erkennen. Die Spannung an der
228 ur Wilhelm Geyger:
Anode beträgt zwischen 800 und 3000 Volt, je nach-
dern ob nur eine Sichtbarmachung oder eine direkte
Photographierung der Kurven gewünscht wird. Die
Spannung am Zylinder hat etwa den zehnten Teil der
Anodenspannung. Der genaue Wert dieser Spannung,
bei der die richtige Schärfe des Brennfleckes erhalten
wird, muß bei Inbetriebnahme der Röhre richtig ein-
gestellt werden und ist etwa abhängig von der Hei-
zung des Glühfadens.
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N
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Ra
Bild 2.
Anordnung zur Aufnahme von Wechselspannungskurven.
Der Strahl tritt durch die Ablenkelektroden gerad-
linig zum Fluoreszenzschirm. Er wird allerdings
durch das magnetische Feld der Erde etwas abgelenkt,
so daß der Punkt nicht in die Mitte des Schirmes fällt.
Das Erdfeld läßt sich aber leicht mit Hilfe eines
kleinen Stahlmagneten kompensieren und auf diese
Weise wird der Strahl auf die Mitte des Schirmes
gelenkt.
Die erforderlichen hohen Spannungen können
Anodenbatterien entnommen werden. Da die Röhre
im Betrieb nur Bruchteile eines Milliampers benötigt,
werden die Batterien nur sehr schwach belastet.
Wirtschaftlicher arbeitet man besonders bei Anwen-
dung von Spannungen über 1000 Volt bei Entnahme
der Spannungen aus dem Lichtnetz. Durch geeignete
Spannungsteilung kann gleichfalls die negative Zylin-
derspannung aus dem Netz entnommen werden. Eine
Heizung der Röhre mit Wechselstrom ist wegen der
Störung durch das magnetische Wechselfeld am
Faden nicht möglich.
Die Empfindlichkeit der Röhre entspricht einer
Ablenkung des Strahles um etwa ein Millimeter pro
Volt. Das Bild 2 zeigt eine Anordnung zur direkten
` photographischen Aufnahme von Wechselspannungen.
Bild 3.
Klangkurve des Vokals „=£“.
In Bild 3 ist ein mit dieser Röhre aufgenommenes Bild
des Vokales e wiedergegeben. Zur Aufnahme diente
ein Mikrophon mit Transformator ohne zusätzliche
Verstärkung.
Zusammenfassung.
Es wird eine Braun’sche Röhre mit Glühkathode
als Elektronenquelle und zwei gekreuzten Plattenelek-
troden zur elektrischen Ablenkung des Kathoden-
strahles beschrieben, deren Empfindlichkeit etwa
1 Millimeter pro Volt beträgt.
(Eingegangen am 2. Oktober 1929.)
Zusammenfassender Bericht.
Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
Von Wilhelm Geyger.
(Schluß*.)
Die bei den geoelektrischen Methoden benutzten
: Meßprinzipien.
Gleichstrommessungen. Bei dem im
Jahre 1912 von Schlumberger'*) eingeführten
Gleiclistromverfahren wurde der zu untersuchende
Untergrund über zwei Elektroden mit einem Gleich-
strom beschickt und die räumliche Verteilung von
Punkten gleichen Potentials an der Erdoberfläche
*) I. Teil ds. Zeitschr. 34, S. 184, 1929, Heft 5.
18) C, Schlumberger, „Etude sur la prospection du sous-sol‘,
Verlag Gautier-Villars, Paris 1920. Vgl. auch: D.R.P. Nr. 269 928
(6. November 1912).
durch Aufnahme von Aequipotentiallinien festgestellt.
Der Verlauf der aufgenommenen Aequipotentiallinien
wurde dann mit dem Verlauf der für einen elektrisch
homogenen Untergrund gültigen Aequipotentiallinien
(Normalbild) verglichen und aus den Abweichungen
vom Normalbild auf die Anwesenheit von Einlage-
rungen besserer oder schlechterer Leitfähigkeit ge-
schlossen.
Nach der Schlumbergerschen Methode muß-
ten, um die die Messungen störenden Wirkungen von
Polarisationserscheinungen und natürlichen Erd-
strömen auszuschalten, sog. unpolarisierbare Son-
a i
den!”) benutzt und die Pole der an die Elektroden
‚angelegten Stromquelle periodisch vertauscht werden.
Als Anzeigeinstrument für den Sondenstromkreis
konnte man nur ein hochempfindliches Galvanometer
verwenden. Dies waren Nachteile, welche die prak-
‚tische Durchführung solcher Untersuchungen sehr er-
schwerten. Es war daher naheliegend, an Stelle von
Gleichstrom Wechselstrom anzuwenden, da hier von
Polarisations- und Eigenströmen nicht beeinflußbare,
‚für den Feldgebrauch handliche und dabei elektrisch
hochempfindliche Anzeigeinstrumente (Telephon oder
Vibrationsgalvanometer) benutzt werden können, die
-sich gegenüber dem Gleichstromgalvanometer durch
erhebliche Widerstandsfähigkeit auszeichnen und, da
sie keine Trägheit besitzen, ein beträchtlich schnel-
leres Messen gestatten. Bei Verwendung von
Wechselstrom kann man die unbequemen und zer-
brechlichen unpolarisierbaren Sonden durch gewöhn-
‘Ihe, mechanisch widerstandsfähige Eisenstäbe er-
setzen und Verstärkervorrichtungen benutzen, welche
die Empfindlichkeit der Meßanordnung erheblich zu
steigern ermöglichen. Ferner ist es, wie bereits er-
wähnt, bei Anwendung von Wechselstrom möglich,
im Boden auf rein induktivem Wege Ströme zu er-
zeugen, sowie auch die von den Bodenströmen er-
“zeugten magnetischen Felder mittels Meßspulen
(Induktionsrahmen) auszumessen.
Wechselstrommessungen. Die Ver-
messung der Verteilung von Wechselstrom im Unter-
grunde bei geoelektrischen Untersuchungen wurde
zunächst in derselben Weise wie bei Verwendung von
Gleichstrom durchgeführt. Jahrelang wurde von den
meisten geophysikalischen Gesellschaften mit
Wechselstrom nach der Aequipotentiallinienmethode
gearbeitet. Da jedoch eine exakte Aufnahme von
Aequipotentiallinien bei Wechselstrom prinzipiell nicht
möglich ist, mußten andere Wege beschritten werden,
um die bei Wechselstrom auftretenden elliptisch
polarisierten Strömungsfelder einwandfrei untersuchen
zu können. Bei Sondenmessungen mußte man dazu
übergehen, die im Untersuchungsgebiete an den
Sonden auftretenden Wechselspannungen nach Größe
und Phase zu messen, und zwar so, daß bei den
Messungen dem Boden kein Strom entnommen wird.
Ebenso mußten bei der Ausmessung der von den
Bodenströmen erzeugten elliptisch polarisierten
magnetischen Felder mittels Induktionsrahmen, die
‚am Rahmen auftretenden Wechselspannungen nach
; Größe und Phase gemessen werden, und zwar derart,
daß dieser bei den Messungen stromlos ist.
Das für derartige Messungen geeignetste Meß-
verfahren ist die Kompensationsmethode, die ermög-
licht, die Amplitude der Sonden- bzw. Rahmen-
spannung und ihre Phasenverschiebung gegen eine
Vergleichsspannung oder einen Vergleichsstrom mit
großer Genauigkeit zu messen. Mit der Anwendung
der Kompensationsmethode bei geovelektrischen Unter-
suchungen mit Wechselstrom trat die Entwicklung
der geoelektrischen Methoden in ein neues Stadium.
19) Diese Sonden bestehen im wesentlichen aus einem porösen
Tongefäß, das z. B. eine konzentrierte’ Lösung von Kupfersulfat
enthält, in welche eine Kupferstange eintaucht (vgl. z. B. D.R.P.
Nr. 269928). Es bleiben jedoch selbst bei guten Sondenkon-
struktionen dieser Art noch Störspannungen durch Konzentrations-
. ketteneffekte übrig.
Zusammenfassender Bericht. Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
229
Wird dem Untergrunde mittels Elektroden ein
Wechselstrom zugeführt, so treten folgende Ströme
und magnetischen Felder auf:
1. Der Strom in den Zuführungsleitungen zu den
Elektroden (Leitungsstrom) und sein magne-
tisches Feld.
2. Der im Untergrunde zwischen den Elektroden
fließende Strom und sein magnetisches Feld.
3. Die vom magnetischen Felde des Leitungs-
stromes im Untergrunde induzierten Wirbel-
ströme und ihre magnetischen Felder.
4. Die Wirbelströme, welche von dem im Unter-
grunde zwischen den Elektroden fließenden
Strome im Untergrunde induziert werden, und
ihre magnetischen Felder.
Diese elektrischen und magnetischen Wechsel-
felder, welche elektrodynamisch voneinander ab-
hängen, bilden ein zusammengesetztes elektromagne-
tisches Feld, dessen Berechnung von Thomson,
Rüdenberg, Haberland und anderen Autoren
behandelt worden ist”). Unter Berücksichtigung
dieser Betrachtung ergeben sich sowohl für den
Bodenstrom, als auch für das magnetische Feld der
im Untergrunde wirksamen Ströme mehrere Kom-
ponenten, die stets verschiedene Phasen haben und
im allgemeinen auch verschiedenen räumlichen Ver-
lauf aufweisen, somit also elliptisch polarisierte
Strömungsfelder und magnetische Felder.
Darstellung der auftretenden
Schwingungsvorgänge. Zur Darstellung der
an den einzelnen Meßpunkten herrschenden zeitlichen
und räumlichen Schwingungsvorgänge ergeben sich
nach A mbron n?!) folgende Möglichkeiten:
1. Die Darstellung der vom Stromvektor bzw.
magnetischen Feldvektor umschriebenen Schwin-
gungsellipsen, d. h. die Bestimmung der Lage, Form
und Phasenverteilung der Schwingungsellipsen durch
(graphische oder rechnerische) Ableitung aus den Am-
plituden- und Phasenwinkelwerten der in den ein-
zelnen Meßpunkten in verschiedenen räumlichen
Richtungen gemessenen Sonden- bzw. Rahmen-
spannungen.
2. Die Darstellung von Momentanieldern, d. h. die
Bestimmung zweier linearer, die elliptische Schwin-
gung ergebender Schwingungskoniponenten, welche
gegeneinander und gegen eine Normalphase bestimmte
Phasenverschiebungen aufweisen.
Die erstgenannte Methode läßt sich durchführen,
indem entweder die Bestimmungsstücke der Schwin-
eungsellipse selbst oder aber die Amplituden und die
Phasen ihrer rechtwinkligen Komponenten dargestellt
20) Vgl. z.B. J. JıThomson, „Recent researches in3electricity
and magnetism‘‘, Oxford 1893, S. 262 bis 295; vgl. auch Som mer-
feld, Ann. d. Phys. 67, S. 234, 1899. — O. Oldenberg, Arch.
f. Elektrot. 9, S. 289, 1920, — M.’Abraham, Zeitschr. angew.
Math. u. Mech. 2, S. 109, 1922. — R. Rüdenberg, Zeitschr.
angew. Math. u. Mech. 5, S. 361, 1925; vgl. auch: R. Rüden-
berg, ETZ46, S. 1342, 1925 und ETZ 47, S. 322 und 359, 1926. —
G. Haberland, Zeltschr. angew. Math. u. Mech .'6,15. 366. 1926. —
W. Lühr, Dissertation Darmstadt 1923. — F. Reich und F. Fi-
scher, Zeitschr. f. Phys. 32, S. 327, 1925. — O. Mayr, ETZ 46,
S. 1352 und 1436, 1925. — E. Pautsch, Gerlands Beiträge zur
Geophysik 20, S. 85—98, 1928. In dieser Arbeit wird auch die
Frage der Flächen- und Tiefenausbreitung der Erdströme behandelt
und die Daten für) verschiedene Frequenzen (zwischen 50}jund
50000 Hertz) gegeben.
21),R.Ambronn, „Elektrische Bodenforschung mittelsWechsel-
strömen“, Gerlands Beiträge zur Geophysik 19, S. 5—58, 1928.
230
Wilhelm Geyger:
m — _____— —— — —— mn nr nrnn99BK
werden. Bei Sondenmessungen benötigt man zur
vollständigen Definition der Ellipse vier voneinander
unabhängige Bestimmungsstücke, und zwar
1. die Länge der großen Achse der Ellipse,
2. die Länge der kleinen Achse der Ellipse,
3. die Phase der großen Achse der Ellipse,
4. den Winkel zwischen einer Normal- (z. B. Nord-
Süd-) Richtung und der großen Achse der
Ellipse. |
Für eine Schwingungsellipse im Raume (bei Rahmen-
messungen) benötigt man zur vollständigen Definition
sechs voneinander unabhängige Bestimmungsstücke;
als solche kann man benutzen
. die Länge der großen Achse der Ellipse,
. die Länge der kleinen Achse der Ellipse,
‚ die Phase der großen Achse der Elipse,
. die Streichrichtung der Ellipsenebene,
. das Einfallen der Ellipsenebene,
. den Winkel zwischen der Streichrichtung und
der großen Achse der Ellipse.
© Die Darstellung der Strömungsfelder und magne-
tischen Felder durch Momentanfelder ist besonders
zweckmäßig, da hier alle miteinander in Beziehung
Peer E
AA D-
£,
Bild 15.
Zerlegung der Sonden- bzw. Rahmenspannung (E) in Wirkkom-
ponente (E) und Blindkomponente (E>).
gebrachten Sonden- bzw. Rahmenspannungen die
gleiche Phase besitzen und sich nur durch ihre Größe
voneinander unterscheiden. Eine für derartige Unter-
suchungen vorzüglich geeignete Darstellung ergibt
sich, wenn man die an den Sonden bzw. am Rahmen
jeweilig auftretende Spannung in zwei um 90° gegen-
cinander phasenverschobene Komponenten zerlegt,
die gegen eine Normalphase bestimmte Phasenver-
schiebungen aufweisen. Dabei ist es zweckmäßig,
diese Zerlegung so vorzunehmen, daß die beiden
Komponenten gegen die Vergleichsspannung bzw. den
Vergleichsstrom um 0° bzw. 90° in der Phase ver-
schoben sind, und den Leitungsstrom als Vergleichs-
strom zu benutzen. In diesem Falle kann man nach
Bild 15 die Sonden- bzw. Rahmenspannung E, welche
gegen den Leitungsstrom J um den Phasenwinkel o
verschoben ist, zerlegen in eine Komponente E, =
E.cos p, die mit dem Strome J phasengleich ist, und
eine gegen diesen Strom um 90° phasenverschobene
Komponente E, = E.sin o. Entsprechend der in der
Wechselstromtechnik üblichen Bezeichnungsweise
kann man die mit dem Leitungsstrome J phasen-
gleiche Komponente E, als Wirkkomponente und die
gegen diesen Strom um 90° phasenverschobene Kom-
ponente E. als Blindkomponente bezeichnen.
Werden die Komponenten E, und E, in den ein-
zelnen Meßpunkten des zu untersuchenden Gebietes
in verschiedenen räumlichen Richtungen ermittelt, so
erhält man auf graphischem oder rechnerischem Wege
die beiden Momentanfelder, welche die wahre
Spannungs- bzw. Stromverteilung bzw. die Verteilung
des magnetischen Feldes an der Erdoberfläche für die
Phasen von E, und E, darstellen. Diese Momentan-
felder werden gebildet durch die Gesamtheit aller im
ganzen Untersuchungsgebiete zur gleichen Phase (von
E, bzw. E) gehörigen Spannungsvektoren. Ent-
sprechend den obigen Bezeichnungen für E, und E:
kann man die so gebildeten Momentanfelder Wirk-
feld und Blindfeld nennen.
In jedem dieser Momentanfelder prägt sich die
elektrische Beschaffenheit des Untergrundes aus, und
zwar prägen sich elektrisch verschiedenartige Ein-
lagerungen in dem Wirk- und Blindfeld in verschie-
dener Weise aus. Durch entsprechende zeichnerische
Darstellung von Schmiegungslinien an die mit Hilfe
zweier Sonden in den einzelnen Meßpunkten er-
mittelten Richtungen größter Wirk- und Blind-
spannung (Wirkstromrichtung und Blindstromrichtung)
erhält man ein Bild der räumlichen Spannungs- bzw.
Strömungsverteilung an der Erdoberfläche für die
Phasen von E, und E.. Die Darstellungsart des
Strömungsverlaufes durch Ableitung der Momentan-
felder ist allen anderen Darstellungen vorzuziehen
und hat daher für die Praxis ganz besondere Bedeu-
tung erlangt.
Art der benutzten Kompensations-
meßverfahren. Was die zur Messung der an
den Sonden bzw. am Induktionsrahmen jeweilig auf-
tretenden Wechselspannung dienenden Kompen-
sationsmeßverfahren anbetrifft, so wird diese Spannung
kompensiert durch eine in bezug auf Amplitude und
Phase veränderbare Vergleichsspannung, welche an
einem Weclhiselstromkompensator abgenommen wird.
Die im Untergrunde auf galvanischem oder induk-
tivem Wege erregten \Wechselströme und der zur
Speisung des Wechselstromkompensators dienende
Strom werden vom gleichen Generator erzeugt, um
zu erreichen, daß die beiden gegeneinander zu kom-
pensierenden Spannungen (Sonden- bzw. Rahmen-
spannung und Vergleichsspannung) absolut gleiche
Frequenz haben. Die für vollkommene Kompensation
(vollkommene Stromlosigkeit des Sonden- bzw.
Rahmenstromkreises und des in denselben eingeschal-
teten Nullinstrumentes) bestehende Bedingung, daß
auch die Kurvenform dieser beiden Spannungen die
gleiche sein muß, ist praktisch meistens nicht erfüll-
bar, da die Kurvenformen der in der Meßanordnung
wirksamen Ströme und Spannungen im allgemeinen
mehr oder weniger verzerrt sind. Benutzt man zur
Abgleichung ein Nullinstrument, das nur auf Ströme
von der Frequenz der Grundwelle, nicht aber auf die
höheren Harmonischen anspricht (z. B. ein auf die
Grundwelle abgestimmtes Vibrationsgalvanonıeter),
so werden nur die Grundwellen der in der Meß-
anordnung wirksamen Ströme und Spannungen zur
Messung herangezogen, und das Nullinstrument zeigt
Stromlosigkeit an, wenn die Grundwellen der Sonden-
bzw. Rahmenspannung und der am Wechselstrom-
kompensator abgenommenen Vergleichsspannung
amplitudengleich und in bezug auf den Kompen-
sationskreis um 180° gegeneinander in der Phase ver-
schoben sind. Es wird dann nur die Grundwelle der
Sonden- bzw. Rahmenspannung gemessen, da die
höheren Harmonischen auf die Messung keinen Ein-
fluß haben.
Ueber die bei geoelektrischen Untersuchungen mit
Wechselstrom in der Praxis benutzten Kompen-
le
Zusammenfassender Bericht: Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
sationsmeßanordnungen sind in der Literatur nur
spärliche Angaben vorhanden, da die Schaltungen der
von den verschiedenen geophysikalischen Gesell-
schaften verwendeten Meßapparaturen von diesen
Gesellschaften geheim gehalten werden. Aus den ein-
schlägigen Patentschriften??) ergibt sich, daß wohl
allgemein das folgende, durch das schematische Bild
16 gekennzeichnete Kompensationsmeßverfahren ange-
wendet wird”). Es stellt W den zur Erregung der
Wechselströme im Untergrunde dienenden Generator
D d Z
©
FR
|
Bild 16.
Kompensationsmessanordnung bei Verwendung eines Phasen-
:schiebers,
dar, welcher durch die Leitung L mit den zur Ueber-
‚tragung der elektrischen Energie in den Boden be-
stimmten Vorrichtungen (Elektroden bzw. Leiter-
schleife) verbunden ist. Der Wechselstromkompen-
sator K, im wesentlichen bestehend aus Kompen-
sationswiderstand (z. B. Schleifdraht) M und Phasen-
schieber Ph, ist beispielsweise unter Zwischenschal-
tung eines Isoliertransformators T in die Leitung L
eingeschaltet und ermöglicht, die an den Sonden S,
und S bzw. am Rahmen ieweilig auftretenden
Wechselspannungen durch Regulieren von M und Ph
zu kompensieren, so daß das Nullinstrument N voll-
Kommen stromlos wird. Nach erfolgter Kompensation
wird die Amplitude E der Sonden- bzw. Rahmen-
spannung am Kompensationswiderstand M abgelesen,
während der Phasenwinkel œ zwischen dieser
Spannung und einer Vergleichsspannung oder einem
Vergleichsstrom, z. B. dem Leitungsstrom J, am
Phasenschieber Ph abgelesen wird.
Bei Anwendung dieses Meßverfahrens werden im
allgemeinen an allen Meßpunkten des zu untersuchen-
den Gebietes in 2 (bei Sondenmessungen) bzw. 3 (bei
Rahmenmessungen) zueinander räumlich senkrechten
Richtungen Amplitude und Phase der Sonden- bzw.
Rahmenspannung gemessen und aus den so gewonne-
nen Werten auf graphischem oder rechnerischem Wege
die oben aufgezählten Bestimmungsstücke der Schwin-
gungsellipsen ermittelt. Zur Darstellung der Momentan-
felder werden im allgemeinen mit der in Bild 16
schematisch dargestellten Kompensationsmeßanord-
nung die Amplitude E der Sonden- bzw. Rahmen-
22) Vgl. z. B. D.R.P. Nr. 464767 (14. November 1924) und
D. R. P, Nr. 469445 (12. März 1926).
=) Eine Abbildung eines für geoelektrische Untersuchungen
benutzten? „Messkarrens“ findet man bei R. Ambronn, Inter-
nationale Bergwirtschaft 2, S. 220, 1927 (dazugehörige kurze Be-
schreibung auf S. 223).
231
spannung und der Phasenwinkel œ zwischen dieser
Spannung und einer Normalphase, z. B. dem Leitungs-
strome J, gemessen und die beiden Komponenten &E,
und £» nach den Gleichungen
E, = E.cos o, E:=E.sing
berechnet oder nach einem entsprechenden graphi-
schen oder mechanischen Verfahren ermittelt.
Da ein solches Vorgehen bei der großen Anzahl
der bei geoelektrischen Untersuchungen erforder-
lichen Meßreihen bzw. Einzelmessungen sehr mühe-
voll, zeitraubend und daher unwirtschaftlich ist, und
da sich bei der Ermittlung der Komponenten E, und
E. aus den am Wechselstromkompensator abge-
lesenen Werten E und % Fehler einschleichen Können,
lat Geyxger°‘*) ein besonderes Kompensationsmeß-
verfahren ausgebildet, welches gestattet, die Wirk-
und Blindkomponente der Sonden- bzw. Rahmen-
spannung ohne Zwischenrechnung od. dgl. direkt zu
ınessen und an entsprechend geeichten Skalen der
benutzten Kompensationsmeßeinrichtung unmittelbar
abzulesen.
Der Grundgedanke der Methode ist folgender:
Benutzt man zur Kompensation der Sonden- bzw.
Rahmenspannung eine Vergleichsspannung, welche
aus zwei hintereinandergeschalteten, um 90° gegen-
einander phasenverschobenen Teilspannungen zu-
sammengesetzt ist und sorgt man dafür, daß eine dieser
Teilspannungen mit dem Leitungsstrome praktisch
phasengleich ist, so entspricht nach erfolgter Kom-
pensation die eine, mit dem Leitungsstrome phasen-
gleiche Teilspannung bezüglich Größe und Phase der
Wirkkomponente E,, während die andere, gegen den
Leitungsstrom um 90° phasenverschobene Teil-
spannung bezüglich Größe und Phase der Blindkom-
ponente E. entspricht. Die Sonden- bzw. Rahmen-
spannung selbst und ihre Phasenlage zum Leitungs-
strome ergeben sich dann aus der geometrischen
Summe bzw. aus dem Verhältnis der beiden Teil-
spannungen.
Die beiden Teilspannungen werden an einem kom-
plexen Wechselstromkompensator abgenommen,
welcher an den die Wechselströme im Untergrunde
erzeugenden Wechselstromgenerator ebenfalls ange-
schlossen wird. Als Wechselstromkompensator kann
man dabei z. B. den Larsen schen Kompensator”“)
verwenden, bei dem die eine Teilspannung durch
Schleifkontakte an einem geeichten Meßdraht abge-
griffen wird, der mit der Primärspule eines in der
Kopplung veränderlichen eisenfreien Transformators
in Reihe geschaltet ist, während die andere Teil-
spannung durch die in der Sekundärspule dieses
Transformators induzierte EMK dargestellt wird. Be-
sonders vorteilhaft ist es, bei den vorliegenden
Messungen den Gey ger schen „Schleifdraht-Wech-
selstromkompensator‘“") zu verwenden, bei dem die
beiden Teilspannungen als stetig regelbare Spannungs-
abfälle an zwei kalibrierten, mit Schleifkontakten
versehenen Meßdrähten abgegriffen werden, an
welchen zwei um 90° gegeneinander phasenver-
=) Vgl.W.Geyger, „Die Anwendung deskomplexenWechsel-
stromkompensators bei geoelektrischen Untersuchungen.“ Arch.
f. Elektrot. 23,'S. 109, 1929.
2) A. Larsen, ETZ 31, S. 1039, 1910.
2%) W. Geyger, ETZ 45, S. 1348, 1924 und Arch. f. Elektrot.
17, S. 213, 1926,
schobene Wechselspannungen von gleicher Amplitude
wirksam sind. Die Mittelpunkte der beiden Meßdrähte
sind miteinander leitend verbunden, und es lassen
sich an je zwei der vier Meßdrahthälften, die den
Achsen eines recliıtwinkligen Koordinatensystem ent-
sprechen, Kompensationsspannungen beliebiger Phase
abgreifen, so daß ohne Zuhilfenahme von Strom-
wendern beliebige Spannungen in allen vier Quadran-
ten kompensiert werden können. Die bei Kompen-
sation abgegriffenen Teilspannungen, welche den
wirksamen Meßdrahtlängen proportional sind, werden
an zwei unter den Meßdrähten angebrachten Skalen
unmittelbar abgelesen.
Die Anwendung des Schleifdraht-Wechselstrom-
kompensators bei geoelektrischen Untersuchungen
nach der beschriebenen Methode führt zu der in
Bild 17 dargestellten Meßschaltung, die sich von der
NV
7
„ Bild 17.
Kompensationsmessanordnung bei Verwendung desGeyger’schen
Schleifdraht-Wechselstromkompensators in Verbindung mit einem
Stromwandler.
bisher allgemein gebräuchlichen, in Bild 16 wieder-
gegebenen Schaltung im Prinzip nur dadurch unter-
scheidet, daß die aus dem Kompensationswiderstand
und dem Phasenschieber bestehende Kompensations-
meßeinrichtung durch den Schleifdraht-Wechselstrom-
kompensator ersetzt ist. Es stellt wieder W den zur
Erregung der Wechselströme im Untergrunde dienen-
den Generator dar und L die Leitung, welche den
Generator mit den Elektroden bzw. der Leiterschleife
verbindet. Der Schleifdraht-Wechselstromkompen-
sator K, im wesentlichen bestehend aus den beiden
Meßdrähten M, und M., die in der aus Bild 17 ersicht-
lichen Weise mit den Spulen Sp, und Sp» des (in der
Kopplung unveränderlichen) eisenfreien Transforma-
tors T, den Hilfswiderständen R,, Rə, R, und den
Stromzuführungsleitungen Z verbunden sind, ist unter
Zwischenschaltung eines Stromwandlers Ty in die
Leitung L eingeschaltet, so daß der im Kompensator
fließende Strom (Meßstrom) Jar mit dem Leitungs-
strome J praktisch phasengleich ist. Die Phasen-
abweichung des Stromwandlers beträgt bei dieser
Anordnung, wie früher gezeigt worden ist”), nur
etwa 10 min, darf also bei den vorliegenden
Val W. Geyger, Arch. f. Elektrot. 17. S. 229, 1926 und
81, S. 371, 1927.
Wilhelm Geyger:
K
-dm
i n n ——_
—
Messungen stets vernachlässigt werden.
gulieren der beiden an den Meßdrähten abgegriffenen
Teilspannungen P, und P, wird die an den Sonden
Sı und 5 bzw. am Induktionsrahmen jeweilig avi-
tretende Spannung E kompensiert, so daß das Nill-
instrument N vollkommen stromlos wird.
Das Vektorendiagramm in Bild 18 zeigt die Phasen-
verhältnisse bei dieser Messung.
ist in Anbetracht der Vernachlässigbarkeit der Strom-
wandler-Phasenabweichung mit dem Leitungsstrome
J phasengleich bzw. um 180° gegen diesen Strom
verschoben. Die am ersten Meßdraht M, abgegriffene
Teilspannung P, ist mit Jm phasengleich; die am
zweiten Meßdraht M, abgegriffene Teilspannung P.
ist gegen Jm um 90° verschoben. Da Py = V P} +P:
nach erfolgter Kompensation in bezug auf Größe und
Bild 18.
Diagramm der Ströme und Spannungen bei der Meßanordaung
nach Bild 17.
: Phase der Sonden- bzw. Ramenspannung entspricht,
so muß P, der Wirkkomponente Z,, P, der Blind-
komponente E. nach Größe und Phase entsprechen,
d. h. nach erfolgter Kompensation ist
P, = E, = E.cos g, P} = E, = E sin g.
Die Komponenten E, und E, können also an den
Durch Re-
—
Der Meßstrom Jy
en het Sa
ae ——
beiden Meßdrähten des Kompensators direkt abge-
Jesen werden.
Da es oft darauf ankommt, lediglich die relative
Verteilung der Sonden- bzw. Rahmenspannungen im
Untersuchungsgebiet zu ermitteln, so genügt es, bei
der Darstellung der Meßergebnisse die an den Kom-
pensator-Schleifdrähten bei Kompensation abge-
griffenen Meßdrahtlängen an den Meßdrahtskalen in
Millimetern abzulesen und in die Tabellen oder
Kurvenblätter einzutragen. Irgendwelche Zwischen-
rechnungen fallen fort. Die Sonden- bzw. Rahmen-
spannung selbst und ihre Phasenlage zum Leitungs-
strome ergeben sich, wie bereits erwähnt, aus der
geometrischen Summe bzw. aus dem Verhältnis der
beiden Teilspannungen. Bezüglich des exakten Mab-
stabes sei hier bemerkt, daß die beiden Teil-
spannungen P, und P, am Kompensator in elektrischen
Spannungseinheiten direkt abgelesen werden können.
Was die praktische Durchführung der eigentlichen
|
—
Kompensationsmessungen, d. h. die Abgleichung der .
Meßanordnung auf Stromlosigkeit des Vibrations-
galvanometers bzw. Telephons betrifft, so nimmt
diese Abgleichung, die hier in eigenartiger Weist
durch wechselweises Verschieben der beiden Kom-
pensator-Schleiikontakte erzielt wird, nur sehr wenig
Zeit in Anspruch und ermöglicht, längere Meßreihen
in verhältnismäßig kurzer Zeit auszuführen.
Bei Anwendung des behandelten Meßveriahren‘
wird man im allgemeinen an allen Meßpunkten des zU
untersuchenden Gebietes in 2 (bei Sondenmessunge!
bzw. 3 (bei Rahmenmessungen) zueinander räul-
———
—
(
Zusammenfassender Bericht. Die geoelektrischen Untersuchungsmethoden mit Wechselstrom.
233
. ich senkrechten Richtungen die Wirk- und Blind-
: komponente der
Sonden- bzw. Rahmenspannung
direkt messen und aus den so gewonnenen Werten in
: bekannter Weise die beiden jeweiligen Strom- bzw.
- Feldrichtungen, sowie die in diesen Richtungen wirk-
samen Höchstwerte der Wirk- und Blindspannung be-
stimmen. Sind diese Richtungen jedoch bekannt, so
- genügt es, die Wirk- und Blindkomponente in diesen
- Richtungen zu messen.
zweckmäßig sein, die Wirk- und Blindkomponente in
In manchen Fällen kann es
- einer größeren Anzahl (z. B. 6 oder 12) räumlichen
Richtungen zu messen.
Die schwedischen und schwedisch-amerikanischen
geophysikalischen Gesellschaften”) arbeiten im all-
. gemeinen mit Wechselströmen von 500 Hertz und be-
nutzen zur Ausmessung der vertikalen und horizon-
-talen Feldkomponenten
d
‘kann,
mittels Induktionsrahmen
einen von Sundberg und Lindblom konstruier-
ten Wechselstromkompensator, über dessen Aufbau
und Wirkungsweise nichts Näheres mitgeteilt wird.
Wo die Aenderung der Phasen zwischen benachbarten
Punkten so gering ist, daß sie vernachlässigt werden
gelangt eine ohne Kompensator arbeitende
Zweirahmenmethode zur Anwendung, bei
welcher die in zwei an benachbarten Punkten aufge-
. stellten Industionsrahmen induzierten EMKe durch ent-
- wähnte Dreirahmenmethode
sprechendes Verändern der Winkelstellung des einen
Rahmens zegeneinander kompensiert werden. Diese
Methode gestattet, die Intensitätsänderung des Feldes
auf sehr einfache Weise zu messen. Eine kurz er-
ist, wie die
Kompensatormethode, imstande, das wahre Verhält-
: nis der Intensität der Feldkomponenten und die zu-
gehörigen Phasenverschiebungen zwischen zwei Meß-
punkten zu ermitteln.
Eine Reihe geophysikalischer Gesellschaften ver-
zichten auf quantitative, die Phasenverhältnisse be-
. rücksichtigende Vermessungen und begnügen sich da-
mit, an den einzelnen Meßpunkten die Richtung des
. elektromagnetischen Feldes mit Hilfe eines nach allen
. Richtungen hin drehbaren Induktionsrahmens zu er-
mitteln, an den unter Zwischenschaltung eines Röhren-
. verstärkers ein Telephon als Nullinstrument ange-
. schlossen ist.
der Rahmen so eingestellt, daß das Telephon stromlos
Bei diesen Methoden wird zunächst
-wird und dann die Winkelstellung des Rahmens an
strom von 500 Hertz und galvanischer
. zuführung zum Erdboden arbeitet, wird ein um eine
- entsprechenden Winkelskalen abgelesen.
Bei der „Elbof“-Methode‘®), welche mit Wechsel-
Strom-
horizontale und eine vertikale Achse drehbarer In-
= duktionsrahmen angewendet, der über einen Ver-
50000 Hertz und
- diesem Verfahren
. stärker mit einem Nulltelephon verbunden ist.
Das mit Hochfrequenzströmen von 30000 bis
induktiver Energieübertragung
arbeitende Verfahren der Radiore Co.?°) und eine
ähnliche, von Mason?!) an-
. gegebene Methode, bei welcher Hochfrequenzströme
bis zu 60 000 Hertz und induktive Energieübertragung
. verwendet werden, benutzen einen beliebig drehbaren
. Induktionsrahmen, der über eine Verstärkervorrich-
8) K. Sundberg und A. Nordstrom, „Electrical Prospecting
: for Molybdenite at Questa, N. M. „Technical Publication Nr. 122
des American Institute of Mining and Metallurgical Engineers, 1928.
>) Vgl. z.B. W. Heine, 1.c., S. 122/123 und 154 bis 168.
tung mit einem Nulltelephon verbunden ist. Die bei
diesen Methoden zur Anwendung gelangende Sender-
spule ist — im Gegensatz zu dem oben beschriebenen
Sundbergschen Verfahren mit horizontaler
Leiterschleife — vertikal angeordnet. Dem die
Senderspule durchfließenden Hochfrequenzstrom wird
eine Schwingung von 500 Hertz zum Zwecke des
Telephonempfangs überlagert.
Die praktische Durchführung der Geländemessungen.
Der Arbeit im Gelände geht im allgemeinen eine
Prüfung der elektrischen Eigenschaften des gesuchten
Erzes und des dasselbe umgebenden Nebengesteins
voraus. Bei Bestimmung des spezifischen Wider-
standes einer Erz- oder Gesteinsprobe wird das
Probestück z.B. zwischen zwei Quecksilber-Kontakt-
flächen angeordnet und der Widerstand in einer
Brückenanordnung mit Wechselstrom gemessen. Zur
Beurteilung der Anwendbarkeit von Methoden mit
induktiver Energieübertragung zum Erdboden werden
die elektromagnetischen Eigenschaften des gesuchten
Erzes in der Weise untersucht??), daß auf oder um ein
Probestück eine wechselstromdurchflossene Spule ge-
legt wird. Die in dem Erzkörper erzeugten Wirbel-
ströme bewirken eine scheinbare Veränderung des
Ohmschen Widerstandes und der Induktivität dieser
Spule, woraus man auf die elektrischen und magne-
tischen Eigenschaften des Erzes schließen kann.
Bei der praktischen Vermessung im Gelände geht
man meistens in der Weise vor, daß man zuerst ein
quadratisches Netz von 10 oder 20 m Seitenlänge der
Quadrate auf das zu untersuchende Gelände legt und
die Quadratpunkte durch in den Boden eingetriebene
Molzpflöcke kennzeichnet. In den meisten Fällen wird
dann zunächst eine Rekognoszierungsmessung längs
Linien mit 40 bis 60 m Abstand voneinander durch-
geführt, welche den Zweck hat, die Lage von inner-
halb des Untersuchungsgebietes vorhandenen Ein-
lagerungen höherer Leitfähigkeit annähernd zu be-
stimmen. Die gefundenen Indikationen werden dann
genauer untersucht, wobei die Messungen längs Linien
mit 10 bis 20 nı Abstand voneinander ausgeführt
werden. Die Ergebnisse dieser Detailmessung werden
auf Karten zusammengestellt und der endgültigen
Auswertung zugrunde gelegt.
Die zweckmäßige Auswertung der gefundenen Er-
gebnisse ist Sache der praktischen Erfahrung. Es hat
sich, besonders in den letzten Jahren, gezeigt, daß die
systematische Entwicklung der geoelektrischen Unter-
suchungsmethoden mit Wechselstrom unter verschie-
denen geologischen Verhältnissen erfolgreich gewesen
ist und auch weiterhin die Entdeckung von Boden-
schätzen mit weitgehender finanzieller Tragweite
verspricht’).
3) J, J, Jakosky, „Operating Principles of Induktive Geo-
physical Processes“. Techn. Publ. Nr. 134 des Amer. Inst. of Min.
and Met. Eng., 1928; vgl, auch „Discussion of the Papers on
Geophysical Prospecting Presented at the New York Meeting“.
Febr. 1928, Techn. Publ. Nr. 130 des Amer. Inst. of Min. and Met.
Eng., 1928. — C. A. Heiland, 1. c., S. 119—125.
31) M. Mason, „Geophysical Exploration for Ores“, Enginee-
ring and Mining Journal 124, S. 806, 1927; vgl. auch M. Mason,
Techn. Publ. Nr. 45 des Amer. Inst. of Min. and Met. Eng., 1928.
32) Vgl. Sundberg, Lundberg und Eklund, 1. c.. S. 27
33) Eine sehr ausführliche Darstellung über die mit den ver-
schiedenen geoelektrischen Methoden bisher erzielten praktischen
Erfolge findet man in dem erwähnten Buche von C. A. Heiland
(S. 100—163), das sehr wertvolles statistisches Material enthält.
234 Patentschau.
Patentschau.
Von Carl Lübben.
Piezogesteuerte Röhrensender.
Brit. Pat. 287484 (Marconi, 21. März 1927), ver-
öffentlicht am 28. März 1929.
Die Bilder 1 und 2 zeigen piezogesteuerte Röhren-
sender, bei denen der Piezokristall P in den Kopp-
lungskreisen zwischen Anoden- und Gitterkreis ein-
un
u
m
Bild 1. Bild 2.
geschaltet ist. Parallel zu dem Piezokristall P ist ein
Neutralisationskondensator Ca geschaltet. Zwischen
Anode und Gitter liegen außerdem noch Ausgleichs-
kondensatoren Ca.
Piezoeinrichtung.
Franz. Pat. 650 367 (Lorenz, 30. März 1927), ver-
öffentlicht am 8. Januar 1929.
= Bei der in Bild 3 dargestellten Piezoeinrichtung ist
der Piezokristall P in einer Vakuumröhre unter-
gebracht. Um die Schwingungsdämpfung zu verrin-
gern, ist der Kristall zwischen Federn E gelagert, die
zugleich als Zuführungen zu den Elektroden dienen.
Die Elektroden werden durch Metallbelegungen auf
dem Kristall gebildet und zweckmäßig durch elektro-
Iytischen oder chemischen Metallniederschlag von
Kupfer oder Silber hergestellt.
Fading-Beseitigung. .
Amerik. Pat. 1719845 (Martin, 24. Februar 1927),
Pat. am 9. Juli 1929.
Bei der in Bild 4 dargestellten Empfangsanordnung
sind zwei getrennte Antennen A und B mit Empfän-
gern C und D verbunden. Die mittels des gemein-
samen Ueberlagerers Ü erzeugte Niederfrequenz wird
durch die Transformatoren T, und T. auf einen ge-
meinsamen Empfänger E übertragen. Durch den
Spannungsabfall am Widerstand R, der im Gitterkreis
der ersten Empfängerröhre des Empfängers E liegt,
wird die Lautstärke konstant gehalten. Die richtige
Einstellung der Phase erfolgt mittels des Widerstandes
zölR
am
m
E l
1 2ý}—i A
Bild 4.
W, durch den die Vormagnetisierung des Transforma-
tors T, geregelt wird.
Modulationseinrichtung.
Brit. Pat. 316 946 (Lorenz, 6. August 1928), ver-
öffentlicht am 2. Oktober 1929.
Bei der in Bild 5 dargestellten Modulationseinrich-
tung ist mit dem Generatorkreis G der Antennenkreis
A und ein Ballastkreis B gekoppelt. Durch die Modu-
lationsströme werden über die Transformatoren T,
u
und T, sowohl der Antennenkreis A als auch der
Ballastkreis B so gesteuert, daß die Belastung des
Generatorkreises @ konstant bleibt und daher Fre-
quenzänderungen nicht auftreten können.
se A
TE
m”
Bild 5.
Modulations-Schaltung.
Brit. Pat. 317 174 (lgranic, 19. Juni 1928), veröffent-
licht am 2. Oktober 1929).
Bild 6.
Bei der in Bild 6 dargestellten Anordnung zur
Modulation bei Verwendung einer Doppelgitterröhre
werden die vom Mikrophonkreis M übertragenen
= H a a A ’
Patentschau.
Modulationsströme beiden Gittern zugeführt, während
die von einem Generator G gelieferte Hochfrequenz
der Anode aufgedrückt wird. Die positive Anoden-
spannung wird dem zweiten Gitter unmittelbar und
der Anode über eine Drossel D zugeführt.
Duplex-Empiangsschaltung.
Brit. Pat. 317 095 (Dubilier, 10. August 1928), ver-
öffentlicht am 2. Oktober 1929,
Zum Empfang mehrerer Frequenzen, z. B. Musik
und Bildsignale, wird die in Bild 7 wiedergegebene
Anordnung vorgeschlagen, bei der die niederfrequen-
Bild 7.
- ten Schwingungen den Gittern a und c der Doppel-
- gitterröhren, die höherfrequenten Bildsignalschwingun-
- gen den anderen Gittern b und d aufgedrückt werden.
Rahmenantenne.
Brit. Pat. 317 215 (Montagne, 31. Juli 1928), ver-
öffentlicht am 2. Oktober 1929.
Ein Rahmenantennensystem für kurze und lange
Wellen besteht aus drei Teilen A, B, C (Bild 8, 9), von
denen ein Teil C im entgegengesetzten Sinne gewickelt
ist als die beiden anderen Teile A und B. Bei Kurz-
schaltung (Bild 8) wird nur der Teil A benutzt,
A dla
Bild 8. Bild 9.
während die beiden Teile B und C so miteinander ver-
bunden sind, daß die in ihnen induzierten Ströme sich
aufheben. Bei Langschaltung sind alle drei Teile
phasenrichtig hintereinander geschaltet (Bild 9).
Richtantennensystem.
Brit. Pat. 299 472 (Marconi, 28. Oktober 1927), ver-
öffentlicht am 18. April 1929).
In Bild 10 ist ein Richtantennensystem dargestellt,
das aus zwei Teilsystemen C und D besteht, die von
einem gemeinsamen Zuleitungssystem A, B, Z gespeist
werden. Die Anordnung ist so getroffen, daß der Ver-
bindungspunkt der Zuleitung Z zu den Leitungen A, B
verschoben werden kann. Durch diese Anordnung
kann das Phasenverhältnis und damit die Strahlrich-
235
tung des ganzen Systems in einfacher Weise geändert
werden.
Bild 10.
Elektronenröhre.
D.R.P. 483 836, Klasse 21g, Gruppe 13 (Loewe), Pat.
vom 21. April 1918, ausgegeben am 5. Oktober 1929).
Die Erfindung betrifft eine Elektronenröhre mit
zwei oder mehreren Elektronenquellen, die sich
gegenseitig beeinflussen. Eine Schaltung zur Schwin-
HE
Bild 12.
Bild 11.
gungserzeugung mit einer Röhre, die zwei Glühkatho-
den K und zwei Anoden A besitzt, zeigt Bild 11. Eine
andere Ausführungsform der Röhre zeigt Bild 12. Die
Schaltung ist dabei so getroffen, daß die Elektronen-
ströme von der Kathode 1 zur Anode 2 und von der
Kathode 3 zur Anode 4 verlaufen.
Kathode für Elektronenröhren.
D.R.P. 483 577, Klasse 21g, Gruppe 13 (Schwarz-
kopf), Pat. vom 17. Juli 1924, ausgegeben am 4. Okto-
ber 1929.
Zur Herstellung von Glühkathoden mit sehr hoher `
Elektronenemission soll ein Faden verwendet werden,
der als Grundstoff aus Molybdän besteht, dem Uran
oder Uranverbindungen einverleibt sind. Das Uran ist
in solchen Fäden im metallischen Molybdän gelöst
oder in chemischer Verbindung mit dem Molybdän
vorhanden.
Synchronisierungs-Einrichtung.
D.R.P. 484088, Klasse 21a', Gruppe 32 (Karolus),
Pat. vom 14. Juni 1928, ausgegeben am 9. Oktober
1929.
Häufig wird eine Synchronisierung dadurch herbei-
geführt, daß die Antriebsmotore aus dem gleichen Netz
betrieben werden. Bei den hohen Drehzahlen, die für
Bildübertragung oder Fernsehen erforderlich sind,
treten infolge der kleinen Frequenzen der Speisenetze
Pendelungen der Motore auf, die erhebliche Störungen
236
zur Folge haben. Erfindungsgemäß soll die niedrige
Netzfrequenz in eine höhere harmonische Frequenz
umgewandelt und diese zum Antrieb bzw. zur Syn-
chronisierung verwendet werden. Dabei kann ent-
weder für die Synchronmotore die Gesamtleistung der
Bild 13.
höheren Frequenzen entnommen werden oder auch
nur eine Teilleistung, um den Hauptmotor im Tritt zu
halten. In Bild 13 wird zum Beispiel der Hauptmotor M
mit der kleinen Frequenz und der Hilfsmotor H durch
eine höhere Frequenz gespeist, die durch den Fre-
quenztransformator F erzeugt wird.
Referate.
—_
——— DD mn 1a
Die neuesten deutschen Hochfrequenz-Patente
Klasse
Nr. und Ausgabe Lon wat
-| Gruppe tag
483 207| 21g4/10 | 2.10.29 | Kondensator
483 412| 21a4/22 | 2.10.29 | Störbefreiung beim Empfang
483 414| 2124/75 | 3.10.29 | Wellen-Umschaltvorrichtung
483 418| 21c/56 | 2.10.29 | Hochohm - Flüssigkeitswiderstand
*483 517| 21g/13 | 2.10.29 | Gitter für Elektronenröhren
483 518| 21g/24 | 3.10.29 | Medizinisches Hochfrequenzgerät
483 577| 21g/13 | 4.10.29 | Glühkathode E
483 787| 21a4/29 | 8.10.29 | Empfangseinrichtung
483 787| 21c/54 |10. 10.29 | Regelwiderstand
483 827| 21a4/29 | 8.10.29 | Empfangseinrichtung
*483 836| 21g/13 | 5.10.29 | Elektronenröhre
483 947; 21g/12 | 5.10.29 | Glimmröhre
483 948| 21g/13 | 9.10.29 | Herstellung von Oxydkathoden
483 981| 21g/31 |10. 10.29 | Magnetisches Material
484 031| 21a?/5 |10.10.29 | Mikrophon
484 033| 21a?/25 | 9.10.29 | Schalltrichter für Lautsprecher
*484 088| 2lal/32 | 9.10.29 | Synchronisierungsvorrichtung
484 186| 21g/10 [10.10.29 | Feineinstellung
11.10.29 | Flachspule
484 261| 212/68
Die mit * bezeichneten Patente sind in diesem Helt aus
führlicher referiert.
Referate.
F. E. Terman. Prinzipielle Fragen der
Gittergleichrichtung. (Some principles of
grid-leak grid-condenser detection.) Proc. Inst. Radio
Eng. 16, 1384—1397, 1928.
l. Bei der üblichen Anordnung für Gittergleich-
richtung (Bild 1) ist die Wirkung die, daß der Gitter-
Bild 1.
strom außer der Hochfrequenzkomponente eine Kom-
ponente č, erhält, die durch den Amplitudenverlauf der
Hochfrequenzschwingungen bestimmt ist. Es ist also
eine Gleichstromkomponente, wenn die Hochfrequenz-
schwingung konstante Amplitude hat. Dazu kommen
Niederfrequenzströme, wenn die Amplitude der Hoch-
frequenzschwingung mit niederfrequenter Periode sich
ändert. Diese Gleichstrom- bzw. Niederfrequenz-
komponente läßt sich nun nach einem Satz von
Carson darstellen als hervorgerufen durch einen
Gleichstrom- bzw. Niederfrequenzgenerator Ær, den
man sich nach dem Schema von Bild 2 eingeschaltet
denken muß.
Für die EMK dieses Generators gilt:
a) Ist die Hochfrequenzschwingung eine un-
gedämpfte, unmodulierte von der Form ês =E£; sin wt,
so ist :
Er=8j20.
b) Besteht der Hochfrequenzstrom aus der Ueber-
lagerung von zwei ungedämpften Schwingungen mit
etwas verschiedener Frequenz, ist er also von der
Form
es =E,sin2rf, t+ Essin (2 n fat+ o)
so besteht Z, aus zwei Teilen, einer Gleichstrom-
komponente
E, =E oos [2a — fa t— ol
E, = (E2 + E/20
und einer Niederfrequenzkomponente von der Fre-
quenz fı—/. von der Form
Bild 2,
c) Ist die Hochfrequenz eine modulierte Schwingun
ês = Em(l +Ksingt) sin w t,
so entstehen in Æ, drei Komponenten, eine N
stromkomponente Zr, eine Komponente Zrı von &
Modulationskreisfrequenz q und endlich eine Komp?
)
m
pires
Referate.
aaaea aaa a aiea aI
maene ea
nente Zr, von der doppelten Modulationskreisfrequenz,
und zwar ist
Een? (1 3a Bhe. 5
En -singt
K En
E, = 4, ‘cos 2 gt.
In dieser Zusammenstellung und in Bild 2 bedeutet
R,=d o den dynamischen Gitterwiderstand,
“012R Ar av das, was der Verfasser „detector vol-
- tage constant“ nennt, d. h. einen Ausdruck, für den die
` Krümmung der Z%_| E, Charakteristik maßgebend ist
.- und von dem die Gleichrichtwirkung abhängt.*) Die
ee
: Kapazität C,’ in Bild 2 ist die „wirksame“ Kapazität
zwischen Gitter und Glühfaden der Röhre. Diese
Kapazität hängt nicht nur von der Frequenz, sondern
auch von der Impedanz des Anodenkreises ab. Da
Cy parallel zum Gitterkondensator C liegt, so ist die
.. Wirkung eine Vergrößerung von C.
Den Vorteil der gewählten Darstellung (Einführung
von £,) sieht man aus folgendem Beispiel. Es sei
gesucht die Aenderung (AV,) der Gitterspannung,
wenn man auf die Anordnung eine modulierte Hoch-
frequenzschwingung wirken läßt. Entsprechend den
drei Komponenten Er, Emn und Er, (siehe oben)
besteht dann die Aenderung der Gitterspannung eben-
falls aus drei Komponenten, und zwar gilt für jede
dieser drei Komponenten
AVgo= Eros" ZoftRg + Ze); A Vg en Zul (R+ 2);
Vo= o ZAR +2
wenn Zo Zı, Za die Impedanz (bzw. a Widerstand)
der Verzweigung CR in Bild 2 bezeichnet, und zwar
für die betreffenden Komponenten von E,, d. h. also Zo
den Widerstand der Verzweigung für Gleichstrom,
HV RIB
Bild 3.
Z, die komplexe Impedanz der Verzweigung für die
Modulationsfrequenz etc. Die Wirkung im Anoden-
kreis erhält man dann durch die Ueberlegung, daß
eine Aenderung der Gitterspannung A V} im Anoden-
kreis dieselbe Stromänderung hervorruft, wie eine
Aenderung der Anodenspannung um den Betrag
uA Vy (u = Verstärkungsfaktor).
2. Um dieses Verfahren anwenden zu können,
braucht man die zwei Röhrenkonstanten R, und vy.
Zu ihrer Messung dient die Brückenanordnung von
*) Praktischer würde es wohl gewesen sein, den reziproken
Wert einzuführen.
237
Bild 3. In ihr ist P, und P. je ein Spannungsteiler,
und zwar P, einer für größere Aenderung der Span-
nung, P, ein solcher für Feineinstellung. Die Span-
nung P, kann durch den Schalter S, kurz geschlossen
werden. Diese Spannungsteiler mit ihren Spannungs-
messern V, und V, haben den Zweck, zwischen Gitter
und Glühfaden eine genau bekannte und fein einregel-
' bare Spannung zu legen. Um R, für eine bestimmte
. Gitterspannung zu bekommen, stellt man diese Span-
nung ein und ändert dann die Widerstände R, Rz, R;
und event. auch C, so, daß das Telephon keinen Ton
Dann ist einfach R, =R, Fr Die
2
Detektorkonstante v erhält man auf folgende Weise.
Mit Spannungsteiler P, wird die Spannung V, an das
Gitter gelegt, für die man die Detektorkonstante
wissen will; der Gitterwiderstand für diese Spannung
mehr gibt.
+70
0 +04 +06 +08
Öiterspennung
Bild 4.
ergab sich zu R,. Dann wird mit Hilfe von P, die
Gitterspannung einmal nach oben (V,—+4AV,), dann
nach unten (V/,—4AV,) um denselben Betrag ge-
ändert und die dazugehörigen Werte des Wider-
standes von R,, Ry und Ry , gemesen. Dann ist
die Detektorkonstante
Ry o]
_ dRo) __
2 Rollayı) =2R (gay,
Als Beispiel für die Ergebnisse solcher Messungen
ist in Bild 4 das Resultat für eine Röhre 201 A wieder-
gegeben.
3. Bezüglich der Größe des Gitterkondensators C
und des Ableitungswiderstandes R führt der Verfasser
folgendes aus. Die Größe des Gitterkondensators ist
ein Kompromiß zwischen zwei einander entgegen-
stehenden Bedingungen. Er sollte möglichst groß
sein, um der Hochfrequenz eine möglichst kleine Reak-
a zu bieten; die Spannung am Gitter ist ungefähr
C Fe mal der EMK, die auf den Gitterkreis wirkt.
Auf der anderen Seite sollte er klein sein, damit für die
Niederfrequenzkomponente von Æ, die Reaktanz mög-
lichst groß wird. Der Verfasser empfiehlt den Gitter-
kondensator C ungefähr 10 mal so groß wie Cg, die
Kapazität der Röhre zwischen Gitter und Glühfaden
für Hochfrequenz, zu machen. Das gibt Gitterkonden-
satoren von der Größenordnung 150—250 uuF. Ist
diese Kapazität einmal gewählt, so erhebt sich die
‘ der besten Gittervorspannung Æg,
238 | Referate.
Frage des besten Ableitungswiderstandes R und auch
von der der
Wert Ry bei einer bestimmten Röhre abhängt. Die
Bedingungen liegen verschieden, ie nachdem es sich
um Telegraphie oder um Telephonie handelt. Im ersten
Fall wird eine ganz bestimmte Niederfrequenz, z. B.
1000/sec, hergestellt; bei der Telephonie ist die Auf-
gabe, Frequenzen zwischen 100 und ca. 5000/sec mög-
lichst verzerrungsfrei aufzunehmen.
Man sollte die Vorspannung so wählen, daß der
Gitterwiderstand R, geringer ist als die Impedanz der
Verzweigung CR (Bild 2). Dann ist die Spannung an
der Röhre nie viel kleiner als die EMK Er, von der
eben die Rede war; die Frequenzabhängigkeit der
Impedanz von CR spielt dann keine Rolle. Bezüglich
`
&7 4
I
I
Š
Sp (EG =+0065) | III
YM N
NS
304
SN
m \
So nn >
a E =+40565, jj
E77 000 10,000
Modulatiors Frequenz
Bild 5.
des Ableitungswiderstandes R besteht die Bedingung,
er sollte so groß sein, daß durch ihn nicht ein großer
Teil der Hochfrequenzenergie im Gitterkreis auf-
gezehrt wird, aber auch nicht so groß, daß die hohen
Niederfregquenzkomponenten beim Empfang schlecht
herauskommen. Die Verhältnisse ergeben sich amı
besten aus dem Bilde 5, das sich auf dieselbe Röhre
wie Bild 4 bezieht. Es zeigt, wie stark die Ver-
zerrung in denienigen Fällen ist, in denen die Aende-
rung der Gitterspannung bei niederen Frequenzen be-
sonders groß ist. J. Zenneck.
A. H. Davis und T. S. Littler. Der Durchgang
des Schalls durch schwingungsfähige
Scheidewände von verschiedenem Ma-
terial. (The transmission of sound through par-
titions. II. Vibrating partitions.) Aus dem Nat. Phys.
Lab. in Teddington. Phil. Mag. (7) 7, 1050—1062, 1929.
Die Arbeit ist eine Fortsetzung einer früheren
(Phil. Mag. (7) 3, 177, 1927). Es werden alle möglichen
schwingungsfähigen Materialien von einem Stück
Papier bis zu einer Ziegelsteinwand untersucht. Die
Anordnung ist die, daß zwei Zimmer durch eine nicht
schalldurchlässige Wand getrennt sind, in der eine
Oeffnung von ca. 150 X 120 cm ausgespart ist. Diese
ist mit dem zu untersuchenden Material bedeckt.
In dem einen Zimmer befindet sich die Schallquelle
(Röhrengenerator mit Lautsprecher), dessen Schall-
wellen schief auf die Oeffnung auffallen. Im anderen
Zimmer ist das Aufnahme - Mikrophon mit seinen
Nebenapparaten zur Messung der Schallintensitāt.
Ein Vergleich der Intensität mit offenem und bedeck-
tem Fenster gibt die Absorption des zur Bedeckung
der Oeffnung benützten Materials.
Der schiefe Auffall der Schallstrahlen auf die Oeff-
nung und ebenso die Bedeckung der Wände im
Sendezimmer mit schallabsorbierendem Material hat
den Zweck, für die auffallenden Schallstrahlen defi-
nierte Verhältnisse zu schaffen, die nicht vorhanden
sein würden, wenn die Reflexion an den Wänden
oder auch an dem Material in der Oeffnung eine Rolle
spielen könnte. Nicht selbstverständlich ist, daß bei
der gewählten Anordnung 'nach den Versuchen der
Verfasser die Schallstrahlen, die das schwingungs-
fähige Material in der Oeffnung durchsetzt haben, ihre
Richtung nicht erheblich ändern, d. h. in dem Auf-
nahmezimmer sich als ein ziemlich gut begrenztes
Schallstrahlenbündel fortsetzen.
Bei solchen Messungen besteht die Schwierigkeit,
daß man an den verschiedenen Stellen des Empfangs-
raums infolge von Interferenzen sehr starke Inten-
sitätsunterschiede bekommt. Es wurde in dreierlei
Weise versucht, diese Schwierigkeit zu umgehen:
1. indem man den Mittelwert aus Messungen an ver-
schiedenen Stellen des Schallstrahls bildete, 2. indem
man das Aufnahme-Mikrophon mit Schnüren an der
Decke aufhing und in der Richtung des Schallstrahls
hin- und herpendeln ließ und 3. indem man die Fre-
quenz der Schallquelle periodisch änderte.
Bezüglich der Zahlenwerte, die sich bei 27 Mate-
rialien in dem Frequenzgebiet zwischen 300 und
1600/sec ergaben, muß auf die Originalarbeit ver-
wiesen werden. J..Zenneck.
Fitaro Yokoyama und Tomozo Nakai. Feld-
stärkenmessungen von Großstationen.
(The measurements of the field intensities of some
high-power long-distance radio stations.) Res. of the
Electr. Labor. Tokyo. Nr. 229, Teil I, Juni 1928;
Nr. 233, Teil II, Juli 1928; Nr. 238, Teil III, September
1928; Nr. 258, Teil IV, April 1929.
Die Hefte enthalten Messungen von Empfanegsield-
stärken folgender Stationen:
Teil I. Bolns 4 =
(2 = 19100 m).
Teil II. Malabar (A = 15 600 m), Palao (å — 10 000m),
Rugby (å = 18740 m).
13100 m), Bordeaux
Teil II. Kahuku (A = 16975 m), Pearl Harbor
(2 = 10500 m), Saigon (A, } = 16200 m: B.
Teil IV. Warschau A = 18280 m), Teneriffa
(2 = 15800 m), Monte Grande (} = 12700 m).
Die Messungen erfolgten in Isohama Town, 100km
nordöstlich von Tokyo. In den Tabellen sind außer
den Werten für die Empfangsfeldstärken und für die
Stromstärke in der Sendeantenne Werte für atmo-
sphärische Störungen (getrennt nach „grinders“ und
„clicks“) sowie meteorologische Daten (Temperatur,
Luftdruck, Feuchtigkeit) für Sende- und Empfangsort
für je 10 Tage der Monate Oktober 1926 bis Januar
1928, und zwar für ie 2 Tageszeiten aufgeführt.
Monatsmittel sämtlicher Werte für die 2 Beobach-
tungszeiten sind außerdem noch in Kurven wiceder-
gegeben. E. Mauz.
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N e t Z a n O d e anode ausführlich begutachtet. Im nachstehenden geben wir aus-
zugsweise einige Hauptpunkte des Gutachtens bekannt:
Modell 1930 í > Das NelzanschiuRgerat wurde mit verschiedenen Dreirohr-
a Ortsempfängern, sowie mit einem hochwertigen Neutrodyne-Fern-
empfänger erprobt .
Die Aufstellung und Einregulierung dieser Netzanode ist
denkbar einfach, da lediglich die genau bezeichneten Anschluß-
kontakte an Stelle einer Trockenelementbatterie gestöpselt zu
werden brauchen...
Während der Sendung von Sprache und Musik war der
Netzton überhaupt nicht bemerkbar... ..
. Die Leistung des Netzanschlußgerätes bei sauberer Wieder-
gabe von Rundfunkempfang ist somit dem heutigen Stande der
Technik entsprechend recht erheblich ..... .
. Die geschmackvolle Ausführung der räumlich sehr klein
x bemessenen Netzanode, welche überall leicht aufgestellt werden
| | kann, verbunden mit dem verhältnismäßig niedrigen Verkaufs-
T H i reise, lassen diese Netzanschlußausführung besonders berufen
für Gleichstrom RM. 32,00 en die Rundfunkwiedergabe, insbesondere bei Verwendung
l moderner, hochwertiger Lautsprecher wesentlich zu verbessern.
73 Wechselstrom RM. 39,50 Im übrigen hat das mir zur Erprobung übergebene Modell
ohne Röhre eine Kurzschlußgefahr nicht gezeigt . . ..
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Die Zusammenfassung dieser drei Teile in einen Band ist ein sehr
glücklicher Gedanke, und da die drei Autoren das Gebiet selbst, zum
Teil bahnbrechend, gefördert haben, so ist ein Werk entstanden,
das jedem rückhaltlos empfohlen werden kann, der in
diese Fragen tiefer eindringen will.
Elektrische Nachrichten-Technik.
This volume of the Handbuch will be found to be of great
value to anyone who is interested in the science or in the art of
making or using vacuum tubes. The authors have made valuable
contributions to the respective fields which they review.
The Physical Review.
The book is an excellent treatise and a general work of re
ference upon the subjects in question and the authors are tc be
commended for their compilation and critical treatment of the subjects
matter presented therein.
Journal of the Franklin Institute.
Akademische Verlagsgesellschaft m. b. H., Leipzig
Schlossgasse 9
M. Krayn, lVerlansbuchbandlung für technische Literatur, Berlin W 10
Von
Dr. Heinrich Wigge
Professor für Physik und Funkentelegraphie am Friedrichs-Polytechnikum Köthen-Anh.
I. TEIL
Die konstruktiven und theoretischen Grundlagen für den Selbstbau von Rundfunkempfängern
Mit 563 Abbildungen. -
Preis gebunden 15 RM.
1. TEIL
Die physikalischen Grundlagen,
die Konstruktion und die Schaltung von Spezialempfüngern für den Rundfunk
Mit 416 Abbildungen.,
Preis gebunden 12 RM.
Beide Teile zusammen 25 RM.
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ein erstklassiges Pa anIer In Platten
Rohren und Formstücken in den verschie-
densten Ausführungen, für viele Zwecke
der Radlotechnik bestens geeignet.
Glimmerplatten
für Kondensatoren,
Jarostrat
Drähte und Litzen In bellebigen Längen mit
dichtaufsitzendem öÖllackiertem Gewebe.
Oelschläuche
sogenannte Bouglerohre.
- Ausgleichskondensatoren.
Normaleinheiten bis zu 5 Mikrofarad bel
12 000 Volt Betriebsspannung in kräftigen
.Eisenkästen für mittlere und große Sende-
stationen.
Kopplungskondensatoren.
für leltungsgerichtete Telephonie In Hoch-
und Höchstspannungsnetzen.
50 Jahre 1929
1879 Jaroslaws
erste Glimmerwarenfabrik in Berlin,
Berlin-Weissensee, Lehderstr. 34/5.
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Drehkondensator
mit festem Dielektrikum
in allen Kapazitäten von 25 cm bis 10000 cm
Einfaches System mit stromführender Achse
Doppelplätten-System mit stromloser Achse
Mittellinie
Gerade Kennlinie
.-RITSCHER G. M. B. H.
Berlin S 59, Gräfestraße 71
Fernruf: F6 Baerwald 2571
Der Fachmann weiß:
für `. Typ: H00/50 W. RM 7.30
feine Sz00/100 W. RM 10,35
(gebogen oder
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Berlin W 10
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drahtlosen Telearapnie ||
und Telephonie
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QUALITÄTS-SPEZIALMOTORE
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ISTÄNDIGE FUNK SENDE-
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HOCHFREQUENZ-SCHMET |
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Für den Gebrauch
in den
Laboratorien
Induktions-
Meßbrücken
und Prüfräumen Kapazitäts-
der Hoch- Meßbrücken
frequenztechnik Wellenmesser
Handlich und Frequenzmesser
transportabel Präzisions-
SSielle Drehkondensat
Bedienbarkeit SPPON
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Meßbrücke zur Messung von Induktivitäten und Kapazitäten Type LS 10
Meßbereich: Selbstinduktion 0,00001 '/.0,1 Henry
Kapazität: 0,000,1/.1,0 uF
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FiRdie'Schriftieitüng verantwortlich: Privatdozent Dr, EP MAUZ. Frankfürta. M. ‚Für den Anzeigentell verantwortlich S Walther Ze Ten
Für die Schriftleitung verantwortlich: Priv atdo Dr. E.Ma Frankfurta. M. „Für den Anz eil verantwortlich: Walther Ziegler, Pr
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